JP5162687B2

JP5162687B2 - Ｗｃｄｍａ用の空間時間ブロック符号化送信アンテナ・ダイバーシティにおけるフレーム同期化

Info

Publication number: JP5162687B2
Application number: JP2011051802A
Authority: JP
Inventors: ホスルスリナス; ジー．ダバクアナンド
Original assignee: テキサスインスツルメンツインコーポレイテッド
Priority date: 1998-10-07
Filing date: 2011-03-09
Publication date: 2013-03-13
Anticipated expiration: 2019-10-07
Also published as: EP1006676B1; JP2000196511A; DE69937987T2; EP1006676A2; KR20000028904A; US6356605B1; DE69937987D1; KR100756679B1; JP4729155B2; JP2011182406A; EP1006676A3

Description

本発明は通信方式に対する広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）、更に具体的に言えば、ＷＣＤＭＡ信号のフレーム同期化のための空間時間ブロック符号化送信アンテナ・ダイバーシティに関連する。

従来の技術及びその課題

現在の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式は、各信号に固有の符号を割当てることにより、共通のチャンネルを介して異なるデータ信号を同時に送信することを特徴とする。この固有の符号は、データ信号の正しい受取り手を決定するため選ばれた受信機の符号とマッチングしてある。これらの異なるデータ信号は、地上クラッタ並びに予測し難い信号の反射のため、多重経路を介して受信機に到着する。受信機におけるこれらの多重データ信号の付加的な影響により、受信した信号の強度にかなりのフェージング又は変動が生じることがある。一般的に、多重データ経路によるこのフェージングは、広い帯域幅にわたって送信エネルギを拡散することによって減らすことができる。この広い帯域幅により、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）又は時分割多元接続（ＴＤＭＡ）などの狭帯域送信モードに比べて、フェージングが著しく減少する。
１９９８年４月２２日に出願され、参照のためここに引用した米国仮特許出願番号６０／０８２，６７１に記載されている次世代の広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）通信方式に対する新しい基準が絶えず出てきている。これらのＷＣＤＭＡ方式は、パイロット記号の助けを借りたチャンネル推定方式を伴うコヒーレント通信方式である。これらのパイロット記号が、範囲内のあらゆる受信機に対し、所定の時間フレームで四相位相変調（Quadrature phase shift keyed）（ＱＰＳＫ）の既知データとして送信される。フレームは不連続送信（ＤＴＸ）モードで伝搬し得る。音声トラフィックでは、ユーザが話すときにユーザ・データの送信が行われるが、ユーザが沈黙しているときはデータ記号の送信は行われない。同様に、パケット・データは、パケットを送る用意ができているときのみユーザ・データを送信する。フレームは、それぞれ０．６２５ミリ秒の１６個の等しい時間スロットに分けられる。各時間スロットは等しい記号時間に更に分けられる。例えば、３２ＫＳＰＳのデータ速度では、各時間スロットは２０個の記号時間を含む。各フレームは、パイロット記号と共に、送信電力制御（ＴＰＣ）記号及び速度情報（ＲＩ）記号のような他の制御記号を含む。これらの制御記号は、データ・ビットと区別するためにチップとも呼ばれる多重ビットを含む。従って、チップ送信時間（Ｔ_c）は、記号時間速度（Ｔ）を記号内のチップの数（Ｎ）で割った数に等しい。

従来の研究では、多重送信アンテナが、狭帯域通信方式に対する送信ダイバーシティを増加することによって、受信を改善することができることが判っている。「チャンネル推定を用いない送信ダイバーシティの新検出方式」という論文で、タロク（Tarokh）他は、ＴＤＭＡ方式のためのこのような送信ダイバーシティ方式を説明している。同じ考えが、アラムチ（Alamouti）の論文「無線通信のための簡単な送信機ダイバーシティ方式」にも記載されている。しかし、タロク他及びアラムチは、ＷＣＤＭＡ通信方式のためのこのような送信ダイバーシティ方式を教示していない。
他の研究は、ＷＣＤＭＡ方式に対する直交送信ダイバーシティ（ＯＴＤ）及び時間切換え時間ダイバーシティ（ＴＳＴＤ）のような開ループ送信ダイバーシティ方式を研究している。ＯＴＤ及びＴＳＴＤ方式は性能が同様である。何れも多重送信アンテナを使って、特に低いドップラー速度で、そしてレーキ受信機に対する経路が不十分であるときに、フェージングに対する或るダイバーシティを提供する。しかし、ＯＴＤ及びＴＳＴＤ方式は共に開ループ方式で可能な余剰経路ダイバーシティを利用していない。例えば、図５のＯＴＤエンコーダ回路は、導線５００の記号Ｓ₁及びＳ₂を受取り、それぞれ第１及び第２のアンテナによって送信するために、導線５０４及び５０６に出力信号を生成する。これらの送信された信号は、逆拡散器（despreader）入力回路（図示せず）によって受信される。逆拡散器回路が、それぞれの記号時間にわたって受信チップ信号を加算し、それぞれ数式１、数式２に示すように、導線６２０及び６２２に第１及び第２の出力信号

を生成する。

図６のＯＴＤ位相補正回路は、Ｌ個の多重信号経路の内のｊ番目に対応する出力信号

を受信する。位相補正回路は、それぞれ数式３、数式４に示すように、ソフト出力又は記号Ｓ₁及びＳ₂に対する信号推定値

を導線６１６及び６１８に生成する。

数式３及び数式４は、ＯＴＤ方法が、各々の経路ｊに対して単一チャンネル推定値を生成することを示す。ＴＳＴＤ方式に対する同様な解析により、同じ結果が得られる。従って、ＯＴＤ及びＴＳＴＤ方法は、Ｌの経路ダイバーシティに制限される。この経路ダイバーシティの制限のため、これから詳しく説明するような開ループ方式で可能な余剰経路ダイバーシティを利用することができない。

課題を達成するための手段及び作用

これらの問題は、複数の信号経路に沿って外部ソースから、第１の推定信号、第２の推定信号、及び複数の入力信号を受信するよう結合された補正回路で回路を設計することによって解決される。複数の入力信号は、第１及び第２の入力信号を含む。補正回路は、第１及び第２の推定信号と第１及び第２の入力信号に応じて第１の記号推定値を生成する。補正回路は、第１及び第２の推定信号と第１及び第２の入力信号に応じて第２の記号推定値を生成する。組合せ回路が、第１の記号推定値を含む複数の第１の記号推定値と、第２の記号推定値を含む複数の第２の記号推定値を受信するよう結合される。組合せ回路は、複数の第１の記号推定値に応じて第１の記号信号を、複数の第２の記号推定値に応じて第２の記号信号を生成する。同期化回路が、第１及び第２の記号信号と第１の既知の記号及び第２の既知の記号を受信するよう結合される。同期化回路は、第１の記号信号と第１の既知の記号との間、及び第２の記号信号と第２の既知の記号との間の近似マッチングに応じて同期化信号を生成する。
本発明は、少なくとも２Ｌのダイバーシティを時間及び空間にわたって提供することによって、フレーム同期化を改善する。余分の送信電力又は帯域幅は必要とされない。多重アンテナの間で（across）電力が釣合っている。

本発明の空間時間トランジット・ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）を用いた典型的な送信機の簡略ブロック図。図１の送信機と共に使うことができる本発明のＳＴＴＤエンコーダにおける信号の流れを示すブロック図。受信機と共に使うことができる本発明の位相補正回路の略図。本発明のＳＴＴＤと共に使うことのできるフレーム同期化回路のブロック図。従来のＯＴＤエンコーダにおける信号の流れを示すブロック図。従来の位相補正回路の略図。

図１には、本発明の空間時間トランジット・ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）を用いた典型的な送信機の簡略ブロック図が示されている。送信機回路がそれぞれ導線１００、１０２、１０４、１０６にパイロット記号、ＴＰＣ記号、ＲＩ記号、データ記号を受信する。各々の記号は、後で詳しく説明するように、それぞれのＳＴＴＤエンコーダによって符号化される。それぞれのＳＴＴＤエンコーダが２つの出力信号を生成し、それらが多重化回路１２０に供給される。多重化回路１２０は、フレームのそれぞれの記号時間に各々の符号化記号を生成する。こうして各フレームの記号の直列シーケンスが各マルチプレクサ回路１２４及び１２６に同時に供給される。チャンネル直交符号Ｃ_mは各記号で乗算され、選定された受信機に対する固有の信号を生成する。その後、送信のため、ＳＴＴＤ符号化フレームがアンテナ１２８及び１３０に供給される。
図２には、パイロット記号の符号化のために、図１の送信機と共に使うことができる本発明のＳＴＴＤエンコーダにおける信号の流れを示すブロック図が示されている。パイロット記号は、後で詳しく説明するように、チャンネル推定及びその他の機能のために使うことができる所定の制御信号である。ＳＴＴＤエンコーダ１１２の動作を表１を参照して説明する。ＳＴＴＤエンコーダは、フレームの１６個の時間スロットの各々で、導線１００に記号時間Ｔではパイロット記号１１、記号時間２Ｔではパイロット記号Ｓ₁、記号時間３Ｔではパイロット記号１１、そして記号時間４Ｔではパイロット記号Ｓ₂を受取る。好ましくは３２ＫＳＰＳのデータ速度を有する本発明の第１の実施例では、ＳＴＴＤエンコーダが、表１の１６個の時間スロットの各々に対して、それぞれ導線２０４及び２０６に対応する２つのアンテナの各々に対し４つのパイロット符号から成るシーケンスを生成する。ＳＴＴＤエンコーダは、導線２０４の第１のアンテナに対し、それぞれ記号時間Ｔ−４Ｔに、パイロット記号Ｂ₁、Ｓ₁、Ｂ₂及びＳ₂を生成する。同時にＳＴＴＤエンコーダは、第２のアンテナに対して導線２０６に、それぞれ記号時間Ｔ−４Ｔにパイロット記号

を生成する。各記号は、実数及び虚数成分を表す２ビットを含む。アスタリスク^*は、記号の複素共役演算又は虚数部分の符号の変化を示す。従って、導線２０４の第１のアンテナに対する最初の時間スロットのパイロット記号の値は１１、１１、１１、１１である。導線２０６の第２のアンテナに対応するパイロット記号は１１、０１、００、１０である。

これらの記号のビット信号ｒ_j（ｉ＋π_j）は、それぞれの経路２０８及び２１０に沿って直列に送信される。それぞれの記号の各ビット信号は、その後、ｊ番目の経路に対応する送信時間tの後に遠隔移動アンテナ２１２で受信される。信号は逆拡散器入力回路（図示せず）に伝搬して、それぞれの記号時間にわたって加算され、前述したように、４つのパイロット記号時間スロットとＬ個の多重信号経路のｊ番目に対応する入力信号

を生成する。

各時間スロットに対するパイロット記号に対応する入力信号が数式５から数式８に示されている。簡単にするため雑音項は省いてある。受信信号

が、すべての時間スロットに対し、記号時間Ｔで一定の値（１１，１１）を有するパイロット記号（Ｂ₁，Ｂ₁）によって生成される。従って、受信信号は、第１及び第２のアンテナに対応するそれぞれのレイリー・フェージング・パラメータの和に等しい。同様に、受信信号

は、すべての時間スロットに対し記号時間３Ｔで一定の値（１１，００）を有するパイロット記号（Ｂ₂，−Ｂ₂）によって生成される。従って、第１及び第２のアンテナに対応するレイリー・フェージング・パラメータに対するチャンネル推定値は、数式９及び数式１０にあるように入力信号

から容易に得られる。

次に図３に関し、遠隔移動受信機と共に使うことのできる本発明の位相補正回路の略図が示されている。この位相補正回路は、それぞれ記号時間２Ｔ及び４Ｔで、導線３２４及び３２６に入力信号

を受信する。各入力信号は、それぞれ数式６及び数式８に示すように、送信されたパイロット記号によって決められた値を有する。位相補正回路は、導線３０２に第１のアンテナに対応するレイリー・フェージング・パラメータ

のチャンネル推定値の複素共役を受け、導線３０６に第２のアンテナに対応する別のレイリー・フェージング・パラメータ

のチャンネル推定値の複素共役を受ける。入力信号の複素共役は回路３０８と３３０により導線３１０と３３２にそれぞれ生成される。図示したように、これらの入力信号とその複素共役にレイリー・フェージング・パラメータ推定値信号を乗算して加算すると、数式１１及び数式１２にあるように、経路特有の第１及び第２の記号推定値がそれぞれ出力導線３１８及び３２２で生成される。

次に、経路特有の記号推定値をレーキ組合せ回路に供給して、各経路特有の記号推定値を加算すると、数式１３及び数式１４に示すように、正味のソフト記号又はパイロット記号信号が生成される。

これらのソフト記号又は推定値は、経路ダイバーシティＬと送信ダイバーシティ２を提供する。したがって、ＳＴＴＤ方式の全ダイバーシティは２Ｌである。このように増加されたダイバーシティはビット誤り率を小さくするのに非常に有利である。

次に、図４を参照し、本発明のＳＴＴＤと共に用いることのできるフレーム同期化回路のブロック図を示す。この回路は、数式１５にあるように、１６個の時間スロットのそれぞれに対し、導線４００−４０６のソフト記号信号

を導線４１０−４１６の既知のパイロット記号Ｓ_1,k及びＳ_2,kの複素共役と比較する。この比較により、すべてのソフト記号信号がそれぞれの既知の複素共役記号で乗算されるとき近似マッチングが生成され、それによって、最大値を有する実際の結果が生成される。同期化回路は、この実際の結果に応じて導線４１８にフレーム同期化信号ＦＳを生成する。この近似マッチングの信頼性は、ＳＴＴＤによって提供される付加的なダイバーシティを介して一層優れたソフト記号信号が得られる点で実質的に改善される。

本発明を好ましい実施例を参照して詳しく説明したが、この説明は例に過ぎず、本発明を制限するものと解してはならないことを理解されたい。例えば、表１のパイロット記号パターンは、各時間スロットに４つのパイロット記号を有する１６、３２、６４及び１２８ＫＳＰＳのデータ速度に適している。この他のパターンによって同様な結果が得られる。例えば、第２のアンテナに表２のパターンを適用すると、同じ結果が得られる。

表２でパイロット記号（Ｂ₁，Ｂ₁）から

に変えたことによって、それぞれ前の数式５及び数式７に対応する式は数式１６及び数式１７になる。このため、チャンネル推定値の複素共役は、それぞれ前の数式９及び数式１０に対応して、数式１８及び数式１９にあるように容易に決定される。

本発明の考えは、パイロット記号の数が４以外であるこの他のデータ速度にも容易に適用できる。例えば、表３及び表４は、それぞれ第１及び第２のアンテナに対し、各時間スロットに２個及び８個のパイロット記号を有するデータ速度に対するパイロット記号パターンを示している。同様に、表５及び表６は、それぞれ第１及び第２のアンテナに対し、各時間スロットに１６個のパイロット記号を有するデータ速度に対するパイロット記号パターンを示している。

本発明の考えは、移動通信装置並びに移動通信装置内の回路内に組込まれ得ることを理解されたい。更に、以上の説明から、当業者であれば、本発明の実施例の細部に種々の変更を加えることが容易に考えられることも理解されたい。このような変更並びにその他の実施例は、特許請求の範囲によって定められた本発明の範囲内にあると承知されたい。

３５０補正回路
４００−４０６記号信号
４０８同期化回路
４１０−４１６既知の記号
４１８同期化信号

Claims

同期化する方法であって、
遠隔トランスミッタの第１のアンテナから複数の第１のパイロット記号を受信し、
遠隔トランスミッタの第２のアンテナから複数の第２のパイロット記号を受信し、
第１のチャンネル推定値と第２のチャンネル推定値を生成し、
各時間スロットの前記複数の第１のパイロット記号の一つと前記複数の第２のパイロット記号の一つとに対応する第１の信号と、前記第１のチャンネル推定値の共役と、各時間スロットの前記複数の第１のパイロット記号の他の一つと前記複数の第２のパイロット記号の他の一つとに対応する第２の信号の共役と、前記第２のチャンネル推定値とに応じて第１の記号推定値を生成し、
前記第１の信号の共役と、前記第２のチャンネル推定値と、前記第２の信号と、前記第１のチャンネル推定値の共役とに応じて第２の記号推定値を生成し、
前記第１の記号推定値に基づいて第１のソフト記号を提供し、
前記第２の記号推定値に基づいて第２のソフト記号を提供する、
ことを含み、
前記ソフト記号が経路ダイバーシティにわたる前記記号推定値の和である、方法。
請求項１に記載した方法であって、
フレーム同期化信号を生成することを更に含み、前記フレーム同期化信号が、フレーム内の時間スロットの各々の前記ソフト記号と既知のパイロット記号の複素共役との比較から計算される、方法。
請求項１又は２に記載した方法であって、
複数の第１のパイロット記号は空間時間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）符号化される、方法。
請求項１又は２に記載した方法であって、
複数の第１及び第２のパイロット記号が広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）フレームに対応する、方法。
請求項４に記載した方法であって、
広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）フレームが１６個の時間スロットを含む、方法。
請求項５に記載した方法であって、
各時間スロットが第１のアンテナからの４つの第１のパイロット記号、及び第２のアンテナからの４つの第２のパイロット記号を含む、方法。
請求項１又は２に記載した方法であって、
第１及び第２のパイロット記号の各々が四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）記号である、方法。
請求項１又は２に記載した方法であって、
複数の第１のパイロット記号の全経路ダイバーシティは、送信アンテナの数の２倍である、方法。