JP5137845B2

JP5137845B2 - 無線伝送装置

Info

Publication number: JP5137845B2
Application number: JP2008546097A
Authority: JP
Inventors: ホイアーマン・ホルガー
Original assignee: ファッハホーホシューレ・アーヘン
Priority date: 2005-12-20
Filing date: 2006-12-05
Publication date: 2013-02-06
Anticipated expiration: 2026-12-05
Also published as: WO2007076757A1; US20090253375A1; ATE545216T1; EP1964286A1; EP1964286B1; JP2009520418A; DE102005061219A1; US8699945B2

Description

本発明は、付随するアンテナ又はラインリンク伸展装置によって少なくとも２つの自由空間モード（すなわち少なくとも水平垂直モードまたは左右円モード）を使用する無線リンク伸展装置に関する。

高周波技術およびマイクロ波技術における無線リンクは、現在の通信技術において、特に重要な意味を持つ。１９８０年代、ラジオ放送とテレビ放送とが、消費市場にとって唯一の無線リンクであった。現在、ＧＳＭ、ＵＭＴＳ、ＤＶＢ、ＷＬＡＮ、ブルートゥース、ＧＰＳ、ガリレオ、Ｄｅｃｔ、衛星テレビ放送等々多くの規格があり、消費市場に大きな多様性をもたらしている。将来、無線システムへの流れは確実に強まっていくであろう。

これらの無線リンクはいずれも、ヘテロダイン周波数変換または次第に増加しているホモダイン周波数変換という古典的な技術に基づいている点で共通している。

高周波信号は、ほとんど例外なくデジタル方式によって振幅変調および／または位相変調または周波数変調が行われている。変調された信号は、現在多くは、計算機で処理され、次にＤＡ変換器を介してアナログ信号に変換される。アナログ信号は、低ノイズのシンセサイズド信号発生器（シンセサイザ）と単側波帯周波数変換器（ＩＱ変調器）とによって、より高いＭＨｚまたはＧＨｚの周波数範囲に変換される。受信回路では、高周波信号（ＨＦ信号）は、低ノイズの前置増幅および狭帯域のバンドパスフィルタリングを行った後、単側波帯受信機とシンセサイザの不可欠な低ノイズ局部発振器とによってミックスダウンされて、ＡＤ変換器により、計算機で扱えるように加工される。

ところで、周知のように、双方向送受信回路は、ヘテロダイン動作用には２つのシンセサイザを必要とし、ホモダイン動作用には１つのシンセサイザしか必要としない。従って、ホモダイン方式が、ＩＱ変調器のためのコストが大きくなるにもかかわらず、広く受け入れられている。高周波リンクの情報は、局部発振器信号から数ｋＨｚないし数ＭＨｚにわたって隔てられているだけなので、局部発振器の位相ノイズは非常に小さくなければならない。現在のシステムでは、伝送信号の隔離におけるシンセサイザの位相ノイズが高いので、感度が制限され、従って無線システムの到達範囲が制限される。

自由空間リンクでは、垂直と水平または右円と左円の均質な平面波というそれぞれ２つの伝送モードが可能である。ほとんど全ての伝送規格は、これらの４つの可能なモードのうち１つのモードにのみ関連する。２つのモードが用いられる場合は、衛星テレビ放送（略称Ｓａｔ−ＴＶ）のように２つの別個のリンクを用いる。すなわち、２つの無線システムを並列に運用し、従って同じ情報量に対して半分の帯域幅しか必要としない。２つの異なったモードによる信号の間には相関関係はない。

公知の全ての変調方式は、結局３つの方法、すなわち振幅変調（ＡＭ）、位相変調（ＰＭ）、周波数変調（ＦＭ）に還元することができる。現在の伝送技術では、個別の振幅変調と位相変調とを組み合わせること（例えばＱＡＭ）が増えている。このような変調は、ハイブリッド変調方式に分類される。

今日の無線伝送システムは、例えば創成期の振幅変調信号用鉱石ラジオよりも桁違いに複雑になっている。高コストの、できる限り低ノイズのシンセサイザが必要であるからである。従って、電子装置のコストは、最新の高集積度にもかかわらず、相変わらずかなり大きい。一方向無線伝送用の古典的な鉱石ラジオが、送信機の発振器しか必要としなかったのに対し、現在のシステムは、送信機に発振器を（通例シンセサイザも）設けることなしに済ますことはできない。

また、半導体内に組み入れられた低ノイズシンセサイザは、少なくとも１つの非常に大きなコイル（および非常に大きな半導体面）を必要とし、比較的大きな所要電力を伴う。従って、単に周波数範囲を厳密に維持するためだけにシンセサイザを必要とするような伝送システムは、バッテリ時間がかなり長い場合に可能であるよりも、必要なチップ面積がはるかに小さい低廉なシンセサイザで済ますことができる。

今日、シンセサイザを用いる必要があるので、３桁のＧＨｚ範囲において、オプティカルリンクの場合と等しい帯域幅でリンクを確立することは不可能である。

多くの無線伝送システムは、自由空間モードのみを使って伝送することに依存しており、従って、利用可能な伝送容量の半分しか利用していない。

自由空間の２つの伝送モードの相関信号が持つ自由度を十分に利用している伝送システムはない。

ＡＭ、ＰＭおよびＦＭを同時に利用するハイブリッド変調方式は、明らかに帯域幅の利用度が改善されるにもかかわらず、これまでは導入されていなかった。

公知の伝送システムは、既知の周波数を有する高周波信号を変調することに基づいているので、これらの方法はドップラー効果を受ける。
そこで、本発明の課題は、小型、低廉で、従来の高周波信号を変調することによるドップラー効果の作用を防止することが可能な送受信伝送システムとしての無線リンク伸展装置を得ることである。

本発明の構成は、信号の相関関係を利用した、２つの自由空間モード用のリンク伸展装置、つまりデュアルモード無線である。

このデュアルモード無線によって、無線チャネルの伝送容量全てが常時利用される。また、自由空間リンクの４つのモード全てが利用される場合、伝送容量はさらに倍化される。

本発明の一方向デュアルモード無線伝送システムでは、送信機用にただ１つの発振器を必要とするのみであり、受信機には発振器を必要としない。発振器の位相ノイズは、伝送システムの感度および到達距離に影響を及ぼすことはない。従って、送信機にシンセサイザが必要となるのは、無線チャネルを確実に維持しなければならない場合だけである。つまり、送信機用および受信機用の構成部材コストは低減される。選択される変調方式によっては、必要な構成部材コストは、ＨＦ検出器または混合器に限られることになる。

これにより、ハードウエアコストの大きな低減は、従ってまた価格設定にも好ましい影響を及ぼす。同様にまた、低ノイズシンセサイザが原理上不要になることで、３桁のＧＨｚ範囲においても帯域幅が非常に広い無線伝送を実現することが可能となる。

高周波伝送システムを低廉に製作できることによって、現在の用途における価格低減に加えて、現在のコストでは魅力がない新たな用途にも道が開ける。

既知の特性、例えば帯域幅要件、ビット誤り率などの特性を有する既知の全ての変調方式が利用できる。しかし、それに対応する変調器は明らかに簡素化されている。例えば、乗算器（ギルバートミキサ、リングミキサなど）によって、異なった出力信号を有する、ＡＭ、ＰＭ、ＦＭという３つの基本変調用の非常に良好な受信機を製作することができる。従って、これらの３つの変調方式を組み合わせることで、所定の帯域幅に対するデータ量を著しく増大させることができる。

本発明では、２つの信号値間の相関関係だけを評価する構成のため、信号伝送に対するドップラー効果の作用はなくなる。変調された送信信号および相関のある送信信号の両信号が同じ発振器から生じている場合、発振器の位相ノイズが影響を及ぼすことはない。

本発明がデュアルモード無線システムの受信機に適用された場合では、両アンテナのこの２つの信号は、通例、乗算器あるいは混合器によって中間周波数範囲（ＩＦ範囲）に変換される。これにより、対数尺で、（振幅）検波器に比べて２倍の感度が得られることが保証される。

受信機が極めて簡単な構造であるので、一般的に給電のためのエネルギーは非常にわずかで済む。とりわけ最も簡単なシステムの場合、例えばＲＦＩＤ用途で利用されるシステムの場合、追加的な電力供給を全く必要としない。例えば、いわゆるＦＤＭ信号に対して並列に、同じ周波数の２つの単一周波数信号が、デュアルモード無線を介した給電のために用いられる。この２つの信号は、パッシブリングミキサによって復調され、システムで利用できるようになる。

現在、シールドされた二線ケーブルを介してできる限り大量のデータを伝送する研究が行われている。以下で示すように、これは、この新しい位相変調法によって容易に実現可能である。

本発明のデュアルモード無線の一般的な特徴は、２つまたは４つの自由空間モードが利用され、並行に放射された信号の差が評価されるという点である。自由空間モードの代わりに、電力モード、例えばコモンモードとディファレンシャルモードを利用することもできる。このためには、２つの導体と１つのグラウンド（３導体システム）が必要である。デュアルモード無線では、振幅変調（ＡＭ）、位相変調（ＰＭ）、周波数変調（ＦＭ）のような全ての公知の基本変調方式が可能である。これらの変調方式は、以下の例では、単独の変調、または組み合わされた変調、つまりハイブリッドの変調として提示される。最も複雑に拡張した場合には、３つ全ての変調方式を組み合わせることもできる。

本デュアルモード無線では、２つの信号の差が評価されるので、実施される全ての変調を、以下の用法では差変調（Differenzenmodulation）（ＤＭ）と呼ぶ。

以下で提示する全ての用法は、簡単な用途にも十分である基本概念に還元されている。しかし実用的には、さまざまな理由から増幅器および（バンドパス）フィルタが追加される。
（振幅差変調（Amplituden-Differenzenmodulation）（ＡＤＭ）の説明）

振幅変調された信号用の一方向デュアルモード無線リンクを確立するための実施形態が、図１に示されている。

単一周波数の高周波発振器（ＣＯ：連続発振器）１０は、基準周波数ｆ_ｒｅｆを有する信号を送信する。次に、この信号は、例えば振幅がデジタル上のオン／オフ切り替えによって変調される。この切り替えは、本例では簡単な（ＰＩＮダイオード）スイッチによって行われる。

このＡＭ変調された信号は、信号分波器１１によって２つの経路へ分波される。

水平偏波アンテナ１５と垂直偏波アンテナ１４とを介して、振幅変調された両信号は放射される。

水平偏波アンテナ１７と垂直偏波アンテナ１６とが、両信号を受信し、これらの信号を、乗算器として構成された混合器１８に供給する。実用的には、ギルバートセルがこの混合器の可能な実施形態の１つである。混合器は、２倍の周波数の範囲および中間周波数範囲の出力信号を有する。中間周波数範囲は、変調帯域幅によってのみ定められる。極めて簡単なローパスフィルタ１８ａが、低域周波数のみを通過させる。

図１に例として示されているような信号Ｕ_ｏｕｔが、デジタル受信信号として、続く電子装置で利用できる。

古典的なＡＭに対して、この送信信号は分波され、２回放射される。従って、構成部材コストは、ＡＤＭの場合の方が大きくなる。

一方、古典的なＡＭに比して、このＡＤＭは、乗算器の感度が、ライン検出器の場合よりも明らかに高いという利点を有する。検出可能な最小の信号は、乗算器の場合、通常、−１２０ｄＢｍであり、一方、ライン検出器の場合、通常、−６０ｄＢｍである。

デュアルモード無線を用いた振幅変調のもう１つの態様は、スイッチ１０ｂの代わりに２つのスイッチを信号分波器とアンテナとの間に挿設する場合である。これらのスイッチが差動制御される（それぞれ１つのみがオン状態になっている）場合、送信機は連続的に単一周波数信号を放射するが、この信号は両方の自由空間偏波の間で交替する。

今、２つの受信アンテナの背後にそれぞれライン検出器を置いたとき、図２に示されているような差動出力信号が得られる。この信号は、低周波信号評価において多くの利点を有する。
（位相差変調（ＰＤＭ）の説明）

位相変調された信号用の一方向デュアルモード無線リンクを確立するための実施形態が、図２に示されている。

単一周波数の高周波発振器（ＣＯ：連続発振器）１０は、基準周波数ｆ_ｒｅｆを有する信号を送信する。この信号は、信号分波器１１によって２つの経路へ分波される。０°／９０°および０°／−９０°の位相変調器（１２および１３）によって、この２つの単一周波数高周波信号の位相値が変更される。０°／９０°の変調器は、例えば、２つの切り替えスイッチ、スルー接続部および９０°の長さの線路によって実施できる。これに対して、０°／−９０°の変調器は、２つの切り替えスイッチ、スルー接続部および−９０°の位相回転を伴うハイパスフィルタによって構成できる。

ＢＰＳＫ変調を実現するための、両位相器の制御論理は、両位相器が０°か９０°のいずれかの値を有するというものである。

位相変調された両信号は、水平偏波アンテナ１５と垂直偏波アンテナ１４とを介して放射される。

水平偏波アンテナ１７と垂直偏波アンテナ１６は、両信号を受信し、これらの信号を、乗算器として構成された混合器１８に供給する。混合器は、２倍の周波数の範囲および中間周波数範囲の出力信号を有する。中間周波数範囲は、変調帯域幅によってのみ定められる。極めて簡単なローパスフィルタ１８ａが、低域周波数のみを通過させる。

図２に例として示されているような信号Ｕ_ｏｕｔが、差動デジタル受信信号として、続く電子装置で利用できる。

ここでは０°／１８０°の位相変調が用いられるが、両チャネルはただ９０°位相をずらすだけでよい。これによって、実際に帯域幅が低減される。

また興味深いことには、両信号は、変調器と混合器との間においてコモンモードとディファレンシャルモードに一致する。この両モードのためには、多くの回路設計が存在し、これにより、状況に応じてさらに必要となるハードウエア構成部材の実現が容易になる。

この理由から、ＰＤＭ−ＢＰＳＫ方式は、線路結合による信号伝送の場合にも非常に興味深い方式である。線路のコモンモード特性インピーダンスとディファレンシャルモード特性インピーダンスを極めて良好に算定できる。

さらに、この伝送の場合、すぐに分かるように、フェーディング、すなわちそれぞれ異なった実行時間で数回反射された信号が重なることが、問題とはならない。さらに位相偏移が行われた２つのコモンモード信号が、新たにコモンモード信号となる。同じことがディファレンシャルモードにも当てはまる。受信混合器は、最終的に、コモンモード信号であるか、ディファレンシャルモード信号であるかだけを評価する。信号形式（正弦波、方形波、三角波など）は重要ではない。

両方の位相変調を互いに独立して用いる場合、位相差は０°、９０°、−９０°および１８０°という値を有する。これはＱＰＳＫ変調である。この場合、Ｕ_ｏｕｔは、図３に示されているような信号になる。

従って、同じ帯域幅で、２倍の情報量を伝送することができる。しかし、出力信号は、その後、ＢＰＳＫ方式の出力信号ほど簡単にその後の処理を続けることはできない。
（振幅位相差変調（Amplituden-Phasen-Differenzenmodulation）（ＡＰＤＭ）の説明）

振幅変調および位相変調された信号用の一方向デュアルモード無線リンクを確立するための実施形態が、図３に示されている。

単一周波数の高周波発振器（ＣＯ：連続発振器）１０は、基準周波数ｆ_ｒｅｆを有する信号を送信する。次に、この信号は、例えば切り替え可能な減衰部材によって振幅が変調される。

変調されたこの信号は、信号分波器１１によって２つの経路へ分波される。０°／９０°および０°／−９０°の位相変調器（１２および１３）によって、単一周波数の振幅変調された両高周波信号の位相値が変更される。

振幅変調され、かつ位相変調された両信号は、水平偏波アンテナ１５と垂直偏波アンテナ１４とを介して放射される。

図３に例として示されている信号Ｕ_ｏｕｔは、４つの状態を含み、従って２ビットを含む。

この信号は、計算機または後に続く電子装置によって評価し、利用することができる。

ここでは０°／１８０°の位相変調が用いられるにもかかわらず、両チャネルはただ９０°位相をずらすだけでよい。これによって、実際に帯域幅が低減される。
（周波数差変調（Frequenz-Differenzenmodulation）（ＦＤＭ）の説明）

本発明は極めて簡単な無線システムの実現に適しているので、古典的な周波数変調（ＦＭ）のほかに、いわゆる静的な周波数変調も導入すべきである。

実現するための２つの可能なブロック回路が、図４および図５に示されている。

静的な変調の場合、ｆ１とｆ２は、決して周波数を通じて変化されることがない。従って、ただ１つの情報（１ビットではない）でも伝送することができる。この非常に簡単な方式は、例えば、既に述べたように交通標識の情報のために非常に興味深い方式である。

図４の実施形態は、位相ロックループ（ＰＬＬ）とさらにシンセサイザとが利用可能に組み込まれているので、１桁のＧＨｚ範囲での用途に興味深い形態である。

これは周波数変調された信号用の一方向デュアルモード無線リンクであって、同じ水晶制御発振器（ＸＣＯ）２０に２つのシンセサイザがつながっている構造を示す。

２つの電圧制御発振器（ＶＣＯ）２３が、周波数ｆ１およびｆ２を有する出力信号を供給する。

これらの周波数が水晶安定性を有するように、高周波信号は、分周器２４または２５およびその分周比（１／Ｎまたは１／（Ｎ＋１）で表される）を介して、ｆ_ｒｅｆのレベルの周波数を有する信号に変換される。

位相周波数検出器（ＰＦＤ）２１は、分波された信号と基準周波数との間に周波数差または位相差がある場合、制御信号を発し、この制御信号がそれぞれフィルタ２２を通過し、必要に応じてＶＣＯを追調整する。

両方の単一周波数信号は、水平偏波アンテナ２７と垂直偏波アンテナ２６とを介して放射される。

水平偏波アンテナ３１と垂直偏波アンテナ３０は、両信号を受信し、これらの信号を、乗算器として構成された混合器３２に供給する。混合器は、それぞれｆ１＋ｆ２とｄｆ＝ｆ１−ｆ２という周波数を有する２つの出力信号を有する。ｄｆの最大周波数は、変調帯域幅によってのみ定められる。静的な周波数変調が、ｄｆの最大許容値となる。極めて簡単なローパスフィルタ３３が、差周波数ｄｆのみを通過させる。このとき、信号Ｕ_ｏｕｔは、周波数ｄｆを有する低周波の正弦波信号である。

この交流信号は、電子周波数カウンタによって容易に評価できる。

混合器の代わりに周波数検出器（またはＰＦＤ）を挿入すると、アナログ出力信号を有する周波数カウンタの出力信号と等しい出力信号が直接得られる。

古典的な周波数変調の場合、唯一のシンセサイザの分周器は、必要であれば、デルタシグマ変調有りまたは無しの分数分周器としても制御され、素早く変調が行われる。

この場合、送信機のコストは２倍になるが、しかし、受信機におけるコストが明らかに低減される。システム内において送信機よりも受信機の方が明らかに多い場合、デュアルモード無線は、費用対効果に優れた解決手段を提供する。

もう１つの利点は、このとき、２つのシンセサイザを変調することができ、従って、各シンセサイザは、ただ半分の周波数偏移を行うだけでよいという点である。

図５の第２の実施形態は、特に２桁または３桁のＧＨｚ範囲について、非常に興味深い形態である。

固定発振器４０が、周波数ｆ２を有する単一周波数のＨＦ信号を発信する。

混合器４２、分周器４３およびＰＦＤ４５によって、周波数ｆ２に対する、絶対周波数ｆ１を有するＶＣＯ４１の出力信号の周波数間隔が、水晶安定性を持つように実施される。

分周器４３は、周波数間隔ｄｆを最大周波数としてのみ確実に処理できねばならない。分周器４３の分周値は、実際には分周器２４および２５の分周値よりも明らかに小さい。これにより、ＰＬＬは、ＶＣＯ４１の位相ノイズをはるかに良好に補正する。従って、この回路は、図４の回路よりも伝送特性が向上する。

受信機は、これまでと全く同じ構造を有する。
（振幅位相周波数差変調（Amplituden-Phasen-Frequenz-Differenzenmodulation）（ＡＰＦＤＭ）の説明）

ＰＭとＦＭとの間に実質的な差が見られない従来の技術とは対照的に、ここに提示される、同じ構造の受信機は、位相変調用および周波数変調用に異なった出力信号を供給する。従って、ＤＭ受信機がまた３つの情報全てを復調することができる。

しかし、この種の出力信号を評価するためには、いわゆるクロック再生回路を実装しなければならないが、クロック再生回路は、現在の無線リンクでは標準である。

有利には、情報量は、同じ帯域幅でさらに大きく増加する。
（４モード差変調（4-Moden-Differenzenmodulation）（Ｘ４ＤＭ）の説明）

上述してきた全ての方式は、右円または左円の自由空間モードを使う用途に対してすぐに実施できる。

しかし、自由空間の４つ全ての方式を伝送に用いることができる。このことを、４つの全自由空間モードの位相変調を例に用いて明らかにする。
（例：Ｐ４ＤＭ）

受信側に既知の受信機（例えば図２）が２つ設けられ、それぞれ直線偏波のアンテナペアと円偏波のアンテナペアとに実装される。

送信側に、信号分波器１１の代わりに１つから４つの信号分波器を利用できる。位相器１２および１３を二重に利用することによって、直線偏波と円偏波とがＰＤＭを介して供給される。例えば、二重のＢＰＳＫを実施すると、図２に示された出力信号は、２つのチャネルにおいて第２の変調によって、最小は半分のレベルにまで低減され、最大は１．５倍のレベルにまで増幅される。いずれにしろ、電圧は０ボルトよりも明らかに大きいか、または小さい。

従って、このようにして、帯域幅が同じであっても２倍の情報量を伝送することができる。しかしまたこの例の場合、信号の質およびビット誤り率は悪化する。

９０°位相器を有するクロスダイポールアンテナを用いると、この１つのアンテナを介して、４つ全ての信号を送信または受信できる。

技術上のコストが軽減されるこのデュアルモード無線は、現段階では技術上のコストが理由で開拓されていない新たな用途（産業上の利用可能性）をもたらすことであろう。

将来を十分に見据えた用途として、半導体回路間の無線通信、いわば無線チップ接続がある。この無線通信は、実用的には、例えばパーソナルコンピュータ内におけるマイクロプロセッサとメモリチップとの間の接続用として非常に興味深い。この種の無線接続は、接点とドライバとの大きな節約につながるであろう。データレートは、現在でも既に１データ線当たり７００ＭＨｚである。従って、第３高調波を考慮して、２．１ＧＨｚ用の信号線が設計されねばならない。従ってまた、現実的には、異なった実行時間についても補正されねばならない。現在の伝送規格は差動的なものであり、両側が１００Ωで終端されている。要するに、約２０ＧＨｚでのデュアルモード無線接続は、これらの要件を満たすデータ伝送レートを可能にするであろう。また、必要なアンテナも非常に小さく、従って、問題なく半導体チップ上（の縁端部）に組み入れることができるであろう。コンピュータの立体的な組み込みは、大きな一歩となり、また、電力消費量も顕著に低くなるはずである。この用途には、以下で示す位相差変調（Phasen-Differenzenmodulation）（ＰＤＭ）が有利であろう。

第２の、将来を見据えた新しい用途は、道路交通の安全技術に関連する。これには、データ量がわずかで、非常に廉価な純粋に一方向の伝送で十分である。例えば、この用途なら、非常に簡素な、静的な周波数差変調（Frequenz-Differenzenmodulation）（ＦＤＭ）でも十分である。各交通標識の背後に太陽電池式のデュアルモード無線送信機を設け、この送信機が、連続的に周波数間隔ｄｆの２つの周波数を２つの伝送モードを介して発信する。

各交通標識には、周波数間隔ｄｆが、例えば１ｋＨｚの間隔で割り当てられている。自動車内には、フロントエンド回路内の両受信アンテナの背後に同じ様に混合器が位置決めされ、混合器の低周波の出力周波数ｄｆが、簡単なデジタル回路を介してカウントされる。これにより、運転者に即座に現在の速度情報を伝えることができる。またこれにより、特に二車線の場合、普段なら貨物自動車が覆い隠してしまうような標識も認識することできる。

非常に興味深い用途として、３桁のＧＨｚ範囲における広帯域伝送が挙げられる。デュアルモード無線の場合、分周器のようなデジタル部品は必要ではなくなる。また、この周波数範囲では、絶対的な周波数位置というものが、１桁のＧＨｚ範囲の場合ほど重要な意味を持つことはない。従って、デュアルモード無線システムは、非常に簡素となり、従って実施可能なものとなる。このようにして、非常に簡素なＰＤＭによって１００ＧＨｚから１４０ＧＨｚの周波数範囲において、ＥＶＭ要件に応じてＱＰＳＫまたは８ＰＳＫを用いて、８０から１６０Ｇｂｉｔおよびそれ以上の伝送を行うことができる。

クロスダイポールアンテナが、４つの全ての自由空間モードを発信するための簡単なベースを提供する。これの簡単な説明のために、「オン」と「オフ」という２つの状態を持つ単純なデジタル振幅変調が役に立つ。従来、２つの自由空間モードを利用して４つの状態が利用できるが、直線偏波に円偏波を重ねると、状態の数は８つに増す。この場合、受信機には３つの振幅値が生じる可能性がある。

ＡＳＫ変調とその受信信号用の送信ユニット（左）および受信ユニット（右）を示す概略的なブロック回路図である。ＢＰＳＫ変調とその受信信号用の送信ユニット（左）および受信ユニット（右）を示す概略的なブロック回路図である。ＡＭ／ＢＰＳＫ変調用の送信ユニット（左）および受信ユニット（右）を示す概略的なブロック回路図である。静的または古典的なＦＳＫ変調用の送信ユニット（左）および受信ユニット（右）を示すブロック回路図である。静的かつ古典的なＦＳＫ変調用の送信ユニット（左）および受信ユニット（右）を示すブロック回路図である。

符号の説明

ｆ１絶対周波数
ｆ_ｒｅｆ基準周波数
ｄｆ周波数間隔
Ｕ_ｏｕｔ信号（差動デジタル受信信号、周波数ｄｆを有する低周波の正弦波信号）
１０単一周波数数の高周波発振器（ＣＯ：連続発振器）
１０ｂスイッチ
１１信号分波器
１４垂直偏波アンテナ
１５水平偏波アンテナ
１６垂直偏波アンテナ
１７水平偏波アンテナ
１８混合器
１８ａローパスフィルタ
２０水晶制御発振器（ＸＣＯ）
２１位相周波数検出器（ＰＦＤ）
２２フィルタ
２３２つの電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２４、２５分周器
２６垂直偏波アンテナ
２７水平偏波アンテナ
３０垂直偏波アンテナ
３１水平偏波アンテナ
３２混合器
４０固定発振器
４１ＶＣＯ
４２混合器
４３分周器
４５ＰＦＤ

Claims

付随するアンテナを用いて、少なくとも２つの自由空間モードを使用する無線伝送装置において、無線伝送装置は、送信側発信機と、分波器と、前記分波器によって分波された複数の信号の経路ごとに振幅変調器および／または位相変調器および／または周波数変調器を用いて差変調を行い、各経路ごとに差変調された信号を異なる偏波で送信する送信機と、差変調されて異なる偏波で送信された信号を少なくとも２つのアンテナを用いて異なる偏波で受信する受信機とを備え、前記受信機は、異なる偏波で受信した信号を互いに乗算するための混合器を備えることを特徴とする装置。
ａ．前記送信機が、固定中間伝送周波数におけるただ１つの発振器を有すること、
ｂ．前記送信機が、１つまたは複数の振幅変調器を有すること、
ｃ．前記少なくとも２つの異なった偏波モードが、少なくとも２つのアンテナを介して受信され、１つまたは複数の乗算器、混合器またはライン検出器によって評価されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
ａ．前記送信機が、固定中間伝送周波数におけるただ１つの発振器を有すること、
ｂ．前記送信機が、２つ以上の位相変調器を有すること、
ｃ．前記少なくとも２つの異なった偏波モードが、少なくとも２つのアンテナを介して受信され、１つまたは複数の乗算器、混合器、位相比較器またはライン検出器によって評価されること
を特徴とする請求項１または２に記載の装置。
ａ．前記送信機が、固定中間伝送周波数におけるただ１つの発振器を有すること、
ｂ．前記送信機が、２つ以上の振幅変調器および位相変調器を有すること、
ｃ．前記少なくとも２つの異なった偏波モードが、少なくとも２つのアンテナを介して受信され、１つまたは複数の乗算器、混合器、位相比較器またはライン検出器によって評価されること
を特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の装置。
ａ．前記送信機が、２つ以上のシンセサイザを有し、該シンセサイザが水晶発振器に結合されており、該シンセサイザの周波数を、分周比を変化させることによって変更できること、
ｂ．前記少なくとも２つの異なった偏波モードが、少なくとも２つのアンテナを介して受信され、１つまたは複数の乗算器、混合器または周波数比較器によって評価されることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の装置。
ａ．前記送信機が、２つ以上のシンセサイザを有し、該シンセサイザが水晶発振器に結合されており、該シンセサイザの周波数を、分周比を変化させることによって変更できること、
ｂ．前記送信機が、少なくとも１つまたは複数の振幅変調器および位相変調器を有すること、
ｃ．前記少なくとも２つの異なった偏波モードが、少なくとも２つのアンテナを介して受信され、１つまたは複数の乗算器、混合器、位相比較器、周波数比較器またはライン検出器によって評価されること
を特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の装置。