JP5076199B2 - 伝送システム、伝送方法、送信装置、受信装置、及び復号方法 - Google Patents
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Description
技術分野
【０００１】
本発明は、伝送システム、伝送方法、送信装置、受信装置、復号方法、及び復号装置に関し、特に、情報信号を符号に乗じて伝送し、符号が複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システム等に関する。
背景技術
［０００２］
図２３は一般的な符号分割多重伝送システムの様子を示した図である。以下簡単に説明する。
［０００３］
システムの説明を行う前に、符号分割多重伝送について簡単に説明する。マルチコード多重による直接拡散スペクトラム変調（ＭＣ−ＤＳＳＳ）は伝送する情報信号を複数ビット単位でブロック化し、１ブロック内の各ビットをそれぞれ直交する拡散符号で拡散し、時間軸上で多重して伝送する手法である。各ビットの拡散処理は、ブロック符号化とも捉えられるため、以下ではＭＣ−ＤＳＳＳにおける拡散符号のことを時間ブロック符号と呼ぶことにし、またＭＣ−ＤＳＳＳ変調と同様に、複数の時間ブロック符号に情報信号を乗じて並列多重伝送する変調方式を総称して符号分割多重変調と呼ぶことにする。
［０００４］
図２３を参照して、符号分割多重伝送システム１００は、送信機１００ａと受信機１００ｂとを備え、送信機１００ａから送信された信号は伝送路１０９を介して受信機１００ｂに受信される。情報信号Ｓ［ｎ］は変調処理部１０１により変調処理され、その変調信号ｘ（ｔ）は、アップコンバータ１０３による処理後にＲＦ１０５によって無線周波数（高周波）処理されて送信アンテナ１０７から送信される。送信された信号は、伝送路１０９を介して受信アンテナ１１１により受信される。受信された信号は、ＬＮＡ＆受信フィルタ１１３により低雑音増幅処理とフィルタ処理され、ダウンコンバータ１１５により処理される。そして、受信信号ｒ［ｔ］が復調処理部１１７により処理され、復号信号Ｓ＾［ｎ］が得られる。
【０００５】
ところで、直接拡散による符号分割多重アクセス方式（ＤＳ−ＣＤＭＡ）は複数の拡散符号にそれぞれ異なるユーザ信号を多重し、受信側では拡散符号の鋭いピークを持った自己相関特性を活用したマルチパス分離を行い、これらを最大比合成することでパスダイバーシチの効果を得つつ、時間軸上で多重された各ユーザ信号の分離を行なっている。ＤＳ−ＣＤＭＡの下り回線における拡散符号には、Ｗａｌｓｈ符号等の直交符号が用いられるが、送信側で直交する符号群を多重し伝送しても、伝送路歪により受信側では直交性が失われる。ただし、下り回線では各端末が受信する複数ユーザが多重された下り回線信号は同一の伝送路を経由するため、伝送路歪を抑えるチップレベルの等化を行なえば拡散符号間の直交性を再現することができる（非特許文献１、非特許文献２）。
【０００６】
図２４は図２３の変調処理部１０１について従来の技術としてのＯＦＤＭを適用する場合の構成を示す図である。
【０００７】
図２４において、変調処理部１０１は、Ｓ／Ｐ変換部１０１１と、ＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１０１３と、サイクリックプレフィックス追加部１０１５と、波形整形フィルタ１０１７とを備える。Ｓ／Ｐ変換部１０１１により変換された各情報信号Ｓ［ｉ］には、ＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１０１３の乗算部１０１４ａにより変調符号Ｃ＿ｉ［ｎ］が乗算される。ここでは変調符号Ｃ＿ｉ［ｎ］の長さはＮとする。以下では、サンプリング系列を時間順にベクトルの各要素に並べ、多次元ベクトルで表現する場合がある。例えば、（Ｃ＿ｉ［０］，Ｃ＿ｉ［１］，・・・，Ｃ＿ｉ［Ｎ−１］）を次数Ｎの符号ベクトルのように表現する。ＯＦＤＭではＣ＿ｉ［ｎ］は周波数が異なり、かつ互いに直交する正弦波形が用いられる。ＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１０１３の総和部１０１４ｂにより総和が取られＸが得られる。このＸに対して、サイクリックプレフィックス追加部１０１５が長さＧのサイクリックプレフィックスを追加する処理を行い、ＸＴが得られる。サイクリックプレフィックスの挿入とは、Ｘ［ｎ］の末尾Ｇシンボルの複製をそのままＸ［ｎ］の先頭に挿入することである。そして、波形整形フィルタ１０１７によりフィルタ処理されて、ｘ（ｔ）が得られる。なお、実際のＯＦＤＭでは点線で囲ったＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１０１３の処理は、ＩＦＦＴ後の出力信号をＰ／Ｓ変換することで実現される。
【０００８】
図２５は図２３の復調処理部１１７について従来の技術としてのＯＦＤＭを適用する場合の構成を示す図である。
【０００９】
復調処理部１１７は、Ｍシンボルサンプリング部１１７１と、サイクリックプレフィックス除去部１１７３と、フィルタ１１７５と、ＤＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１１７７とを備える。Ｍ＝Ｎ＋Ｇとし、ｒ（ｔ）をＭシンボルサンプリング部１１７１がサンプリング処理を行ってＲ’が得られる。そして、送信側で挿入されたサイクリックプレフィックスがサイクリックプレフィックス除去部１１７３により除去され、したがってＲ［ｎ］は長さＮのブロック単位で処理が行われる。その後、フィルタ１１７５は、Ｎ行Ｎ列の複素行列で与えられるＰを用いて、Ｒに対して、各サブキャリアの位相補正を行う。ＤＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１１７７は、内積部としての機能を果たし、得られたＲ＿ｆとＣ＿ｉとの内積演算を行い、Ｓ＾［ｎ］が得られる。ここで、２つの同一次数の行ベクトルＡ，Ｂが与えられたとき、（Ａ，Ｂ）は内積演算を表して（Ａ，Ｂ）＝ＡＨ・Ｂで与えられる。ここで、ＡＨは行列Ａの複素転置行列を表し、一般的にはＡの随伴行列と呼ばれる行列である。なお、実際のＯＦＤＭでは、点線で囲ったＤＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１１７７は、Ｒ＿ｆ［ｎ］をＳ／Ｐ変換した後、ＦＦＴを用いて実現される。
【００１０】
上記に示したＯＦＤＭ変調は、近年多くの広帯域無線通信システムで採用されている。ＯＦＤＭ変調は、互いに直交する正弦波形の時間ブロック符号（正弦波符号）を用いた符号分割多重変調の一種とみなせる。復調に際して、これらの符号間の直交性はやはり伝送路歪により失われるが、ガードインターバル（ＧＩ）を設けて、Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ（ＣＰ）信号を充填し、受信側で隣接ブロック干渉が及ばない区間を取り出すことで、歪伝送路でも正弦波符号間の直交性を維持し、かつ隣接するブロック間の干渉を排除する手法がとられている。ＧＩ長が伝送路の遅延広がりより十分に大きい場合、ＧＩ削除後の受信正弦波符号のＤＦＴはそれぞれ互いにオーバラップしないひとつの周波数成分しか持たず、復調時には各サブキャリアの周波数軸上での位相調整のみで周波数選択性伝送路であっても無歪伝送に相当する作用を得ることができる。非特許文献３、４では、ＯＦＤＭのこの特徴に着目し、ＣＤＭＡで利用されているＷａｌｓｈ符号等の時間ブロック符号を用いた符号分割多重変調にＣＰを挿入し、受信側でＦＦＴ処理を行い周波数軸上での等化を行なう手法を提案している。また、非特許文献３、４では、等化ウェイトの設定にＭＭＳＥ基準を採用することで、非特許文献１、２のチップレベル等化やＲＡＫＥ受信と同等以上の特性が得られると報告されている。
【００１１】
【非特許文献１】
I.Ghauri and D.Slock, “Linear receivers for DS-CDMA downlink exploiting orthogonality of spreading sequences,” Proc. Asilomar Conference on Signals, Systems and Computers, Vol.1, pp.650-654, Nov.1998.
【非特許文献２】
K.Hooli,M.Latva-aho and M.Juntti, “Multiple access interference suppression in CDMA with linear chip equalizers in WCDMA downlink receivers,” Proc. GLOBECOM 99, Vol. General Conference (Part A), pp. 467-471, Dec. 1999.
【非特許文献３】
F.Adachi,T.Sato and T.Itagaki, “Performance of multicode DS-CDMA using frequency domain equalization in a frequency selective fading channel, “Electronics Letters, vol.39, No.2, pp.239-241, Jan.2003.
【非特許文献４】
F.Adachi,K.Takeda and H.Tomeba, “Frequency-Domain Pre-Equalization for Multicode Direct Sequence Spread Spectrum Signal Transmission,” IEICE Trans. Comm., Vol.E88-B, No.7, pp.3078-3081, July 2005.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
非特許文献１、２では、Ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇアルゴリズム及びＭＭＳＥ基準によるチップレベル等化が示されている。しかしながら、前者は伝送路の周波数特性にヌル点が存在する場合に雑音強調が発生してしまうため、後者が有効とされる。歪の程度が少なく多重ユーザ数が少なければＲＡＫＥ受信によるパスダイバーシチが効果的であり、一方伝送路の歪程度が顕著で多重ユーザ数が多ければ等化が有効となる。すなわち、ＤＳ−ＣＤＭＡの下り回線では、パスダイバーシチの効果と等化による直交性回復の効果はトレードオフの関係にあり、両者の効果を同時に最適に得ることは困難である。
【００１３】
また、ＯＦＤＭや非特許文献３、４の手法では、ＣＰにより歪伝送路での時間ブロック符号間の直交性回復は可能であっても、その効果とパスダイバーシチの効果を同時に得ることはできない。図２０、図２１に示したＯＦＤＭでは、各サブキャリアにそれぞれ異なる情報信号を伝送するため、周波数ダイバーシチの効果を得ることができないことに加え、さらに以下の問題がある。送信側でのサイクリックプレフィックスの挿入と受信側での除去は、隣接する符号ブロック間の干渉を軽減すると同時に同一ブロック内のサブキャリア間の直交性を維持するために行なわれる。しかし、サイクリックプレフィックスは、復調に活用されない無駄な送信エネルギーを必要とする。
［００１４］
ゆえに、本発明は、歪伝送路での時間ブロック符号間の直交性の効果とパスダイバーシチの効果を同時に得ることができる伝送システム、これに用いられる受信装置及び送信装置、並びに伝送方法を提供することを目的とする。当該受信装置、送信装置ならびに伝送方法は複数アンテナを装備した無線送受信装置である、いわゆるＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）システム構成にも対応する。また、上記伝送システム等に適用されることが可能な干渉をキャンセルする復号方法及び復号装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
【００１５】
本願発明の第１の観点は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列Ｈの随伴行列ＨＨによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＨＨの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定するものである。
【００１６】
本願発明の第２の観点は、第１の観点の伝送システムにおいて、前記固有ベクトルをＥｋ（ｋはｋ番目を表す）とし、各固有ベクトルに対応する固有値をλｋ、定数αとした場合に、Ｅｋをλｋ -αに比例する重み係数ｗｋの平方根を乗じたものに変更されるものである。
【００１７】
本願発明の第３の観点は、第１の観点の伝送システムにおいて、前記固有ベクトルをＥｋ（ｋはｋ番目を表す）とし、各固有ベクトルに対応する固有値をλｋ、定数ＴＥとした場合に、１／λｋ＞ＴＥを満たす固有ベクトルＥｋは前記情報信号の伝送に用いないことを特徴とするものである。
［００１８］
これは、過度に小さな固有値となる符号ベクトルは極めて高いビット誤りが発生するため、これらの符号ベクトルを用いない方が、むしろ前記受信フィルタの特性がよくなることによるものである。
【００１９】
本願発明の第４の観点は、第１の観点の固有の符号により前記時間ブロック符号が設定された送信装置である。
【００２０】
本願発明の第５の観点は、第１の観点の随伴行列ＨＨによって特性が設定された前記受信フィルタを有する受信装置である。
【００２１】
本願発明の第６の観点は、情報信号を符号に乗じて伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを用いた伝送方法において、伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列Ｈの随伴行列ＨＨによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＨＨがエルミート対称の行列であり、且つ、前記符号が行列ＨＨＨの固有ベクトルに対応する符号であるものである。
【００２２】
なお、本願発明の第１から第６の観点において、前記情報信号には複数の変調ブロックが含まれ、隣接する変調ブロック間には伝送路の歪に基づいて時間ギャップが設定されてもよい。これにより、各変調ブロックの間に時間ギャップを設けることで、変調ブロック間干渉を軽減することとなる。
【００２３】
本願発明の第７の観点は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記情報信号は複数の送信アンテナを用いて伝送路に送信されるとともに前記伝送路から複数の受信アンテナを用いて受信され、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、前記伝送路のインパルス応答行列ＨＭが前記各送信アンテナと前記各受信アンテナとの間の組み合わせにおけるインパルス応答行列Ｈij（ｉは各送信アンテナを区別するものであり、ｊは各受信アンテナを区別するものである。）によって下記式により定義される場合に、前記受信フィルタの特性を当該行列ＨＭの随伴行列ＨＭ Ｈによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＭ ＨＨＭの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定する、ものである。
【００２４】
本願発明の第８の観点は、複数の送信アンテナを備え、第７の観点の固有の符号により時間ブロック符号が設定された送信装置であって、情報信号に時間ブロック符号を乗じて各送信アンテナに割り当てて並列に送信する送信装置である。
【００２５】
本願発明の第９の観点は、複数の受信アンテナを備え、第７の観点の随伴行列ＨＭ Ｈによって特性が設定された前記受信フィルタを有する受信装置であって、前記複数の受信アンテナにより並列に受信された信号を適切な順番に並べて統合する受信装置である。
【００２６】
本願発明の第１０の観点は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおける復号方法において、伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列Ｈの随伴行列ＨＨによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＨＨの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定し、前記受信装置は、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、新たな変調ブロックＡが受信されると、当該変調ブロックＡを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロックＡから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第１ステップと、再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第２ステップと、前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、を含むものである。
【００２７】
ここで、前置干渉は、ある変調ブロックが伝送路の歪により当該変調ブロックより前に伝送された前変調ブロックから及ぼされる干渉とし、後置干渉は、変調ブロックａが前記伝送路の歪により当該変調ブロックより後に伝送された後変調ブロックから及ぼされる干渉とする。そして、前置干渉及び後置干渉は、それぞれ、前変調ブロック及び後変調ブロックの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで、その成分が推定されるものとする。
【００２８】
このような干渉キャンセラの位置づけは、時間ギャップが不要となり、伝送効率が向上するということであり、上記キャンセルの手法を別の表現で言えば、次のような処理であってもよい。すなわち、ある変調ブロックａが前記伝送路の歪により当該変調ブロックａより前に伝送された前変調ブロックから及ぼされる干渉を前置干渉とし、変調ブロックａが前記伝送路の歪により当該変調ブロックａより後に伝送された後変調ブロックから及ぼされる干渉を後置干渉とし、前記受信装置が、過去ＭＢブロック分の変調ブロックに対する受信信号を記録した受信変調ブロックバッファを有するものとする。前記受信装置においては、新たな変調ブロックＭ＿ｎｅｗが受信されたとき、まずＭ＿ｎｅｗを前記受信変調ブロックバッファに格納し、カレント変調ブロックＡを前記変調ブロックバッファの最も新しい変調ブロックとする。そして、次の処理１と処理２とが行われる。処理１：カレント変調ブロックＡに対する前変調ブロックの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることでカレント変調ブロックＡが受ける前置干渉成分ＩＡ＿ｐｒｅを推定し、カレント変調ブロックＡに対する後変調ブロックの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで変調ブロックＡが受ける後置干渉成分ＩＡ＿ｐｏｓｔを推定し、前記カレント変調ブロックＡの受信信号から前記前置干渉成分ＩＡ＿ｐｒｅならびに前記後置干渉成分ＩＡ＿ｐｏｓｔを除去した後に、当該カレント変調ブロックＡの復号（当該復号結果がカレント変調ブロックＡに対する最新の復号結果となる）を行なう。処理２：前記変調ブロックバッファ内の次に新しい変調ブロックを前記カレント変調ブロックとして（処理１）の処理を行い、処理２を前記カレント変調ブロックがバッファ内の最後のものとなるまで繰り返して行ってもよい。
【００２９】
本願発明の第１１の観点は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と伝送された信号を受信する受信装置とを備えた伝送システムにおける復号方法において、前記受信装置は、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、新たな変調ブロックＡが受信されると、当該変調ブロックＡを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロックＡから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第１ステップと、再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第２ステップと、前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、を含むものである。
［００３０］
請求項１２に係る発明は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と伝送された信号を受信する受信装置とを備えた伝送システムにおける前記受信装置が備える復号装置であって、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、新たな変調ブロックＡが受信されると、当該変調ブロックＡを前記受信変調ブロックブッファに格納し、前記復号ブロックブッファに記録済みである前記変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロックＡから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第１ステップと、再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第２ステップと、前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、
を含む処理が復号処理として実行されるものである。
【００３１】
本願発明の第１２の観点は、第９の観点の受信装置であって、前記複数の受信アンテナにより並列に受信された各変調ブロックをそれぞれ記録するアンテナ毎の受信変調ブロックバッファと、前記変調ブロックを適切な順番に並べて統合する統合手段と、当該統合手段により統合された統合変調ブロックに対する復号結果を記録する復号ブロックバッファとを有し、新たな変調ブロックＡ＿ｉ(ｉはアンテナ番号)が受信されると、その直前に受信された変調ブロックＢ＿ｉの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることでＡ＿ｉそれぞれに対する前置干渉成分を求め、前記変調ブロックＡ＿ｉから当該前置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉成分が除去された各Ａ＿ｉを前記統合手段によって統合して統合変調ブロックを生成し、当該統合変調ブロックに対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい各変調ブロックを各再復号対象変調ブロックに設定する受信手段と、当該各再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各再復号対象変調ブロックのそれぞれに対する前置干渉成分を求め、当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各再復号対象ブロックのそれぞれに対する後置干渉成分を求め、各再復号対象ブロックから前置干渉成分ならびに後置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉ならびに後置干渉成分が除去された各再復号対象ブロックを前記統合手段によって統合して統合変調ブロックを生成し、当該統合変調ブロックに対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された各変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する再復号手段と、前記再復号手段による処理を所望の回数繰り返して行う制御手段と、を備えるものである。
【００３２】
本発明によれば、ＯＦＤＭのようなサイクリックプレフィックスは不要である上に、歪伝送路を経由するにもかかわらず受信側で符号の直交分離が可能となり、同時にＯＦＤＭでは実現できなかった周波数ダイバーシチ効果を達成することが可能となる。これにより、低いビット誤り率の達成が可能になる。伝送路歪に起因する変調ブロック間の干渉をキャンセルすることも可能となり、ガードインターバルすら不要な高効率伝送が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の実施の形態による符号分割多重伝送システムの変調処理部の一例を示した図である。
【図２】伝送路行列Ｈを説明するための図である。
【図３】受信パイロット信号に巡回たたみ込み演算が行われてｈ［ｎ］が得られる様子を示す図である。
【図４】本発明における時間ブロック符号Ｅ＿ｉ［ｎ］を模式的に示した図である。
【図５】本発明の実施の形態による符号分割多重伝送システムの復調処理部の一例を示した図である。
【図６】本発明におけるＭシンボルサンプリング及びＨＨフィルタリングの動作を説明する図である。
【図７】本発明の実施の形態に係るガードインターバルを設けない場合のＭシンボルサンプリング方法及びＨＨフィルタリング方法を説明するための第１の図である。
【図８】本発明の実施の形態に係るガードインターバルを設けない場合のＭシンボルサンプリング方法及びＨＨフィルタリング方法を説明するための第２の図である。
【図９】本発明の実施の形態に係るガードインターバルを設けない場合のＭシンボルサンプリング方法及びＨＨフィルタリング方法を説明するための第３の図である。
【図１０】図９に示した動作を行う復調処理部の一例を示した図である。
【図１１】図１０のキャンセラの内部構成を示した図である。
【図１２】図１１のキャンセラの動作を説明するためのフロー図である。
【図１３】本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ形式の符号分割多重伝送システムを示す図である。
【図１４】図１３の伝送路４１の伝送路行列Ｈを説明するための図である。
【図１５】ＭＩＭＯの全体の伝送路行列ＨＭを示す図である。
【図１６】図１３の変調処理部３１の内部構成を示した図である。
【図１７】図１３の復調処理部４０の内部構成を示した図である。
【図１８】図１５に示す伝送路行列ＨＭに対する随伴行列ＨＭ Ｈを示す図である。
【図１９】ＦＤＤの場合の伝送プロトコルの状態を示す図である。
【図２０】図１３の復調処理部４０にキャンセラが含まれた場合の内部構成を示した図である。
【図２１】本発明の手法による符号分割多重伝送と干渉キャンセラとを組み合わせた場合に、ビット当たりに与えたエネルギー対雑音電力密度（Ｅｂ／Ｎ０）に対する平均ビット誤り率を繰り返し回数を変えて調べた結果を示した図である。
【図２２】本発明の手法による符号分割多重伝送を行なった場合のビット当たりに与えたエネルギー対雑音電力密度（Ｅｂ／Ｎ０）に対する平均ビット誤りを示した図である。
【図２３】一般的な符号分割多重伝送システムの様子を示した図である。
【図２４】図２３の変調処理部１０１について従来の技術としてのＯＦＤＭを適用する場合の構成を示す図である。
【図２５】図２３の復調処理部１１７について従来の技術としてのＯＦＤＭを適用する場合の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３４】
３０、１００ 符号分割多重伝送システム
３０ａ、１００ａ 送信機
３０ｂ、１００ｂ 受信機
１０、３１ 変調処理部
２０、４０ 復調処理部
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
図１は本発明の実施の形態による符号分割多重伝送システムの変調処理部の一例を示した図である。
【００３６】
変調処理部１０は、Ｓ／Ｐ変換部１１と、乗算部１３と、総和部１５と、波形整形フィルタ部１７とを備える。なお、ＯＦＤＭのようなサイクリックプレフィックスの挿入は必要とされていないが、Ｎ次の符号ブロック間の干渉を抑制するため、符号ブロック間になんら信号を伝送しないガード区間が設けられているものとする。この変調処理部１０の特徴としては、後述する選定された時間ブロック符号Ｅ＿ｉ［ｎ］が、乗算部１３において、Ｓ［ｉ］に乗算される点である。以下、時間ブロック符号Ｅ＿ｉ［ｎ］を説明するために、まずは伝送路行列Ｈを説明する。
【００３７】
図２は伝送路行列Ｈを説明するための図である。
【００３８】
図２において、ｈ［ｎ］は伝送路インパルス応答のサンプリング系列を表す。伝送路は帯域制限されたゼロＩＦ表記することとし、したがって、ｈ［ｎ］は複素数をとる。例えば、Ｎ次の送信信号ベクトルＡ（Ａは列ベクトル）が伝送される場合、伝送路を通過後に受信される信号ベクトルＢ（ＢはＭ次の列ベクトル）はＢ＝ＨＡで与えられる。図２の伝送路行列Ｈを与えることは、行列演算ＨＡが時系列信号におけるたたみ込み演算を行なうことを表す。ｈ［ｎ］の具体的な設定方法の一例を図３に示した。ｈ［ｎ］は送信側でＭ系列信号などのパイロット信号を送信し、当該Ｍ系列信号と受信したパイロット信号との巡回たたみ込み演算を行なうことで推定することができる。巡回たたみ込み演算後の出力から先頭Ｋシンボルをｈ［ｎ］として与える。Ｋの選定に際しては、Ｋ＋１シンボル以降が十分に小さな出力値を持つことが条件となる。また、ｈ［０］≠０である因果システムとなるようにｈ［ｎ］は設定される。このようにしてｈ［ｎ］が求まれば、Ｈ行列（Ｍ行Ｎ列）が生成される。Ｈ行列はランクＮの行列である。
【００３９】
図４は本発明における時間ブロック符号Ｅ＿ｉ［ｎ］を模式的に示した図である。
【００４０】
時間ブロック符号ベクトルＥ＿ｉは、連結システムとしてのＨＨＨの固有ベクトルとして選択される。ＨＨは伝送路Ｈに対する整合フィルタを意味する。Ｑ＝ＨＨＨはエルミート対称、すなわち、ＱＨ＝Ｑの関係が成り立つ。このようなエルミート対称な行列の固有ベクトルは互いに直交し、その固有ベクトルは実数となる。さらに、ＨがランクＮの行列であることから、Ｑは正則（逆行列を持つ）な行列でもある。時間ブロック符号ベクトルＥ＿ｉとしてＨＨＨの固有ベクトルが選択されることにより、送信した時間ブロック符号ベクトルＥ＿ｉが伝送路Ｈならびに当該伝送路に対する整合フィルタを表すＨＨを経由するにもかかわらず、受信側では当該時間ブロック符号Ｅ＿ｉと相似な波形が受信される。この特徴は、等価的な無歪伝送が行なわれることを意味する。しかも、各Ｅ＿ｉは互いに直交し、この直交性は受信機においても維持される。なお、従来技術であるＯＦＤＭではＥ＿ｉとして正弦波が用いられてきた。
【００４１】
図５は本発明の実施の形態による符号分割多重伝送システムの復調処理部の一例を示した図である。図６は本発明におけるＭシンボルサンプリング及びＨＨフィルタリングの動作を説明する図である。
【００４２】
復調処理部２０は、Ｍシンボルサンプリング部２１と、フィルタ２３と、内積部２５とを備える。図６にも示すように、受信された連続時間信号ｒ（ｔ）は、Ｍシンボルサンプリング部２１によりサンプリングされて出力ベクトルＲが得られる。また、図６にも示すように、ベクトルＲはフィルタとしての随伴行列ＨＨを経て、ベクトルＲ＿ｆが得られる。具体的にはＲ＿ｆ＝ＨＨＲにより計算される。前述のとおり、ＨＨは伝送路Ｈに対する整合フィルタである。したがって、受信機において受信信号にフィルタＨＨを通すことはパスダイバーシチを実現することを意味する。そして、内積部２５により、ベクトルＲ＿ｆは各時間ブロック符号Ｅ＿ｉとの内積がそれぞれとられる。Ｅ＿ｉは互いに直交することからＲ＿ｆベクトルとＥ＿ｉベクトルとの内積演算により、Ｓ［ｉ］信号成分のみが得られる。実際には雑音によりＳ＾（ｈａｔ）［ｉ］となる。
【００４３】
上記の変調処理部１０と復調処理部２０とを備えた符号分割多重伝送システムでは、従来のＯＦＤＭの場合と異なり、サイクリックプレフィックスを用いずとも時間ブロック符号間の直交性が維持される。また、フィルタＨＨは伝送路Ｈに対する整合フィルタであるため、周波数ダイバーシチの効果を得ることも可能となる。以上のように、ＯＦＤＭのようなサイクリックプレフィックは不要である上に、符号の直交分離とＯＦＤＭでは実現できなかった周波数ダイバーシチ効果とを同時に達成することが可能になる。その結果、低いビット誤り率の達成が可能になる。
【００４４】
以下、上記内容の原理を含めてさらに説明する。結論的には、時間ブロック符号としてＨ’＝ＨＨＨの固有ベクトルを用いることで重要な性質が現れる。すなわち、Ｈ’＝ＨＨＨはエルミート対称な行列となり、その固有ベクトルＥｉは互いに直交し、かつその固有値λｉはすべて実数となることである。このことは、ＨＨ通過後の出力信号Ｒｆと各時間ブロック符号Ｅｉとの内積をとれば、自分以外の他の時間ブロック符号成分が０となることを意味する。歪伝送路を通るにもかかわらず時間ブロック符号間の直交性が維持され、なおかつ歪伝送路の利点であるパスダイバーシチの効果も維持されるという、従来両立することが困難であった２つの効果を同時に得ることができる。提案する符号分割多重変調の各時間ブロック符号はＯＦＤＭの場合のようなＣＰ付与・ＧＩ削除という非線形処理による直交性の回復は行なわず、ＣＰの付与は必要ない。ただし、受信器におけるフィルタＨＨ入力時には１つの変調ブロックに対してその符号長ＮよりもＫ−１だけ長いＭ個のサンプリングを行なった信号を入力する必要がある。この処理は、歪による変調信号成分の時間軸上での拡散部分をもれなく復調に役立てることを意味する。
【００４５】
提案方式の詳細を以下で式により補足説明しておく。まず、提案する符号分割多重変調の送信ベクトルは、第（１）式で与えられる。ベクトルＸ（式中ベクトルを→で表記している。）はＮ次のベクトルである。受信器に入力点での受信ベクトルは、第（２）式となる。ベクトルｎ、ベクトルＲともに次数はＭである。ＨＨ通過後の受信信号ベクトルＲｆは、第（３）式となる。ここで、ベクトルＲｆはＮ次のベクトルであることに注意されたい。受信信号ベクトルＲｆとｋ番目の符号ベクトルＥｋとの内積すなわちＥｋ ＨＲｆを求めると、第（４）式となる。このように、整合フィルタＨＨ通過後の受信信号ベクトルＲｆと各符号ベクトルＥｋとの内積をとれば、符号ベクトル間の直交性から実数λｋ倍された被変調シンボルＳｋのみが得られる。最後に、第（５）式より、復号時のＳＮを求めておく。なお、Ｅ｛＊｝は期待値を表す。
【００４６】
次に、第（５）式が示すように、各被変調シンボルＳｋに対する出力ＳＮは、固有値λkに比例するものとなる。各被変調シンボルの誤り率を平均化した平均ビット誤り率を定義すると、各符号ベクトルの送信パワーに重み付けを行なえば、当該平均ビット誤り率の低減が可能となる。具体的には、各符号ベクトルＥｋを第（６）式のように変更すれば、その目的が達せられる。ただし、総送信パワーが一定を保つように重み係数ｗｋは第（７）式を満足しなければならない。
【００４７】
以下、重み係数ｗｋの設定について、具体的に一例を述べる。重み係数ｗｋを各符号ベクトルに対する固有値λkの逆数に比例するように設定すれば、固有値が１より小さい符号ベクトルに対するビット誤りの頻発を抑制することが可能となる。より一般的にはλｋ -αに比例するように重み係数ｗｋを設定する。αの最適値は伝送路特性によって変化し、経験的には０．５〜１の範囲で最適値が存在する。また、過度に低い固有値をもつ符号ベクトルに対してλｋ -αに比例するように重み付け処理を行なうと、第（７）式の条件より、他の符号ベクトルの重みを小さくしなければならないため、固有値の逆数が値ＴＥを超える場合には、強制的にＴＥとするような制限を加える場合や、該当する符号ベクトルは情報伝達に用いない場合もある。
【００４８】
さらに別の重み係数ｗｋの設定に関して、チャネル容量を最大化する観点から良く知られた別の手法の適用も考えられる。注水定理によれば、重み係数を第（８）式及び第（９）式で与えることでチャネル容量を最大化できるとされる。
【００４９】
ここで、第（８）式、第（９）式によると、重み係数ｗｋが負となる場合が出現するが、当該符号ベクトルは何も情報を伝送しないようにする。
【００５０】
【数１】
【００５１】
図７〜図９は本発明の実施の形態に係るガードインターバルを設けない場合のＭシンボルサンプリング方法及びＨＨフィルタリング方法を説明するための図である。
【００５２】
これまではＮ次の孤立した変調ブロックを前提にして説明を進めてきた。しかし、一つの変調ブロックは、図７に示すように、伝送路のひずみにより隣接変調ブロックへ干渉を及ぼす。ひとつの変調ブロックから発生する伝送路歪による当該変調ブロック区間外への遅延波成分を干渉ｔａｉｌと定義する。干渉ｔａｉｌの長さは伝送路の歪の程度に依存し、符号長Ｎには依存しない。すなわち、Ｎが長ければ長いほど相対的な変調ブロック間の干渉は減らすことができる。そこで、Ｎを干渉ｔａｉｌが次隣接ブロックまでのみ影響し、次々隣接ブロック以降は影響を及ぼさない程度に長く設定するものとすれば、図８に示すように各変調ブロックはひとつ前の変調ブロックからの前置干渉（Ｐｒｅ ＩＦ）とひとつ後の変調ブロックからの後置干渉（Ｐｏｓｔ ＩＦ）のみを受ける。
【００５３】
これらの干渉を軽減するためには、変調ブロック間にＯＦＤＭのようなガードインターバルを緩衝区間として設ける手法が考えられるが、ガードインターバルの区間は情報信号を伝送できないためデータ伝送効率の低下が生じる。そこで、ガードインターバルを設けず、復号前信号からその前後の変調ブロックの復号結果を再変調して干渉成分を差し引く手法を説明する。干渉除去の性能を高めるため、変調ブロックを受信する都度、数ブロック前に遡って復号を繰り返し行なうことで、より高い干渉除去性能を引き出す復号法を説明する。
【００５４】
図９を参照して、時刻ｔ1において信号ブロックＳＣが受信されたとする。受信機は直ちにＳＣの復号を行ない、復号結果ＳＣ＿１を得る。このとき、ＳＣがその直前の受信ブロックＳＢから受けるＰｒｅ ＩＦ成分をすでに復号済みの結果ＳＢ＿１を用いて除去する。具体的にはＳＢ＿１を再変調し、受信機側で把握している伝送路行列を用いてＰｒｅ ＩＦ成分を推定し、ＳＣの復号前信号から差し引く。ＳＣ＿１の復号後、ただちにＳＢの再復号を行なう。その際、ＳＢに隣接するブロックの復号結果ＳＡ＿２及びＳＣ＿１を用いる。具体的には、ＳＡ＿２からＰｒｅ ＩＦ成分、ＳＣ＿１からＰｏｓｔ ＩＦ成分を求め、ＳＢの復号前信号からそれぞれ差し引いた後、復号しＳＢ＿２を得る。同様にＳＡの再々復号をその隣接するブロックに対する復号結果から実施しＳＡ＿３を得る。図９では、以上の処理を４つ前の変調ブロックまで遡って実施した様子を示している。
【００５５】
ＳＣ＿１復号時にはその直前の変調ブロックＳＢからのＰｒｅ ＩＦ成分のみが除去されるが、ＳＣの２回目の復号時ＳＣ＿２では、前後の変調ブロックからのＰｒｅ ＩＦ成分ならびにＰｏｓｔ ＩＦ成分が除去された上で復号が行なわれるため、ＳＣ＿１復号時よりも干渉が低減される。さらにＳＣ＿３復号時には、ＳＣ＿２復号時に用いられた復号結果（ＳＤ＿１及びＳＢ＿２）よりも誤りが低減された復号結果（ＳＤ＿２及びＳＢ＿３）が干渉除去に用いられるため、ＳＣ＿２復号時よりさらに正確な干渉除去が可能になる。これを繰り返すことで復号誤りが低減すると考えられる。
【００５６】
なお、上述のようなＧＩを挿入せずに繰り返し復号による干渉除去をＯＦＤＭへ適用することは困難である。なぜなら、ＯＦＤＭではブロック間干渉の発生以前の問題として、ＧＩ内へのＣＰ補充を行なわなければ同一ブロック内でもサブキャリア間の干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ， ＩＣＩ）が発生するからである。
【００５７】
本発明による干渉除去によりＧＩならびにＣＰ補充が不要になる結果、チップレートで決まる変調帯域幅がＯＦＤＭのそれと同一である場合には、本発明による符号分割多重伝送はより高い情報レートの伝送が可能となる。あるいは、本発明の符号分割多重伝送とＯＦＤＭとの情報伝送レートを等しくするべく、固有値が小さい符号ベクトル群を敢えて伝送しないようにすれば、復号ビット誤りの劇的な改善が達成される。
【００５８】
図１０は図９に示した動作を行う復調処理部の一例を示した図である。図１１は図１０のキャンセラの内部構成を示した図である。図１２は図１１のキャンセラの動作を説明するためのフロー図である。以下、上記図９を用いて説明した処理について、さらにハード及びソフトの両面から追加して説明する。
【００５９】
図１０においては、図５と異なり、復調処理部２７はキャンセラ２９を備える。キャンセラ２９は、受信部２９ａと、再復号部２９ｂと、制御部２９ｃと、ブロックバッファ部２９ｄとを備える。ブロックバッファ部２９ｄは、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有する。受信変調ブロックバッファは復号前の受信したアナログ信号をバッファリングする。復号ブロックバッファは受信変調ブロックからディジタル復号ビットを格納する。以下、図１２を用いて、動作を説明する。
【００６０】
ステップＳＴ１において、新たな変調ブロックが受信されたことが受信部２９ａにより判定される。受信されると、ステップＳＴ２において、当該受信された変調ブロックＡが受信変調ブロックバッファに格納され、復号ブロックバッファに記録済みである変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果が再変調されさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分が求められ、当該前置干渉成分が変調ブロックＡから除去されて復号された復号結果が復号ブロックバッファに格納され、受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックが再復号対象変調ブロックに設定される。ステップＳＴ３において、再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果が復号ブロックバッファから読み出されて再変調されさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果が復号ブロックバッファから読み出されて再変調されさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分が除去されて復号された復号結果が復号ブロックバッファに格納される。そして、ステップＳＴ５において、受信変調ブロックバッファに格納されている再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックが新たな再復号対象変調ブロックに設定される更新処理が行われる。このステップＳＴ４及びステップＳＴ６の処理は、所望の回数繰り返して行われる。
【００６１】
図１３は本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ形式の符号分割多重伝送システムを示す図である。
【００６２】
このＭＩＭＯ形式の符号分割多重伝送システム３０は、送信機３０ａに、変調処理部３１と、アップコンバータ３３−１〜３３−ｎと、ＲＦ３５−１〜３５−ｎと、送信アンテナＴＸ＿ＡＮＴ−１〜ＴＸ＿ＡＮＴ−ＮＴとを備える。また、符号分割多重伝送システム３０は、受信機３０ｂに、受信アンテナＲＸ＿ＡＮＴ−１〜ＲＸ＿ＡＮＴ−ＮＲと、ＬＮＡ＆受信フィルタ３７−１〜３７−ｎと、ダウンコンバータ３９−１〜３９−ｎと、復調処理部４０とを備える。送信機３０ａから送信された信号は、伝送路４１を介して受信機３０ｂにより受信される。
【００６３】
図１４は図１３の伝送路４１の伝送路行列Ｈを説明するための図である。
【００６４】
伝送路４１は歪ＭＩＭＯ伝送路であり、全体の伝送路行列は送信アンテナＴＸ＿ＡＮＴ−１〜ＴＸ＿ＡＮＴ−ＮＴと受信アンテナＲＸ＿ＡＮＴ−１〜ＲＸ＿ＡＮＴ−ＮＲ間のそれぞれの伝送路行列Hijにより形成され、伝送路行列HijはＭ行Ｎ列の伝送路行列である。図２の伝送路行列Ｈに対応するＭＩＭＯの全体の伝送路行列ＨＭは図１５に示すようになる。
【００６５】
図１６は図１３の変調処理部３１の内部構成を示した図である。
【００６６】
変調処理部３１は、Ｓ／Ｐ変換部３１１と、乗算部３１３と、総和部３１５と、波形整形フィルタ３１７−１〜３１７−ｎとを備える。乗算部３１３では、Ｓ［ｉ］にＥＭ＿ｉ(ただしｉ＝０〜ＮＴ＊Ｎ−１)が乗算される。ここで、ＥＭ＿ｉはＤ＝ＨＭ ＨＨＭの固有ベクトルであり、Ｄは（Ｎ＊ＮＴ）行（Ｎ＊ＮＴ）列の正方行列である。総和部３１５により得られるＸＭ［ｎ］は下記の数２の式で与えられる。
【００６７】
【数２】
【００６８】
ＸＭ＿ｉは、ｉ番目アンテナの出力シンボル系列を表すＮ次の行ベクトルである。この変調処理部３１により、情報信号に時間ブロック符号を乗じて送信アンテナのそれぞれに割り当てが行われ、並列送信が可能になっている。
【００６９】
図１７は図１３の復調処理部４０の内部構成を示した図である。
【００７０】
復調処理部４０は、Ｍシンボルサンプリング部４０１−１〜４０１−ｎと、結合部（Ｃｏｍｂｉｎｅｒ）４０３と、フィルタ４０５と、内積部４０７とを備える。ここで、Ｒ＿ｉ（ｉ＝１〜ＮＲ）はＭ次の行ベクトルであり、ＲＭはＭ＊ＮＲ次の行ベクトルである。ＲＭはＨＭ＊ＸＭで与えられる。ここでＸＭは（ＸＭ＿１Ｔ，ＸＭ＿２Ｔ，・・・，ＸＭ＿ＮＴＴ）Ｔである。ＲＭ＿ｆは、図１８に示す随伴行列ＨＭ Ｈを用いたフィルタ４０５により得られ、Ｎ＊ＮＴ次の行ベクトルである。そして、内積部４０７において、入力されるＩＮベクトルは、すべてＮ＊ＮＴ次ベクトルである。ここで、結合部４０３は、各送信アンテナが送信した情報を受信アンテナが別々に受信しており、その並列に受信した受信信号を順番並べて統合している。
【００７１】
図１９は各時間ブロック符号の設定プロトコルの実施例を示したものである。今、１対の通信が行なわれようとしている場合を考え、それぞれリーダならびにフォロワと呼ぶこととし、前者から後者への回線を下り回線、逆を上り回線とする。リーダは伝送路推定のためのパイロット信号を下り回線上に送信し、伝送遅延を経てフォロワに受信される。パイロット信号は、自己相関ピーク特性が優れた、例えばＭ系列などを適用する。複数アンテナシステムを用いる場合には、送信アンテナ毎にパイロット信号を時分割で伝送する。フォロワは下り回線パイロット信号を受信後、下り伝送路行列の推定を行ない、さらに下り回線の時間ブロック符号の設定を上述の手法により行なう。フォロワは、下り回線時間ブロック符号の設定が完了後、当該時間ブロック符号の設定結果を上り回線（ＦＤＤでは異なる周波数回線、ＴＤＤでは同一の下りと同じ周波数回線）を通じてリーダへと伝送し、この結果当該設定がフォロワとリーダとで共有される。リーダとフォロワとで時間ブロック符号の共有が完了した後、当該時間ブロック符号を用いたデータ通信が開始される。上述の干渉キャンセラを用いない場合には、各伝送ブロック内では、変調ブロック毎に時間ギャップを挿入し隣接する変調ブロック間の干渉を低減する。
【００７２】
図２０は図１７の復調処理部にキャンセラ４０９が設けられた構成を示す図である。このように、図９から図１２を用いて説明したキャンセラをＭＩＭＯタイプに適用してもよい。各アンテナが受信した受信変調ブロックから前置干渉成分ならびに後置干渉成分を図９〜図１２を用いて説明したキャンセラにより除去する。前置干渉成分ならびに後置干渉成分の推定による干渉除去は、受信ブロックバッファに対して行われる。そのため、受信変調ブロックバッファは各アンテナに必要とされる。干渉が除去された後に、結合部４０３によって統合され、復号が行われる。
【００７３】
図２１は本発明の手法による符号分割多重伝送と干渉キャンセラとを組み合わせた場合に、ビット当たりに与えたエネルギー対雑音電力密度（Ｅｂ／Ｎ０）に対する平均ビット誤り率を繰り返し回数を変えて調べた結果を示した図である。繰り返し回数は１〜４回までを表示し、さらに比較のため、干渉キャンセルを行なわない場合と符号ブロック間干渉が無い場合の特性を同時に示した。時間ブロック符号長１６とした。繰り返し回数を増やすほど平均ビット誤り率特性は符号ブロック間干渉が無い場合の特性に近づくことが分かる。
【００７４】
図２２は本発明の手法による符号分割多重伝送を行なった場合のビット当たりに与えたエネルギー対雑音電力密度（Ｅｂ／Ｎ０）に対する平均ビット誤りを示した図である。比較のため、ＯＦＤＭ伝送の場合の結果を併記している。ＯＦＤＭのサブキャリア数は６４とし、ガードインターバルとして８シンボル分を付与した。したがって、情報伝送効率は５６／６４＝７／８である。一方、本発明の方法（図中Ｐｒｏｐｏｓｅｄ Ｍｅｔｈｏｄ）は、時間ブロック符号長１６とし、干渉キャンセラを動作させた上で、ＯＦＤＭとの伝送効率を等しくするため、固有値の小さいほうから２コードは何も伝送しないものとした（情報伝送効率＝１４／１６＝７／８）。図２２のように、本発明の方法は、例えば平均ビット誤り率１０＾−３においておよそ１０ｄＢもの改善が達成される。この改善量は、例えば距離伝搬損失が距離の３．５乗に比例して大きくなるような市街地においては、伝送距離が２倍以上伸ばせることをいみする。あるいは、必要な送信パワーが１０分の１へと減じることができることを意味する。
【０００１】
本発明は、伝送システム、伝送方法、送信装置、受信装置、復号方法、及び復号装置に関し、特に、情報信号を符号に乗じて伝送し、符号が複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システム等に関する。
背景技術
［０００２］
図２３は一般的な符号分割多重伝送システムの様子を示した図である。以下簡単に説明する。
［０００３］
システムの説明を行う前に、符号分割多重伝送について簡単に説明する。マルチコード多重による直接拡散スペクトラム変調（ＭＣ−ＤＳＳＳ）は伝送する情報信号を複数ビット単位でブロック化し、１ブロック内の各ビットをそれぞれ直交する拡散符号で拡散し、時間軸上で多重して伝送する手法である。各ビットの拡散処理は、ブロック符号化とも捉えられるため、以下ではＭＣ−ＤＳＳＳにおける拡散符号のことを時間ブロック符号と呼ぶことにし、またＭＣ−ＤＳＳＳ変調と同様に、複数の時間ブロック符号に情報信号を乗じて並列多重伝送する変調方式を総称して符号分割多重変調と呼ぶことにする。
［０００４］
図２３を参照して、符号分割多重伝送システム１００は、送信機１００ａと受信機１００ｂとを備え、送信機１００ａから送信された信号は伝送路１０９を介して受信機１００ｂに受信される。情報信号Ｓ［ｎ］は変調処理部１０１により変調処理され、その変調信号ｘ（ｔ）は、アップコンバータ１０３による処理後にＲＦ１０５によって無線周波数（高周波）処理されて送信アンテナ１０７から送信される。送信された信号は、伝送路１０９を介して受信アンテナ１１１により受信される。受信された信号は、ＬＮＡ＆受信フィルタ１１３により低雑音増幅処理とフィルタ処理され、ダウンコンバータ１１５により処理される。そして、受信信号ｒ［ｔ］が復調処理部１１７により処理され、復号信号Ｓ＾［ｎ］が得られる。
【０００５】
ところで、直接拡散による符号分割多重アクセス方式（ＤＳ−ＣＤＭＡ）は複数の拡散符号にそれぞれ異なるユーザ信号を多重し、受信側では拡散符号の鋭いピークを持った自己相関特性を活用したマルチパス分離を行い、これらを最大比合成することでパスダイバーシチの効果を得つつ、時間軸上で多重された各ユーザ信号の分離を行なっている。ＤＳ−ＣＤＭＡの下り回線における拡散符号には、Ｗａｌｓｈ符号等の直交符号が用いられるが、送信側で直交する符号群を多重し伝送しても、伝送路歪により受信側では直交性が失われる。ただし、下り回線では各端末が受信する複数ユーザが多重された下り回線信号は同一の伝送路を経由するため、伝送路歪を抑えるチップレベルの等化を行なえば拡散符号間の直交性を再現することができる（非特許文献１、非特許文献２）。
【０００６】
図２４は図２３の変調処理部１０１について従来の技術としてのＯＦＤＭを適用する場合の構成を示す図である。
【０００７】
図２４において、変調処理部１０１は、Ｓ／Ｐ変換部１０１１と、ＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１０１３と、サイクリックプレフィックス追加部１０１５と、波形整形フィルタ１０１７とを備える。Ｓ／Ｐ変換部１０１１により変換された各情報信号Ｓ［ｉ］には、ＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１０１３の乗算部１０１４ａにより変調符号Ｃ＿ｉ［ｎ］が乗算される。ここでは変調符号Ｃ＿ｉ［ｎ］の長さはＮとする。以下では、サンプリング系列を時間順にベクトルの各要素に並べ、多次元ベクトルで表現する場合がある。例えば、（Ｃ＿ｉ［０］，Ｃ＿ｉ［１］，・・・，Ｃ＿ｉ［Ｎ−１］）を次数Ｎの符号ベクトルのように表現する。ＯＦＤＭではＣ＿ｉ［ｎ］は周波数が異なり、かつ互いに直交する正弦波形が用いられる。ＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１０１３の総和部１０１４ｂにより総和が取られＸが得られる。このＸに対して、サイクリックプレフィックス追加部１０１５が長さＧのサイクリックプレフィックスを追加する処理を行い、ＸＴが得られる。サイクリックプレフィックスの挿入とは、Ｘ［ｎ］の末尾Ｇシンボルの複製をそのままＸ［ｎ］の先頭に挿入することである。そして、波形整形フィルタ１０１７によりフィルタ処理されて、ｘ（ｔ）が得られる。なお、実際のＯＦＤＭでは点線で囲ったＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１０１３の処理は、ＩＦＦＴ後の出力信号をＰ／Ｓ変換することで実現される。
【０００８】
図２５は図２３の復調処理部１１７について従来の技術としてのＯＦＤＭを適用する場合の構成を示す図である。
【０００９】
復調処理部１１７は、Ｍシンボルサンプリング部１１７１と、サイクリックプレフィックス除去部１１７３と、フィルタ１１７５と、ＤＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１１７７とを備える。Ｍ＝Ｎ＋Ｇとし、ｒ（ｔ）をＭシンボルサンプリング部１１７１がサンプリング処理を行ってＲ’が得られる。そして、送信側で挿入されたサイクリックプレフィックスがサイクリックプレフィックス除去部１１７３により除去され、したがってＲ［ｎ］は長さＮのブロック単位で処理が行われる。その後、フィルタ１１７５は、Ｎ行Ｎ列の複素行列で与えられるＰを用いて、Ｒに対して、各サブキャリアの位相補正を行う。ＤＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１１７７は、内積部としての機能を果たし、得られたＲ＿ｆとＣ＿ｉとの内積演算を行い、Ｓ＾［ｎ］が得られる。ここで、２つの同一次数の行ベクトルＡ，Ｂが与えられたとき、（Ａ，Ｂ）は内積演算を表して（Ａ，Ｂ）＝ＡＨ・Ｂで与えられる。ここで、ＡＨは行列Ａの複素転置行列を表し、一般的にはＡの随伴行列と呼ばれる行列である。なお、実際のＯＦＤＭでは、点線で囲ったＤＭＯＤ＿ＯＦＤＭ部１１７７は、Ｒ＿ｆ［ｎ］をＳ／Ｐ変換した後、ＦＦＴを用いて実現される。
【００１０】
上記に示したＯＦＤＭ変調は、近年多くの広帯域無線通信システムで採用されている。ＯＦＤＭ変調は、互いに直交する正弦波形の時間ブロック符号（正弦波符号）を用いた符号分割多重変調の一種とみなせる。復調に際して、これらの符号間の直交性はやはり伝送路歪により失われるが、ガードインターバル（ＧＩ）を設けて、Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ（ＣＰ）信号を充填し、受信側で隣接ブロック干渉が及ばない区間を取り出すことで、歪伝送路でも正弦波符号間の直交性を維持し、かつ隣接するブロック間の干渉を排除する手法がとられている。ＧＩ長が伝送路の遅延広がりより十分に大きい場合、ＧＩ削除後の受信正弦波符号のＤＦＴはそれぞれ互いにオーバラップしないひとつの周波数成分しか持たず、復調時には各サブキャリアの周波数軸上での位相調整のみで周波数選択性伝送路であっても無歪伝送に相当する作用を得ることができる。非特許文献３、４では、ＯＦＤＭのこの特徴に着目し、ＣＤＭＡで利用されているＷａｌｓｈ符号等の時間ブロック符号を用いた符号分割多重変調にＣＰを挿入し、受信側でＦＦＴ処理を行い周波数軸上での等化を行なう手法を提案している。また、非特許文献３、４では、等化ウェイトの設定にＭＭＳＥ基準を採用することで、非特許文献１、２のチップレベル等化やＲＡＫＥ受信と同等以上の特性が得られると報告されている。
【００１１】
【非特許文献１】
I.Ghauri and D.Slock, “Linear receivers for DS-CDMA downlink exploiting orthogonality of spreading sequences,” Proc. Asilomar Conference on Signals, Systems and Computers, Vol.1, pp.650-654, Nov.1998.
【非特許文献２】
K.Hooli,M.Latva-aho and M.Juntti, “Multiple access interference suppression in CDMA with linear chip equalizers in WCDMA downlink receivers,” Proc. GLOBECOM 99, Vol. General Conference (Part A), pp. 467-471, Dec. 1999.
【非特許文献３】
F.Adachi,T.Sato and T.Itagaki, “Performance of multicode DS-CDMA using frequency domain equalization in a frequency selective fading channel, “Electronics Letters, vol.39, No.2, pp.239-241, Jan.2003.
【非特許文献４】
F.Adachi,K.Takeda and H.Tomeba, “Frequency-Domain Pre-Equalization for Multicode Direct Sequence Spread Spectrum Signal Transmission,” IEICE Trans. Comm., Vol.E88-B, No.7, pp.3078-3081, July 2005.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
非特許文献１、２では、Ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇアルゴリズム及びＭＭＳＥ基準によるチップレベル等化が示されている。しかしながら、前者は伝送路の周波数特性にヌル点が存在する場合に雑音強調が発生してしまうため、後者が有効とされる。歪の程度が少なく多重ユーザ数が少なければＲＡＫＥ受信によるパスダイバーシチが効果的であり、一方伝送路の歪程度が顕著で多重ユーザ数が多ければ等化が有効となる。すなわち、ＤＳ−ＣＤＭＡの下り回線では、パスダイバーシチの効果と等化による直交性回復の効果はトレードオフの関係にあり、両者の効果を同時に最適に得ることは困難である。
【００１３】
また、ＯＦＤＭや非特許文献３、４の手法では、ＣＰにより歪伝送路での時間ブロック符号間の直交性回復は可能であっても、その効果とパスダイバーシチの効果を同時に得ることはできない。図２０、図２１に示したＯＦＤＭでは、各サブキャリアにそれぞれ異なる情報信号を伝送するため、周波数ダイバーシチの効果を得ることができないことに加え、さらに以下の問題がある。送信側でのサイクリックプレフィックスの挿入と受信側での除去は、隣接する符号ブロック間の干渉を軽減すると同時に同一ブロック内のサブキャリア間の直交性を維持するために行なわれる。しかし、サイクリックプレフィックスは、復調に活用されない無駄な送信エネルギーを必要とする。
［００１４］
ゆえに、本発明は、歪伝送路での時間ブロック符号間の直交性の効果とパスダイバーシチの効果を同時に得ることができる伝送システム、これに用いられる受信装置及び送信装置、並びに伝送方法を提供することを目的とする。当該受信装置、送信装置ならびに伝送方法は複数アンテナを装備した無線送受信装置である、いわゆるＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）システム構成にも対応する。また、上記伝送システム等に適用されることが可能な干渉をキャンセルする復号方法及び復号装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
【００１５】
本願発明の第１の観点は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列Ｈの随伴行列ＨＨによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＨＨの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定するものである。
【００１６】
本願発明の第２の観点は、第１の観点の伝送システムにおいて、前記固有ベクトルをＥｋ（ｋはｋ番目を表す）とし、各固有ベクトルに対応する固有値をλｋ、定数αとした場合に、Ｅｋをλｋ -αに比例する重み係数ｗｋの平方根を乗じたものに変更されるものである。
【００１７】
本願発明の第３の観点は、第１の観点の伝送システムにおいて、前記固有ベクトルをＥｋ（ｋはｋ番目を表す）とし、各固有ベクトルに対応する固有値をλｋ、定数ＴＥとした場合に、１／λｋ＞ＴＥを満たす固有ベクトルＥｋは前記情報信号の伝送に用いないことを特徴とするものである。
［００１８］
これは、過度に小さな固有値となる符号ベクトルは極めて高いビット誤りが発生するため、これらの符号ベクトルを用いない方が、むしろ前記受信フィルタの特性がよくなることによるものである。
【００１９】
本願発明の第４の観点は、第１の観点の固有の符号により前記時間ブロック符号が設定された送信装置である。
【００２０】
本願発明の第５の観点は、第１の観点の随伴行列ＨＨによって特性が設定された前記受信フィルタを有する受信装置である。
【００２１】
本願発明の第６の観点は、情報信号を符号に乗じて伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを用いた伝送方法において、伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列Ｈの随伴行列ＨＨによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＨＨがエルミート対称の行列であり、且つ、前記符号が行列ＨＨＨの固有ベクトルに対応する符号であるものである。
【００２２】
なお、本願発明の第１から第６の観点において、前記情報信号には複数の変調ブロックが含まれ、隣接する変調ブロック間には伝送路の歪に基づいて時間ギャップが設定されてもよい。これにより、各変調ブロックの間に時間ギャップを設けることで、変調ブロック間干渉を軽減することとなる。
【００２３】
本願発明の第７の観点は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記情報信号は複数の送信アンテナを用いて伝送路に送信されるとともに前記伝送路から複数の受信アンテナを用いて受信され、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、前記伝送路のインパルス応答行列ＨＭが前記各送信アンテナと前記各受信アンテナとの間の組み合わせにおけるインパルス応答行列Ｈij（ｉは各送信アンテナを区別するものであり、ｊは各受信アンテナを区別するものである。）によって下記式により定義される場合に、前記受信フィルタの特性を当該行列ＨＭの随伴行列ＨＭ Ｈによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＭ ＨＨＭの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定する、ものである。
本願発明の第８の観点は、複数の送信アンテナを備え、第７の観点の固有の符号により時間ブロック符号が設定された送信装置であって、情報信号に時間ブロック符号を乗じて各送信アンテナに割り当てて並列に送信する送信装置である。
【００２５】
本願発明の第９の観点は、複数の受信アンテナを備え、第７の観点の随伴行列ＨＭ Ｈによって特性が設定された前記受信フィルタを有する受信装置であって、前記複数の受信アンテナにより並列に受信された信号を適切な順番に並べて統合する受信装置である。
【００２６】
本願発明の第１０の観点は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおける復号方法において、伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列Ｈの随伴行列ＨＨによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＨＨの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定し、前記受信装置は、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、新たな変調ブロックＡが受信されると、当該変調ブロックＡを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロックＡから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第１ステップと、再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第２ステップと、前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、を含むものである。
【００２７】
ここで、前置干渉は、ある変調ブロックが伝送路の歪により当該変調ブロックより前に伝送された前変調ブロックから及ぼされる干渉とし、後置干渉は、変調ブロックａが前記伝送路の歪により当該変調ブロックより後に伝送された後変調ブロックから及ぼされる干渉とする。そして、前置干渉及び後置干渉は、それぞれ、前変調ブロック及び後変調ブロックの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで、その成分が推定されるものとする。
【００２８】
このような干渉キャンセラの位置づけは、時間ギャップが不要となり、伝送効率が向上するということであり、上記キャンセルの手法を別の表現で言えば、次のような処理であってもよい。すなわち、ある変調ブロックａが前記伝送路の歪により当該変調ブロックａより前に伝送された前変調ブロックから及ぼされる干渉を前置干渉とし、変調ブロックａが前記伝送路の歪により当該変調ブロックａより後に伝送された後変調ブロックから及ぼされる干渉を後置干渉とし、前記受信装置が、過去ＭＢブロック分の変調ブロックに対する受信信号を記録した受信変調ブロックバッファを有するものとする。前記受信装置においては、新たな変調ブロックＭ＿ｎｅｗが受信されたとき、まずＭ＿ｎｅｗを前記受信変調ブロックバッファに格納し、カレント変調ブロックＡを前記変調ブロックバッファの最も新しい変調ブロックとする。そして、次の処理１と処理２とが行われる。処理１：カレント変調ブロックＡに対する前変調ブロックの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることでカレント変調ブロックＡが受ける前置干渉成分ＩＡ＿ｐｒｅを推定し、カレント変調ブロックＡに対する後変調ブロックの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで変調ブロックＡが受ける後置干渉成分ＩＡ＿ｐｏｓｔを推定し、前記カレント変調ブロックＡの受信信号から前記前置干渉成分ＩＡ＿ｐｒｅならびに前記後置干渉成分ＩＡ＿ｐｏｓｔを除去した後に、当該カレント変調ブロックＡの復号（当該復号結果がカレント変調ブロックＡに対する最新の復号結果となる）を行なう。処理２：前記変調ブロックバッファ内の次に新しい変調ブロックを前記カレント変調ブロックとして（処理１）の処理を行い、処理２を前記カレント変調ブロックがバッファ内の最後のものとなるまで繰り返して行ってもよい。
【００２９】
本願発明の第１１の観点は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と伝送された信号を受信する受信装置とを備えた伝送システムにおける復号方法において、前記受信装置は、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、新たな変調ブロックＡが受信されると、当該変調ブロックＡを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロックＡから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第１ステップと、再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第２ステップと、前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、を含むものである。
［００３０］
請求項１２に係る発明は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と伝送された信号を受信する受信装置とを備えた伝送システムにおける前記受信装置が備える復号装置であって、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、新たな変調ブロックＡが受信されると、当該変調ブロックＡを前記受信変調ブロックブッファに格納し、前記復号ブロックブッファに記録済みである前記変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロックＡから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第１ステップと、再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第２ステップと、前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、
を含む処理が復号処理として実行されるものである。
【００３１】
本願発明の第１２の観点は、第９の観点の受信装置であって、前記複数の受信アンテナにより並列に受信された各変調ブロックをそれぞれ記録するアンテナ毎の受信変調ブロックバッファと、前記変調ブロックを適切な順番に並べて統合する統合手段と、当該統合手段により統合された統合変調ブロックに対する復号結果を記録する復号ブロックバッファとを有し、新たな変調ブロックＡ＿ｉ(ｉはアンテナ番号)が受信されると、その直前に受信された変調ブロックＢ＿ｉの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることでＡ＿ｉそれぞれに対する前置干渉成分を求め、前記変調ブロックＡ＿ｉから当該前置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉成分が除去された各Ａ＿ｉを前記統合手段によって統合して統合変調ブロックを生成し、当該統合変調ブロックに対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい各変調ブロックを各再復号対象変調ブロックに設定する受信手段と、当該各再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各再復号対象変調ブロックのそれぞれに対する前置干渉成分を求め、当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各再復号対象ブロックのそれぞれに対する後置干渉成分を求め、各再復号対象ブロックから前置干渉成分ならびに後置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉ならびに後置干渉成分が除去された各再復号対象ブロックを前記統合手段によって統合して統合変調ブロックを生成し、当該統合変調ブロックに対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された各変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する再復号手段と、前記再復号手段による処理を所望の回数繰り返して行う制御手段と、を備えるものである。
【００３２】
本発明によれば、ＯＦＤＭのようなサイクリックプレフィックスは不要である上に、歪伝送路を経由するにもかかわらず受信側で符号の直交分離が可能となり、同時にＯＦＤＭでは実現できなかった周波数ダイバーシチ効果を達成することが可能となる。これにより、低いビット誤り率の達成が可能になる。伝送路歪に起因する変調ブロック間の干渉をキャンセルすることも可能となり、ガードインターバルすら不要な高効率伝送が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の実施の形態による符号分割多重伝送システムの変調処理部の一例を示した図である。
【図２】伝送路行列Ｈを説明するための図である。
【図３】受信パイロット信号に巡回たたみ込み演算が行われてｈ［ｎ］が得られる様子を示す図である。
【図４】本発明における時間ブロック符号Ｅ＿ｉ［ｎ］を模式的に示した図である。
【図５】本発明の実施の形態による符号分割多重伝送システムの復調処理部の一例を示した図である。
【図６】本発明におけるＭシンボルサンプリング及びＨＨフィルタリングの動作を説明する図である。
【図７】本発明の実施の形態に係るガードインターバルを設けない場合のＭシンボルサンプリング方法及びＨＨフィルタリング方法を説明するための第１の図である。
【図８】本発明の実施の形態に係るガードインターバルを設けない場合のＭシンボルサンプリング方法及びＨＨフィルタリング方法を説明するための第２の図である。
【図９】本発明の実施の形態に係るガードインターバルを設けない場合のＭシンボルサンプリング方法及びＨＨフィルタリング方法を説明するための第３の図である。
【図１０】図９に示した動作を行う復調処理部の一例を示した図である。
【図１１】図１０のキャンセラの内部構成を示した図である。
【図１２】図１１のキャンセラの動作を説明するためのフロー図である。
【図１３】本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ形式の符号分割多重伝送システムを示す図である。
【図１４】図１３の伝送路４１の伝送路行列Ｈを説明するための図である。
【図１５】ＭＩＭＯの全体の伝送路行列ＨＭを示す図である。
【図１６】図１３の変調処理部３１の内部構成を示した図である。
【図１７】図１３の復調処理部４０の内部構成を示した図である。
【図１８】図１５に示す伝送路行列ＨＭに対する随伴行列ＨＭ Ｈを示す図である。
【図１９】ＦＤＤの場合の伝送プロトコルの状態を示す図である。
【図２０】図１３の復調処理部４０にキャンセラが含まれた場合の内部構成を示した図である。
【図２１】本発明の手法による符号分割多重伝送と干渉キャンセラとを組み合わせた場合に、ビット当たりに与えたエネルギー対雑音電力密度（Ｅｂ／Ｎ０）に対する平均ビット誤り率を繰り返し回数を変えて調べた結果を示した図である。
【図２２】本発明の手法による符号分割多重伝送を行なった場合のビット当たりに与えたエネルギー対雑音電力密度（Ｅｂ／Ｎ０）に対する平均ビット誤りを示した図である。
【図２３】一般的な符号分割多重伝送システムの様子を示した図である。
【図２４】図２３の変調処理部１０１について従来の技術としてのＯＦＤＭを適用する場合の構成を示す図である。
【図２５】図２３の復調処理部１１７について従来の技術としてのＯＦＤＭを適用する場合の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３４】
３０、１００ 符号分割多重伝送システム
３０ａ、１００ａ 送信機
３０ｂ、１００ｂ 受信機
１０、３１ 変調処理部
２０、４０ 復調処理部
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
図１は本発明の実施の形態による符号分割多重伝送システムの変調処理部の一例を示した図である。
【００３６】
変調処理部１０は、Ｓ／Ｐ変換部１１と、乗算部１３と、総和部１５と、波形整形フィルタ部１７とを備える。なお、ＯＦＤＭのようなサイクリックプレフィックスの挿入は必要とされていないが、Ｎ次の符号ブロック間の干渉を抑制するため、符号ブロック間になんら信号を伝送しないガード区間が設けられているものとする。この変調処理部１０の特徴としては、後述する選定された時間ブロック符号Ｅ＿ｉ［ｎ］が、乗算部１３において、Ｓ［ｉ］に乗算される点である。以下、時間ブロック符号Ｅ＿ｉ［ｎ］を説明するために、まずは伝送路行列Ｈを説明する。
【００３７】
図２は伝送路行列Ｈを説明するための図である。
【００３８】
図２において、ｈ［ｎ］は伝送路インパルス応答のサンプリング系列を表す。伝送路は帯域制限されたゼロＩＦ表記することとし、したがって、ｈ［ｎ］は複素数をとる。例えば、Ｎ次の送信信号ベクトルＡ（Ａは列ベクトル）が伝送される場合、伝送路を通過後に受信される信号ベクトルＢ（ＢはＭ次の列ベクトル）はＢ＝ＨＡで与えられる。図２の伝送路行列Ｈを与えることは、行列演算ＨＡが時系列信号におけるたたみ込み演算を行なうことを表す。ｈ［ｎ］の具体的な設定方法の一例を図３に示した。ｈ［ｎ］は送信側でＭ系列信号などのパイロット信号を送信し、当該Ｍ系列信号と受信したパイロット信号との巡回たたみ込み演算を行なうことで推定することができる。巡回たたみ込み演算後の出力から先頭Ｋシンボルをｈ［ｎ］として与える。Ｋの選定に際しては、Ｋ＋１シンボル以降が十分に小さな出力値を持つことが条件となる。また、ｈ［０］≠０である因果システムとなるようにｈ［ｎ］は設定される。このようにしてｈ［ｎ］が求まれば、Ｈ行列（Ｍ行Ｎ列）が生成される。Ｈ行列はランクＮの行列である。
【００３９】
図４は本発明における時間ブロック符号Ｅ＿ｉ［ｎ］を模式的に示した図である。
【００４０】
時間ブロック符号ベクトルＥ＿ｉは、連結システムとしてのＨＨＨの固有ベクトルとして選択される。ＨＨは伝送路Ｈに対する整合フィルタを意味する。Ｑ＝ＨＨＨはエルミート対称、すなわち、ＱＨ＝Ｑの関係が成り立つ。このようなエルミート対称な行列の固有ベクトルは互いに直交し、その固有ベクトルは実数となる。さらに、ＨがランクＮの行列であることから、Ｑは正則（逆行列を持つ）な行列でもある。時間ブロック符号ベクトルＥ＿ｉとしてＨＨＨの固有ベクトルが選択されることにより、送信した時間ブロック符号ベクトルＥ＿ｉが伝送路Ｈならびに当該伝送路に対する整合フィルタを表すＨＨを経由するにもかかわらず、受信側では当該時間ブロック符号Ｅ＿ｉと相似な波形が受信される。この特徴は、等価的な無歪伝送が行なわれることを意味する。しかも、各Ｅ＿ｉは互いに直交し、この直交性は受信機においても維持される。なお、従来技術であるＯＦＤＭではＥ＿ｉとして正弦波が用いられてきた。
【００４１】
図５は本発明の実施の形態による符号分割多重伝送システムの復調処理部の一例を示した図である。図６は本発明におけるＭシンボルサンプリング及びＨＨフィルタリングの動作を説明する図である。
【００４２】
復調処理部２０は、Ｍシンボルサンプリング部２１と、フィルタ２３と、内積部２５とを備える。図６にも示すように、受信された連続時間信号ｒ（ｔ）は、Ｍシンボルサンプリング部２１によりサンプリングされて出力ベクトルＲが得られる。また、図６にも示すように、ベクトルＲはフィルタとしての随伴行列ＨＨを経て、ベクトルＲ＿ｆが得られる。具体的にはＲ＿ｆ＝ＨＨＲにより計算される。前述のとおり、ＨＨは伝送路Ｈに対する整合フィルタである。したがって、受信機において受信信号にフィルタＨＨを通すことはパスダイバーシチを実現することを意味する。そして、内積部２５により、ベクトルＲ＿ｆは各時間ブロック符号Ｅ＿ｉとの内積がそれぞれとられる。Ｅ＿ｉは互いに直交することからＲ＿ｆベクトルとＥ＿ｉベクトルとの内積演算により、Ｓ［ｉ］信号成分のみが得られる。実際には雑音によりＳ＾（ｈａｔ）［ｉ］となる。
【００４３】
上記の変調処理部１０と復調処理部２０とを備えた符号分割多重伝送システムでは、従来のＯＦＤＭの場合と異なり、サイクリックプレフィックスを用いずとも時間ブロック符号間の直交性が維持される。また、フィルタＨＨは伝送路Ｈに対する整合フィルタであるため、周波数ダイバーシチの効果を得ることも可能となる。以上のように、ＯＦＤＭのようなサイクリックプレフィックは不要である上に、符号の直交分離とＯＦＤＭでは実現できなかった周波数ダイバーシチ効果とを同時に達成することが可能になる。その結果、低いビット誤り率の達成が可能になる。
【００４４】
以下、上記内容の原理を含めてさらに説明する。結論的には、時間ブロック符号としてＨ’＝ＨＨＨの固有ベクトルを用いることで重要な性質が現れる。すなわち、Ｈ’＝ＨＨＨはエルミート対称な行列となり、その固有ベクトルＥｉは互いに直交し、かつその固有値λｉはすべて実数となることである。このことは、ＨＨ通過後の出力信号Ｒｆと各時間ブロック符号Ｅｉとの内積をとれば、自分以外の他の時間ブロック符号成分が０となることを意味する。歪伝送路を通るにもかかわらず時間ブロック符号間の直交性が維持され、なおかつ歪伝送路の利点であるパスダイバーシチの効果も維持されるという、従来両立することが困難であった２つの効果を同時に得ることができる。提案する符号分割多重変調の各時間ブロック符号はＯＦＤＭの場合のようなＣＰ付与・ＧＩ削除という非線形処理による直交性の回復は行なわず、ＣＰの付与は必要ない。ただし、受信器におけるフィルタＨＨ入力時には１つの変調ブロックに対してその符号長ＮよりもＫ−１だけ長いＭ個のサンプリングを行なった信号を入力する必要がある。この処理は、歪による変調信号成分の時間軸上での拡散部分をもれなく復調に役立てることを意味する。
【００４５】
提案方式の詳細を以下で式により補足説明しておく。まず、提案する符号分割多重変調の送信ベクトルは、第（１）式で与えられる。ベクトルＸ（式中ベクトルを→で表記している。）はＮ次のベクトルである。受信器に入力点での受信ベクトルは、第（２）式となる。ベクトルｎ、ベクトルＲともに次数はＭである。ＨＨ通過後の受信信号ベクトルＲｆは、第（３）式となる。ここで、ベクトルＲｆはＮ次のベクトルであることに注意されたい。受信信号ベクトルＲｆとｋ番目の符号ベクトルＥｋとの内積すなわちＥｋ ＨＲｆを求めると、第（４）式となる。このように、整合フィルタＨＨ通過後の受信信号ベクトルＲｆと各符号ベクトルＥｋとの内積をとれば、符号ベクトル間の直交性から実数λｋ倍された被変調シンボルＳｋのみが得られる。最後に、第（５）式より、復号時のＳＮを求めておく。なお、Ｅ｛＊｝は期待値を表す。
【００４６】
次に、第（５）式が示すように、各被変調シンボルＳｋに対する出力ＳＮは、固有値λkに比例するものとなる。各被変調シンボルの誤り率を平均化した平均ビット誤り率を定義すると、各符号ベクトルの送信パワーに重み付けを行なえば、当該平均ビット誤り率の低減が可能となる。具体的には、各符号ベクトルＥｋを第（６）式のように変更すれば、その目的が達せられる。ただし、総送信パワーが一定を保つように重み係数ｗｋは第（７）式を満足しなければならない。
【００４７】
以下、重み係数ｗｋの設定について、具体的に一例を述べる。重み係数ｗｋを各符号ベクトルに対する固有値λkの逆数に比例するように設定すれば、固有値が１より小さい符号ベクトルに対するビット誤りの頻発を抑制することが可能となる。より一般的にはλｋ -αに比例するように重み係数ｗｋを設定する。αの最適値は伝送路特性によって変化し、経験的には０．５〜１の範囲で最適値が存在する。また、過度に低い固有値をもつ符号ベクトルに対してλｋ -αに比例するように重み付け処理を行なうと、第（７）式の条件より、他の符号ベクトルの重みを小さくしなければならないため、固有値の逆数が値ＴＥを超える場合には、強制的にＴＥとするような制限を加える場合や、該当する符号ベクトルは情報伝達に用いない場合もある。
【００４８】
さらに別の重み係数ｗｋの設定に関して、チャネル容量を最大化する観点から良く知られた別の手法の適用も考えられる。注水定理によれば、重み係数を第（８）式及び第（９）式で与えることでチャネル容量を最大化できるとされる。
【００４９】
ここで、第（８）式、第（９）式によると、重み係数ｗｋが負となる場合が出現するが、当該符号ベクトルは何も情報を伝送しないようにする。
【００５０】
【数１】
図７〜図９は本発明の実施の形態に係るガードインターバルを設けない場合のＭシンボルサンプリング方法及びＨＨフィルタリング方法を説明するための図である。
【００５２】
これまではＮ次の孤立した変調ブロックを前提にして説明を進めてきた。しかし、一つの変調ブロックは、図７に示すように、伝送路のひずみにより隣接変調ブロックへ干渉を及ぼす。ひとつの変調ブロックから発生する伝送路歪による当該変調ブロック区間外への遅延波成分を干渉ｔａｉｌと定義する。干渉ｔａｉｌの長さは伝送路の歪の程度に依存し、符号長Ｎには依存しない。すなわち、Ｎが長ければ長いほど相対的な変調ブロック間の干渉は減らすことができる。そこで、Ｎを干渉ｔａｉｌが次隣接ブロックまでのみ影響し、次々隣接ブロック以降は影響を及ぼさない程度に長く設定するものとすれば、図８に示すように各変調ブロックはひとつ前の変調ブロックからの前置干渉（Ｐｒｅ ＩＦ）とひとつ後の変調ブロックからの後置干渉（Ｐｏｓｔ ＩＦ）のみを受ける。
【００５３】
これらの干渉を軽減するためには、変調ブロック間にＯＦＤＭのようなガードインターバルを緩衝区間として設ける手法が考えられるが、ガードインターバルの区間は情報信号を伝送できないためデータ伝送効率の低下が生じる。そこで、ガードインターバルを設けず、復号前信号からその前後の変調ブロックの復号結果を再変調して干渉成分を差し引く手法を説明する。干渉除去の性能を高めるため、変調ブロックを受信する都度、数ブロック前に遡って復号を繰り返し行なうことで、より高い干渉除去性能を引き出す復号法を説明する。
【００５４】
図９を参照して、時刻ｔ1において信号ブロックＳＣが受信されたとする。受信機は直ちにＳＣの復号を行ない、復号結果ＳＣ＿１を得る。このとき、ＳＣがその直前の受信ブロックＳＢから受けるＰｒｅ ＩＦ成分をすでに復号済みの結果ＳＢ＿１を用いて除去する。具体的にはＳＢ＿１を再変調し、受信機側で把握している伝送路行列を用いてＰｒｅ ＩＦ成分を推定し、ＳＣの復号前信号から差し引く。ＳＣ＿１の復号後、ただちにＳＢの再復号を行なう。その際、ＳＢに隣接するブロックの復号結果ＳＡ＿２及びＳＣ＿１を用いる。具体的には、ＳＡ＿２からＰｒｅ ＩＦ成分、ＳＣ＿１からＰｏｓｔ ＩＦ成分を求め、ＳＢの復号前信号からそれぞれ差し引いた後、復号しＳＢ＿２を得る。同様にＳＡの再々復号をその隣接するブロックに対する復号結果から実施しＳＡ＿３を得る。図９では、以上の処理を４つ前の変調ブロックまで遡って実施した様子を示している。
【００５５】
ＳＣ＿１復号時にはその直前の変調ブロックＳＢからのＰｒｅ ＩＦ成分のみが除去されるが、ＳＣの２回目の復号時ＳＣ＿２では、前後の変調ブロックからのＰｒｅ ＩＦ成分ならびにＰｏｓｔ ＩＦ成分が除去された上で復号が行なわれるため、ＳＣ＿１復号時よりも干渉が低減される。さらにＳＣ＿３復号時には、ＳＣ＿２復号時に用いられた復号結果（ＳＤ＿１及びＳＢ＿２）よりも誤りが低減された復号結果（ＳＤ＿２及びＳＢ＿３）が干渉除去に用いられるため、ＳＣ＿２復号時よりさらに正確な干渉除去が可能になる。これを繰り返すことで復号誤りが低減すると考えられる。
【００５６】
なお、上述のようなＧＩを挿入せずに繰り返し復号による干渉除去をＯＦＤＭへ適用することは困難である。なぜなら、ＯＦＤＭではブロック間干渉の発生以前の問題として、ＧＩ内へのＣＰ補充を行なわなければ同一ブロック内でもサブキャリア間の干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ， ＩＣＩ）が発生するからである。
【００５７】
本発明による干渉除去によりＧＩならびにＣＰ補充が不要になる結果、チップレートで決まる変調帯域幅がＯＦＤＭのそれと同一である場合には、本発明による符号分割多重伝送はより高い情報レートの伝送が可能となる。あるいは、本発明の符号分割多重伝送とＯＦＤＭとの情報伝送レートを等しくするべく、固有値が小さい符号ベクトル群を敢えて伝送しないようにすれば、復号ビット誤りの劇的な改善が達成される。
【００５８】
図１０は図９に示した動作を行う復調処理部の一例を示した図である。図１１は図１０のキャンセラの内部構成を示した図である。図１２は図１１のキャンセラの動作を説明するためのフロー図である。以下、上記図９を用いて説明した処理について、さらにハード及びソフトの両面から追加して説明する。
【００５９】
図１０においては、図５と異なり、復調処理部２７はキャンセラ２９を備える。キャンセラ２９は、受信部２９ａと、再復号部２９ｂと、制御部２９ｃと、ブロックバッファ部２９ｄとを備える。ブロックバッファ部２９ｄは、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有する。受信変調ブロックバッファは復号前の受信したアナログ信号をバッファリングする。復号ブロックバッファは受信変調ブロックからディジタル復号ビットを格納する。以下、図１２を用いて、動作を説明する。
【００６０】
ステップＳＴ１において、新たな変調ブロックが受信されたことが受信部２９ａにより判定される。受信されると、ステップＳＴ２において、当該受信された変調ブロックＡが受信変調ブロックバッファに格納され、復号ブロックバッファに記録済みである変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果が再変調されさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分が求められ、当該前置干渉成分が変調ブロックＡから除去されて復号された復号結果が復号ブロックバッファに格納され、受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックが再復号対象変調ブロックに設定される。ステップＳＴ３において、再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果が復号ブロックバッファから読み出されて再変調されさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果が復号ブロックバッファから読み出されて再変調されさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分が除去されて復号された復号結果が復号ブロックバッファに格納される。そして、ステップＳＴ５において、受信変調ブロックバッファに格納されている再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックが新たな再復号対象変調ブロックに設定される更新処理が行われる。このステップＳＴ４及びステップＳＴ６の処理は、所望の回数繰り返して行われる。
【００６１】
図１３は本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ形式の符号分割多重伝送システムを示す図である。
【００６２】
このＭＩＭＯ形式の符号分割多重伝送システム３０は、送信機３０ａに、変調処理部３１と、アップコンバータ３３−１〜３３−ｎと、ＲＦ３５−１〜３５−ｎと、送信アンテナＴＸ＿ＡＮＴ−１〜ＴＸ＿ＡＮＴ−ＮＴとを備える。また、符号分割多重伝送システム３０は、受信機３０ｂに、受信アンテナＲＸ＿ＡＮＴ−１〜ＲＸ＿ＡＮＴ−ＮＲと、ＬＮＡ＆受信フィルタ３７−１〜３７−ｎと、ダウンコンバータ３９−１〜３９−ｎと、復調処理部４０とを備える。送信機３０ａから送信された信号は、伝送路４１を介して受信機３０ｂにより受信される。
【００６３】
図１４は図１３の伝送路４１の伝送路行列Ｈを説明するための図である。
【００６４】
伝送路４１は歪ＭＩＭＯ伝送路であり、全体の伝送路行列は送信アンテナＴＸ＿ＡＮＴ−１〜ＴＸ＿ＡＮＴ−ＮＴと受信アンテナＲＸ＿ＡＮＴ−１〜ＲＸ＿ＡＮＴ−ＮＲ間のそれぞれの伝送路行列Hijにより形成され、伝送路行列HijはＭ行Ｎ列の伝送路行列である。図２の伝送路行列Ｈに対応するＭＩＭＯの全体の伝送路行列ＨＭは図１５に示すようになる。
【００６５】
図１６は図１３の変調処理部３１の内部構成を示した図である。
【００６６】
変調処理部３１は、Ｓ／Ｐ変換部３１１と、乗算部３１３と、総和部３１５と、波形整形フィルタ３１７−１〜３１７−ｎとを備える。乗算部３１３では、Ｓ［ｉ］にＥＭ＿ｉ(ただしｉ＝０〜ＮＴ＊Ｎ−１)が乗算される。ここで、ＥＭ＿ｉはＤ＝ＨＭ ＨＨＭの固有ベクトルであり、Ｄは（Ｎ＊ＮＴ）行（Ｎ＊ＮＴ）列の正方行列である。総和部３１５により得られるＸＭ［ｎ］は下記の数２の式で与えられる。
【００６７】
【数２】
ＸＭ＿ｉは、ｉ番目アンテナの出力シンボル系列を表すＮ次の行ベクトルである。この変調処理部３１により、情報信号に時間ブロック符号を乗じて送信アンテナのそれぞれに割り当てが行われ、並列送信が可能になっている。
【００６９】
図１７は図１３の復調処理部４０の内部構成を示した図である。
【００７０】
復調処理部４０は、Ｍシンボルサンプリング部４０１−１〜４０１−ｎと、結合部（Ｃｏｍｂｉｎｅｒ）４０３と、フィルタ４０５と、内積部４０７とを備える。ここで、Ｒ＿ｉ（ｉ＝１〜ＮＲ）はＭ次の行ベクトルであり、ＲＭはＭ＊ＮＲ次の行ベクトルである。ＲＭはＨＭ＊ＸＭで与えられる。ここでＸＭは（ＸＭ＿１Ｔ，ＸＭ＿２Ｔ，・・・，ＸＭ＿ＮＴＴ）Ｔである。ＲＭ＿ｆは、図１８に示す随伴行列ＨＭ Ｈを用いたフィルタ４０５により得られ、Ｎ＊ＮＴ次の行ベクトルである。そして、内積部４０７において、入力されるＩＮベクトルは、すべてＮ＊ＮＴ次ベクトルである。ここで、結合部４０３は、各送信アンテナが送信した情報を受信アンテナが別々に受信しており、その並列に受信した受信信号を順番並べて統合している。
【００７１】
図１９は各時間ブロック符号の設定プロトコルの実施例を示したものである。今、１対の通信が行なわれようとしている場合を考え、それぞれリーダならびにフォロワと呼ぶこととし、前者から後者への回線を下り回線、逆を上り回線とする。リーダは伝送路推定のためのパイロット信号を下り回線上に送信し、伝送遅延を経てフォロワに受信される。パイロット信号は、自己相関ピーク特性が優れた、例えばＭ系列などを適用する。複数アンテナシステムを用いる場合には、送信アンテナ毎にパイロット信号を時分割で伝送する。フォロワは下り回線パイロット信号を受信後、下り伝送路行列の推定を行ない、さらに下り回線の時間ブロック符号の設定を上述の手法により行なう。フォロワは、下り回線時間ブロック符号の設定が完了後、当該時間ブロック符号の設定結果を上り回線（ＦＤＤでは異なる周波数回線、ＴＤＤでは同一の下りと同じ周波数回線）を通じてリーダへと伝送し、この結果当該設定がフォロワとリーダとで共有される。リーダとフォロワとで時間ブロック符号の共有が完了した後、当該時間ブロック符号を用いたデータ通信が開始される。上述の干渉キャンセラを用いない場合には、各伝送ブロック内では、変調ブロック毎に時間ギャップを挿入し隣接する変調ブロック間の干渉を低減する。
【００７２】
図２０は図１７の復調処理部にキャンセラ４０９が設けられた構成を示す図である。このように、図９から図１２を用いて説明したキャンセラをＭＩＭＯタイプに適用してもよい。各アンテナが受信した受信変調ブロックから前置干渉成分ならびに後置干渉成分を図９〜図１２を用いて説明したキャンセラにより除去する。前置干渉成分ならびに後置干渉成分の推定による干渉除去は、受信ブロックバッファに対して行われる。そのため、受信変調ブロックバッファは各アンテナに必要とされる。干渉が除去された後に、結合部４０３によって統合され、復号が行われる。
【００７３】
図２１は本発明の手法による符号分割多重伝送と干渉キャンセラとを組み合わせた場合に、ビット当たりに与えたエネルギー対雑音電力密度（Ｅｂ／Ｎ０）に対する平均ビット誤り率を繰り返し回数を変えて調べた結果を示した図である。繰り返し回数は１〜４回までを表示し、さらに比較のため、干渉キャンセルを行なわない場合と符号ブロック間干渉が無い場合の特性を同時に示した。時間ブロック符号長１６とした。繰り返し回数を増やすほど平均ビット誤り率特性は符号ブロック間干渉が無い場合の特性に近づくことが分かる。
【００７４】
図２２は本発明の手法による符号分割多重伝送を行なった場合のビット当たりに与えたエネルギー対雑音電力密度（Ｅｂ／Ｎ０）に対する平均ビット誤りを示した図である。比較のため、ＯＦＤＭ伝送の場合の結果を併記している。ＯＦＤＭのサブキャリア数は６４とし、ガードインターバルとして８シンボル分を付与した。したがって、情報伝送効率は５６／６４＝７／８である。一方、本発明の方法（図中Ｐｒｏｐｏｓｅｄ Ｍｅｔｈｏｄ）は、時間ブロック符号長１６とし、干渉キャンセラを動作させた上で、ＯＦＤＭとの伝送効率を等しくするため、固有値の小さいほうから２コードは何も伝送しないものとした（情報伝送効率＝１４／１６＝７／８）。図２２のように、本発明の方法は、例えば平均ビット誤り率１０＾−３においておよそ１０ｄＢもの改善が達成される。この改善量は、例えば距離伝搬損失が距離の３．５乗に比例して大きくなるような市街地においては、伝送距離が２倍以上伸ばせることをいみする。あるいは、必要な送信パワーが１０分の１へと減じることができることを意味する。
Claims (13)
- 情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、
伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列Ｈの随伴行列ＨＨによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＨＨの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定し、
前記受信装置は、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、
新たな変調ブロックＡが受信されると、当該変調ブロックＡを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロックＡから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第１ステップと、
再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第２ステップと、
前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、
を含む処理が復号処理として実行される、伝送システム。 - 前記固有ベクトルをＥｋ（ｋはｋ番目を表す）とし、各固有ベクトルに対応する固有値をλｋ、定数αとした場合に、Ｅｋをλｋ −αに比例する重み係数ｗｋの平方根を乗じたものに変更される、請求項１記載の伝送システム。
- 前記固有ベクトルをＥｋ（ｋはｋ番目を表す）とし、各固有ベクトルに対応する固有値をλｋ、定数ＴＥとした場合に、１／λｋ＞ＴＥを満たす固有ベクトルＥｋは前記情報信号の伝送に用いないことを特徴とする、請求項１記載の伝送システム。
- 請求項１記載の固有の符号により前記時間ブロック符号が設定された請求項１記載の伝送システムに用いられる送信装置。
- 請求項１記載の随伴行列ＨＨによって特性が設定された前記受信フィルタを有する請求項１記載の伝送システムに用いられる受信装置。
- 情報信号を符号に乗じて伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送方法において、
伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列Ｈの随伴行列ＨＨによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＨＨがエルミート対称の行列であり、且つ、前記符号が行列ＨＨＨの固有ベクトルに対応する符号であり、
前記受信装置は、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、
新たな変調ブロックＡが受信されると、当該変調ブロックＡを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロックＡから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第１ステップと、
再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第２ステップと、
前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、
を含む処理が復号処理として実行される、伝送方法。 - 情報信号を符号に乗じて伝送し、前記情報信号は複数の送信アンテナを用いて伝送路に送信されるとともに前記伝送路から複数の受信アンテナを用いて受信され、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、
前記伝送路のインパルス応答行列ＨＭが前記各送信アンテナと前記各受信アンテナとの間の組み合わせにおけるインパルス応答行列Ｈｉｊ（ｉは各送信アンテナを区別するものであり、ｊは各受信アンテナを区別するものである。）によって下記式により定義される場合に、前記受信フィルタの特性を当該行列ＨＭの随伴行列ＨＭ Ｈによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＭ ＨＨＭの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定し、
前記受信装置は、
前記複数の受信アンテナにより並列に受信された各変調ブロックをそれぞれ記録するアンテナ毎の受信変調ブロックバッファと、前記変調ブロックを適切な順番に並べて統合する統合手段と、当該統合手段により統合された統合変調ブロックに対する復号結果を記録する復号ブロックバッファとを有し、
新たな変調ブロックＡ＿ｉ（ｉはアンテナ番号）が受信されると、その直前に受信された変調ブロックＢ＿ｉの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることでＡ＿ｉそれぞれに対する前置干渉成分を求め、前記変調ブロックＡ＿ｉから当該前置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉成分が除去された各Ａ＿ｉを前記統合手段によって統合して統合変調ブロックを生成し、当該統合変調ブロックに対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい各変調ブロックを各再復号対象変調ブロックに設定する受信手段と、
当該各再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各再復号対象変調ブロックのそれぞれに対する前置干渉成分を求め、当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各再復号対象ブロックのそれぞれに対する後置干渉成分を求め、各再復号対象ブロックから前置干渉成分ならびに後置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉ならびに後置干渉成分が除去された各再復号対象ブロックを前記統合手段によって統合して統合変調ブロックを生成し、当該統合変調ブロックに対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された各変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する再復号手段と、
前記再復号手段による処理を所望の回数繰り返して行う制御手段と、
を備える、伝送システム。
- 複数の送信アンテナを備え、請求項７記載の固有の符号により時間ブロック符号が設定された送信装置であって、情報信号に時間ブロック符号を乗じて各送信アンテナに割り当てて並列に送信する請求項７記載の伝送システムに用いられる送信装置。
- 複数の受信アンテナを備え、請求項７記載の随伴行列ＨＭ Ｈによって特性が設定された前記受信フィルタを有する受信装置であって、前記複数の受信アンテナにより並列に受信された信号を適切な順番に並べて統合する請求項７記載の伝送システムに用いられる受信装置。
- 情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおける復号方法において、
伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列Ｈの随伴行列ＨＨによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＨＨの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定し、
前記受信装置は、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、
新たな変調ブロックＡが受信されると、当該変調ブロックＡを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロックＡから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第１ステップと、
再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第２ステップと、
前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、
を含む、復号方法。 - 情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と伝送された信号を受信する受信装置とを備えた伝送システムにおける復号方法において、
前記受信装置は、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、
新たな変調ブロックＡが受信されると、当該変調ブロックＡを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロックＡから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第１ステップと、
再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第２ステップと、
前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、
を含む、復号方法。 - 情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と伝送された信号を受信する受信装置とを備えた伝送システムにおける前記受信装置が備える復号装置であって、
受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、
新たな変調ブロックＡが受信されると、当該変調ブロックＡを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロックＡから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第１ステップと、
再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第２ステップと、
前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、
を含む処理が復号処理として実行される、復号装置。 - 情報信号を符号に乗じて伝送し、前記情報信号は複数の送信アンテナを用いて伝送路に送信されるとともに前記伝送路から複数の受信アンテナを用いて受信され、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおける受信装置であって、
前記複数の受信アンテナにより並列に受信された各変調ブロックをそれぞれ記録するアンテナ毎の受信変調ブロックバッファと、前記変調ブロックを適切な順番に並べて統合する統合手段と、当該統合手段により統合された統合変調ブロックに対する復号結果を記録する復号ブロックバッファとを有し、
新たな変調ブロックＡ＿ｉ（ｉはアンテナ番号）が受信されると、その直前に受信された変調ブロックＢ＿ｉの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることでＡ＿ｉそれぞれに対する前置干渉成分を求め、前記変調ブロックＡ＿ｉから当該前置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉成分が除去された各Ａ＿ｉを前記統合手段によって統合して統合変調ブロックを生成し、当該統合変調ブロックに対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい各変調ブロックを各再復号対象変調ブロックに設定する受信手段と、
当該各再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各再復号対象変調ブロックのそれぞれに対する前置干渉成分を求め、当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各再復号対象ブロックのそれぞれに対する後置干渉成分を求め、各再復号対象ブロックから前置干渉成分ならびに後置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉ならびに後置干渉成分が除去された各再復号対象ブロックを前記統合手段によって統合して統合変調ブロックを生成し、当該統合変調ブロックに対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された各変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する再復号手段と、
前記再復号手段による処理を所望の回数繰り返して行う制御手段と、
を備える受信装置。
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