JP2002344410A - Ofdm modulator - Google Patents
Ofdm modulatorInfo
- Publication number
- JP2002344410A JP2002344410A JP2001142097A JP2001142097A JP2002344410A JP 2002344410 A JP2002344410 A JP 2002344410A JP 2001142097 A JP2001142097 A JP 2001142097A JP 2001142097 A JP2001142097 A JP 2001142097A JP 2002344410 A JP2002344410 A JP 2002344410A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- ofdm
- filter
- transmission
- subcarriers
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重化伝送(OFDM:Orthogonal Frequency Division
Multiplexing)方式によるデジタル放送等に適用される
OFDM復調装置に関する。The present invention relates to orthogonal frequency division multiplexing transmission (OFDM).
The present invention relates to an OFDM demodulator applied to digital broadcasting by a multiplexing method.
【0002】[0002]
【従来の技術】近年、デジタル信号を伝送する方式とし
て、直交周波数分割多重方式(OFDM:Orthogonal F
requency Division Multiplexing)と呼ばれる変調方式
が提案されている。このOFDM方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波(サブキャリア)を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、PSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadratu
re Amplitude Modulation)によりデジタル変調する方
式である。2. Description of the Related Art In recent years, as a system for transmitting digital signals, an orthogonal frequency division multiplexing system (OFDM) has been proposed.
A modulation method called "requency division multiplexing" has been proposed. In this OFDM system, a number of orthogonal subcarriers (subcarriers) are provided in a transmission band, data is allocated to the amplitude and phase of each subcarrier, and PSK (Phase Shift Keying) and QAM (Quadraturtu
This is a method of performing digital modulation by reamplitude modulation.
【0003】このOFDM方式は、多数のサブキャリア
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア1波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このOFDM方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このOFDM方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、OFDM方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うIFFT(Inverse Fast Fouri
er Transform)演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うFFT(Fast Fourier Transform)演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。In this OFDM system, since the transmission band is divided by a large number of subcarriers, the band per subcarrier wave becomes narrow and the modulation speed becomes slow, but the total transmission speed is different from that of the conventional modulation system. There is no feature. Further, the OFDM scheme has a feature that the symbol rate is reduced because a large number of subcarriers are transmitted in parallel. Therefore, in the OFDM system, the time length of the multipath relative to the time length of the symbol can be shortened, and multipath interference is reduced. Further, in the OFDM method, data is allocated to a plurality of subcarriers, so that IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) that performs inverse Fourier transform during modulation is performed.
An er Transform operation circuit and an FFT (Fast Fourier Transform) operation circuit for performing a Fourier transform at the time of demodulation can be used to configure a transmission / reception circuit.
【0004】以上のような特徴からOFDM方式は、マ
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に
適用することが広く検討されている。このようなOFD
M方式を採用した地上波デジタル放送としては、例え
ば、ヨーロッパではDVB−T(Digital Video Broadc
asting-Terrestrial)という規格が提案され、日本では
ISDB−T(Integrated Services Digital Broadcas
ting -Terrestrial)といった規格が提案されている。[0004] From the above characteristics, the OFDM system is widely studied for application to terrestrial digital broadcasting which is strongly affected by multipath interference. Such OFD
As terrestrial digital broadcasting employing the M system, for example, in Europe, DVB-T (Digital Video Broadc
A standard called asting-Terrestrial was proposed, and in Japan ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcas)
ting-Terrestrial) has been proposed.
【0005】OFDM方式による送信信号は、図4に示
すように、OFDMシンボルと呼ばれるシンボル単位で
伝送される。このOFDMシンボルは、送信時にIFF
Tが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効
シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされた
ガードインターバルとから構成されている。このガード
インターバルは、OFDMシンボルの前半部分に設けら
れている。例えば、DVB−T規格(2Kモード)にお
いては、OFDMシンボル内に、2048本のサブキャ
リアが含まれている。また、有効シンボル内の2048
本のサブキャリアのうち、1705本のサブキャリアに
データが変調されている。また、ガードインターバル
は、有効シンボルの例えば1/4の時間長の信号とされ
ている。[0005] As shown in FIG. 4, a transmission signal according to the OFDM scheme is transmitted in a symbol unit called an OFDM symbol. This OFDM symbol is used as an IFF
An effective symbol, which is a signal period in which T is performed, and a guard interval in which a waveform of a part of the latter half of the effective symbol is copied as it is. This guard interval is provided in the first half of the OFDM symbol. For example, in the DVB-T standard (2K mode), 2048 subcarriers are included in an OFDM symbol. Also, 2048 in the effective symbol
Data is modulated on 1705 subcarriers among the subcarriers. The guard interval is a signal having a time length of, for example, 1 / of the effective symbol.
【0006】また、各サブキャリアに対する変調方式と
してQAM系の変調を用いるOFDM方式においては、
伝送時にマルチパス等の影響により各サブキャリア毎に
異なるひずみが生じると、各サブキャリア毎の振幅及び
位相の特性が異なるものとなってしまう。そのため、受
信側では、各サブキャリア毎の振幅及び位相が等しくな
るように、受信信号を波形等化をする必要がある。OF
DM方式では、送信側で伝送信号中に所定の振幅及び所
定の位相のパイロット信号を伝送シンボル内に散在させ
ておき、受信側でこのパイロット信号の振幅及び位相を
監視することで、伝送路の特性を求め、この求めた伝送
路の特性により受信信号を等化するようにしている。伝
送路の特性を算出するために用いられるパイロット信号
のことをスキャッタードパイロット信号(SP)信号と
呼ぶ。In an OFDM system using QAM-based modulation as a modulation system for each subcarrier,
If different distortion occurs for each subcarrier due to the influence of multipath or the like during transmission, the characteristics of the amplitude and phase for each subcarrier will be different. Therefore, on the receiving side, it is necessary to equalize the waveform of the received signal so that the amplitude and phase of each subcarrier become equal. OF
In the DM system, a pilot signal having a predetermined amplitude and a predetermined phase is scattered in a transmission symbol in a transmission signal on a transmission side, and the amplitude and phase of the pilot signal are monitored on a reception side, so that a transmission path is controlled. The characteristics are determined, and the received signal is equalized based on the determined characteristics of the transmission path. The pilot signal used to calculate the characteristics of the transmission path is called a scattered pilot signal (SP) signal.
【0007】図5に、DVB−T規格やISDB−T規
格で採用されているSP信号のOFDMシンボル内にお
ける配置パターンを示す。FIG. 5 shows an arrangement pattern of an SP signal in an OFDM symbol adopted in the DVB-T standard or the ISDB-T standard.
【0008】DVB−T規格やISDB−T規格では、
サブキャリア方向(周波数方向)に12本のサブキャリ
アに1本の割合でBPSK変調されたSP信号が挿入さ
れている。さらに、DVB−T規格やISDB−T規格
では、SP信号の挿入位置をOFDMシンボル毎に3サ
ブキャリアずつ周波数方向にシフトさせている。その結
果、OFDMシンボル方向(時間方向)の同一のサブキ
ャリアに対して、4OFDMシンボルに1回の割合でS
P信号が挿入されることとなる。In the DVB-T standard and the ISDB-T standard,
In the subcarrier direction (frequency direction), BPSK-modulated SP signals are inserted at a rate of one per 12 subcarriers. Further, in the DVB-T standard and the ISDB-T standard, the insertion position of the SP signal is shifted in the frequency direction by three subcarriers for each OFDM symbol. As a result, for the same subcarrier in the OFDM symbol direction (time direction), S is applied once every four OFDM symbols.
The P signal will be inserted.
【0009】このようにDVB−T規格やISDB−T
規格では、SP信号を空間的に散在させた状態でOFD
Mシンボルに挿入し、本来の情報に対するSP信号の冗
長度を低くしている。As described above, the DVB-T standard and the ISDB-T
According to the standard, the OFD signal is
It is inserted into M symbols to reduce the redundancy of the SP signal with respect to the original information.
【0010】ところで、このSP信号を用いて伝送路の
特性を算出する場合、SP信号が挿入されたサブキャリ
アに対してはその特性を特定することはできるが、それ
以外のサブキャリア即ち本来の情報が含まれているその
他のサブキャリアに対しては、その特性を直接的に算出
することはできない。そのため、受信側では、2次元補
間フィルタを用いてSP信号をフィルタリングすること
により、本来の情報が含まれている他のサブキャリアの
伝送路の特性を推定している。When the characteristics of the transmission path are calculated using the SP signal, the characteristics can be specified for the subcarrier in which the SP signal is inserted, but the other subcarriers, ie, the original subcarriers, can be specified. The characteristics of other subcarriers containing information cannot be directly calculated. Therefore, the receiving side estimates the characteristics of the transmission path of another subcarrier including the original information by filtering the SP signal using a two-dimensional interpolation filter.
【0011】通常、2次元補間フィルタを用いた伝送路
特性の推定処理は以下のように行われる。Normally, the processing of estimating transmission path characteristics using a two-dimensional interpolation filter is performed as follows.
【0012】伝送路特性の推定処理を行う場合、まず、
受信したOFDM信号から、情報成分を取り除き、図5
に示した位置に挿入されたSP信号のみを抽出する。When performing the process of estimating transmission line characteristics, first,
The information component is removed from the received OFDM signal, and FIG.
Only the SP signal inserted at the position shown in FIG.
【0013】続いて、図6に示すように、抽出したSP
信号を時間方向の補間フィルタに入力して時間方向補間
処理を行い、各OFDMシンボル毎に、SP信号が配置
されているサブキャリアの伝送路特性を推定する。その
結果、図7に示すように、全てのOFDMシンボルに対
して、周波数方向に3サブキャリア毎、伝送路特性を推
定することができる。Subsequently, as shown in FIG. 6, the extracted SP
The signal is input to a time-direction interpolation filter to perform time-direction interpolation processing, and for each OFDM symbol, the transmission path characteristics of the subcarrier in which the SP signal is arranged are estimated. As a result, as shown in FIG. 7, the transmission path characteristics can be estimated for every three subcarriers in the frequency direction for all OFDM symbols.
【0014】続いて、図8に示すように、時間方向に補
間したSP信号を周波数方向の補間フィルタに入力して
周波数方向補間処理を行い、OFDMシンボル内の全サ
ブキャリアの伝送路特性を推定する。その結果、受信し
たOFDM信号の全てのサブキャリアに対して、伝送路
特性を推定することができる。Subsequently, as shown in FIG. 8, the SP signal interpolated in the time direction is input to an interpolation filter in the frequency direction to perform interpolation processing in the frequency direction, thereby estimating the channel characteristics of all subcarriers in the OFDM symbol. I do. As a result, transmission path characteristics can be estimated for all subcarriers of the received OFDM signal.
【0015】ここで、補間処理を行う場合、一般的にフ
ィルタの減衰特性や遷移特性を向上させるため、フィル
タのタップを多くすることが望ましい。しかしながら、
OFDM信号の伝送路特性の推定を行う場合、時間方向
の補間処理にタップ数が多いフィルタを用いると、遅延
線の遅延量が非常に大きくなってしまい実装が困難とな
ってしまう。このような実装上の理由から、OFDM信
号の伝送路特性の推定を行う場合には、時間方向フィル
タに、ハードウェア規模の小さい1段の0次ホールドフ
ィルタが用いられるのが一般的である。Here, when performing the interpolation processing, it is generally desirable to increase the number of filter taps in order to improve the attenuation characteristics and transition characteristics of the filter. However,
When estimating the transmission path characteristics of an OFDM signal, if a filter having a large number of taps is used in the interpolation process in the time direction, the delay amount of the delay line becomes extremely large, and mounting becomes difficult. For such mounting reasons, when estimating the transmission path characteristics of an OFDM signal, it is common to use a one-stage zero-order hold filter with a small hardware scale as the time direction filter.
【0016】0次ホールドフィルタは、図9に示すよう
に、実際に抽出されたSP信号の値を3OFDMシンボ
ル分ホールドして出力する。すなわち、実際に受信され
たSP信号を、続く3つのOFDMシンボルの推定値と
して出力する。As shown in FIG. 9, the zero-order hold filter holds the value of the actually extracted SP signal for three OFDM symbols and outputs the result. That is, the SP signal actually received is output as an estimated value of the following three OFDM symbols.
【0017】一方、OFDM信号の周波数方向の補間処
理を行う場合は、時間方向と比較して遅延線の遅延量が
小さい。そのため、時間方向フィルタよりもタップ数が
多いフィルタを用いて、減衰特性や遷移特性を向上させ
ることができる。On the other hand, when performing interpolation processing in the frequency direction of the OFDM signal, the delay amount of the delay line is smaller than in the time direction. Therefore, it is possible to improve the attenuation characteristic and the transition characteristic by using a filter having a larger number of taps than the time direction filter.
【0018】21タップのFIRフィルタによって周波
数方向フィルタを実現した場合の構成例を図10に示
す。図10に示すFIRフィルタ200は、第1から第
20の20個の遅延素子201〜220と、0番目から
20番目の21個の乗算器230〜250と、加算器2
51とから構成される。FIG. 10 shows a configuration example in which a frequency direction filter is realized by a 21-tap FIR filter. The FIR filter 200 shown in FIG. 10 includes first to twentieth twenty delay elements 201 to 220, zeroth to twentieth twenty-one multipliers 230 to 250, and an adder 2
51.
【0019】このFIRフィルタ200には、入力信号
として、3サブキャリア間隔で伝送路特性が推定された
信号が、時間方向フィルタから周波数方向(サブキャリ
ア方向)に順次入力される。なお、伝送路の特性が推定
されていない部分(時間方向補間フィルタにより推定さ
れていない部分)では、0が入力される。To the FIR filter 200, signals whose transmission path characteristics are estimated at three subcarrier intervals are sequentially input from the time direction filter in the frequency direction (subcarrier direction) as input signals. Note that 0 is input to the portion where the characteristics of the transmission path are not estimated (the portion where the characteristics are not estimated by the time direction interpolation filter).
【0020】第1の遅延素子201は、入力信号を1タ
イミング分遅延させる。第2の遅延素子202は、第1
の遅延素子201の出力信号をさらに1タイミング分遅
延させる。第3の遅延素子203は、第2の遅延素子2
02の出力信号をさらに1タイミング分遅延させる。以
後、各遅延素子204は、直前の遅延素子の出力信号を
1タイミング分遅延させる。すなわち、各遅延素子20
1〜120からは、1〜20タイミング分遅延された遅
延信号が出力される。また、0番目の乗算器230は遅
延されていない入力信号に係数k0を乗算し、1番目の
乗算器231は第1の遅延素子201の出力信号に係数
k1を乗算し、2番目の乗算器232は第2の遅延素子
202の出力信号に係数k2を乗算し、以後、各乗算器
232〜250は対応する遅延素子203〜220の出
力信号に係数k3〜k20を乗算する。そして、加算器
251は、全ての乗算器230〜250の乗算出力を加
算して出力する。The first delay element 201 delays an input signal by one timing. The second delay element 202 has a first
Is further delayed by one timing. The third delay element 203 is the second delay element 2
02 is further delayed by one timing. Thereafter, each delay element 204 delays the output signal of the immediately preceding delay element by one timing. That is, each delay element 20
From 1 to 120, a delay signal delayed by 1 to 20 timings is output. The zeroth multiplier 230 multiplies the undelayed input signal by a coefficient k0, the first multiplier 231 multiplies the output signal of the first delay element 201 by a coefficient k1, and the second multiplier 231 232 multiplies the output signal of the second delay element 202 by a coefficient k2, and thereafter, each of the multipliers 232 to 250 multiplies the output signal of the corresponding delay element 203 to 220 by a coefficient k3 to k20. Then, the adder 251 adds and outputs the multiplied outputs of all the multipliers 230 to 250.
【0021】そして、各係数k0〜k20は、遅延素子
の中心位置にあるサブキャリアの伝送路特性を3倍補間
するように、予め係数k0〜k20が設定されている。The coefficients k0 to k20 are set in advance so that the transmission path characteristics of the subcarrier at the center of the delay element are interpolated three times.
【0022】この結果、このFIRフィルタ200で
は、OFDMシンボル内の各サブキャリアに対する伝送
路特性を推定することができる。As a result, the FIR filter 200 can estimate transmission path characteristics for each subcarrier in an OFDM symbol.
【0023】以上のように時間方向補間フィルタと周波
数方向補間フィルタを用いて2次元的な補間処理を施す
ことにより、全てのサブキャリアにおける伝送路特性を
受信側で推定することができる。As described above, by performing two-dimensional interpolation processing using the time-direction interpolation filter and the frequency-direction interpolation filter, the transmission path characteristics of all subcarriers can be estimated on the receiving side.
【0024】[0024]
【発明が解決しようとする課題】ところで、これまでの
デジタル放送、とりわけデジタルテレビジョン放送で
は、受信機を固定させた固定受信が前提とされているた
め、伝送路特性の時間変動については特に考慮する必要
がなかった。そのため、時間方向補間フィルタとして0
次ホールドフィルタを用いていても、伝送路の推定に特
に支障はなかった。By the way, in conventional digital broadcasting, especially digital television broadcasting, fixed reception with a fixed receiver is premised, so that the time variation of transmission path characteristics is particularly considered. I didn't have to. Therefore, 0 is used as the time direction interpolation filter.
Even if the secondary hold filter was used, there was no particular problem in estimating the transmission path.
【0025】しかしながら、今後、デジタル放送は、固
定受信のみならず移動体受信が広く用いられることとな
る。移動体受信の場合、いわゆるフェーディングと呼ば
れる伝送路特性の時間変動が生じる。そのため、伝送路
特性の推定に従来のように0次ホールドフィルタを用い
ると、フェーディングによる時間変動に追従することが
できず、伝送誤りが増大してしまう。However, in the future, not only fixed reception but also mobile reception will be widely used for digital broadcasting. In the case of mobile reception, a time variation of transmission path characteristics called so-called fading occurs. Therefore, if a zero-order hold filter is used for estimating the transmission path characteristics as in the related art, it is impossible to follow the time variation due to fading, and the transmission error increases.
【0026】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、移動体受信を行う場合であっても、高精度
に伝送路の伝達特性を推定して情報の誤り率を向上させ
るOFDM復調装置を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of such a situation. Even in the case of performing mobile reception, an OFDM that estimates the transmission characteristics of a transmission path with high accuracy and improves the error rate of information is provided. It is an object to provide a demodulation device.
【0027】[0027]
【課題を解決するための手段】本発明にかかるOFDM
復調装置は、所定の帯域内の複数のサブキャリアに対し
て情報が分割されて直交変調されることにより生成され
た伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且
つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボ
ル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周
波数分割(OFDM)信号を復調するOFDM復調装置
であって、上記OFDM信号を上記伝送シンボル単位で
フーリエ変換するフーリエ変換手段と、上記フーリエ変
換手段によりフーリエ変換された信号から各伝送シンボ
ル毎に上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽
出手段と、上記パイロット信号抽出手段により抽出され
た上記パイロット信号を時間方向補間フィルタ及び周波
数方向補間フィルタを用いて補間することにより伝送シ
ンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を算出する
補間手段と、上記補間手段により算出された各サブキャ
リアの伝送路特性に基づき、上記フーリエ変換手段によ
りフーリエ変換された信号を波形等化する波形等化手段
とを備え、上記補間手段の時間方向補間フィルタは、n
段(nは2以上の整数)の0次ホールドフィルタにより
構成されていることを特徴とする。SUMMARY OF THE INVENTION OFDM according to the present invention
The demodulation device has a transmission symbol generated by dividing and orthogonally modulating information for a plurality of subcarriers within a predetermined band as a transmission unit, and has a specific power and a specific phase. What is claimed is: 1. An OFDM demodulator for demodulating an orthogonal frequency division (OFDM) signal in which a pilot signal is discretely inserted into a predetermined subcarrier in the transmission symbol. Means, a pilot signal extracting means for extracting the pilot signal for each transmission symbol from the signal Fourier-transformed by the Fourier transform means, a time-direction interpolation filter and a frequency filter for extracting the pilot signal extracted by the pilot signal extracting means. By interpolating using a directional interpolation filter, all Interpolation means for calculating the transmission path characteristics of the subcarriers, and waveform equalization means for equalizing the waveform of the signal Fourier-transformed by the Fourier transformation means based on the transmission path characteristics of each subcarrier calculated by the interpolation means. And the time direction interpolation filter of the interpolation means is n
It is characterized by comprising a zero-order hold filter of stages (n is an integer of 2 or more).
【0028】このOFDM復調装置では、パイロット信
号から伝送路特性を推定するための時間方向の補間フィ
ルタを、n段(nは2以上の整数)の0次ホールドフィ
ルタで構成する。In this OFDM demodulator, a time-direction interpolation filter for estimating a transmission path characteristic from a pilot signal is constituted by n stages (n is an integer of 2 or more) of a zero-order hold filter.
【0029】[0029]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【0030】OFDM方式によるデジタルテレビジョン
放送の受信装置(OFDM受信装置)について説明す
る。図1は、OFDM受信装置のブロック構成図であ
る。この図1では、ブロック間で伝達される信号が複素
信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で
伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を
表現している。A digital television broadcast receiving apparatus (OFDM receiving apparatus) based on the OFDM method will be described. FIG. 1 is a block diagram of the OFDM receiver. In FIG. 1, when the signal transmitted between the blocks is a complex signal, the signal component is represented by a thick line, and when the signal transmitted between the blocks is a real number signal, the signal component is represented by a thin line. .
【0031】OFDM受信装置1は、図1に示すよう
に、アンテナ2と、チューナ3と、A/D変換回路4
と、デジタル直交復調回路5と、FFT演算回路6と、
ウィンドウ同期回路7と、イコライザ8と、デマッピン
グ回路9と、エラー訂正回路10とを備えている。As shown in FIG. 1, the OFDM receiver 1 includes an antenna 2, a tuner 3, an A / D converter 4
Digital quadrature demodulation circuit 5, FFT operation circuit 6,
It includes a window synchronization circuit 7, an equalizer 8, a demapping circuit 9, and an error correction circuit 10.
【0032】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、OFDM受信装置1のアンテナ2に
より受信され、RF信号としてチューナ3に供給され
る。A broadcast wave of a digital television broadcast broadcast from a broadcast station is received by the antenna 2 of the OFDM receiver 1 and supplied to the tuner 3 as an RF signal.
【0033】アンテナ2により受信されたRF信号は、
チューナ3によりIF信号に周波数変換され、A/D変
換回路4に供給される。IF信号は、A/D変換回路4
によりデジタル化され、デジタル直交復調回路5に供給
される。なお、A/D変換回路4は、DVB−T規格
(2Kモード)においては、このOFDM時間領域信号
の有効シンボルを2048サンプル、ガードインターバ
ルを例えば512サンプルでサンプリングされるような
クロックで量子化する。The RF signal received by the antenna 2 is
The frequency is converted to an IF signal by the tuner 3 and supplied to the A / D conversion circuit 4. The IF signal is supplied to the A / D conversion circuit 4
And supplied to the digital quadrature demodulation circuit 5. In the DVB-T standard (2K mode), the A / D conversion circuit 4 quantizes the effective symbol of the OFDM time domain signal with a clock that samples 2048 samples and a guard interval with, for example, 512 samples. .
【0034】デジタル直交復調回路5は、所定の周波数
(キャリア周波数)のキャリア信号を用いて、デジタル
化されたIF信号を直交復調し、ベースバンドのOFD
M信号を出力する。このデジタル直交復調回路5から出
力されるベースバンドのOFDM信号は、FFT演算さ
れる前のいわゆる時間領域の信号である。このことか
ら、以下デジタル直交復調後でFFT演算される前のベ
ースバンド信号を、OFDM時間領域信号と呼ぶ。この
OFDM時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成
分(Iチャンネル信号)と、虚軸成分(Qチャネル信
号)とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路
5により出力されるOFDM時間領域信号は、FFT演
算回路6及びウィンドウ同期回路7に供給される。The digital quadrature demodulation circuit 5 quadrature demodulates the digitized IF signal using a carrier signal of a predetermined frequency (carrier frequency), and outputs a baseband OFD signal.
Output M signal. The baseband OFDM signal output from the digital quadrature demodulation circuit 5 is a so-called time domain signal before the FFT operation. For this reason, the baseband signal after the digital quadrature demodulation and before the FFT operation is hereinafter referred to as an OFDM time domain signal. This OFDM time domain signal is a complex signal including a real axis component (I channel signal) and an imaginary axis component (Q channel signal) as a result of quadrature demodulation. The OFDM time domain signal output from the digital quadrature demodulation circuit 5 is supplied to an FFT operation circuit 6 and a window synchronization circuit 7.
【0035】FFT演算回路6は、OFDM時間領域信
号に対してFFT演算を行い、各サブキャリアに直交変
調されているデータを抽出して出力する。このFFT演
算回路6から出力される信号は、FFTされた後のいわ
ゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、F
FT演算後の信号をOFDM周波数領域信号と呼ぶ。The FFT operation circuit 6 performs an FFT operation on the OFDM time domain signal, and extracts and outputs data orthogonally modulated on each subcarrier. The signal output from the FFT operation circuit 6 is a so-called frequency domain signal after the FFT. From this, hereinafter, F
The signal after the FT operation is called an OFDM frequency domain signal.
【0036】FFT演算回路6は、1つのOFDMシン
ボルから有効シンボル長の範囲(例えば2048サンプ
ル)の信号を抜き出し、すなわち、1つのOFDMシン
ボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出し
た2048サンプルのOFDM時間領域信号に対してF
FT演算を行う。具体的にその演算開始位置は、OFD
Mシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置
までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のこと
をFFTウィンドウと呼ぶ。The FFT operation circuit 6 extracts a signal within the effective symbol length range (for example, 2048 samples) from one OFDM symbol. F for time domain signals
Perform FT operation. Specifically, the calculation start position is OFD
Any position between the boundary of the M symbols and the end position of the guard interval. This calculation range is called an FFT window.
【0037】このようにFFT演算回路6から出力され
たOFDM周波数領域信号は、OFDM時間領域信号と
同様に、実軸成分(Iチャンネル信号)と、虚軸成分
(Qチャネル信号)とからなる複素信号となっている。
この複素信号は、例えば、16QAM方式や64QAM
方式等で直交振幅変調された信号である。OFDM周波
数領域信号は、イコライザ8に供給される。As described above, the OFDM frequency domain signal output from the FFT operation circuit 6 is a complex composed of a real axis component (I channel signal) and an imaginary axis component (Q channel signal), like the OFDM time domain signal. Signal.
This complex signal is, for example, 16QAM system or 64QAM
This is a signal that has been subjected to quadrature amplitude modulation by a method or the like. The OFDM frequency domain signal is supplied to the equalizer 8.
【0038】ウィンドウ同期回路7は、入力されたOF
DM時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガ
ードインターバル部分とこのガードインターバルの複写
元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分
に基づきOFDMシンボルの境界位置を算出し、その境
界位置を示すウィンドウ同期信号Wsyncを発生す
る。FFTウィンドウ同期回路7は、発生したウィンド
ウ同期信号WsyncをFFT演算回路6に供給する。The window synchronization circuit 7 receives the input OF
The DM time domain signal is delayed by an effective symbol period to obtain a correlation between a guard interval portion and a signal from which the guard interval is copied, and a boundary position of an OFDM symbol is calculated based on the high correlation portion, A window synchronization signal Wsync indicating the boundary position is generated. The FFT window synchronization circuit 7 supplies the generated window synchronization signal Wsync to the FFT operation circuit 6.
【0039】イコライザ8は、スキャッタードパイロッ
ト信号(SP信号)を用いて、OFDM周波数領域信号
の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化
がされたOFDM周波数領域信号は、デマッピング回路
9に供給される。The equalizer 8 uses the scattered pilot signal (SP signal) to perform phase equalization and amplitude equalization of the OFDM frequency domain signal. The OFDM frequency domain signal subjected to the phase equalization and the amplitude equalization is supplied to the demapping circuit 9.
【0040】デマッピング回路9は、イコライザ8によ
り振幅等化及び位相等化されたOFDM周波数領域信号
を、16QAM方式に従ってデマッピングを行ってデー
タの復号をする。デマッピング回路9により復号された
データは、エラー訂正回路10に供給される。The demapping circuit 9 decodes data by demapping the OFDM frequency domain signal, which has been equalized in amplitude and phase by the equalizer 8, according to the 16QAM method. The data decoded by the demapping circuit 9 is supplied to an error correction circuit 10.
【0041】エラー訂正回路10は、供給されたデータ
に対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号
を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデー
タは、例えば後段のMPEG復号回路等に供給される。The error correction circuit 10 performs error correction on the supplied data using, for example, Viterbi decoding or Reed-Solomon code. The error-corrected data is supplied to, for example, a subsequent MPEG decoding circuit.
【0042】つぎに、イコライザ8についてさらに詳細
に説明する。Next, the equalizer 8 will be described in more detail.
【0043】イコライザ8は、SP信号抽出回路11
と、時間方向補間フィルタ12と、周波数方向補間フィ
ルタ13と、1/X回路14と、複素乗算回路15とを
備えている。The equalizer 8 includes an SP signal extraction circuit 11
, A time direction interpolation filter 12, a frequency direction interpolation filter 13, a 1 / X circuit 14, and a complex multiplication circuit 15.
【0044】SP信号抽出回路11は、FFT演算回路
6から出力されたOFDM周波数領域信号が供給され
る。SP信号抽出回路11は、OFDM周波数領域信号
からSP信号のみを抽出する。SP信号は、各OFDM
シンボル内に離散的に挿入されており、その挿入位置は
予め規格により定められている。SP信号抽出回路11
は、シンボル毎に異なるサブキャリア位置にSP信号が
挿入されていることから、供給されたOFDM周波数領
域信号のシンボル番号を参照し、そのシンボル番号から
どのインデックス番号のサブキャリアにSP信号が挿入
されているかを規格に基づき算出し、SP信号を抽出す
る。SP信号抽出回路11は、抽出したSP信号を時間
方向補間フィルタ12に供給する。The OFDM frequency domain signal output from the FFT operation circuit 6 is supplied to the SP signal extraction circuit 11. The SP signal extraction circuit 11 extracts only the SP signal from the OFDM frequency domain signal. The SP signal is
They are discretely inserted into the symbol, and the insertion position is determined in advance by a standard. SP signal extraction circuit 11
Refers to the symbol number of the supplied OFDM frequency domain signal because the SP signal is inserted at a different subcarrier position for each symbol, and the SP signal is inserted into the subcarrier of any index number from the symbol number. Is calculated based on the standard, and the SP signal is extracted. The SP signal extraction circuit 11 supplies the extracted SP signal to the time direction interpolation filter 12.
【0045】時間方向補間フィルタ12は、SP信号を
時間軸方向にフィルタリングすることによって補間処理
を行い、伝送路特性を推定する。時間方向補間処理がさ
れたSP信号は、OFDMシンボル単位で、周波数方向
補間フィルタ13に供給される。The time direction interpolation filter 12 performs an interpolation process by filtering the SP signal in the time axis direction, and estimates the transmission path characteristics. The SP signal subjected to the time direction interpolation processing is supplied to the frequency direction interpolation filter 13 in OFDM symbol units.
【0046】周波数方向補間フィルタ13は、FIR
(Finite Impulse Response)フィルタから構成され、
SP信号を周波数方向(サブキャリア方向)に補間し、
OFDMシンボル内のすべてのサブキャリアに対する振
幅及び位相の周波数特性を推定する。すなわち、伝送路
の周波数特性H(ω)を推定する。この周波数方向補間
フィルタ13により求められた全サブキャリアに対する
伝送路の周波数特性H(ω)は、1/X回路14に供給
される。The frequency direction interpolation filter 13 has an FIR
(Finite Impulse Response) filter,
Interpolate the SP signal in the frequency direction (subcarrier direction)
Estimate the amplitude and phase frequency characteristics for all subcarriers in an OFDM symbol. That is, the frequency characteristic H (ω) of the transmission path is estimated. The frequency characteristics H (ω) of the transmission path for all subcarriers obtained by the frequency direction interpolation filter 13 are supplied to a 1 / X circuit 14.
【0047】1/X回路14は、推定された伝送路の周
波数特性H(ω)に対して逆数演算を行う。逆数演算が
行われた伝送路の周波数特性1/H(ω)は、複素乗算
回路15に供給される。The 1 / X circuit 14 performs a reciprocal operation on the estimated frequency characteristic H (ω) of the transmission path. The frequency characteristic 1 / H (ω) of the transmission line on which the reciprocal operation has been performed is supplied to the complex multiplication circuit 15.
【0048】複素乗算回路15は、FFT演算回路6か
らOFDM周波数領域信号と、逆演算が行われた伝送路
の周波数特性1/H(ω)とを複素乗算をし、波形等化
を行う。The complex multiplication circuit 15 performs a complex multiplication of the OFDM frequency domain signal from the FFT operation circuit 6 and the frequency characteristic 1 / H (ω) of the transmission line on which the inverse operation has been performed, and performs waveform equalization.
【0049】つぎに、イコライザ8内の時間方向補間フ
ィルタ12の構成についてさらに説明をする。Next, the configuration of the time direction interpolation filter 12 in the equalizer 8 will be further described.
【0050】時間方向補間フィルタ12は、図2に示す
ように、n個(nは2以上の整数)の0次ホールドフィ
ルタ20−1〜20−nが、直列に接続された構成とな
っている。As shown in FIG. 2, the time direction interpolation filter 12 has a configuration in which n (n is an integer of 2 or more) zero-order hold filters 20-1 to 20-n are connected in series. I have.
【0051】各0次ホールドフィルタ20の内部構成例
を図3に示す。図3に示す0次ホールドフィルタ20
は、第1から第3の3つの遅延素子21,22,23
と、第1から第3の3つの加算器24,25,26とか
ら構成される。すなわち、0次ホールドフィルタ20
は、タップ係数が全て1のFIRフィルタとして構成さ
れる。FIG. 3 shows an example of the internal configuration of each zero-order hold filter 20. 0-order hold filter 20 shown in FIG.
Are the first to third three delay elements 21, 22, 23
And first to third adders 24, 25, and 26. That is, the zero-order hold filter 20
Is configured as an FIR filter in which all tap coefficients are 1.
【0052】第1段目の0次ホールドフィルタ20−1
には、入力信号として、各OFDM信号の所定のサブキ
ャリア番号の信号が、時間方向(OFDMシンボル方
向)に順次入力される。なお、SP信号が挿入されてい
ない部分(本来の情報が含まれている部分)では、0が
入力される。また、2段目以降の0次ホールドフィルタ
20−2〜20−nには、入力信号として、前段の0次
ホールドフィルタ20−1〜20−(n−1)からの出
力信号が、順次入力される。First-order zero-order hold filter 20-1
, A signal having a predetermined subcarrier number of each OFDM signal is sequentially input as an input signal in the time direction (OFDM symbol direction). Note that 0 is input to a portion where the SP signal is not inserted (a portion where the original information is included). Output signals from the preceding 0th-order hold filters 20-1 to 20- (n-1) are sequentially input as input signals to the 0th-order hold filters 20-2 to 20-n of the second and subsequent stages. Is done.
【0053】第1の遅延素子21は、入力信号を1タイ
ミング分遅延させる。第2の遅延素子22は、第1の遅
延素子21の出力信号をさらに1タイミング分遅延させ
る。第3の遅延素子23は、第2の遅延素子22の出力
信号をさらに1タイミング分遅延させる。すなわち、各
遅延素子21〜23は、1タイミング分遅延された遅延
信号と、2タイミング分遅延された遅延信号と、3タイ
ミング分遅延された遅延信号とを出力する。また、第1
の加算器24は入力信号と第1の遅延素子21の出力信
号とを加算して出力し、第2の加算器25は第1の加算
器24の出力信号と第2の遅延素子22の出力信号とを
加算して出力し、第3の加算器26は第2の加算器25
の出力信号と第3の遅延素子23の出力信号とを加算し
て出力する。The first delay element 21 delays the input signal by one timing. The second delay element 22 further delays the output signal of the first delay element 21 by one timing. The third delay element 23 further delays the output signal of the second delay element 22 by one timing. That is, each of the delay elements 21 to 23 outputs a delayed signal delayed by one timing, a delayed signal delayed by two timings, and a delayed signal delayed by three timings. Also, the first
Adder 24 adds the input signal and the output signal of first delay element 21 and outputs the result. Second adder 25 outputs the output signal of first adder 24 and the output of second delay element 22. The third adder 26 adds the signals to the second adder 25.
And the output signal of the third delay element 23 are added and output.
【0054】このように時間方向補間フィルタ12を構
成している各0次ホールドフィルタ20は、単体では、
実際に抽出されたSP信号の値を3OFDMシンボル分
ホールドして出力する機能を有することとなる。As described above, each of the zero-order hold filters 20 constituting the time-direction interpolation filter 12 is:
It has a function of holding the value of the actually extracted SP signal for three OFDM symbols and outputting it.
【0055】これに対して、例えば、この0次ホールド
フィルタ20を2段直列に接続した場合(すなわちn=
2の場合)、2つのSP信号間を1次直線で補間する1
次直線フィルタとなる。また、この0次ホールドフィル
タ20を3段直列に接続した場合(すなわちn=3)、
3つのSP信号を用いて、2次曲線で補間する2次曲線
フィルタとなる。同様に、4段の場合には3次曲線、5
段の場合には4次曲線・・・・n段の場合には(n−
1)次曲線で補間するフィルタとなる。On the other hand, for example, when the zero-order hold filter 20 is connected in two stages in series (that is, n =
2) 1 to interpolate between two SP signals with a primary linear line
It becomes a next-order linear filter. When the zero-order hold filters 20 are connected in series in three stages (that is, n = 3),
A quadratic curve filter interpolating with a quadratic curve using three SP signals. Similarly, in the case of four stages, a cubic curve, 5
In the case of stages, a quartic curve... In the case of n stages, (n-
1) It becomes a filter for interpolating with the next curve.
【0056】従って、時間方向補間フィルタとして、n
段の0次ホールドフィルタ20を設けることにより、比
較的に回路規模が小さいながら、(n−1)次直線によ
る補間処理を行うことができるので、周波数特性が時間
変動した場合であっても、正確に伝送路特性を推定する
ことができる。Therefore, as a time direction interpolation filter, n
By providing the zero-order hold filter 20 of the stage, the interpolation process can be performed by the (n-1) th-order straight line while the circuit scale is relatively small. Transmission path characteristics can be accurately estimated.
【0057】[0057]
【発明の効果】本発明にかかるOFDM復調装置では、
パイロット信号から伝送路特性を推定するための時間方
向の補間フィルタを、n段(nは2以上の整数)の0次
ホールドフィルタを用いている。According to the OFDM demodulator according to the present invention,
A time-direction interpolation filter for estimating transmission path characteristics from a pilot signal uses a zero-order hold filter of n stages (n is an integer of 2 or more).
【0058】そのため、本発明にかかるOFDM復調装
置では、移動体受信を行う場合であっても、高精度に伝
送路の伝達特性を推定して情報の誤り率を向上させるこ
とができる。Therefore, the OFDM demodulator according to the present invention can improve the information error rate by estimating the transfer characteristics of the transmission path with high accuracy even when performing mobile reception.
【図1】本発明の実施の形態のOFDM受信装置のブロ
ック構成図である。FIG. 1 is a block diagram of an OFDM receiver according to an embodiment of the present invention.
【図2】時間方向補間フィルタの構成を説明するための
図である。FIG. 2 is a diagram for explaining a configuration of a time direction interpolation filter.
【図3】上記時間方向補間フィルタを構成する0次ホー
ルドフィルタの構成を説明する図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a zero-order hold filter that forms the time-direction interpolation filter.
【図4】OFDM信号のガードインターバルについて説
明するため図である。FIG. 4 is a diagram for explaining a guard interval of an OFDM signal.
【図5】OFDM信号のスキャッタードパイロット信号
の挿入位置について説明するための図である。FIG. 5 is a diagram for explaining an insertion position of a scattered pilot signal of an OFDM signal.
【図6】伝送路特性を推定する際の時間方向の補間フィ
ルタ処理について説明するための図である。FIG. 6 is a diagram illustrating an interpolation filter process in a time direction when estimating a transmission path characteristic.
【図7】時間方向補間フィルタにより伝送路特性を推定
されたサブキャリアについて説明するための図である。FIG. 7 is a diagram for describing subcarriers whose transmission path characteristics have been estimated by a time-direction interpolation filter.
【図8】伝送路特性を推定する際の周波数方向の補間フ
ィルタ処理について説明するための図である。FIG. 8 is a diagram for describing interpolation filter processing in the frequency direction when estimating transmission path characteristics.
【図9】0ホールドフィルタを用いて補間して得られた
伝送路特性を説明するための図である。FIG. 9 is a diagram for explaining transmission path characteristics obtained by interpolation using a 0 hold filter.
【図10】21タップのFIRフィルタの構成を説明す
るための図である。FIG. 10 is a diagram for describing a configuration of a 21-tap FIR filter.
1 OFDM受信装置、5 デジタル直交復調装置、6
FFT演算回路、7ウィンドウ同期回路、8 イコラ
イザ、9 デマッピング回路、11 SP信号抽出回
路、12 時間方向補間フィルタ、13 周波数方向補
間フィルタ、14 1/X回路、15 複素乗算回路、
20−1〜20−n 0次ホールドフィルタ1 OFDM receiver, 5 digital quadrature demodulator, 6
FFT operation circuit, 7 window synchronization circuit, 8 equalizer, 9 demapping circuit, 11 SP signal extraction circuit, 12 time direction interpolation filter, 13 frequency direction interpolation filter, 14 1 / X circuit, 15 complex multiplication circuit,
20-1 to 20-n 0th-order hold filter
Claims (1)
して情報が分割されて直交変調されることにより生成さ
れた伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって
且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シン
ボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交
周波数分割(OFDM)信号を復調するOFDM復調装
置において、 上記OFDM信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変
換するフーリエ変換手段と、 上記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された信号か
ら各伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出するパ
イロット信号抽出手段と、 上記パイロット信号抽出手段により抽出された上記パイ
ロット信号を時間方向補間フィルタ及び周波数方向補間
フィルタを用いて補間することにより伝送シンボル内の
全てのサブキャリアの伝送路特性を算出する補間手段
と、 上記補間手段により算出された各サブキャリアの伝送路
特性に基づき、上記フーリエ変換手段によりフーリエ変
換された信号を波形等化する波形等化手段とを備え、 上記補間手段の時間方向補間フィルタは、n段(nは2
以上の整数)の0次ホールドフィルタにより構成されて
いることを特徴とするOFDM復調装置。1. A transmission symbol generated by dividing and orthogonally modulating information on a plurality of subcarriers within a predetermined band is used as a transmission unit and has a specific power and a specific phase. In an OFDM demodulator for demodulating an orthogonal frequency division (OFDM) signal in which a pilot signal is inserted discretely into predetermined subcarriers in the transmission symbol, a Fourier transform means for performing a Fourier transform on the OFDM signal in units of the transmission symbol And a pilot signal extracting means for extracting the pilot signal for each transmission symbol from the signal Fourier-transformed by the Fourier transforming means; a time-direction interpolation filter and a frequency direction for extracting the pilot signal extracted by the pilot signal extracting means; Everything in the transmission symbol is obtained by interpolating using the interpolation filter. Interpolation means for calculating the transmission path characteristics of the subcarriers, and waveform equalization means for waveform equalizing a signal Fourier-transformed by the Fourier transformation means based on the transmission path characteristics of each subcarrier calculated by the interpolation means The time direction interpolation filter of the interpolation means has n stages (n is 2
An OFDM demodulator comprising a zero-order hold filter of the above integer).
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001142097A JP2002344410A (en) | 2001-05-11 | 2001-05-11 | Ofdm modulator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001142097A JP2002344410A (en) | 2001-05-11 | 2001-05-11 | Ofdm modulator |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002344410A true JP2002344410A (en) | 2002-11-29 |
Family
ID=18988456
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001142097A Withdrawn JP2002344410A (en) | 2001-05-11 | 2001-05-11 | Ofdm modulator |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2002344410A (en) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005191662A (en) * | 2003-12-24 | 2005-07-14 | Mega Chips Corp | Method of demodulating ofdm signal |
JP2008199511A (en) * | 2007-02-15 | 2008-08-28 | Sanyo Electric Co Ltd | Ofdm signal equalizing device and method |
US7580484B2 (en) | 2003-10-27 | 2009-08-25 | Casio Computer Co., Ltd. | Orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) demodulator, integrated circuit for OFDM demodulation and OFDM demodulation method |
US7675981B2 (en) | 2004-07-28 | 2010-03-09 | Casio Computer Co., Ltd. | OFDM signal demodulator circuit and OFDM signal demodulating method |
-
2001
- 2001-05-11 JP JP2001142097A patent/JP2002344410A/en not_active Withdrawn
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7580484B2 (en) | 2003-10-27 | 2009-08-25 | Casio Computer Co., Ltd. | Orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) demodulator, integrated circuit for OFDM demodulation and OFDM demodulation method |
JP2005191662A (en) * | 2003-12-24 | 2005-07-14 | Mega Chips Corp | Method of demodulating ofdm signal |
US7675981B2 (en) | 2004-07-28 | 2010-03-09 | Casio Computer Co., Ltd. | OFDM signal demodulator circuit and OFDM signal demodulating method |
JP2008199511A (en) * | 2007-02-15 | 2008-08-28 | Sanyo Electric Co Ltd | Ofdm signal equalizing device and method |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5522605B2 (en) | OFDM receiver | |
CN101079866B (en) | OFDM demodulator, receiver and method | |
JP5296776B2 (en) | Receiving device, receiving method, integrated circuit, digital television receiver, program | |
CN101146083B (en) | OFDM receiver and OFDM signal receiving method | |
US8340220B2 (en) | Receiver, integrated circuit, digital television receiver, reception method, and reception program | |
US20080175328A1 (en) | Power adaptive channel estimation for a multi-path receiving | |
US20070076804A1 (en) | Image-rejecting channel estimator, method of image-rejection channel estimating and an OFDM receiver employing the same | |
JP2005312027A (en) | Receiver | |
JP2003101503A (en) | Ofdm equalizer and equalization method for ofdm | |
US8275056B2 (en) | Receiver, integrated circuit, and reception method | |
JPWO2008129825A1 (en) | OFDM receiving apparatus, OFDM receiving method, OFDM receiving circuit, integrated circuit, and program | |
US8175204B2 (en) | Receiving device, signal processing method, and program | |
US20060158366A1 (en) | Receiver and method thereof | |
US20060146690A1 (en) | Methods, circuits and computer program products for estimating frequency domain channel in a DVB-T receiver using transform domain complex filtering | |
JP4362954B2 (en) | Demodulator and demodulation method | |
EP2101465A2 (en) | Multicarrier reception | |
JP2002344411A (en) | Ofdm modulation apparatus and method | |
JP2002344410A (en) | Ofdm modulator | |
JP2002344414A (en) | Ofdm demodulation apparatus and method | |
JP2002026861A (en) | Demodulator and demodulation method | |
JP2004304590A (en) | Ofdm demodulator and method therefor | |
WO2006018034A1 (en) | Filter apparatus and method for frequency domain filtering | |
US20070201571A1 (en) | Method and device for estimating the transfer function of the transmission channel for a COFDM demodulator | |
JP5925137B2 (en) | Digital broadcast receiving apparatus and digital broadcast receiving method | |
JP5349096B2 (en) | Orthogonal frequency division multiplexed signal receiving apparatus and receiving method |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20080805 |