JP2000269868A - Ｐｃｃｐｃｈのｓｔｔｄ符号化 - Google Patents
Ｐｃｃｐｃｈのｓｔｔｄ符号化Info
- Publication number
- JP2000269868A JP2000269868A JP2000032188A JP2000032188A JP2000269868A JP 2000269868 A JP2000269868 A JP 2000269868A JP 2000032188 A JP2000032188 A JP 2000032188A JP 2000032188 A JP2000032188 A JP 2000032188A JP 2000269868 A JP2000269868 A JP 2000269868A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- receive
- input signal
- control signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Abandoned
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＣＤＭＡ通信方式における受信の改善。
【解決手段】 送信機の第１のアンテナと第２のアンテ
ナの少なくとも１つから入力信号を受取るよう接続され
る測定回路（７４６）を含むよう設計される回路。この
測定回路は、入力信号の大きさに対応して出力信号を生
成する。制御回路（７２６）は、出力信号、第１の基準
信号（η1）、及び第２の基準信号（η2）を受取るよう
接続される。制御回路は、出力信号、第１の基準信号、
及び第２の基準信号の比較に応じて、制御信号を生成す
るよう構成される。
ナの少なくとも１つから入力信号を受取るよう接続され
る測定回路（７４６）を含むよう設計される回路。この
測定回路は、入力信号の大きさに対応して出力信号を生
成する。制御回路（７２６）は、出力信号、第１の基準
信号（η1）、及び第２の基準信号（η2）を受取るよう
接続される。制御回路は、出力信号、第１の基準信号、
及び第２の基準信号の比較に応じて、制御信号を生成す
るよう構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信システムに対
する広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）に関し、更
に具体的に言えば、ＷＣＤＭＡ信号の空間時間送信ダイ
バーシティ（ＳＴＴＤ）検出に関連する。
する広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）に関し、更
に具体的に言えば、ＷＣＤＭＡ信号の空間時間送信ダイ
バーシティ（ＳＴＴＤ）検出に関連する。
【０００２】
【従来の技術及びその課題】現在の符号分割多元接続
（ＣＤＭＡ）方式は、各信号に固有の符号を割り当てる
ことによって、共通のチャネルで異なるデータ信号を同
時に送信することを特徴とする。この固有の符号は、選
択された受信機の符号とマッチングされ、データ信号の
適切な受信者を決定する。これらの異なるデータ信号
は、地上クラッタや予測不可能な信号反射により、多数
のパスを介して受信機に到着する。これらの多数のデー
タ信号が受信機で加算されると、受信信号の強度に顕著
なフェージング又は変動が起こる。一般に、多数のデー
タパスに因るこのフェージングは、送信されるエネルギ
ーを広帯域幅に拡散することによって減少させることが
できる。この広帯域を用いると、周波数分割多元接続
（ＦＤＭＡ）又は時分割多元接続（ＴＤＭＡ）などの狭
帯域送信モードに比べて、フェージングは大幅に減少す
る。従来の研究では、多数の送信アンテナが、狭帯域通
信システムに対する送信ダイバーシティを増加すること
によって、受信を改善することができることが判ってい
る。「チャネル推定を用いない送信ダイバーシティの新
検出方式」という論文で、タロク(Tarokh)他は、ＴＤＭ
Ａ方式のためのこのような送信ダイバーシティ方式を説
明している。同じ考えが、アラムティ（Alamouti）の論
文「無線通信のための簡単な送信機ダイバーシティ方
式」に説明されている。しかし、タロク他及びアラムテ
ィは、ＷＣＤＭＡ通信システムのためのこのような送信
ダイバーシティを教示していない。
（ＣＤＭＡ）方式は、各信号に固有の符号を割り当てる
ことによって、共通のチャネルで異なるデータ信号を同
時に送信することを特徴とする。この固有の符号は、選
択された受信機の符号とマッチングされ、データ信号の
適切な受信者を決定する。これらの異なるデータ信号
は、地上クラッタや予測不可能な信号反射により、多数
のパスを介して受信機に到着する。これらの多数のデー
タ信号が受信機で加算されると、受信信号の強度に顕著
なフェージング又は変動が起こる。一般に、多数のデー
タパスに因るこのフェージングは、送信されるエネルギ
ーを広帯域幅に拡散することによって減少させることが
できる。この広帯域を用いると、周波数分割多元接続
（ＦＤＭＡ）又は時分割多元接続（ＴＤＭＡ）などの狭
帯域送信モードに比べて、フェージングは大幅に減少す
る。従来の研究では、多数の送信アンテナが、狭帯域通
信システムに対する送信ダイバーシティを増加すること
によって、受信を改善することができることが判ってい
る。「チャネル推定を用いない送信ダイバーシティの新
検出方式」という論文で、タロク(Tarokh)他は、ＴＤＭ
Ａ方式のためのこのような送信ダイバーシティ方式を説
明している。同じ考えが、アラムティ（Alamouti）の論
文「無線通信のための簡単な送信機ダイバーシティ方
式」に説明されている。しかし、タロク他及びアラムテ
ィは、ＷＣＤＭＡ通信システムのためのこのような送信
ダイバーシティを教示していない。
【０００３】１９９９年１月１９日に出願され、参照の
ためここに引用した米国仮特許出願番号６０／１１６，
２６８に記述されているような次世代広帯域符号分割多
元接続（ＷＣＤＭＡ）通信システムの送信ダイバーシテ
ィに対する新しい基準が絶えず出てきている。これらの
ＷＣＤＭＡ方式は、パイロットシンボルの助けを借りた
チャネル推定方式を伴うコヒーレント通信システムであ
る。これらのパイロットシンボルが、範囲内のあらゆる
受信機に対し、所定の時間フレームでＱＰＳＫ（quadra
ture phase shift keyed）の既知データとして送信され
る。こういうフレームは不連続送信（ＤＴＸ）モードで
伝搬し得る。音声トラフィックでは、ユーザが話すとき
にユーザ・データの送信が行われるが、ユーザが沈黙し
ているときはデータシンボルの送信は行われない。同様
に、パケット・データでは、パケットを送る用意ができ
ているときだけ、ユーザ・データが送信される。フレー
ムは、それぞれ０．６２５ミリ秒の１６個の等しいタイ
ムスロットに分けられる。各タイムスロットが等しいシ
ンボル時間に更に分けられる。例えば、３２ KSPSのデ
ータ速度では、各々のタイムスロットは２０個のシンボ
ル時間を有する。各フレームは、パイロットシンボルと
共に、送信電力制御（ＴＰＣ）シンボル及び速度情報
（ＲＩ）シンボルのような他の制御シンボルを含んでい
る。これらの制御シンボルは、データ・ビットと識別す
るために、チップの名前でも知られている多重ビットを
含んでいる。従って、チップ送信時間（ＴC）は、シン
ボル時間速度（Ｔ）をシンボル内にあるチップの数
（Ｎ）で除した値に等しい。移動体装置は、１つ又はそ
れ以上の遠隔基地局によって送信されるデータフレーム
をまず受信し同期化しなければならない。各基地局は、
１次共通制御物理チャネル（ＰＣＣＰＣＨ）（primary
common control physical channel）を介して報知チャ
ネル（broadcast channel）（ＢＣＨ）データを継続的
に送信し、それ自体をセル内の移動体装置が識別する。
図１では、先行技術の典型的なダイバーシティ送信機の
簡略化したブロック図を示す。送信機はそれぞれ１次
（Ｐ−ＳＣＨ）１５０と２次（Ｓ−ＳＣＨ）１６０のチ
ャネルで１次及び２次同期化符号を同時に送信し、移動
体装置によって受信された各基地局信号を個別に識別す
る。回路１５６及び１６６は、導線１５４のＧＰ−ＳＣ
Ｈと導線１６４のＧＰ−ＳＣＨのそれぞれの利得係数に
応じて、これらの同期化符号の利得を変調する。回路１
７０は、これらの同期化符号を加算し、導線１７２を介
してそれらを時間スイッチ（ＴＳＷ）１７４に供給す
る。時間スイッチ１７４は挿入図１９０に示すように、
導線１４０の制御信号に応じて、同期化符号をＳＷ０
１３４とＳＷ１１３６に選択的に供給する。これらのＰ
−ＳＣＨ符号及びＳ−ＳＣＨ符号は、タイムスロット１
でシンボル３００（図３）として送信される。
ためここに引用した米国仮特許出願番号６０／１１６，
２６８に記述されているような次世代広帯域符号分割多
元接続（ＷＣＤＭＡ）通信システムの送信ダイバーシテ
ィに対する新しい基準が絶えず出てきている。これらの
ＷＣＤＭＡ方式は、パイロットシンボルの助けを借りた
チャネル推定方式を伴うコヒーレント通信システムであ
る。これらのパイロットシンボルが、範囲内のあらゆる
受信機に対し、所定の時間フレームでＱＰＳＫ（quadra
ture phase shift keyed）の既知データとして送信され
る。こういうフレームは不連続送信（ＤＴＸ）モードで
伝搬し得る。音声トラフィックでは、ユーザが話すとき
にユーザ・データの送信が行われるが、ユーザが沈黙し
ているときはデータシンボルの送信は行われない。同様
に、パケット・データでは、パケットを送る用意ができ
ているときだけ、ユーザ・データが送信される。フレー
ムは、それぞれ０．６２５ミリ秒の１６個の等しいタイ
ムスロットに分けられる。各タイムスロットが等しいシ
ンボル時間に更に分けられる。例えば、３２ KSPSのデ
ータ速度では、各々のタイムスロットは２０個のシンボ
ル時間を有する。各フレームは、パイロットシンボルと
共に、送信電力制御（ＴＰＣ）シンボル及び速度情報
（ＲＩ）シンボルのような他の制御シンボルを含んでい
る。これらの制御シンボルは、データ・ビットと識別す
るために、チップの名前でも知られている多重ビットを
含んでいる。従って、チップ送信時間（ＴC）は、シン
ボル時間速度（Ｔ）をシンボル内にあるチップの数
（Ｎ）で除した値に等しい。移動体装置は、１つ又はそ
れ以上の遠隔基地局によって送信されるデータフレーム
をまず受信し同期化しなければならない。各基地局は、
１次共通制御物理チャネル（ＰＣＣＰＣＨ）（primary
common control physical channel）を介して報知チャ
ネル（broadcast channel）（ＢＣＨ）データを継続的
に送信し、それ自体をセル内の移動体装置が識別する。
図１では、先行技術の典型的なダイバーシティ送信機の
簡略化したブロック図を示す。送信機はそれぞれ１次
（Ｐ−ＳＣＨ）１５０と２次（Ｓ−ＳＣＨ）１６０のチ
ャネルで１次及び２次同期化符号を同時に送信し、移動
体装置によって受信された各基地局信号を個別に識別す
る。回路１５６及び１６６は、導線１５４のＧＰ−ＳＣ
Ｈと導線１６４のＧＰ−ＳＣＨのそれぞれの利得係数に
応じて、これらの同期化符号の利得を変調する。回路１
７０は、これらの同期化符号を加算し、導線１７２を介
してそれらを時間スイッチ（ＴＳＷ）１７４に供給す
る。時間スイッチ１７４は挿入図１９０に示すように、
導線１４０の制御信号に応じて、同期化符号をＳＷ０
１３４とＳＷ１１３６に選択的に供給する。これらのＰ
−ＳＣＨ符号及びＳ−ＳＣＨ符号は、タイムスロット１
でシンボル３００（図３）として送信される。
【０００４】ＰＣＣＰＣＨのための報知チャネル・デー
タ（ＢＣＨ）は、導線１０６を介してチャネル・エンコ
ーダ１０８に供給される（図１）。インターリーバ回路
１１０は、そのＢＣＨデータを空間時間送信ダイバーシ
ティ（ＳＴＴＤ）エンコーダ回路１１２に供給する。Ｓ
ＴＴＤエンコーダは、送信アンテナ（Ａｎｔ １）に対
し導線１１４で、ダイバーシティ・アンテナ（Ａｎｔ
２）に対し導線１１６で、符号化された出力データを生
成する。多重化回路１１８は、タイムスロット１のデー
タシンボル３０２（図３）に対応する時間に、このＳＴ
ＴＤ符号化ＢＣＨデータを導線１２０及び１２２に生成
する。ＢＣＨデータは、導線１２４の拡散及びスクラン
ブル符号によって変調され、スイッチＳＷ０ １３４及
びＳＷ１１３６に供給される。これらのスイッチＳＷ０
及びＳＷ１は、挿入図１９０に示すように、導線１３８
の制御信号に応じて、ＳＣＨデータをＢＣＨデータ及び
パイロットシンボルと選択的に多重化する。その後、導
線１８０のＢＣＨデータは送信アンテナ（Ａｎｔ １）
に供給され、導線１８２のデータはダイバーシティ・ア
ンテナ（Ａｎｔ ２）に供給される。
タ（ＢＣＨ）は、導線１０６を介してチャネル・エンコ
ーダ１０８に供給される（図１）。インターリーバ回路
１１０は、そのＢＣＨデータを空間時間送信ダイバーシ
ティ（ＳＴＴＤ）エンコーダ回路１１２に供給する。Ｓ
ＴＴＤエンコーダは、送信アンテナ（Ａｎｔ １）に対
し導線１１４で、ダイバーシティ・アンテナ（Ａｎｔ
２）に対し導線１１６で、符号化された出力データを生
成する。多重化回路１１８は、タイムスロット１のデー
タシンボル３０２（図３）に対応する時間に、このＳＴ
ＴＤ符号化ＢＣＨデータを導線１２０及び１２２に生成
する。ＢＣＨデータは、導線１２４の拡散及びスクラン
ブル符号によって変調され、スイッチＳＷ０ １３４及
びＳＷ１１３６に供給される。これらのスイッチＳＷ０
及びＳＷ１は、挿入図１９０に示すように、導線１３８
の制御信号に応じて、ＳＣＨデータをＢＣＨデータ及び
パイロットシンボルと選択的に多重化する。その後、導
線１８０のＢＣＨデータは送信アンテナ（Ａｎｔ １）
に供給され、導線１８２のデータはダイバーシティ・ア
ンテナ（Ａｎｔ ２）に供給される。
【０００５】ＰＣＣＰＣＨのためのパイロットシンボル
は導線１００に供給される。ダイバーシティ回路１０２
は、ダイバーシティ・アンテナに対し、開ループ送信ダ
イバーシティ（ＯＴＤ）シンボルパターンを導線１０４
に生成する。このＯＴＤパターンを、送信アンテナに対
するパイロットシンボルパターンと共に、表１に１フレ
ームにそれぞれ１６個のタイムスロットについて示す。
比較のため、ＤＰＤＣＨ（dedicated physical data ch
annel）を介したダイバーシティ・アンテナ（Ａｎｔ
２）に対するＳＴＴＤパイロットシンボルパターンも示
す。導線１００及び１０２のパイロットシンボルは、多
重化回路１１８に供給される。多重化回路１１８は、タ
イムスロット１のパイロットシンボル３０４（図３）に
対応する時間に、導線１００及び１０２のパイロットシ
ンボルをそれぞれ導線１２０及び１２２に供給する。こ
のように、多重化回路１１８は、ＳＴＴＤ符号化データ
シンボル３０２を、ＯＴＤ符号化パイロットシンボル３
０４と多重化する。その後、導線１２０及び１２２のパ
イロットシンボルは、拡散及びスクランブル符号と共に
変調される。導線１３０及び１３２のこれらの変調され
たパイロットシンボルは、挿入図１９０に示すように、
導線１３８の制御信号に応じて、それぞれスイッチ１３
４及び１３６で更にＳＣＨデータと多重化される。その
結果のパイロットシンボルは、それぞれ導線１８０及び
１８２を介して送信アンテナ及びダイバーシティ・アン
テナに供給される。
は導線１００に供給される。ダイバーシティ回路１０２
は、ダイバーシティ・アンテナに対し、開ループ送信ダ
イバーシティ（ＯＴＤ）シンボルパターンを導線１０４
に生成する。このＯＴＤパターンを、送信アンテナに対
するパイロットシンボルパターンと共に、表１に１フレ
ームにそれぞれ１６個のタイムスロットについて示す。
比較のため、ＤＰＤＣＨ（dedicated physical data ch
annel）を介したダイバーシティ・アンテナ（Ａｎｔ
２）に対するＳＴＴＤパイロットシンボルパターンも示
す。導線１００及び１０２のパイロットシンボルは、多
重化回路１１８に供給される。多重化回路１１８は、タ
イムスロット１のパイロットシンボル３０４（図３）に
対応する時間に、導線１００及び１０２のパイロットシ
ンボルをそれぞれ導線１２０及び１２２に供給する。こ
のように、多重化回路１１８は、ＳＴＴＤ符号化データ
シンボル３０２を、ＯＴＤ符号化パイロットシンボル３
０４と多重化する。その後、導線１２０及び１２２のパ
イロットシンボルは、拡散及びスクランブル符号と共に
変調される。導線１３０及び１３２のこれらの変調され
たパイロットシンボルは、挿入図１９０に示すように、
導線１３８の制御信号に応じて、それぞれスイッチ１３
４及び１３６で更にＳＣＨデータと多重化される。その
結果のパイロットシンボルは、それぞれ導線１８０及び
１８２を介して送信アンテナ及びダイバーシティ・アン
テナに供給される。
【表１】
【０００６】次に図２において、図１の送信機のパイロ
ットシンボル符号化のための先行技術のＯＴＤエンコー
ダ１０２における信号の流れを示すブロック図が示され
ている。パイロットシンボルは、後で詳細に説明するよ
うに、チャネル推定及び他の機能のために用いることの
できる所定の制御信号である。ＯＴＤエンコーダ１０２
は、導線１００を介して、それぞれシンボル時間Ｔ−４
ＴにパイロットシンボルＢ1，Ｓ1，Ｂ2，Ｓ2を受取る。
これらのパイロットシンボルは、前述したように、多重
化回路１１８とスイッチＳＷ０を介して送信アンテナ
（Ａｎｔ １）に供給される。ＯＴＤエンコーダ１０２
は同時に、ＯＴＤダイバーシティ・アンテナ（Ａｎｔ
２）に対し導線１０４に、それぞれシンボル時間Ｔ−４
ＴにパイロットシンボルＢ1，Ｓ1，−Ｂ2，−Ｓ2を生成
する。送信アンテナ及びＯＴＤダイバーシティ・アンテ
ナに対するパイロットシンボルパターンは、１フレーム
の１６タイムスロットについて表１に示されている。各
シンボルは、実数及び虚数成分を表わす２ビットを含
む。アスタリスク*は、シンボルの複素数共役演算又は
虚数部分の符号の変化を示す。従って、導線１０４の送
信アンテナに対する最初のタイムスロットのパイロット
シンボルの値は、１１，１１，１１，１１である。導線
１０４の第２のアンテナに対応するパイロットシンボル
は、１１，１１，００，００である。これらのシンボル
のビット信号ｒj(i＋τj）は、それぞれパス２０８及び
２１０に沿って直列に送信される。それぞれのシンボル
の各ビット信号が、j番目のパスに対応する送信時間τ
の後、遠隔移動体アンテナ２１２で受信される。これら
の信号が逆拡散回路（図６）に伝搬し、そこでそれぞれ
のシンボル時間にわたって累算され、４つのパイロット
シンボルタイムスロットとＬ個の多数の信号パスのj番
目に対応する入力信号
ットシンボル符号化のための先行技術のＯＴＤエンコー
ダ１０２における信号の流れを示すブロック図が示され
ている。パイロットシンボルは、後で詳細に説明するよ
うに、チャネル推定及び他の機能のために用いることの
できる所定の制御信号である。ＯＴＤエンコーダ１０２
は、導線１００を介して、それぞれシンボル時間Ｔ−４
ＴにパイロットシンボルＢ1，Ｓ1，Ｂ2，Ｓ2を受取る。
これらのパイロットシンボルは、前述したように、多重
化回路１１８とスイッチＳＷ０を介して送信アンテナ
（Ａｎｔ １）に供給される。ＯＴＤエンコーダ１０２
は同時に、ＯＴＤダイバーシティ・アンテナ（Ａｎｔ
２）に対し導線１０４に、それぞれシンボル時間Ｔ−４
ＴにパイロットシンボルＢ1，Ｓ1，−Ｂ2，−Ｓ2を生成
する。送信アンテナ及びＯＴＤダイバーシティ・アンテ
ナに対するパイロットシンボルパターンは、１フレーム
の１６タイムスロットについて表１に示されている。各
シンボルは、実数及び虚数成分を表わす２ビットを含
む。アスタリスク*は、シンボルの複素数共役演算又は
虚数部分の符号の変化を示す。従って、導線１０４の送
信アンテナに対する最初のタイムスロットのパイロット
シンボルの値は、１１，１１，１１，１１である。導線
１０４の第２のアンテナに対応するパイロットシンボル
は、１１，１１，００，００である。これらのシンボル
のビット信号ｒj(i＋τj）は、それぞれパス２０８及び
２１０に沿って直列に送信される。それぞれのシンボル
の各ビット信号が、j番目のパスに対応する送信時間τ
の後、遠隔移動体アンテナ２１２で受信される。これら
の信号が逆拡散回路（図６）に伝搬し、そこでそれぞれ
のシンボル時間にわたって累算され、４つのパイロット
シンボルタイムスロットとＬ個の多数の信号パスのj番
目に対応する入力信号
【外１】 を生成する。各タイムスロットに対するパイロットシン
ボルに対応する入力信号を、数式１から数式４に示す。
簡単にするため雑音項は省いてある。受信信号
ボルに対応する入力信号を、数式１から数式４に示す。
簡単にするため雑音項は省いてある。受信信号
【外２】 が、それぞれパイロットシンボルＢ1，Ｓ1，Ｂ2，Ｓ2に
よって生成される。各アンテナに対する４つのパイロッ
トシンボルにわたる平均チャネル推定値
よって生成される。各アンテナに対する４つのパイロッ
トシンボルにわたる平均チャネル推定値
【外３】 及び
【外４】 は、数式５及び数式６にあるように、各受信信号及びそ
れぞれのパイロットシンボルの複素数共役の積から容易
に得られる。
れぞれのパイロットシンボルの複素数共役の積から容易
に得られる。
【数１】
【数２】
【数３】
【数４】
【数５】
【数６】
【０００７】次に、図４において、先行技術の移動体通
信システムの簡略図が示されている。移動体通信システ
ムは、外部信号を送信および受信するアンテナ４００を
含む。ダイプレクサ４０２はアンテナの送信及び受信機
能を制御する。レーク結合回路４０４の多数のフィンガ
が、多数のパスからの受信信号を結合する。パイロット
シンボル信号を含むレーク結合回路４０４からのシンボ
ルは、ビット誤り率（ＢＥＲ）回路４１０とビタビ・デ
コーダ４０６に供給される。ビタビ・デコーダからのデ
コードされたシンボルは、フレーム誤り率（ＦＥＲ）回
路４０８に供給される。平均化回路４１２は、ＦＥＲお
よびＢＥＲの一方を生成する。この選択された誤り率
は、比較回路４１６によって、基準回路４１４からの対
応する目標誤り率と比較される。比較の結果は、導線４
２４に信号対干渉比（ＳＩＲ）基準信号を生成する回路
４１８を介して、バイアス回路４２０に供給される。レ
ーク結合器４０４からのパイロットシンボルは、ＳＩＲ
測定回路４３２に供給される。ＳＩＲ測定回路は、受信
したパイロットシンボルの平均値から受信信号強度標識
（ＲＳＳＩ）推定値を生成する。ＳＩＲ測定回路は、多
くのタイムスロットにわたる基地局および別の移動体装
置からの干渉信号の平均値から干渉信号強度標識（ＩＳ
ＳＩ）推定値も生成する。ＳＩＲ測定回路は、ＲＳＳＩ
信号とＩＳＳＩ信号の比からＳＩＲ推定値を生成する。
このＳＩＲ推定値は、回路４２６で目標ＳＩＲと比較さ
れる。この比較結果は、回路４２８を介してＴＰＣコマ
ンド回路４３０に供給される。ＴＰＣコマンド回路４３
０は、遠隔基地局に送信されるＴＰＣシンボル制御信号
を設定する。このＴＰＣシンボルが、その後の送信のた
め、送信電力を１ ｄＢだけ増加又は減少させるように
基地局に指示する。次に図５において、チャネル推定の
ための先行技術の重み付きマルチ・スロット平均化 (Ｗ
ＭＳＡ)回路７３２を示す図が示されている。動作にお
いて、信号バッファ回路７０６（図７）は、１０ミリ秒
の所定の時間期間を有するデータの個別のフレームを受
取る。ＰＣＣＰＣＨの各フレームは、それぞれ０．６２
５ミリ秒の１６個の等しいタイムスロットに区分され
る。各タイムスロット、例えばタイムスロット５２８
は、それぞれパイロットシンボル５２０とデータシンボ
ル５２９とのセットを含む。ＷＭＳＡ回路（図５）は、
８０ Ｈｚより小さいドップラー周波数に対し好ましく
は６個のタイムスロットから、８０ Ｈｚ又はそれ以上
のドップラー周波数に対し好ましくは４個のタイムスロ
ットからパイロットシンボルをサンプリングする。これ
らのサンプリングされたパイロットシンボルは、それぞ
れの重み付け係数（weighting coefficients）α1から
αNで乗算され、回路５２６で結合され、チャネル推定
値を生成する。このチャネル推定値は、それぞれの送信
アンテナに対するタイムスロット５２７の推定値の受信
データシンボルの位相を補正するために用いられる。
信システムの簡略図が示されている。移動体通信システ
ムは、外部信号を送信および受信するアンテナ４００を
含む。ダイプレクサ４０２はアンテナの送信及び受信機
能を制御する。レーク結合回路４０４の多数のフィンガ
が、多数のパスからの受信信号を結合する。パイロット
シンボル信号を含むレーク結合回路４０４からのシンボ
ルは、ビット誤り率（ＢＥＲ）回路４１０とビタビ・デ
コーダ４０６に供給される。ビタビ・デコーダからのデ
コードされたシンボルは、フレーム誤り率（ＦＥＲ）回
路４０８に供給される。平均化回路４１２は、ＦＥＲお
よびＢＥＲの一方を生成する。この選択された誤り率
は、比較回路４１６によって、基準回路４１４からの対
応する目標誤り率と比較される。比較の結果は、導線４
２４に信号対干渉比（ＳＩＲ）基準信号を生成する回路
４１８を介して、バイアス回路４２０に供給される。レ
ーク結合器４０４からのパイロットシンボルは、ＳＩＲ
測定回路４３２に供給される。ＳＩＲ測定回路は、受信
したパイロットシンボルの平均値から受信信号強度標識
（ＲＳＳＩ）推定値を生成する。ＳＩＲ測定回路は、多
くのタイムスロットにわたる基地局および別の移動体装
置からの干渉信号の平均値から干渉信号強度標識（ＩＳ
ＳＩ）推定値も生成する。ＳＩＲ測定回路は、ＲＳＳＩ
信号とＩＳＳＩ信号の比からＳＩＲ推定値を生成する。
このＳＩＲ推定値は、回路４２６で目標ＳＩＲと比較さ
れる。この比較結果は、回路４２８を介してＴＰＣコマ
ンド回路４３０に供給される。ＴＰＣコマンド回路４３
０は、遠隔基地局に送信されるＴＰＣシンボル制御信号
を設定する。このＴＰＣシンボルが、その後の送信のた
め、送信電力を１ ｄＢだけ増加又は減少させるように
基地局に指示する。次に図５において、チャネル推定の
ための先行技術の重み付きマルチ・スロット平均化 (Ｗ
ＭＳＡ)回路７３２を示す図が示されている。動作にお
いて、信号バッファ回路７０６（図７）は、１０ミリ秒
の所定の時間期間を有するデータの個別のフレームを受
取る。ＰＣＣＰＣＨの各フレームは、それぞれ０．６２
５ミリ秒の１６個の等しいタイムスロットに区分され
る。各タイムスロット、例えばタイムスロット５２８
は、それぞれパイロットシンボル５２０とデータシンボ
ル５２９とのセットを含む。ＷＭＳＡ回路（図５）は、
８０ Ｈｚより小さいドップラー周波数に対し好ましく
は６個のタイムスロットから、８０ Ｈｚ又はそれ以上
のドップラー周波数に対し好ましくは４個のタイムスロ
ットからパイロットシンボルをサンプリングする。これ
らのサンプリングされたパイロットシンボルは、それぞ
れの重み付け係数（weighting coefficients）α1から
αNで乗算され、回路５２６で結合され、チャネル推定
値を生成する。このチャネル推定値は、それぞれの送信
アンテナに対するタイムスロット５２７の推定値の受信
データシンボルの位相を補正するために用いられる。
【０００８】次に図６において、先行技術の逆拡散回路
が示されている。移動体アンテナ２１２からの受信信号
は逆拡散回路に伝搬し、そこでそれぞれのシンボル時間
にわたって累算されて、前に述べたようにＬ個の多数の
信号パスのj番目に対応する出力信号
が示されている。移動体アンテナ２１２からの受信信号
は逆拡散回路に伝搬し、そこでそれぞれのシンボル時間
にわたって累算されて、前に述べたようにＬ個の多数の
信号パスのj番目に対応する出力信号
【外５】 及び
【外６】 を生成する。逆拡散回路は、送信後、時間τjでＬ個の
多数の信号パスのｊ番目に沿った雑音と共にシンボル毎
にＮ個のチップ信号のi番目を受取る。ここで及び後の
説明において、雑音項は簡単にするため省いている。導
線６００のこの受信信号ｒj（ｉ＋τj）は、導線６０４
のその受信機に固有のチャネル直交符号信号Ｃm（ｉ＋
τj）によって乗算される。各チップ信号は、回路６０
８でそれぞれのシンボル時間にわたって累算され、それ
ぞれ数式１及び２にあるように、導線６１２及び６１４
に第１及び第２の出力信号
多数の信号パスのｊ番目に沿った雑音と共にシンボル毎
にＮ個のチップ信号のi番目を受取る。ここで及び後の
説明において、雑音項は簡単にするため省いている。導
線６００のこの受信信号ｒj（ｉ＋τj）は、導線６０４
のその受信機に固有のチャネル直交符号信号Ｃm（ｉ＋
τj）によって乗算される。各チップ信号は、回路６０
８でそれぞれのシンボル時間にわたって累算され、それ
ぞれ数式１及び２にあるように、導線６１２及び６１４
に第１及び第２の出力信号
【外７】 及び
【外８】 を生成する。遅延回路６１０は、出力信号が同時に生成
されるように、１シンボル遅延Ｔを生成する。この構成
により、遠隔基地局からのマルチパス送信アンテナ・ダ
イバーシティによる移動体通信システムで付加的な利得
が得られる。しかし、移動体装置は、送信アンテナ・ダ
イバーシティを有する基地局だけでなく、１つの送信ア
ンテナを有する基地局に対して互換性がなければならな
い。従って、移動体通信システムが、最初にパワー・ア
ップされるとき、又は１つのセルから別のセルへ通過す
るとき、問題が生じる。移動体装置は、幾つかの基地信
号のうちの何れが所望の信号強度を提供するかを決定す
るだけでなく、その基地局が送信アンテナ・ダイバーシ
ティを提供するかどうかをも決定しなくてはならない。
移動体装置が受信信号を誤ってデコードし、送信ダイバ
ーシティがないと想定する場合、送信ダイバーシティの
改善された利得は失われる。代わりに、移動体装置が受
信信号を誤ってデコードし、送信ダイバーシティを想定
する場合、レーク結合回路４０４の多数のフィンガは受
信信号の雑音の一因となる。
されるように、１シンボル遅延Ｔを生成する。この構成
により、遠隔基地局からのマルチパス送信アンテナ・ダ
イバーシティによる移動体通信システムで付加的な利得
が得られる。しかし、移動体装置は、送信アンテナ・ダ
イバーシティを有する基地局だけでなく、１つの送信ア
ンテナを有する基地局に対して互換性がなければならな
い。従って、移動体通信システムが、最初にパワー・ア
ップされるとき、又は１つのセルから別のセルへ通過す
るとき、問題が生じる。移動体装置は、幾つかの基地信
号のうちの何れが所望の信号強度を提供するかを決定す
るだけでなく、その基地局が送信アンテナ・ダイバーシ
ティを提供するかどうかをも決定しなくてはならない。
移動体装置が受信信号を誤ってデコードし、送信ダイバ
ーシティがないと想定する場合、送信ダイバーシティの
改善された利得は失われる。代わりに、移動体装置が受
信信号を誤ってデコードし、送信ダイバーシティを想定
する場合、レーク結合回路４０４の多数のフィンガは受
信信号の雑音の一因となる。
【０００９】
【課題を達成するための手段及び作用】これらの問題
は、送信機の第１のアンテナ及び第２のアンテナのうち
少なくとも１つから入力信号を受取るよう接続される測
定回路を含むよう設計された回路によって解決される。
測定回路は、入力信号の大きさに対応する出力信号を生
成する。制御回路が、出力信号、第１の基準信号、及び
第２の基準信号を受取るよう接続される。制御回路は、
出力信号、第１の基準信号、及び第２の基準信号の比較
に応じて、制御信号を生成するよう構成される。本発明
はダイバーシティ送信アンテナを検出する。制御信号
は、受信機の信号処理を修正し、ダイバーシティ送信ア
ンテナの存在又は不在に対応させる。
は、送信機の第１のアンテナ及び第２のアンテナのうち
少なくとも１つから入力信号を受取るよう接続される測
定回路を含むよう設計された回路によって解決される。
測定回路は、入力信号の大きさに対応する出力信号を生
成する。制御回路が、出力信号、第１の基準信号、及び
第２の基準信号を受取るよう接続される。制御回路は、
出力信号、第１の基準信号、及び第２の基準信号の比較
に応じて、制御信号を生成するよう構成される。本発明
はダイバーシティ送信アンテナを検出する。制御信号
は、受信機の信号処理を修正し、ダイバーシティ送信ア
ンテナの存在又は不在に対応させる。
【００１０】
【実施例】図面を参照して以下の詳細な説明を読むこと
によって、本発明が更によく理解され得る。次に図７Ａ
において、送信ダイバーシティのブラインド（blind）
検出のために構成された本発明の移動体装置の第１の実
施例が示されている。このブラインド検出方式は、Ａ．
ワルド（A. Wald）の「シーケンシャル・アナリシス」
（１９４７）によって開示されたアルゴリズムの新規な
具現化を含む。移動体アンテナ２１２は、それぞれ導線
１８０及び１８２（図１）で基地局アンテナによって送
信されたマルチパス信号を受信する。ダイプレクサ回路
７０２は、受信モード動作中これらの受信マルチパス信
号を導線７０４に接続する。ドップラー周波数推定回路
７４０は、１９９８年１２月３１日に出願され、参照の
ためここに引用する同時継続中の米国特許出願番号０９
／２２４，６３２に詳細に説明されている。ドップラー
周波数推定回路７４０は、導線７０４でマルチパス信号
を受取り、推定されたドップラー周波数に対応して導線
７４２に出力信号を生成する。遅延プロファイル推定回
路７２０も導線７０４でマルチパス信号を受取る。遅延
プロファイル推定回路７２０は、図６にあるような逆拡
散回路とマッチ・フィルタ回路（図示せず）を含む。遅
延プロファイル推定回路７２０は、マッチングされたフ
ィルタ出力の強度に基づいて、受信マルチパス信号のう
ちの何れが結合されるべきかを決定する。
によって、本発明が更によく理解され得る。次に図７Ａ
において、送信ダイバーシティのブラインド（blind）
検出のために構成された本発明の移動体装置の第１の実
施例が示されている。このブラインド検出方式は、Ａ．
ワルド（A. Wald）の「シーケンシャル・アナリシス」
（１９４７）によって開示されたアルゴリズムの新規な
具現化を含む。移動体アンテナ２１２は、それぞれ導線
１８０及び１８２（図１）で基地局アンテナによって送
信されたマルチパス信号を受信する。ダイプレクサ回路
７０２は、受信モード動作中これらの受信マルチパス信
号を導線７０４に接続する。ドップラー周波数推定回路
７４０は、１９９８年１２月３１日に出願され、参照の
ためここに引用する同時継続中の米国特許出願番号０９
／２２４，６３２に詳細に説明されている。ドップラー
周波数推定回路７４０は、導線７０４でマルチパス信号
を受取り、推定されたドップラー周波数に対応して導線
７４２に出力信号を生成する。遅延プロファイル推定回
路７２０も導線７０４でマルチパス信号を受取る。遅延
プロファイル推定回路７２０は、図６にあるような逆拡
散回路とマッチ・フィルタ回路（図示せず）を含む。遅
延プロファイル推定回路７２０は、マッチングされたフ
ィルタ出力の強度に基づいて、受信マルチパス信号のう
ちの何れが結合されるべきかを決定する。
【００１１】次に図7Ｃを参照して、測定回路７４６の
動作を詳細に説明する。測定回路７４６は、導線７０４
の受信マルチパス信号からパイロットシンボルデータを
受取る。チャネル推定回路７５０は、それぞれ導線１８
０及び１８２のアンテナに対応して、個別のダイバーシ
ティ信号Ｘ1及びＸ2を生成する。これらの個別のダイバ
ーシティ信号は、一連のタイムスロットからのパイロッ
トシンボルを含む。コヒーレント平均化回路７５６は、
導線７４２のドップラー周波数推定回路出力信号に応じ
てＫ個のタイムスロットから、導線１８０及び１８２の
それぞれのアンテナからの全受信パイロットシンボルデ
ータのエネルギーをコヒーレントに平均化し、それぞれ
導線７５８及び７６０に信号
動作を詳細に説明する。測定回路７４６は、導線７０４
の受信マルチパス信号からパイロットシンボルデータを
受取る。チャネル推定回路７５０は、それぞれ導線１８
０及び１８２のアンテナに対応して、個別のダイバーシ
ティ信号Ｘ1及びＸ2を生成する。これらの個別のダイバ
ーシティ信号は、一連のタイムスロットからのパイロッ
トシンボルを含む。コヒーレント平均化回路７５６は、
導線７４２のドップラー周波数推定回路出力信号に応じ
てＫ個のタイムスロットから、導線１８０及び１８２の
それぞれのアンテナからの全受信パイロットシンボルデ
ータのエネルギーをコヒーレントに平均化し、それぞれ
導線７５８及び７６０に信号
【外９】 及び
【外１０】 を生成する。変数Ｋは、図５のＷＭＳＡ回路で用いられ
るタイムスロットの数と同じであることが好ましい。こ
れは、８０ Ｈｚより小さいドップラー周波数に対し６
個のタイムスロットに等しいことが好ましく、８０ Ｈ
ｚ又はそれ以上のドップラー周波数に対し４個のタイム
スロットに等しいことが好ましい。その後、ノン・コヒ
ーレント平均化回路７６２は、それぞれのマルチパスを
介して信号
るタイムスロットの数と同じであることが好ましい。こ
れは、８０ Ｈｚより小さいドップラー周波数に対し６
個のタイムスロットに等しいことが好ましく、８０ Ｈ
ｚ又はそれ以上のドップラー周波数に対し４個のタイム
スロットに等しいことが好ましい。その後、ノン・コヒ
ーレント平均化回路７６２は、それぞれのマルチパスを
介して信号
【外１１】 及び
【外１２】 をノン・コヒーレントに平均化し、遅延プロファイル推
定回路からの導線７４４の出力信号に応じて、それぞれ
導線７６４及び７６６に信号
定回路からの導線７４４の出力信号に応じて、それぞれ
導線７６４及び７６６に信号
【外１３】 及び
【外１４】 を生成する。レシオ回路７６８は、それぞれ導線１８０
の１次アンテナと導線１８２のダイバーシティ・アンテ
ナからの信号
の１次アンテナと導線１８２のダイバーシティ・アンテ
ナからの信号
【外１５】 及び
【外１６】 の比である出力信号λを導線７２２に生成する。比較回
路７２６は、導線７２２の出力信号λを、それぞれ導線
７２３及び７２４の第１の基準信号η1及び第２の基準
信号η2と比較する。これらの基準信号は、基準信号η1
が基準信号η2より大きくなるようにプログラムされ
る。出力信号λが基準信号η1より大きいとき、比較回
路は、送信ダイバーシティがないことを示す制御信号を
導線７２８に生成する。この制御信号はＷＭＳＡチャネ
ル推定回路７３２に供給される。ＷＭＳＡチャネル推定
回路は、導線７３６のチャネル推定値
路７２６は、導線７２２の出力信号λを、それぞれ導線
７２３及び７２４の第１の基準信号η1及び第２の基準
信号η2と比較する。これらの基準信号は、基準信号η1
が基準信号η2より大きくなるようにプログラムされ
る。出力信号λが基準信号η1より大きいとき、比較回
路は、送信ダイバーシティがないことを示す制御信号を
導線７２８に生成する。この制御信号はＷＭＳＡチャネ
ル推定回路７３２に供給される。ＷＭＳＡチャネル推定
回路は、導線７３６のチャネル推定値
【外１７】 を０に設定し、それによって、受信信号に影響するいか
なる雑音も排除する。その後、位相補正回路７１０は、
導線７３４のチャネル推定
なる雑音も排除する。その後、位相補正回路７１０は、
導線７３４のチャネル推定
【外１８】 を信号バッファから導線７０８で受信した信号に適用す
る。位相補正回路は、導線１８０の１次アンテナからの
補正された受信信号を、レーク結合回路７１２に供給す
る。その後、このレーク結合回路は、１次アンテナから
の補正されたマルチパス信号を結合し、その結果の結合
信号をビタビ・デコーダ回路７１４に供給する。ビタビ
・デコーダは受信信号を導線７１６に生成する。
る。位相補正回路は、導線１８０の１次アンテナからの
補正された受信信号を、レーク結合回路７１２に供給す
る。その後、このレーク結合回路は、１次アンテナから
の補正されたマルチパス信号を結合し、その結果の結合
信号をビタビ・デコーダ回路７１４に供給する。ビタビ
・デコーダは受信信号を導線７１６に生成する。
【００１２】代替例として、出力信号λが基準信号η2
より小さいとき、１次アンテナとダイバーシティ・アン
テナからの信号の比は、ほぼ均一である。従って、比較
回路７２６は、送信ダイバーシティを示す制御信号を導
線７２８に生成する。この制御信号も、ＷＭＳＡチャネ
ル推定回路７３２に供給される。ＷＭＳＡチャネル推定
回路がそれに対応して、それぞれ導線７３４及び７３６
にチャネル推定信号
より小さいとき、１次アンテナとダイバーシティ・アン
テナからの信号の比は、ほぼ均一である。従って、比較
回路７２６は、送信ダイバーシティを示す制御信号を導
線７２８に生成する。この制御信号も、ＷＭＳＡチャネ
ル推定回路７３２に供給される。ＷＭＳＡチャネル推定
回路がそれに対応して、それぞれ導線７３４及び７３６
にチャネル推定信号
【外１９】 及び
【外２０】 を生成する。その後、位相補正回路７１０は、両方のチ
ャネル推定値を、信号バッファ７０６から導線７０８で
受信した信号に適用する。その後、位相補正回路は、導
線１８０の１次アンテナと導線１８２のダイバーシティ
・アンテナからの補正された信号をレーク結合回路７１
２に供給する。その後、このレーク結合回路は、両方の
アンテナからの補正されたマルチパス信号を結合し、そ
の結果の結合信号をビタビ・デコーダ回路７１４に供給
する。ビタビ・デコーダは受信信号を導線７１６に生成
する。出力信号λが基準信号η1より小さくη2より大き
いとき、信号の比は不定であり、比較回路７２６は、導
線７２８の制御信号を変化させない。このため、ＷＭＳ
Ａチャネル推定回路は、前の状態に対応したチャネル推
定値を生成し続ける。同様に、位相補正回路７１０、レ
ーク結合器７１２、及びビタビ・デコーダ７１４は、出
力信号λが基準信号の１つの境界を越え、それによっ
て、ダイバーシティの存在又は不在が明確に示されるま
で、同じ動作モードを継続する。更に、基準信号η1及
びη2は、時間につれて１つの値ηに集束することが好
ましい。この連続的な集束により、時間につれてダイバ
ーシティ又はノン・ダイバーシティの連続的な検出が確
実になる。
ャネル推定値を、信号バッファ７０６から導線７０８で
受信した信号に適用する。その後、位相補正回路は、導
線１８０の１次アンテナと導線１８２のダイバーシティ
・アンテナからの補正された信号をレーク結合回路７１
２に供給する。その後、このレーク結合回路は、両方の
アンテナからの補正されたマルチパス信号を結合し、そ
の結果の結合信号をビタビ・デコーダ回路７１４に供給
する。ビタビ・デコーダは受信信号を導線７１６に生成
する。出力信号λが基準信号η1より小さくη2より大き
いとき、信号の比は不定であり、比較回路７２６は、導
線７２８の制御信号を変化させない。このため、ＷＭＳ
Ａチャネル推定回路は、前の状態に対応したチャネル推
定値を生成し続ける。同様に、位相補正回路７１０、レ
ーク結合器７１２、及びビタビ・デコーダ７１４は、出
力信号λが基準信号の１つの境界を越え、それによっ
て、ダイバーシティの存在又は不在が明確に示されるま
で、同じ動作モードを継続する。更に、基準信号η1及
びη2は、時間につれて１つの値ηに集束することが好
ましい。この連続的な集束により、時間につれてダイバ
ーシティ又はノン・ダイバーシティの連続的な検出が確
実になる。
【００１３】図８Ａのシミュレーション出力は、図７Ａ
の実施例で、時間を関数とした送信ダイバーシティの存
在の検出の累積的確率（cumulative probability）を示
す。このシミュレーション条件には、それぞれがＰＣＣ
ＰＣＨと等しい利得を有する４０個のトラフィック・チ
ャネルが含まれる。基準信号η1及びη2は、５Ｈｚ及び
２０ Ｈｚのドップラー速度に対し４８個のフレームに
わたって、２００ Ｈｚの乗物用（vehicular）ドップラ
ー速度に対し２４個のフレームにわたって、線形にηに
集束する。このシミュレーションは、それぞれ５ Ｈ
ｚ、２０ Ｈｚ、及び２００ Ｈｚのドップラー周波数に
対し、２５０ミリ秒、１４５ミリ秒、及び３０ミリ秒で
ダイバーシティ・アンテナの検出の９９％の累積的確率
を示す。図８Ｂのシミュレーションは、図７Ａの実施例
で、送信ダイバーシティの存在するときの非検出の累積
的確率Ｐmを示す。シミュレーションされた確率は、そ
れぞれ５ Ｈｚ及び２０ Ｈｚの歩行者用（pedestrian）
ドップラー周波数に対し１．７×１０-3及び１．２×１
０-4である。２００ Ｈｚのドップラー周波数で誤りは
生じない。図９Ａのシミュレーション出力は、図７Ａの
実施例で、時間を関数とした送信ダイバーシティの不在
の検出の累積的確率を示す。図８と同じシミュレーショ
ン条件下で、このシミュレーションは、それぞれ５ Ｈ
ｚ、２０ Ｈｚ、及び２００Ｈｚのドップラー周波数に
対し、１７０ミリ秒、１４０ミリ秒、及び５５ミリ秒で
ダイバーシティ・アンテナ不在の検出の９９％の累積的
確率を示す。図９Ｂのシミュレーションは、図７Ａの実
施例で、送信ダイバーシティの存在しないときの検出の
累積的確率 Pfを示す。シミュレーションされた確率
は、それぞれ５Ｈｚ、２０ Ｈｚ、及び２００ Ｈｚのド
ップラー周波数に対し６．５×１０-3、３．６×１
０-3、及び６．１×１０-4である。２００ Ｈｚのドッ
プラー周波数で誤りは生じない。従って、図７Ａのブラ
インド検出回路は、２５０ミリ秒より短い間に送信ダイ
バーシティの存在を確実に検出する。更に、アクティブ
なダイバーシティ・アンテナの検出漏れの確率Pmは１．
７×１０-3より小さく、存在しない送信ダイバーシティ
・アンテナの誤検出の確率Pfは６．５×１０-3より小さ
い。この検出方法は、時間が許すとき非常に有利であ
る。移動体検出に適応するために基地局での特殊な配慮
は何ら必要とされない。この移動体は、検出に関し１次
アンテナとダイバーシティ・アンテナからの信号の比に
依存する。このため、ブラインド検出のこの方法に送信
信号のデコードは必要とされない。
の実施例で、時間を関数とした送信ダイバーシティの存
在の検出の累積的確率（cumulative probability）を示
す。このシミュレーション条件には、それぞれがＰＣＣ
ＰＣＨと等しい利得を有する４０個のトラフィック・チ
ャネルが含まれる。基準信号η1及びη2は、５Ｈｚ及び
２０ Ｈｚのドップラー速度に対し４８個のフレームに
わたって、２００ Ｈｚの乗物用（vehicular）ドップラ
ー速度に対し２４個のフレームにわたって、線形にηに
集束する。このシミュレーションは、それぞれ５ Ｈ
ｚ、２０ Ｈｚ、及び２００ Ｈｚのドップラー周波数に
対し、２５０ミリ秒、１４５ミリ秒、及び３０ミリ秒で
ダイバーシティ・アンテナの検出の９９％の累積的確率
を示す。図８Ｂのシミュレーションは、図７Ａの実施例
で、送信ダイバーシティの存在するときの非検出の累積
的確率Ｐmを示す。シミュレーションされた確率は、そ
れぞれ５ Ｈｚ及び２０ Ｈｚの歩行者用（pedestrian）
ドップラー周波数に対し１．７×１０-3及び１．２×１
０-4である。２００ Ｈｚのドップラー周波数で誤りは
生じない。図９Ａのシミュレーション出力は、図７Ａの
実施例で、時間を関数とした送信ダイバーシティの不在
の検出の累積的確率を示す。図８と同じシミュレーショ
ン条件下で、このシミュレーションは、それぞれ５ Ｈ
ｚ、２０ Ｈｚ、及び２００Ｈｚのドップラー周波数に
対し、１７０ミリ秒、１４０ミリ秒、及び５５ミリ秒で
ダイバーシティ・アンテナ不在の検出の９９％の累積的
確率を示す。図９Ｂのシミュレーションは、図７Ａの実
施例で、送信ダイバーシティの存在しないときの検出の
累積的確率 Pfを示す。シミュレーションされた確率
は、それぞれ５Ｈｚ、２０ Ｈｚ、及び２００ Ｈｚのド
ップラー周波数に対し６．５×１０-3、３．６×１
０-3、及び６．１×１０-4である。２００ Ｈｚのドッ
プラー周波数で誤りは生じない。従って、図７Ａのブラ
インド検出回路は、２５０ミリ秒より短い間に送信ダイ
バーシティの存在を確実に検出する。更に、アクティブ
なダイバーシティ・アンテナの検出漏れの確率Pmは１．
７×１０-3より小さく、存在しない送信ダイバーシティ
・アンテナの誤検出の確率Pfは６．５×１０-3より小さ
い。この検出方法は、時間が許すとき非常に有利であ
る。移動体検出に適応するために基地局での特殊な配慮
は何ら必要とされない。この移動体は、検出に関し１次
アンテナとダイバーシティ・アンテナからの信号の比に
依存する。このため、ブラインド検出のこの方法に送信
信号のデコードは必要とされない。
【００１４】次に図７Ｂにおいて、送信ダイバーシティ
のレベル３（Ｌ３）メッセージ検出のために構成された
本発明の移動体装置の第２の実施例が示されている。こ
のＬ３メッセージは、隣接する基地局、２次共通制御物
理チャネル（ＳＣＣＰＣＨ）（Secondary Common Contr
ol Physical Channel）オフセット、及び基地局受信電
力などの他の情報と共に、ＰＣＣＰＣＨで送信されるＱ
ＰＳＫ符号化されたバイナリ・メッセージである。移動
体装置は、前述のように、受信信号を遅延プロファイル
推定回路７２０と信号バッファ回路７０６に供給する。
遅延プロファイル推定回路は、受信信号のドップラー速
度に対応する制御信号を、導線７２８を介してＷＭＳＡ
チャネル推定回路７３２に供給する。この制御信号は、
ＷＭＳＡチャネル推定回路７３２（図５）で用いられる
タイムスロットの数である変数Ｋを決定する。移動体装
置は、まず、受信信号がＳＴＴＤ符号化されていると想
定し、対応するダイバーシティ制御信号を導線７３８に
生成する。このダイバーシティ制御信号により、それぞ
れ導線７３４及び７３６のチャネル推定信号
のレベル３（Ｌ３）メッセージ検出のために構成された
本発明の移動体装置の第２の実施例が示されている。こ
のＬ３メッセージは、隣接する基地局、２次共通制御物
理チャネル（ＳＣＣＰＣＨ）（Secondary Common Contr
ol Physical Channel）オフセット、及び基地局受信電
力などの他の情報と共に、ＰＣＣＰＣＨで送信されるＱ
ＰＳＫ符号化されたバイナリ・メッセージである。移動
体装置は、前述のように、受信信号を遅延プロファイル
推定回路７２０と信号バッファ回路７０６に供給する。
遅延プロファイル推定回路は、受信信号のドップラー速
度に対応する制御信号を、導線７２８を介してＷＭＳＡ
チャネル推定回路７３２に供給する。この制御信号は、
ＷＭＳＡチャネル推定回路７３２（図５）で用いられる
タイムスロットの数である変数Ｋを決定する。移動体装
置は、まず、受信信号がＳＴＴＤ符号化されていると想
定し、対応するダイバーシティ制御信号を導線７３８に
生成する。このダイバーシティ制御信号により、それぞ
れ導線７３４及び７３６のチャネル推定信号
【外２１】 及び
【外２２】 の生成が可能になる。位相補正回路７１０は、これらの
チャネル推定信号を導線７０８のデータ信号と共に受信
し、位相補正された信号をレーク結合回路７１２に生成
する。受信データ信号がＳＴＴＤ符号化されている場
合、レーク結合回路７１２は、それぞれ１次アンテナ及
びダイバーシティ・アンテナからのマルチパス・データ
信号を結合し、それらをビタビ・デコーダ回路７１４に
供給する。ビタビ・デコーダ回路７１４は、Ｌ３メッセ
ージをデコードし、ダイバーシティ制御信号を導線７３
８に生成する。元のＰＣＣＰＣＨデータがＳＴＴＤ符号
化されていることをＬ３メッセージが確認した場合、受
信機の動作は前述のように継続される。このため、ＳＴ
ＴＤを用いる移動体装置では、ノン・ダイバーシティ送
信に比べ、歩行者用の室内から屋外への送信に対応する
５ Ｈｚのドップラー周波数に対し典型的に３ ｄＢの利
得、及び乗物用送信に対応する２００ Ｈｚのドップラ
ー周波数に対し典型的に０．６ ｄＢの利得が実現され
る。
チャネル推定信号を導線７０８のデータ信号と共に受信
し、位相補正された信号をレーク結合回路７１２に生成
する。受信データ信号がＳＴＴＤ符号化されている場
合、レーク結合回路７１２は、それぞれ１次アンテナ及
びダイバーシティ・アンテナからのマルチパス・データ
信号を結合し、それらをビタビ・デコーダ回路７１４に
供給する。ビタビ・デコーダ回路７１４は、Ｌ３メッセ
ージをデコードし、ダイバーシティ制御信号を導線７３
８に生成する。元のＰＣＣＰＣＨデータがＳＴＴＤ符号
化されていることをＬ３メッセージが確認した場合、受
信機の動作は前述のように継続される。このため、ＳＴ
ＴＤを用いる移動体装置では、ノン・ダイバーシティ送
信に比べ、歩行者用の室内から屋外への送信に対応する
５ Ｈｚのドップラー周波数に対し典型的に３ ｄＢの利
得、及び乗物用送信に対応する２００ Ｈｚのドップラ
ー周波数に対し典型的に０．６ ｄＢの利得が実現され
る。
【００１５】しかし、元のＰＣＣＰＣＨデータがＳＴＴ
Ｄ符号化されていないことをＬ３メッセージが示す場
合、ビタビ・デコーダ回路７１４は、導線７３８の制御
信号の論理状態を変える。導線７３８のこのノン・ダイ
バーシティ制御信号は、導線７３６のダイバーシティ・
チャネル推定値
Ｄ符号化されていないことをＬ３メッセージが示す場
合、ビタビ・デコーダ回路７１４は、導線７３８の制御
信号の論理状態を変える。導線７３８のこのノン・ダイ
バーシティ制御信号は、導線７３６のダイバーシティ・
チャネル推定値
【外２３】 をディスエーブルにする。ノン・ダイバーシティ制御信
号は、更に、位相補正回路７１０からの位相補正された
出力をディスエーブルにし、それによって、ダイバーシ
ティ信号がないことによるレーク結合回路７１２の雑音
をなくす。最初のデコードのまえにＳＴＴＤ符号化が誤
って想定されるとき、受信したＬ３メッセージは移動体
受信機で劣化する。この劣化は、ダイバーシティ・アン
テナの不在に対応するレーク結合回路フィンガの雑音に
よる。この雑音による劣化を図１０Ａのシミュレーショ
ン出力で示す。このシミュレーションは、重み付きマル
チスロット平均化（ＷＭＳＡ）を用いる、５ Ｈｚのド
ップラー周波数に対する１つのアンテナ送信の通常とＳ
ＴＴＤデコードとを比較する。受信チャネル・エネルギ
ー対雑音比（E0/N0）は、選択されたビット誤り率（Ｂ
ＥＲ）に対し、わずか０．２−０．４ ｄＢ増加する。
ＷＭＳＡを用いる２００ Ｈｚのドップラー周波数に対
する１つのアンテナ送信の通常とＳＴＴＤデコードとを
比較したシミュレーションから類似の結果が明らかであ
る（図１０Ｂ）。２００ Ｈｚのこの乗物用ドップラー
周波数に対する受信チャネル・エネルギー対雑音比（E0
/N 0)は、選択されたビット誤り率（ＢＥＲ）に対し、
０．６−０．７ ｄＢ増加する。移動体装置において
０．２−０．７ ｄＢの受信チャネル・エネルギー対雑
音比（E0/N0)の名目上の劣化は、Ｌ３ダイバーシティ・
メッセージの正確な復調を妨げない。ダイバーシティ検
出のこの方法は、ダイバーシティ検出時間を減らす点で
非常に有利である。Ｌ３メッセージは、３０ミリ秒より
短い間にビタビ・デコーダの出力にダイバーシティ送信
が存在する又は存在しないことを確実に示す。それがＳ
ＴＴＤ符号化されているかのようにノン・ダイバーシテ
ィＬ3メッセージを誤ってデコードすることによって、
名目上の信号劣化のみ起こる。
号は、更に、位相補正回路７１０からの位相補正された
出力をディスエーブルにし、それによって、ダイバーシ
ティ信号がないことによるレーク結合回路７１２の雑音
をなくす。最初のデコードのまえにＳＴＴＤ符号化が誤
って想定されるとき、受信したＬ３メッセージは移動体
受信機で劣化する。この劣化は、ダイバーシティ・アン
テナの不在に対応するレーク結合回路フィンガの雑音に
よる。この雑音による劣化を図１０Ａのシミュレーショ
ン出力で示す。このシミュレーションは、重み付きマル
チスロット平均化（ＷＭＳＡ）を用いる、５ Ｈｚのド
ップラー周波数に対する１つのアンテナ送信の通常とＳ
ＴＴＤデコードとを比較する。受信チャネル・エネルギ
ー対雑音比（E0/N0）は、選択されたビット誤り率（Ｂ
ＥＲ）に対し、わずか０．２−０．４ ｄＢ増加する。
ＷＭＳＡを用いる２００ Ｈｚのドップラー周波数に対
する１つのアンテナ送信の通常とＳＴＴＤデコードとを
比較したシミュレーションから類似の結果が明らかであ
る（図１０Ｂ）。２００ Ｈｚのこの乗物用ドップラー
周波数に対する受信チャネル・エネルギー対雑音比（E0
/N 0)は、選択されたビット誤り率（ＢＥＲ）に対し、
０．６−０．７ ｄＢ増加する。移動体装置において
０．２−０．７ ｄＢの受信チャネル・エネルギー対雑
音比（E0/N0)の名目上の劣化は、Ｌ３ダイバーシティ・
メッセージの正確な復調を妨げない。ダイバーシティ検
出のこの方法は、ダイバーシティ検出時間を減らす点で
非常に有利である。Ｌ３メッセージは、３０ミリ秒より
短い間にビタビ・デコーダの出力にダイバーシティ送信
が存在する又は存在しないことを確実に示す。それがＳ
ＴＴＤ符号化されているかのようにノン・ダイバーシテ
ィＬ3メッセージを誤ってデコードすることによって、
名目上の信号劣化のみ起こる。
【００１６】本発明を好ましい実施例を参照して詳細に
説明したが、本説明は、例示を目的としているだけであ
り、限定的な意味に解釈されるべきではないことを理解
されたい。例えば、本明細書を参照すれば当業者であれ
ば明白であるように、本発明の利点は、ハードウェア及
びソフトウエアのオペレーションを組合わせて用いるデ
ジタル信号処理回路によって達成され得る。更に、図７
Ａのダイバーシティ検出のブラインド検出方法と、図７
ＢのＬ３メッセージ・ダイバーシティ検出の利点を組合
わせることもできる。例えば、移動体装置は、まずブラ
インド検出方法を用いて送信ダイバーシティが存在する
こと又は存在しないことを決定する。その後、この決定
の結果を、基地局からのＬ３メッセージをデコードする
ために用いることができる。デコードされたＬ３メッセ
ージを、その後、ブラインド検出結果を確認するために
用いることが可能である。しかし、これらの結果が異な
るとき、プロセスは反復され得る。本発明の別の実施例
において、移動体装置は、ブラインド検出又はＬ３メッ
セージ・デコードの何れかを用いて、選択された基地局
だけでなく隣接する基地局の間に送信ダイバーシティが
存在するか存在しないかを決定する。本発明の更に別の
実施例において、移動体装置は、Ｌ３メッセージ・デコ
ードを介して選択された基地局から隣接する基地局に関
するロングコード・グループ情報と共に、送信ダイバー
シティ情報を受取ることができる。本発明の発明の概念
は、移動体通信システム内の回路にだけでなく、移動体
通信システムに組込むことができることを理解された
い。更に、この説明を参照すれば、本発明の実施形態の
詳細の多くの変形が当業者に明らかであることを理解さ
れたい。このような変形及び付加的な実施形態は、以下
の特許請求の範囲に示されている本発明の精神及び真の
範囲内あるものとする。
説明したが、本説明は、例示を目的としているだけであ
り、限定的な意味に解釈されるべきではないことを理解
されたい。例えば、本明細書を参照すれば当業者であれ
ば明白であるように、本発明の利点は、ハードウェア及
びソフトウエアのオペレーションを組合わせて用いるデ
ジタル信号処理回路によって達成され得る。更に、図７
Ａのダイバーシティ検出のブラインド検出方法と、図７
ＢのＬ３メッセージ・ダイバーシティ検出の利点を組合
わせることもできる。例えば、移動体装置は、まずブラ
インド検出方法を用いて送信ダイバーシティが存在する
こと又は存在しないことを決定する。その後、この決定
の結果を、基地局からのＬ３メッセージをデコードする
ために用いることができる。デコードされたＬ３メッセ
ージを、その後、ブラインド検出結果を確認するために
用いることが可能である。しかし、これらの結果が異な
るとき、プロセスは反復され得る。本発明の別の実施例
において、移動体装置は、ブラインド検出又はＬ３メッ
セージ・デコードの何れかを用いて、選択された基地局
だけでなく隣接する基地局の間に送信ダイバーシティが
存在するか存在しないかを決定する。本発明の更に別の
実施例において、移動体装置は、Ｌ３メッセージ・デコ
ードを介して選択された基地局から隣接する基地局に関
するロングコード・グループ情報と共に、送信ダイバー
シティ情報を受取ることができる。本発明の発明の概念
は、移動体通信システム内の回路にだけでなく、移動体
通信システムに組込むことができることを理解された
い。更に、この説明を参照すれば、本発明の実施形態の
詳細の多くの変形が当業者に明らかであることを理解さ
れたい。このような変形及び付加的な実施形態は、以下
の特許請求の範囲に示されている本発明の精神及び真の
範囲内あるものとする。
【００１７】以上の説明に関し、更に以下の項目を開示
する。 （１） 回路であって、送信機の第１のアンテナと第２
のアンテナの少なくとも１つから入力信号を受取るよう
接続され、入力信号に対応する出力信号を生成する測定
回路と、出力信号と第１の基準信号を受取るよう接続さ
れ、出力信号と第１の基準信号との比較に応じて制御信
号を生成するよう構成される比較回路とを含む回路。 （２） 第１項に記載の回路であって、比較回路は第２
の基準信号を受取るよう更に接続され、比較回路は、出
力信号、第１の基準信号、及び第２の基準信号の比較に
応じて制御信号を生成するよう構成される回路。 （３） 第１項に記載の回路であって、測定回路は、入
力信号を受取るよう接続される推定回路であって、推定
信号が、それぞれ第１のアンテナと第２のアンテナに対
応する複数の推定信号を生成する推定回路と、推定信号
を受取るよう接続される平均化回路であって、推定回路
が、複数の推定信号のそれぞれの平均値を生成するよう
構成される平均化回路と、それぞれの平均値を受取るよ
う接続され、それぞれの平均値の比に対応する出力信号
を生成するよう構成されるレシオ回路とを更に含む回
路。 （４） 第１項に記載の回路であって、入力信号が、広
帯域符号分割多元接続信号の少なくとも１つのパイロッ
トシンボルを含む回路。 （５） 第１項に記載の回路であって、入力信号が複数
のパイロットシンボルを含み、出力信号が複数の入力信
号の比を含む回路。
する。 （１） 回路であって、送信機の第１のアンテナと第２
のアンテナの少なくとも１つから入力信号を受取るよう
接続され、入力信号に対応する出力信号を生成する測定
回路と、出力信号と第１の基準信号を受取るよう接続さ
れ、出力信号と第１の基準信号との比較に応じて制御信
号を生成するよう構成される比較回路とを含む回路。 （２） 第１項に記載の回路であって、比較回路は第２
の基準信号を受取るよう更に接続され、比較回路は、出
力信号、第１の基準信号、及び第２の基準信号の比較に
応じて制御信号を生成するよう構成される回路。 （３） 第１項に記載の回路であって、測定回路は、入
力信号を受取るよう接続される推定回路であって、推定
信号が、それぞれ第１のアンテナと第２のアンテナに対
応する複数の推定信号を生成する推定回路と、推定信号
を受取るよう接続される平均化回路であって、推定回路
が、複数の推定信号のそれぞれの平均値を生成するよう
構成される平均化回路と、それぞれの平均値を受取るよ
う接続され、それぞれの平均値の比に対応する出力信号
を生成するよう構成されるレシオ回路とを更に含む回
路。 （４） 第１項に記載の回路であって、入力信号が、広
帯域符号分割多元接続信号の少なくとも１つのパイロッ
トシンボルを含む回路。 （５） 第１項に記載の回路であって、入力信号が複数
のパイロットシンボルを含み、出力信号が複数の入力信
号の比を含む回路。
【００１８】（６） 第１項に記載の回路であって、入
力信号を受取るよう接続され、入力信号のドップラー周
波数に対応する出力信号を測定回路に供給するよう構成
されるドップラー推定回路と、入力信号を受取るよう接
続され、選択されたマルチパス信号に対応する出力信号
を測定回路に供給するよう構成される遅延プロファイル
推定回路とを更に含む回路。 （７） 第１項に記載の回路であって、出力信号を受取
るよう接続され、出力信号に対応する可変数のチャネル
推定値を生成するよう構成されるチャネル推定回路を更
に含む回路。 （８） 第７項に記載の回路であって、データ信号と可
変数のチャネル推定値を受取るよう接続され、可変数の
チャネル推定値に応じてデータ信号を補正するよう構成
される位相補正回路を更に含む回路。
力信号を受取るよう接続され、入力信号のドップラー周
波数に対応する出力信号を測定回路に供給するよう構成
されるドップラー推定回路と、入力信号を受取るよう接
続され、選択されたマルチパス信号に対応する出力信号
を測定回路に供給するよう構成される遅延プロファイル
推定回路とを更に含む回路。 （７） 第１項に記載の回路であって、出力信号を受取
るよう接続され、出力信号に対応する可変数のチャネル
推定値を生成するよう構成されるチャネル推定回路を更
に含む回路。 （８） 第７項に記載の回路であって、データ信号と可
変数のチャネル推定値を受取るよう接続され、可変数の
チャネル推定値に応じてデータ信号を補正するよう構成
される位相補正回路を更に含む回路。
【００１９】（９） 通信システムに対する信号を処理
する方法であって、複数のアンテナの少なくとも１つか
ら入力信号を受取り、入力信号を測定し、測定された入
力信号に対応する出力信号を生成し、出力信号を第１の
基準信号と比較し、出力信号が、第１の基準信号の値よ
り小さな値を有するとき、比較工程に応じて第１の制御
信号を生成する工程を含む方法。 （１０） 第９項に記載の方法であって、出力信号を第
２の基準信号と比較し、出力信号が、第２の基準信号の
値より大きな値を有するとき、比較工程に応じて第２の
制御信号を生成する工程を更に含む方法。 （１１） 第１０項に記載の方法であって、出力信号
が、第１の基準信号の値と第２の基準信号の値の間の値
を有するとき、比較工程に応じて第３の制御信号を生成
する工程を更に含む方法。 （１２） 第１０項に記載の方法であって、第１の制御
信号と第２の制御信号の一方に応じて複数のチャネル推
定値を生成し、第１の制御信号と第２の制御信号の他方
に応じて上記複数より少ないチャネル推定値を生成する
工程を更に含む方法。 （１３） 第９項に記載の方法であって、入力信号のド
ップラー周波数に対応する出力信号を生成し、選択され
たマルチパス信号に対応する出力信号を生成する工程を
更に含む方法。
する方法であって、複数のアンテナの少なくとも１つか
ら入力信号を受取り、入力信号を測定し、測定された入
力信号に対応する出力信号を生成し、出力信号を第１の
基準信号と比較し、出力信号が、第１の基準信号の値よ
り小さな値を有するとき、比較工程に応じて第１の制御
信号を生成する工程を含む方法。 （１０） 第９項に記載の方法であって、出力信号を第
２の基準信号と比較し、出力信号が、第２の基準信号の
値より大きな値を有するとき、比較工程に応じて第２の
制御信号を生成する工程を更に含む方法。 （１１） 第１０項に記載の方法であって、出力信号
が、第１の基準信号の値と第２の基準信号の値の間の値
を有するとき、比較工程に応じて第３の制御信号を生成
する工程を更に含む方法。 （１２） 第１０項に記載の方法であって、第１の制御
信号と第２の制御信号の一方に応じて複数のチャネル推
定値を生成し、第１の制御信号と第２の制御信号の他方
に応じて上記複数より少ないチャネル推定値を生成する
工程を更に含む方法。 （１３） 第９項に記載の方法であって、入力信号のド
ップラー周波数に対応する出力信号を生成し、選択され
たマルチパス信号に対応する出力信号を生成する工程を
更に含む方法。
【００２０】（１４） 回路であって、複数の送信アン
テナの少なくとも１つから入力信号を受取るよう接続さ
れ、制御信号を受取るよう接続される推定回路であっ
て、制御信号は少なくとも１つの複数の送信アンテナの
幾つかに対応し、制御信号に応じて第１の推定信号と第
２の推定信号を選択的に生成する推定回路と、入力信
号、第１の推定信号、及び第２の推定信号を受取るよう
接続され、補正された入力信号を生成する補正回路と、
補正された入力信号を受取るよう接続され、結合された
入力信号を生成する結合回路と、結合された入力信号を
受取るよう接続され、結合された入力信号をデコード
し、それによって制御信号を生成するよう構成されるデ
コーダ回路を含む回路。 （１５） 第１４項に記載の回路であって、入力信号を
受取るよう接続され、入力信号に対応する出力信号を生
成する測定回路と、出力信号、第１の基準信号、及び第
２の基準信号を受取るよう接続され、出力信号、第１の
基準信号、及び第２の基準信号の比較に応じて、第２の
制御信号を生成するよう構成される比較回路とを更に含
む回路。 （１６） 第１４項に記載の回路であって、入力信号
が、広帯域符号分割多元接続信号の少なくとも１つのパ
イロットシンボルを含む回路。 （１７） 第１４項に記載の回路であって、制御信号が
送信ダイバーシティ信号を含む回路。 （１８） 通信システムに対する信号を処理する方法で
あって、複数の送信アンテナの少なくとも１つから入力
信号を受取り、少なくとも１つの複数の送信アンテナの
幾つかに対応する値を有する制御信号を受取り、制御信
号に応じて、複数の送信アンテナの少なくとも１つから
入力信号を選択的に結合し、入力信号をデコードし、そ
れによって制御信号を生成する工程を含む方法。 （１９） 第１８項に記載の回路であって、制御信号が
送信ダイバーシティ信号を含む回路。 （２０） 第１８項に記載の回路であって、入力信号が
ＰＣＣＰＣＨのデータ信号を含む回路。
テナの少なくとも１つから入力信号を受取るよう接続さ
れ、制御信号を受取るよう接続される推定回路であっ
て、制御信号は少なくとも１つの複数の送信アンテナの
幾つかに対応し、制御信号に応じて第１の推定信号と第
２の推定信号を選択的に生成する推定回路と、入力信
号、第１の推定信号、及び第２の推定信号を受取るよう
接続され、補正された入力信号を生成する補正回路と、
補正された入力信号を受取るよう接続され、結合された
入力信号を生成する結合回路と、結合された入力信号を
受取るよう接続され、結合された入力信号をデコード
し、それによって制御信号を生成するよう構成されるデ
コーダ回路を含む回路。 （１５） 第１４項に記載の回路であって、入力信号を
受取るよう接続され、入力信号に対応する出力信号を生
成する測定回路と、出力信号、第１の基準信号、及び第
２の基準信号を受取るよう接続され、出力信号、第１の
基準信号、及び第２の基準信号の比較に応じて、第２の
制御信号を生成するよう構成される比較回路とを更に含
む回路。 （１６） 第１４項に記載の回路であって、入力信号
が、広帯域符号分割多元接続信号の少なくとも１つのパ
イロットシンボルを含む回路。 （１７） 第１４項に記載の回路であって、制御信号が
送信ダイバーシティ信号を含む回路。 （１８） 通信システムに対する信号を処理する方法で
あって、複数の送信アンテナの少なくとも１つから入力
信号を受取り、少なくとも１つの複数の送信アンテナの
幾つかに対応する値を有する制御信号を受取り、制御信
号に応じて、複数の送信アンテナの少なくとも１つから
入力信号を選択的に結合し、入力信号をデコードし、そ
れによって制御信号を生成する工程を含む方法。 （１９） 第１８項に記載の回路であって、制御信号が
送信ダイバーシティ信号を含む回路。 （２０） 第１８項に記載の回路であって、入力信号が
ＰＣＣＰＣＨのデータ信号を含む回路。
【００２１】（２１） 通信回路であって、制御信号を
受取るよう接続され、それぞれ複数の遠隔送信機から複
数の入力信号を受取るよう接続される推定回路であっ
て、各遠隔送信機が少なくとも１つの送信アンテナを有
し、制御信号が少なくとも１つの送信アンテナの幾つか
に対応し、制御信号に応じて第１の推定信号及び第２の
推定信号を選択的に生成する推定回路と、入力信号、第
１の推定信号、及び第２の推定信号を受取るよう接続さ
れ、補正された入力信号を生成する補正回路と、補正さ
れた入力信号を受取るよう接続され、結合された入力信
号を生成する結合回路と、結合された入力信号を受取る
よう接続され、結合された入力信号をデコードし、それ
によって制御信号を生成するように構成されるデコーダ
回路と、前記それぞれ複数の遠隔送信機に対応する各前
記制御信号を記憶するよう構成されるメモリ回路とを含
む回路。 （２２） 第２１項に記載の通信回路であって、制御信
号の各々が送信ダイバーシティ信号である通信回路。 （２３） 第２１項に記載の通信回路であって、前記選
択的な生成は、制御信号の第１の論理状態に応じて第１
の推定信号のみを生成し、制御信号の第２の論理状態に
応じて第１及び第２の推定信号を生成することを含む通
信回路。 （２４） 第２１項に記載の通信回路であって、第１及
び第２の推定信号がレイリーフェージング・パラメータ
推定である通信回路。 （２５） 送信機の第１のアンテナと第２のアンテナの
少なくとも１つから入力信号を受取るよう接続される測
定回路７４６を含むよう設計される回路。この測定回路
は、入力信号の大きさに対応して出力信号を生成する。
制御回路７２６は、出力信号、第１の基準信号
（η1）、及び第２の基準信号（η2）を受取るよう接続
される。制御回路は、出力信号、第１の基準信号、及び
第２の基準信号の比較に応じて、制御信号を生成するよ
う構成される。
受取るよう接続され、それぞれ複数の遠隔送信機から複
数の入力信号を受取るよう接続される推定回路であっ
て、各遠隔送信機が少なくとも１つの送信アンテナを有
し、制御信号が少なくとも１つの送信アンテナの幾つか
に対応し、制御信号に応じて第１の推定信号及び第２の
推定信号を選択的に生成する推定回路と、入力信号、第
１の推定信号、及び第２の推定信号を受取るよう接続さ
れ、補正された入力信号を生成する補正回路と、補正さ
れた入力信号を受取るよう接続され、結合された入力信
号を生成する結合回路と、結合された入力信号を受取る
よう接続され、結合された入力信号をデコードし、それ
によって制御信号を生成するように構成されるデコーダ
回路と、前記それぞれ複数の遠隔送信機に対応する各前
記制御信号を記憶するよう構成されるメモリ回路とを含
む回路。 （２２） 第２１項に記載の通信回路であって、制御信
号の各々が送信ダイバーシティ信号である通信回路。 （２３） 第２１項に記載の通信回路であって、前記選
択的な生成は、制御信号の第１の論理状態に応じて第１
の推定信号のみを生成し、制御信号の第２の論理状態に
応じて第１及び第２の推定信号を生成することを含む通
信回路。 （２４） 第２１項に記載の通信回路であって、第１及
び第２の推定信号がレイリーフェージング・パラメータ
推定である通信回路。 （２５） 送信機の第１のアンテナと第２のアンテナの
少なくとも１つから入力信号を受取るよう接続される測
定回路７４６を含むよう設計される回路。この測定回路
は、入力信号の大きさに対応して出力信号を生成する。
制御回路７２６は、出力信号、第１の基準信号
（η1）、及び第２の基準信号（η2）を受取るよう接続
される。制御回路は、出力信号、第１の基準信号、及び
第２の基準信号の比較に応じて、制御信号を生成するよ
う構成される。
【００２２】仮出願の優先権の請求本発明は、米国特許
法第１１９条（ｅ）（１）に基づき、１９９９年２月１
２日に出願された米国仮出願番号６０／１１９，７３
２、及び１９９９年２月１８日に出願された同仮出願番
号６０／１２０，６０９に対する優先権を主張する。
法第１１９条（ｅ）（１）に基づき、１９９９年２月１
２日に出願された米国仮出願番号６０／１１９，７３
２、及び１９９９年２月１８日に出願された同仮出願番
号６０／１２０，６０９に対する優先権を主張する。
【図１】ＰＣＣＰＣＨのためのＯＴＤ符号化パイロット
シンボルとＳＴＴＤ符号化データシンボルを用いる先行
技術の典型的な送信機の簡略ブロック図。
シンボルとＳＴＴＤ符号化データシンボルを用いる先行
技術の典型的な送信機の簡略ブロック図。
【図２】図１の送信機のＯＴＤエンコーダにおけるパイ
ロットシンボル符号化の信号の流れを示すブロック図。
ロットシンボル符号化の信号の流れを示すブロック図。
【図３】ＰＣＣＰＣＨタイムスロットのパイロットシン
ボル、データシンボル、及びサーチチャネルシンボルの
図。
ボル、データシンボル、及びサーチチャネルシンボルの
図。
【図４】先行技術の受信機の簡略ブロック図。
【図５】先行技術の重み付きマルチ・スロット平均化
（ＷＭＳＡ）を示すブロック図。
（ＷＭＳＡ）を示すブロック図。
【図６】先行技術の逆拡散回路の概略図。
【図７Ａ】本発明の送信ダイバーシティ検出回路のブロ
ック図。
ック図。
【図７Ｂ】本発明の送信ダイバーシティ検出回路の別の
実施例のブロック図。
実施例のブロック図。
【図７Ｃ】図７Ａの測定回路７４６のブロック図。
【図８Ａ】図７Ａの実施例で、時間を関数とした送信ダ
イバーシティの存在の検出の累積的確率を示すシミュレ
ーション。
イバーシティの存在の検出の累積的確率を示すシミュレ
ーション。
【図８Ｂ】図７Ａの実施例で、存在するときの送信ダイ
バーシティの非検出の累積的確率を示すシミュレーショ
ン。
バーシティの非検出の累積的確率を示すシミュレーショ
ン。
【図９Ａ】図７Ａの実施例で、時間を関数とした送信ダ
イバーシティの不在の検出の累積的確率を示すシミュレ
ーション。
イバーシティの不在の検出の累積的確率を示すシミュレ
ーション。
【図９Ｂ】存在しないときの送信ダイバーシティの検出
の累積的確率を示すシミュレーション。
の累積的確率を示すシミュレーション。
【図１０Ａ】重み付きマルチスロット平均化（ＷＭＳ
Ａ）を用いる、５ Ｈｚのドップラー周波数に対する１
つのアンテナ送信の通常とＳＴＴＤデコードとを比較す
るシミュレーション。
Ａ）を用いる、５ Ｈｚのドップラー周波数に対する１
つのアンテナ送信の通常とＳＴＴＤデコードとを比較す
るシミュレーション。
【図１０Ｂ】重み付きマルチスロット平均化（ＷＭＳ
Ａ）を用いる、２００ Ｈｚのドップラー周波数に対す
る１つのアンテナ送信の通常とＳＴＴＤデコードとを比
較するシミュレーション。
Ａ）を用いる、２００ Ｈｚのドップラー周波数に対す
る１つのアンテナ送信の通常とＳＴＴＤデコードとを比
較するシミュレーション。
２１２ 移動体アンテナ ７０２ ダイプレクサ回路 ７０６ 信号バッファ回路 ７１０ 位相補正回路 ７１２ レーク結合回路 ７１４ ビタビ・デコーダ ７２０ 遅延プロファイル推定回路 ７２６ 制御回路 ７３２ ＷＭＳＡチャネル推定回路 ７４０ ドップラー周波数推定回路 ７４６ 測定回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ティモシイ エム、シュミドル アメリカ合衆国 テキサス、ダラス、 ベ ルトライン ロード 5850 ナンバー 1414 (72)発明者 スリナス ホスル アメリカ合衆国 テキサス、ダラス、 シ ャディブルック レーン 6441 ナンバー 2152
Claims (4)
- 【請求項１】 回路であって、 送信機の第１のアンテナと第２のアンテナの少なくとも
１つから入力信号を受取るよう接続され、入力信号に対
応する出力信号を生成する測定回路と、 出力信号と第１の基準信号を受取るよう接続され、出力
信号と第１の基準信号との比較に応じて制御信号を生成
するよう構成される比較回路とを含む回路。 - 【請求項２】 通信システムに対する信号を処理する方
法であって、 複数のアンテナの少なくとも１つから入力信号を受取
り、 入力信号を測定し、 測定された入力信号に対応する出力信号を生成し、 出力信号を第１の基準信号と比較し、 出力信号が、第１の基準信号の値より小さな値を有する
とき、比較工程に応じて第１の制御信号を生成する工程
を含む方法。 - 【請求項３】 回路であって、 複数の送信アンテナの少なくとも１つから入力信号を受
取るよう接続され、制御信号を受取るよう接続される推
定回路であって、制御信号は少なくとも１つの複数の送
信アンテナの幾つかに対応し、制御信号に応じて第１の
推定信号と第２の推定信号を選択的に生成する推定回路
と、 入力信号、第１の推定信号、及び第２の推定信号を受取
るよう接続され、補正された入力信号を生成する補正回
路と、 補正された入力信号を受取るよう接続され、結合された
入力信号を生成する結合回路と、 結合された入力信号を受取るよう接続され、結合された
入力信号をデコードし、それによって制御信号を生成す
るよう構成されるデコーダ回路を含む回路。 - 【請求項４】 通信回路であって、 制御信号を受取るよう接続され、それぞれ複数の遠隔送
信機から複数の入力信号を受取るよう接続される推定回
路であって、各遠隔送信機が少なくとも１つの送信アン
テナを有し、制御信号が少なくとも１つの送信アンテナ
の幾つかに対応し、制御信号に応じて第１の推定信号及
び第２の推定信号を選択的に生成する推定回路と、 入力信号、第１の推定信号、及び第２の推定信号を受取
るよう接続され、補正された入力信号を生成する補正回
路と、 補正された入力信号を受取るよう接続され、結合された
入力信号を生成する結合回路と、 結合された入力信号を受取るよう接続され、結合された
入力信号をデコードし、それによって制御信号を生成す
るように構成されるデコーダ回路と、 前記それぞれ複数の遠隔送信機に対応する各前記制御信
号を記憶するよう構成されるメモリ回路とを含む回路。
Applications Claiming Priority (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US373855 | 1989-06-29 | ||
| US11973299P | 1999-02-12 | 1999-02-12 | |
| US119732 | 1999-02-12 | ||
| US12060999P | 1999-02-18 | 1999-02-18 | |
| US120609 | 1999-02-18 | ||
| US09/373,855 US6728302B1 (en) | 1999-02-12 | 1999-08-13 | STTD encoding for PCCPCH |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000269868A true JP2000269868A (ja) | 2000-09-29 |
Family
ID=27382359
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000032188A Abandoned JP2000269868A (ja) | 1999-02-12 | 2000-02-09 | Ｐｃｃｐｃｈのｓｔｔｄ符号化 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (3) | US6728302B1 (ja) |
| EP (1) | EP1028556B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000269868A (ja) |
| DE (1) | DE60019830T2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100663441B1 (ko) | 2000-10-02 | 2007-01-02 | 삼성전자주식회사 | 협대역 시분할 듀플렉싱 부호분할다중접속 통신시스템에서 전송 다이버시티 사용 여부 보고방법 및 장치 |
| KR100663454B1 (ko) | 2000-10-30 | 2007-01-02 | 삼성전자주식회사 | 이동통신시스템에서 주 정보 블록 전송 위치 보고방법 |
| US7421279B2 (en) | 2000-10-11 | 2008-09-02 | Soma Networks, Inc. | Method, system and apparatus for improving reception in multiple access communication systems |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6728302B1 (en) | 1999-02-12 | 2004-04-27 | Texas Instruments Incorporated | STTD encoding for PCCPCH |
| EP1065800A1 (en) * | 1999-07-02 | 2001-01-03 | Lucent Technologies Inc. | Code division multiple access system having improved pilot channels |
| JP3419726B2 (ja) * | 2000-02-03 | 2003-06-23 | 松下電器産業株式会社 | メモリ回路および同期検波回路 |
| EP1303924A2 (en) * | 2000-02-29 | 2003-04-23 | Inari, Inc. | High data-rate powerline network system and method |
| US7149253B2 (en) * | 2000-03-21 | 2006-12-12 | Texas Instruments Incorporated | Wireless communication |
| US7020072B1 (en) * | 2000-05-09 | 2006-03-28 | Lucent Technologies, Inc. | Orthogonal frequency division multiplexing transmit diversity system for frequency-selective fading channels |
| GB2364210A (en) | 2000-06-30 | 2002-01-16 | Nokia Oy Ab | Diversity receiver and method of receiving a multi carrier signal |
| EP2262157A3 (en) * | 2000-07-05 | 2011-03-23 | Sony Deutschland Gmbh | Pilot pattern design for a STTD scheme in an OFDM system |
| US20020110108A1 (en) * | 2000-12-07 | 2002-08-15 | Younglok Kim | Simple block space time transmit diversity using multiple spreading codes |
| CA2374699C (en) * | 2001-03-06 | 2009-02-03 | Research In Motion Limited | Method and apparatus for frequency tracking in a space time transmit diversity receiver |
| KR100403743B1 (ko) * | 2001-04-14 | 2003-10-30 | 삼성전자주식회사 | 이동통신시스템에서 프레임 동기 획득 장치 및 방법 |
| JP3814502B2 (ja) * | 2001-08-09 | 2006-08-30 | 松下電器産業株式会社 | 干渉除去装置及び干渉除去方法 |
| KR100401954B1 (ko) * | 2001-11-01 | 2003-10-17 | 한국전자통신연구원 | 기지국의 시공 전송 다이버시티 부호화 사용 여부 판정장치 및 그 방법 |
| WO2003081835A1 (fr) * | 2002-03-22 | 2003-10-02 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Procede de reception a auto-adaptation de la diversite de transmission spatio-temporelle ponderee et systeme associe |
| CN1269330C (zh) * | 2002-03-22 | 2006-08-09 | 华为技术有限公司 | 一种自适应加权空时发射分集方法及其系统 |
| JP4384045B2 (ja) * | 2002-10-11 | 2009-12-16 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | Ｗｃｄｍａシステムにおける信号対妨害比（ｓｉｒ）を推定するための方法及び装置 |
| DE10250861B4 (de) * | 2002-10-31 | 2007-01-04 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtungen zur Detektion des TX-Diversity-Modes für Mobilfunkempfänger |
| US6970713B2 (en) * | 2003-07-09 | 2005-11-29 | Interdigital Technology Corporation | Method and system wherein timeslots allocated for common control channels may be reused for user traffic |
| JP2005110130A (ja) * | 2003-10-01 | 2005-04-21 | Samsung Electronics Co Ltd | 共通チャネル伝送システム、共通チャネル伝送方法及び通信プログラム |
| DE10347985B4 (de) * | 2003-10-15 | 2005-11-10 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Erkennung von Sendeantennendiversität im Empfänger sowie zur Scrambling-Code-Indentifizierung |
| GB2410396A (en) * | 2004-01-20 | 2005-07-27 | Ubinetics Ltd | Pilot signal manipulation in transmit diversity communications |
| KR100976502B1 (ko) * | 2005-09-28 | 2010-08-18 | 엘지전자 주식회사 | 협력 중계를 이용하여 셀룰러 네트워크 내에서 데이터를전송하는 방법 |
| JP5055373B2 (ja) * | 2006-10-11 | 2012-10-24 | シー ネットワークス カンパニー リミテッド | Ｏｆｄｍまたはｏｆｄｍａを支援する無線通信システムにおけるチャンネル推定装置及びその方法 |
| JP4465374B2 (ja) * | 2007-08-14 | 2010-05-19 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 無線通信システム、基地局装置及び送信方法 |
| US8565775B2 (en) * | 2008-06-25 | 2013-10-22 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for common channel cancellation in wireless communications |
| EP2609692B1 (en) * | 2010-08-23 | 2013-10-16 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (publ) | Devices and methods for transmitting / receiving instructions for uplink transmission in a wcdma system |
| CN103379607B (zh) * | 2012-04-17 | 2018-01-30 | 中兴通讯股份有限公司 | Td‑hspa+终端设备的增益控制方法和装置 |
| CN111313940B (zh) * | 2020-02-12 | 2022-05-06 | 惠州Tcl移动通信有限公司 | 一种mimo系统和mimo系统区分信号的方法 |
Family Cites Families (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4983981A (en) * | 1989-02-24 | 1991-01-08 | Hazeltine Corporation | Active array element amplitude stabilization |
| US5088113A (en) * | 1990-01-02 | 1992-02-11 | At&T Bell Laboratories | Diversity coded modulation |
| EP0449327B1 (en) * | 1990-03-30 | 1998-07-15 | Nec Corporation | Noise-immune space diversity receiver |
| US5812639A (en) * | 1994-12-05 | 1998-09-22 | Bell Atlantic Network Services, Inc. | Message communication via common signaling channel |
| US5475677A (en) * | 1994-12-29 | 1995-12-12 | Bell Communications Research Inc. | Compatible licensed and unlicensed band portable handset unit for TDMA wireless communications system |
| JP2751869B2 (ja) * | 1995-04-28 | 1998-05-18 | 日本電気株式会社 | 送信ダイバシティ方式 |
| US5642377A (en) | 1995-07-25 | 1997-06-24 | Nokia Mobile Phones, Ltd. | Serial search acquisition system with adaptive threshold and optimal decision for spread spectrum systems |
| US5872775A (en) | 1996-10-30 | 1999-02-16 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for performing rate determination |
| US5991282A (en) * | 1997-05-28 | 1999-11-23 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Radio communication system with diversity reception on a time-slot by time-slot basis |
| US5867478A (en) | 1997-06-20 | 1999-02-02 | Motorola, Inc. | Synchronous coherent orthogonal frequency division multiplexing system, method, software and device |
| US6501803B1 (en) * | 1998-10-05 | 2002-12-31 | At&T Wireless Services, Inc. | Low complexity maximum likelihood detecting of concatenated space codes for wireless applications |
| US6067315A (en) | 1997-12-04 | 2000-05-23 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Method and apparatus for coherently-averaged power estimation |
| US6188736B1 (en) * | 1997-12-23 | 2001-02-13 | At&T Wireless Svcs. Inc. | Near-optimal low-complexity decoding of space-time codes for fixed wireless applications |
| US6389085B1 (en) * | 1998-01-14 | 2002-05-14 | Wavecom Electronics Inc. | Receiver combiner for spatial diversity digital communications |
| US6363104B1 (en) * | 1998-10-02 | 2002-03-26 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for interference cancellation in a rake receiver |
| US6643338B1 (en) * | 1998-10-07 | 2003-11-04 | Texas Instruments Incorporated | Space time block coded transmit antenna diversity for WCDMA |
| US6304750B1 (en) * | 1998-11-06 | 2001-10-16 | Lucent Technologies Inc. | Space-time diversity receiver for wireless systems |
| US6728302B1 (en) | 1999-02-12 | 2004-04-27 | Texas Instruments Incorporated | STTD encoding for PCCPCH |
| US6317411B1 (en) * | 1999-02-22 | 2001-11-13 | Motorola, Inc. | Method and system for transmitting and receiving signals transmitted from an antenna array with transmit diversity techniques |
| US6393073B1 (en) * | 1999-06-28 | 2002-05-21 | Raytheon Company | Method of frequency offset estimation and correction for adaptive antennas |
| US7324617B1 (en) * | 2003-03-24 | 2008-01-29 | National Semiconductor Corporation | Apparatus and method for detecting downlink transmit diversity at a mobile device |
-
1999
- 1999-08-13 US US09/373,855 patent/US6728302B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-02-09 JP JP2000032188A patent/JP2000269868A/ja not_active Abandoned
- 2000-02-11 EP EP00102227A patent/EP1028556B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-11 DE DE60019830T patent/DE60019830T2/de not_active Expired - Lifetime
-
2004
- 2004-03-24 US US10/808,621 patent/US7555068B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2009
- 2009-05-21 US US12/470,241 patent/US8059746B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100663441B1 (ko) | 2000-10-02 | 2007-01-02 | 삼성전자주식회사 | 협대역 시분할 듀플렉싱 부호분할다중접속 통신시스템에서 전송 다이버시티 사용 여부 보고방법 및 장치 |
| US7421279B2 (en) | 2000-10-11 | 2008-09-02 | Soma Networks, Inc. | Method, system and apparatus for improving reception in multiple access communication systems |
| KR100663454B1 (ko) | 2000-10-30 | 2007-01-02 | 삼성전자주식회사 | 이동통신시스템에서 주 정보 블록 전송 위치 보고방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1028556A2 (en) | 2000-08-16 |
| US8059746B2 (en) | 2011-11-15 |
| DE60019830D1 (de) | 2005-06-09 |
| DE60019830T2 (de) | 2006-01-26 |
| US20090279634A1 (en) | 2009-11-12 |
| US20040252796A1 (en) | 2004-12-16 |
| EP1028556A3 (en) | 2002-07-24 |
| US7555068B2 (en) | 2009-06-30 |
| EP1028556B1 (en) | 2005-05-04 |
| US6728302B1 (en) | 2004-04-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2000269868A (ja) | Ｐｃｃｐｃｈのｓｔｔｄ符号化 | |
| US6804311B1 (en) | Diversity detection for WCDMA | |
| US7613259B2 (en) | Mobile receiver phase correction circuit | |
| USRE42919E1 (en) | Power control with space time transmit diversity | |
| JP5162687B2 (ja) | Ｗｃｄｍａ用の空間時間ブロック符号化送信アンテナ・ダイバーシティにおけるフレーム同期化 | |
| US6404826B1 (en) | Iterative signal-to-interference ratio estimation for WCDMA | |
| US6768727B1 (en) | Fast forward link power control for CDMA system | |
| CN1081408C (zh) | 确定cdma无线电接收机中加权系数的方法 | |
| CN1085446C (zh) | 自适应调节cdma无线电接收机中加权系数的方法 | |
| US6724828B1 (en) | Mobile switching between STTD and non-diversity mode | |
| EP1338101B1 (en) | Receiver architecture for transmit diversity in cdma system | |
| US6862275B1 (en) | Cell selection with STTD and SSDT | |
| JP4542221B2 (ja) | Ｓｔｔｄ及びｓｓｄｔを用いるセル選択 | |
| EP0993129A2 (en) | Channel estimation in space time block coded transmit antenna diversity for WCDMA | |
| EP1056237B1 (en) | Diversity detection for WCDMA |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070112 |
|
| A762 | Written abandonment of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A762 Effective date: 20081210 |