JP4981040B2 - Ｏｆｄｍ多元接続システムにおけるドップラ依存の電力制御およびサブキャリア割り当て - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムにおいて１つの送受信機から、少なくとも２つの遠隔送受信機へデジタルデータシンボルを送信する方法に関する。この送信方法は、直交周波数分割多重方式を用い、利用可能な複数のサブキャリアは複数の遠隔送受信機で共用される。本発明はさらに、無線通信システムにおいて、少なくとも２つの遠隔送受信機へデジタルデータシンボルを送信するための送受信機と、それに対応したコンピュータプログラムと、コンピュータ可読の記録媒体、に関する。

マルチメディア・アプリケーション、ビデオおよびラジオ放送、移動通信などのような、無線アプリケーションは、広帯域通信の分野に対してますます増大する需要を持っている。直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、これらの高速無線アプリケーションに対して有望なアクセス技術である。直交周波数分割多重を用いれば、高い時間分散性を持つチャネルを通して高いデータレートの伝送を、比較的に複雑でない方法で行うことができる。そして、これまでに、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）に用いる伝送方式として、また、ＤＶＢ−ＴおよびＤＶＢ−Ｈのようなデジタルビデオ放送、ＤＡＢのようなデジタルオーディオ放送の標準の伝送方式として、採用されている。さらに、第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）は、ＯＦＤＭを第３世代の移動システム（３Ｇ）の長期の展開に対して有望な無線アクセス技術であると考えており、ＯＦＤＭは、長期にわたり競合性を保証できる３Ｇ標準のひとつとするように計画されている。この長期展開は、また時には、スーパー３Ｇとも呼ばれている。ＯＦＤＭはまた、第４世代の移動システム（４Ｇ）の無線アクセス技術と考えられてもよいであろう。

他の技術に比べて、ＯＦＤＭを用いる１つの利点は、チャネルの周波数選択性が非常に強い時に得られる。単一キャリアを用いる技術では、周波数選択性の強いチャネルで信頼性の高い通信を行うためには、非常に複雑なチャネル等化器が必要であることを通常は意味する。マルチキャリアシステムであるＯＦＤＭを基本としているシステムでは、情報を多くの直交サブキャリアに載せて伝送することにより、これが回避される。マルチキャリアシステムでは、それぞれのサブキャリアのシンボルレートを低くでき、結果として、シンボルの継続時間が長くなり、マルチパス分散に対するより高い耐性を容易に得ることができる。さらに、ＯＦＤＭでは、マルチパスチャネルの効果を容易に補償できるようにするために、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）と呼ばれる、また、ガードインターバル（ＧＩ）として知られる区間を各シンボルに挿入してシンボルの長さが長く引き延ばされる。このガードインターバルの長さが、チャネルの遅延スプレッドの最大値より長ければ、先行のシンボルの全ての反射は取り除くことができる。

ＯＦＤＭシステムが正常に動作するための決定的な条件は、サブキャリアの間の直交性が保たれることである。もし、サブキャリアの間の直交性が保たれなければ、動作性能は大きく低下してしまう。なぜサブキャリアの間の直交性が失われてしまうかに関しては、いくつかの理由がある。例えば、周波数誤差、時間ドリフト、位相雑音、そして、おそらく最大の要因は、ドップラスプレッドである。ドップラスプレッドは、例えば、受信機が移動をしていて、受信信号が、いくつかの伝搬路（パス）を伝搬して、それぞれ異なった角度で受信機に到達し、それらが合成される場合に起こる。

ＯＦＤＭにおけるサブキャリアの数は、大きな遅延スプレッドを扱う能力と高いドップラレベルでも正常に動作する能力とのトレードオフで決められる。サブキャリアの数が多ければ、ＯＦＤＭシンボルの有効な部分の継続時間が長くなるであろう。従って、大きなオーバーヘッドが生じることなく、大きなガードインターバルを用いることができる。一方、この場合には、サブキャリアの周波数間隔が狭くなり、それによって、システムは、特に、ドップラ効果に対してより敏感になる。

ドップラ効果の問題は、主として、キャリア間干渉（ＩＣＩ）によって起こる。これは、あるサブキャリアの情報が、隣接するサブキャリアに漏れることを意味する。ＩＣＩによる効果は、基本的にはノイズフロアとなって現れる。従って、ドップラレベルが高いときには、実効スループットが減少してしまう、または、受信機の中にＩＣＩを補償する何らかの手段を施さなければならないので、ロバストな変調方式を用いなければならない。このことは、受信機の構成が、本質的に複雑になることを意味する。

もし、サブキャリア相互の直交性が保たれており、送信機側でチャネルに関する情報が得られるほどにチャネルが十分に遅く変化しているとすれば、信号対雑音比（ＳＮＲ）の大きいサブキャリアに対しては、より大きな変調アルファベットを、ＳＮＲの小さいサブキャリアに対しては、よりロバストな（より小さな）変調アルファベットを、用いることができる。このチャネルの用い方は、しばしば、注水、またはビットローディングといわれる。ＯＦＤＭが多元接続のために用いられるときには、すなわち、送信信号が異なった複数の受信機で受信されること意図しているときには、ビットローディングと同様な考え方も適用できる。すなわち、ユーザにサブキャリアを割り当てる際に、異なるサブキャリアにおいて異なるユーザのチャネルがどのように見えるかに基づいて割り当てることも出来る。この方法はよい結果を与えるかもしれないが、方法として複雑であり、チャネルに関する情報が正確に得られなければならないことを意味する。特に、後者の方法は、チャネルが急速に変化しているときには問題を起こす可能性がある。また、ドップラ効果は、チャネルがどのようであるかの推定がより困難になるという問題であるばかりでなく、上記で述べたあるサブキャリアから隣接サブキャリアへの信号の漏れを引き起こし、それによって動作性能に影響を与える問題でもある。

上記で述べたように、問題は、サブキャリアの数が遅延スプレッドを扱う能力と高いドップラレベルを扱う能力とのトレードオフで決められるという点である。このトレードオフは、多くのユーザが存在するときには、ユーザごとに行うことはできず、最悪ケースを仮定した条件で行われなければならない。このことは、もし、ユーザが非常に異なった状態でドップラ効果の影響を受けている場合、効率のよい解決は得られないことを意味している。さらに、ビットローディングの形の多元接続に対するアルゴリズムは、チャネルがどのように見えるかに基づいており、ある何人かのユーザは、非常によいチャネルであるにもかかわらず、高いドップラレベルゆえに低いパフォーマンスしか得られない。

Luis Loyalaらによる、”A New Transmission and Multiple Access Scheme based on Multicarrier CDMA for Future High Mobile Networks”,14th IEEE 2003 International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communication Proceedings, ISBN 0-7803-7822-9は、移動ユーザが、低速、中速、および高速の３つのモビリティクラスに分類できる場合のマルチキャリアＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散符号分割多元接続）システムに関して述べている。この中では、中速と高速のユーザに対しては、連続していないサブキャリアを割り当て、キャリア間干渉をさらに低減するために、異なったユーザには異なった拡散符号が割り当てられることが述べられている。しかしこの方法は、通常のＯＦＤＭ（plain OFDM）システムには適さない。

従って、本発明の目的は、高速で移動し大きなドップラ効果を受けている送受信機が、ドップラ効果による送受信機の受信品質を損なうことなく、ＯＦＤＭ信号の受信を改善する方法を提供することである。

本発明によれば、この目的は、前記遠隔送受信機で受けたドップラ効果の強度に関する情報を提供するステップと、前記ドップラ効果の強度に関する情報に従ってそれぞれの遠隔送受信機にサブキャリアを割り当てるステップと、前記ドップラ効果の強度に関する情報に従ってそれぞれの前記遠隔送受信機へ送信される電力レベルを制御するステップとを備える方法によって達成される。

それぞれの遠隔送受信機が受けるドップラ効果に従って遠隔送受信機にサブキャリアを割り当てる場合に、受けたドップラ効果によって生じる、同じ送受信機に属する２つのサブキャリアの間の自己干渉を減少させるように、サブキャリアを割り当てることができる。それぞれの送受信機が受けたドップラ効果に従って遠隔送受信機の電力を制御するときに、高いドップラレベルを持つ送受信機に対してはより高い電力レベルを送信するように制御することができる。これによって、より低いドップラレベルを持つ他の送受信機に負の効果を与えることなく、これらのドップラレベルの高い送受信機での信号対干渉比を改善することができる。このように、ＯＦＤＭと多元接続を基本としたシステムのパフォーマンスを改善できる。

サブキャリアを割り当てるステップが、より小さいドップラ効果を受けている遠隔送受信機に割り当てる少なくとも１つのサブキャリアにより、比較的大きいのドップラ効果を受けている遠隔送受信機に割り当てるサブキャリアを分割するステップを含む場合、サブキャリアは周波数方向に離れるので高いドップラレベルを持つ送受信機のサブキャリアのキャリア間干渉の低減が保証される。

いくつかの実施形態では、サブキャリアを割り当てるステップが、最も大きいドップラ効果を受けている遠隔送受信機にサブキャリアを割り当てるステップと、２番目に大きいドップラ効果を受けている遠隔送受信機にサブキャリアを割り当てるステップと、受けているドップラ効果の大きい順に、それぞれの遠隔送受信機に、順次にサブキャリアを割り当てて行き、このようにして、全ての送受信機にサブキャリアを割り当てるステップとを備える。最も悪いドップラ条件をもつ送受信機が最初にサブキャリアを割り当てられるので、この方法はサブキャリアを割り当てる方法として有効な方法である。

いくつかの実施形態では、サブキャリアを割り当てるステップが、それぞれの送受信機で、自己干渉が最小になるように、サブキャリアの周波数を極力遠くに分割するステップを備える。代替としては、サブキャリアを割り当てるステップが、それぞれの送受信機で、自己干渉が前もって決められた限界以下になるように、サブキャリアの周波数を引き離すステップを備えてもよい。このように、自己干渉はある程度のレベルは残るが、十分に減衰させることができる。他の実施例では、サブキャリアを割り当てるステップが、遠隔送受信機を、比較的大きいドップラ効果を受けている第１のグループと、比較的小さいドップラ効果を受けている第２のグループとに区分けするステップと、第１のグループの遠隔送受信機に割り当てるサブキャリアと第２のグループの遠隔送受信機に割り当てるサブキャリアとをインターレース配置するステップとを備える。

電力レベルを制御するステップは、前記のドップラ効果の強度に関する情報から、それぞれの遠隔送受信機が受けているキャリア間干渉のレベルを推定するステップと、この推定したキャリア間干渉のレベルから、それぞれの遠隔送受信機について信号対雑音比を推定するステップと、この推定した信号対雑音比に従って、それぞれの遠隔送受信機へ送信される電力レベルを更新するステップとを備えてもよい。この場合に、電力レベルを更新するステップは、前記の推定した信号対雑音比が事前に決められた参照値より低い遠隔送受信機に対して送信する電力レベルを、上昇させるステップを備えてもよい。

いくつかの実施形態では、ドップラ効果の強度に関する情報を提供するステップが、遠隔送受信機から受信したデジタルデータシンボルにより送受信機の中でその強度を推定するステップを備える。ドップラ効果の強度が送受信機の中で推定されるときには、この情報が遠隔送受信機から送信される必要はない。この原理は、２つの送受信機の間の相対速度は相反的であるという事実を利用している。ただし、アップリンクとダウンリンクとは異なった周波数で伝送されるかもしれないので、チャネルに関する相反性は保証されないかも知れない。代替として、ドップラ効果の強度に関する情報を提供するステップが、この情報を遠隔送受信機から受信するステップを備える。

これまでに述べたように、本発明は無線通信システムにおいて少なくとも２つの遠隔送受信機へデジタルデータシンボルを送信するための送受信機に関する。ここに、送受信機は直交周波数分割多重を用いて、利用可能な複数のサブキャリアが遠隔送受信機で共用される。送受信機が、遠隔送受信機が受けるドップラ効果の強度に関する情報を提供する回路と、ドップラ効果の強度に関する情報に従ってサブキャリアをそれぞれの遠隔送受信機に割り当てる割り当て装置と、ドップラ効果の強度に関する情報に従ってそれぞれの遠隔送受信機へ送信される電力を制御する電力制御装置とを備える場合に、ＯＦＤＭと多元接続を基本にしたシステムの動作性能を改善する送受信機が実現される。

割り当て装置が、より小さいドップラ効果を受けている遠隔送受信機に割り当てる少なくとも１つのサブキャリアにより、比較的大きいのドップラ効果を受けている遠隔送受信機に割り当てるサブキャリアを分割するよう構成されている場合、サブキャリアは周波数方向に離れるので高いドップラレベルを持つ送受信機のサブキャリアのキャリア間干渉の低減が保証される。

いくつかの実施形態では、サブキャリアの割り当て装置は、最も大きいドップラ効果を受けている遠隔送受信機にサブキャリアを割り当て、２番目に大きいドップラ効果を受けている遠隔送受信機にサブキャリアを割り当て、受けているドップラ効果の大きい順に、それぞれの遠隔送受信機に、順次にサブキャリアを割り当て、このようにして、全ての送受信機にサブキャリアを割り当てるように構成される。最も悪いドップラ条件をもつ送受信機が最初にサブキャリアが割り当てられるので、この方法はサブキャリアを割り当てる方法として有効な方法である。

いくつかの実施形態では、キャリアの割り当て装置は、それぞれの送受信機で、自己干渉が最小になるように、サブキャリアの周波数を極力遠くに引き離すように構成される。代替としては、キャリアの割り当て装置は、それぞれの送受信機で、自己干渉が前もって決められた限界以下になるように、サブキャリアの周波数を引き離すように構成されてもよい。このように、自己干渉はある程度のレベルは残るが、十分に減衰させることができる。他の実施例では、割り当て装置は、遠隔送受信機を、比較的大きいドップラ効果を受けている第１のグループと、比較的小さいドップラ効果を受けている第２のグループとに区分けを行い、第１のグループの遠隔送受信機に割り当てるサブキャリアと第２のグループの遠隔送受信機に割り当てるサブキャリアとを交互に配置して割り当てるように構成される。

電力制御装置は、前記のドップラ効果の強度に関する情報から、それぞれの遠隔送受信機が受けているキャリア間干渉のレベルを推定し、この推定されたキャリア間干渉のレベルから、それぞれの遠隔送受信機について信号対雑音比を推定し、この推定した信号対雑音比に従って、それぞれの遠隔送受信機へ送信される電力レベルを更新するように構成されてもよい。この場合に、電力制御装置は、前記の推定した信号対雑音比が事前に決められた参照値より低い遠隔送受信機に対して送信する電力レベルを、上昇させることにより更新するように構成されてもよい。

いくつかの実施形態では、ドップラ効果の強度に関する情報を提供する回路が、遠隔送受信機から受信したデジタルデータシンボルにより送受信機の中でその強度を推定するように構成される。ドップラ効果の強度が送受信機の中で推定されるときには、この情報は遠隔送受信機から送信される必要はない。この原理は、２つの送受信機の間の相対速度は相反的である、という事実を利用している。ただし、アップリンクとダウンリンクとは異なった周波数で伝送されるかもしれないので、チャネルに関する相反性は保証されないかも知れない。代替として、ドップラ効果の強度に関する情報を提供する回路が、この情報を遠隔送受信機から受信するように構成することもできる。

本発明は、また、上記で説明した方法を実行するためのプログラムコードを持つ、コンピュータプログラムと、コンピュータ可読の記録媒体に関する。

本発明は図面を参照して、以下でより詳しく説明される。

図１は、無線通信システムの基地局１と移動局２が互いに通信をしている状況を示している。一例として、基地局１から送信された信号は移動局２によって受信される。しかしながら、送信された信号は、基地局から移動局へ、複数の伝搬路（マルチパス）に沿って伝搬する。この場合に、直接に伝わり障害物に妨害されない伝搬路３があるが、その直接伝搬路に加えて、周辺の物体からの反射波が複数の間接伝搬路を生じさせる。そのような伝搬路のうち２つの伝搬路が図には示されている。１つの間接伝搬路４は家屋５からの反射であり、もう１つの間接伝搬路６は他の建造物７からの反射によって引き起こされる。これらの伝搬路の合わせられたものが基地局１から移動局２へのチャネルを決める。

間接伝搬路４および６を通って伝送される信号は、直接伝搬路３を通って伝送される信号と比べて、移動局に到達するまでにより長い距離を伝搬するので、同じ信号が異なった時刻すなわち異なった遅延時間で移動局２において受信されることになる。

従って、もし、信号が基地局１から送信されれば、移動局２で受信される電力Ｐは時刻ｔの関数となり、図２のように表されるであろう。これは、基地局から移動局までのマルチパスチャネルのチャネルインパルス応答（ｃｉｒ）に対応した電力遅延プロファイルの一例を示している。図２において、τ_ｍａｘは、チャネルの最も長い伝搬路と最も短い伝搬路との間の遅延スプレッドを示している。この遅延スプレッドが信号の伝送に問題を引き起こす。すなわち、もし、送信されたデータのシンボルレートに比べて、遅延スプレッドが大きければ、異なったシンボルが互いに干渉するので、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が生じる。高いデータレートの場合には、数１００のシンボルが互いに干渉しあうこともあり、この干渉を取り除くための受信機の中の手段は、相当に複雑なものになるであろう。

データレートを減少することなくシンボルレートを減少させる１つの方法は、マルチキャリアによる考え方を用いることである。もとのデータストリームが、対応したより低いシンボルレートを持つ複数の並列のデータストリームに多重化される。これらの並列データストリームのそれぞれで、異なった周波数のサブキャリアを変調し、その結果得られた信号は同じ周波数帯の中で送信される。典型的には、多くの、すなわち、数１００または数１０００もの、異なったサブキャリア周波数が必要になるであろう。そして、これらの周波数は互いに非常に近接することになり、特別な手段をとらない限り、受信機の中でサブキャリアを分離することは極めて複雑になるであろう。直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の考え方はこのようにして生まれたものである。

ＯＦＤＭにおいては、変調は単純な逆離散フーリエ変換で実行され、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により逆離散フーリエ変換は効率よく実行される。受信機では、逆の操作を行うための高速フーリエ変換だけが必要である。これは図３に示されている。図では、ユーザデータストリームは、最初にシリアル−パラレル変換装置１１でＮ個の並列データストリームに多重化される。そして、Ｎ個のデータストリームは、ＩＦＦＴブロック１２の中で逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を用いて、Ｎ個のサブキャリアを変調する。Ｎはまた、ＩＦＦＴのサイズと呼ばれる。変調は、直交振幅変調（ＱＡＭ）またはｎ相位相変調（ｎ−ＰＳＫ）のような、これまでによく知られた多くの方法に従うことができる。その結果得られた、変調されたすべてのサブキャリアを含む信号は、ＯＦＤＭシステムにおけるベースバンド信号であり、主無線周波数を変調するのに用いられる。無線周波数に乗った信号はチャネル１３を通して受信機側に送信され、Ｎ個のデータストリームはＦＦＴブロック１４の中で高速フーリエ変換を用いて復調され、パラレル−シリアル変換装置１５で、もとのデータストリームに逆多重化される。

ＦＦＴとＩＦＦＴとは、基本的には、同じ様に定義される。すなわち、入力系列｛Ｘ（ｋ）｝＝Ｘ（０），Ｘ（１），・・・，Ｘ（Ｎ−１）に複素周波数ｅ^{ｊ２πｋｎ／Ｎ}（ここで、ｎ＝０，１，・・・，Ｎ−１）が乗じられる。ＩＦＦＴ／ＦＦＴから、それぞれが異なったｎに対応したＮ個の出力が得られるであろう。このように、Ｎ個の出力ｘ（ｎ）を表すＩＦＦＴは、正弦関数の和として、下式で定義されるであろう。

フーリエ変換の定理よれば、矩形のパルス波形はｓｉｎ（ｘ）／ｘの形をしたサブキャリアのスペクトルになる。矩形のパルス波形は上記で述べたように、ＯＦＤＭの伝送に選択された波形である。従って、単一のサブキャリアに対するフーリエ変換は図４に示したようになるであろう。または、フーリエ変換の振幅スペクトルだけを考えれば図５のようになる。明らかなように、異なったサブキャリアが互いに近接して配置されるので、それらのスペクトルは分離されてはいない。それらは重なった部分を持つ。それでもサブキャリアで伝送される情報を、受信機でもとの形に戻すことができるのは、直交関係と呼ばれる特性によるものである。変調にＩＦＦＴを用いることにより、伝送中に直交性が保存されていたならば、サブキャリアの周波数間隔は、受信機で１つのサブキャリアを得たときに、そのサブキャリアのところには他のサブキャリアの持つ信号がないように選択されるのである。これは図６に示されている。図では、８個のサブキャリアの場合の重なったスペクトルを示している。矢印は受信機で判断するサブキャリアの周波数である。そして、その周波数では他のサブキャリアは零になっていることが分かる。

ＩＦＦＴにより変調される信号が直交している理由は以下の通りである。ベクトルｅｘｐ（ｊ２πｋｎ／Ｎ）はＮ次元複素ベクトルの直交基底を形成する。２つの異なったｎの値、例えば、ｎ’とｎ”、に対して、複素周波数は周期の整数倍だけ異なっている。これは下式で表される。

最後の等式は幾つかの方法で導くことができる。それぞれの項は単位円上の点と見ることができる。そして全部の和が重心で、これは原点であろう。実際に計算しても容易に結果が得られる。

図３と図６には、例示目的で、８周波のサブキャリアの場合のＩＦＦＴを示す。しかし、実際のシステムでは、サブキャリアの数はもっと多い。現在知られているシステムでは、ＩＦＦＴのサイズ、すなわち、サブキャリアの数は通常６４から８１９２まである。

シンボル間干渉をさらに低減するために、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）と呼ばれる、またはガードインターバル（ＧＩ）として知られている区間をシンボルに加えることにより、ＯＦＤＭのシンボル長を長くする。ＣＰ（またはＧＩ）は、それぞれのデータシンボルの最後の部分（すなわち”テール”）を周期的にコピーし、先頭部分（プレフィックス）としてシンボルの先頭部に付加することにより作られる。これは図７に示されている。図７では、Ｔ_ｕがシンボルの有効な部分の長さで、Ｔ_Ｇはガードインターバルの長さである。Ｔ_Ｇがチャネルの最大遅延時間τ_ｍａｘより長い限り、受信の時に受信機の中ではガードインターバルを無視することにより、先行のシンボルのすべての反射を取り除くことができる。そして、シンボル間干渉を回避することができる。

上記で説明したように、ＯＦＤＭシステムの考え方は、サブキャリア相互の間の直交性によって、受信機で評価された特定のサブキャリアの周波数において他のすべてのサブキャリアはその周波数で零となるであろう、という考えに基づいている。従って、ＯＦＤＭシステムでは、信号が伝送される間にサブキャリア間の直交性が保持されることが、システムが正しく動作するための決定的な要因である。もしこれが達成されなければ、動作性能は甚だしくて低下してしまう。なぜサブキャリア間の直交性が失われてしまうかに関しては、いくつかの理由がある。例えば、周波数の誤差、時間ドリフト、位相雑音、そして、おそらく最も大きな要因は、ドップラスプレッドである。

受信機が送信機に対して相対的に移動しているときは、ドップラ効果により周波数が異なって観測される（周波数誤差となる）。単一の伝搬路のチャネルでは、ドップラ効果は、単純なドップラシフトによる周波数誤差となり、これは、送信機と受信機が正確には同一周波数を用いていないことから生じる周波数誤差と区別ができない。図６では、単純なドップラシフトによる周波数誤差の結果、８周波のサブキャリアスペクトルが、サブキャリアの周波数として受信機で判断された値を示す矢印のところから相対的にシフトすることになるであろう。従って、サブキャリアは、もはや、スペクトルの最大値で判断された周波数ではなくなってしまうであろう。さらに大切なことは、最大値でサブキャリアと判断された周波数のところで、他のサブキャリアは、もはや零ではなくなるであろう。すなわち、直交性が保持されなくなる。しかしながら、単純なドップラシフトは推定と除去が容易であり、ドップラスプレッドの場合とは異なるものである。

通信チャネルがマルチパス伝搬で特徴付けられるときには、種々の異なった伝搬路を通して異なった方向から信号が届き、それらは異なったドップラシフトを持っている。方向角が０とπの時にドップラシフトが最大になる。すなわち、受信機が送信機に向かってまっすぐに近づく、または遠のく時である。ドップラシフトはこれらの２つの方向角に対して異なった符号を持つであろう。そして、この２つの値の間のすべてのドップラ周波数があり得る。マルチパス伝搬では、信号電力が多くの部分に分かれて伝搬し、それぞれが異なった伝搬路を通り、異なったドップラシフトを受けるであろう。その結果、図６に示されたスペクトルは、上記で述べたように判断の矢印から相対的にシフトするばかりでなく、”ぼやけた（blurred）”形になるであろう。この様子が図８と図９に示されている。図８は、単一のサブキャリアに対するスペクトルであり、図９は、図６に対応する８サブキャリアに対するスペクトルである。もはや直交性が十分には保持されていないことを見ることができる。図９は、ドップラスプレッド（ここで述べたように、スペクトルは”やけて”いる）の影響ばかりでなく、ドップラシフト（スペクトルは、サブキャリアであると判断された周波数を示す矢印から相対的にシフトしている）の影響をも示している。

これまで述べてきたように、ＦＦＴ／ＩＦＦＴのサイズ、すなわち、サブキャリアの数、は、大きな遅延スプレッドを扱う能力と高いドップラレベルで良好に動作する能力とのトレードオフを基本として決められる。大きなサイズのＦＦＴが用いられれば、ＯＦＤＭシンボルの有効な部分の継続時間Ｔ_ｕは、大きくなるであろう。従って、大きなオーバーヘッドが生じることなく、大きなサイクリックプレフィックスを用いることができる。一方で、サブキャリアの周波数間隔は１／Ｔ_ｕに等しく、サイズの大きいＦＦＴでは、この周波数間隔は減少する。従って、システムは特にドップラ効果に対してより敏感になる。ドップラ効果から生じる問題は、主として、ドップラ効果によるキャリア間干渉（ＩＣＩ）である。このことは、情報があるサブキャリアから隣接するサブキャリアに漏れることを意味している。これは図９にも描かれている。ＩＣＩの影響は、基本的にはノイズフロアとなって現れる。

ＯＦＤＭが多元接続に用いられる場合には、すなわち、サブキャリアが複数のユーザによって共用される場合には、異なったユーザに対するチャネルは、チャネルのインパルス応答、ドップラ効果などに関して、非常に異なった特性を持つ可能性がある。サブキャリアが複数のユーザによって共用されるのは、例えば、移動電話システムで信号が基地局と複数の移動端末との間を伝送される場合である。このような場合には、ユーザは、ドップラ効果を非常に異なった形で受け、そのため、あるユーザは高い信号対雑音比（ＳＮＲ）があるにもかかわらず、高いドップラレベルによって、動作性能が低いということもあり得る。しかし、ＩＦＦＴ／ＦＦＴのサイズは、もちろん、全てのユーザに共通であり、また、サイズは、多くのユーザが存在する場合には、”最悪ケース”を考えて選定しなければならないので、上記で述べた、遅延スプレッドとドップラ効果との兼ね合いは、ユーザごとに取ることはできない。

以下に、ＯＦＤＭシステムにおいてドップラスプレッドの効果を低減するソリューションが説明される。このソリューションは、異なったユーザは、典型的には、非常に異なった速度で移動しているであろうという事実、従って、ユーザの被るＩＣＩの程度も相当大きな変動を持つであろうという事実、に基づいている。ＩＣＩはユーザが比較的高速で移動していることによって生じるので、どのユーザがＩＣＩを被り、どのユーザがそうでないのかを決めることは容易である。それぞれのユーザにサブキャリアを割り当てるときに、この情報を用いることによって、それぞれのユーザが一連の連続したサブキャリアを割り当てられた場合に比べて、ずっと効率のよい電力制御が可能である。

ここで説明するソリューションは、ＯＦＤＭが用いられ、用いられるサブキャリアは２人以上のユーザで共用される場合に関している。とくに、このソリューションは、信号が基地局から異なった複数のユーザに送信されるときには、ユーザは非常に異なったドップラ効果を受けるかも知れないという事実を考慮に入れることを提案している。このソリューションは、速い速度で移動するユーザは、遅い速度で移動するユーザよりも高いＩＣＩを受けるであろうという事実に関わる効果を実効的に考慮している。ある特定の周波数ビンで受けるＩＣＩは、最も近接するサブキャリアからの漏れによって引き起こされるので、もしユーザに連続したサブキャリア（ＦＦＴのビン）が割り当てられれば、出力電力を上げることは、実質的にはＩＣＩに影響を与えない。従って本発明では、それぞれのユーザに対するサブキャリアの割り当ては、それぞれのユーザはそれぞれ異なったドップラ効果を受けているということを考慮に入れて行うことを提案している。特に、情報を運ぶサブキャリアで、高いドップラレベルを持つユーザのものと、低いドップラレベルを持つユーザのものとが、インターリーブ配置されるようにサブキャリアを割り当てる、という方法が開示される。ある特定のサブキャリアへのＩＣＩの主な原因は、周波数が最も近接したサブキャリアからくるので、ＩＣＩを軽減する手段として、電力制御を用いることができる。ここに開示される方法は、ユーザの間に生ずる全部のＩＣＩを、広く分布させることによりシステムの動作性能を改善するという柔軟な手段であると見ることができる。

開示する方法を説明しやすくするため、最初は、２人のユーザがチャネルを通して通信をしていて、片方のユーザは速い速度で移動をしており、他方のユーザは基本的には静止している場合を想定する。

利用可能なサブキャリアを２人のユーザに分配する１つの方法は、図１０に示すように、下半分の周波数をユーザ１に割り当て、上半分の周波数をユーザ２に割り当てる方法であろう。すると、高速で移動しているユーザ１が受信するスペクトルは、図９に示すようなものになるであろう。しかし、左端から４つのサブキャリア周波数がサブキャリアとして判断されるであろう。一方、静止しているユーザ１の受信するスペクトルは、図６に示すようなものになるであろう。しかし、右端から４つのサブキャリア周波数がサブキャリアとして判断されるであろう。このように、ユーザ２に対しては直交性が保持されるが、ユーザ１に対しては保持されない。利用可能なスペクトルを２人のユーザに分配する方法として、この方法は、従来技術であると考えられる。

本開示の中では、上記の方法ではなく、図１３に示すように、２つ目ごとのサブキャリアをユーザ１が用い、残りをユーザ２が用いるという分配の方法が提案される。受信スペクトルは、先と同じように、それぞれ図９と図６になるが、この場合には２つ目ごととのサブキャリア周波数が受信機の中でサブキャリアとして判断される。明らかなように、ユーザ２に対してと同様にユーザ１に対してもサブキャリア間の直交性が保持されていれば、これまでの２つの解は同様であるだろう。しかし、下記で述べるように、ユーザ１に対しては直交性が維持されないが、電力制御を利用することができるので、この場合は、上記の場合とは異なっている。

ＩＣＩのレベル、従って、信号対雑音比（ＳＮＲ）は次のようにして算出できる。簡単のために、どちらのユーザも変調方式として６４−ＱＡＭを用いること、実効ＳＮＲ、すなわち、受信機でのＳＮＲ、として、例えば、２５ｄＢが必要であることを仮定する。さらに簡単のため、熱雑音は無視できて、２人のユーザの動作性能はＩＣＩだけで決まると仮定する。多くの場合はこの条件が満足され、この場合は、実効ＳＮＲは次式のようになる。

ここに、ｆ_Ｄは正規化ドップラ周波数、すなわち、ドップラ周波数をサブキャリア周波数間隔で割ったものである。図１６は実効ＳＮＲを正規化ドップラ周波数の関数として示したものである。ＳＮＲに関する上記の公式は、希望信号の電力を正規化すれば、ＩＣＩのレベルが

であるという事実から直ちに導かれる。

さらに、ユーザ１はかなりの速度、例えば、正規化ドップラ周波数でｆ_Ｄ＝０．０６の速度で移動しており、ユーザ２は静止していてｆ_Ｄ＝０であると仮定する。

全周波数帯域が、従来技術に従って２人のユーザに割り当てられているとする。すなわち、サブキャリアが図１０に示す形で２人のユーザに分配されているとする。このときはユーザ１のＳＮＲは約２２ｄＢになり、仮定では２５ｄＢが必要であるとしているので、ユーザ１は６４−ＱＡＭ信号を受信することができない。一方、ユーザ２では、動作性能を限定するドップラ効果がないので、６４−ＱＡＭ信号を容易に受信することができる。ユーザ１の低いＳＮＲは、ほとんど完全に自らの作り出すＩＣＩによるものである（ユーザ１のサブキャリアの近傍にあるユーザ２のサブキャリアの数は少ない）ことに注目することができる。今後、ユーザが自分で作り出す干渉を、自己干渉と呼ぶことにする。自己干渉に関する問題点は、自己干渉は希望信号の電力に比例しており、この場合には電力制御が役に立たないという点である。図１１は、ユーザ１とユーザ２に割り当てられたサブキャリアの電力レベルを示す。ユーザ１に割り当てられたサブキャリアの電力レベルは、ユーザ２に割り当てられたサブキャリアの電力よりも高く設定されている。図１２は、ユーザ１によって受信されたスペクトルであり、自己干渉があるために、電力制御を施してもユーザ１のＳＮＲが改善しないことが容易に分かる。

次に、本提案の方法、すなわち、２つごと（１つおき）のサブキャリアを、それぞれ２人のユーザに交互に割り当てる場合を考える。データが２人のユーザに同じ電力レベルで送信されるとすれば、事情は、ユーザ１は６４−ＱＡＭの受信をできないがユーザ２はできるという、以前の場合と同じである。ここでの相違は、ユーザ１に対するＩＣＩの主な原因はユーザ２によって作られ、したがって、電力制御が役に立つ解であるかも知れなという示唆が得られることである。ここで提案している接続方法でのユーザ１に対する干渉レベルは、正確に下記の式によって算出されることを示される。

ここに、Ｐ_１とＰ_２は、それぞれ、ユーザ１とユーザ２の電力である。式（３）を参照すると、ユーザが等しい電力で送信している場合には、干渉レベルは式（２）と同じであることが容易に知れる。しかし、ユーザ１に対するＳＮＲは、

で表されるので、Ｐ_１＞＞Ｐ_２とすれば、ユーザ２による干渉レベルが１／４に減少（６ｄＢ減少）することがわかる。特に、もし、Ｐ_１＝Ｐ_２／３とすれば、Ｉ_１は３ｄＢ減少し、ユーザ１のＳＮＲは２５ｄＢとなり、それにより６４−ＱＡＭを受信できるようになる。明らかに、ＩＣＩの問題の解決の可能性は、２人のユーザが隣接したサブキャリアを用いないことから由来する。

図１４は、サブキャリアが１つおきに２人のユーザに用いられた場合で、ユーザ１に割り当てられたサブキャリアの電力が、ユーザ２に割り当てられたサブキャリアの電力よりも高く設定されている場合を示す。図１５はユーザ１により受信されるスペクトルであり、ユーザ１に用いられているそれぞれのサブキャリアに近接したサブキャリアの電力がより低いレベルに設定されている。これにより、電力制御によってユーザ１のＳＮＲが増加することが容易に分かる。

上記の説明では、信号はチャネルを通して２人のユーザにだけ送信されていて、片方のユーザは高速度で移動しており、他方のユーザは基本的には静止していると仮定していた。以下では、より一般的な場合を検討する。そのために以下の定義を導入する。

・Ｎ_ＦＦＴは用いられるサブキャリアの数である（通常、ＦＦＴのサイズと比べて幾分か小さい値である）。

・Ｎ_ｕはチャネルに同時に接続しているユーザの数である（全体でＮ_ＦＦＴ以下のサブキャリアを用いている）。

・ＳＮＲ_ｎ＝Ｓ_ｎ／（Ｎ_ｎ＋Ｉ_ｎ）は、ユーザｎが経験する信号対雑音比である。ここに、Ｓ_ｎは希望信号の電力、Ｎ_ｎは熱雑音電力、Ｉ_ｎはドップラスプレッドによる干渉である。

理想的な場合のＯＦＤＭシステムにおいては、異なった周波数の直交性が保証されているので、電力制御の使用はそれぞれの伝搬路（パス）の損失を補償するためだけに選択してよい。または、サブキャリア間の直交性の失われることにつながる不完全性に対してシステムをよりロバストにするために、全てのユーザに同じ電力で送信してもよいだろう。

しばしば、ＩＣＩの影響を考えるときに、全てのサブキャリアによって生ずる全ＩＣＩが考慮される。これは、全てのサブキャリアに関して総和を取ることにより求められ、その結果は下式のようになる（ここでも単位電力が仮定されている）。

ここに、総和インデックスｋは（周波数ビンの数での）距離に対応している、また、ｆ_Ｄは、正規化ドップラ周波数である。上添え字（１）は、用いられるサブキャリアの間のビンでの距離を示す。

１人のユーザだけが２つ目ごと（１つおき）の周波数ビンにて送信をする場合は、自己干渉は下式で表される。

同様に、ｍ個目ごとのビンに割り当てられるユーザに関しては下式で与えられる。

図１７は、用いられるサブキャリアのビン間の距離の関数として表した自己干渉を示す。図より、ビンを離して割り当てることにより自己干渉が減少すること分かる。このように、上式（または図１７）を参照することにより、孤立したユーザに対しては、隣接したサブキャリアを割り当てず、ある程度距離の離れたサブキャリアを割り当てることにより、動作性能を改善することができる。

あるユーザから他のユーザに対する（平均）干渉量に関しては、一般的な場合は、上記のように簡単には説明できない。すなわち、Ｉ^（１）の何倍という表現にはならない。しかしながら、ユーザｋの受ける干渉量は、全てのビンの上にあるユーザｎがユーザｋに与える干渉量の合計（使用されている全てのビンからの合計）であると考えるのが分かりやすい。以下でＩ^{（ｋ；ｎ）}は、双方のユーザが同じ電力で送信している場合の干渉量を示す（Ｉ^{（ｋ；ｎ）}は”漏れ係数”と見ることができ、漏れが動作性能に及ぼす影響もまた双方のユーザの（相対）電力による）。

可能であれば利用可能な周波数の総数を用いるべきであるので、帯域の中の全てのサブキャリアが他のユーザに使用されていて、しかもなお、全体としてシステム全体の効率を損なうことがない、という条件で考えることが大切である。

これを達成する１つのアルゴリズムを以下で説明する（簡単のために雑音項を無視する）。そのフローチャート１００を図１８に示す。

１．ステップ１０１においてそれぞれのユーザが受けるドップラ効果を推定する。ステップ１０２においてそれぞれのユーザにサブキャリアを割り当てる。サブキャリアを割り当てる方法は、先ず最も高いドップラレベルを持つユーザから始めて、次に２番目に高いドップラレベルを持つユーザ、というように、次々と各ユーザにサブキャリアを割り当てて行き、全てのサブキャリアを全てのユーザに割り当てる。電力制御を効率よく行うために、上記で説明したように、それぞれのユーザにはサブキャリアを十分に離して割り当てることにより、自己干渉を十分に低くしなければならない。

２．ステップ１０３において、それぞれのユーザが受けるＩＣＩを下式により推定する。

ここに、Ｉ^{（ｋ；ｎ）}は上記で定義したユーザｎからユーザｋへの漏れ係数を示す。

３．ステップ１０４において、それぞれのユーザが得る信号対雑音比を下式により推定する。

４．ステップ１０５において、ユーザのＳＮＲ_ｋとＩ_ｋに基づき、動作性能を極力よくするようにＰ_ｋを更新する。動作性能を評価する基準は、例えば、チャネルに接続しているＮ_ｕユーザに対する全データレートでもよいし、または、チャネルに接続できるユーザ数（極力多い方がよい）でもよい。

図１９は、推定された２人のユーザに対するドップラ周波数ｆ_Ｄ，１とｆ_Ｄ，２に従って、割り当て装置２０、および電力制御装置２１の中で、ユーザ１とユーザ２のデータ信号に対してどのようにサブキャリアを割り当てるか、および、どのように信号の電力を設定するかを示している。この場合、データは２人のユーザからのみ送信されると仮定している。

それぞれ個々のユーザに対するドップラ効果の推定に基づいて、それぞれのユーザが、他のユーザから受けるＩＣＩが算出される。高いドップラレベルによって、または他のユーザの電力が大きすぎるが故に、非常に高いＩＣＩを受けるユーザに対しては、他のユーザからのＩＣＩを低減するために、サブキャリアの距離を大きくする。または、代替として、電力を増加させる。他のユーザを助けるために、ゆっくりと移動するユーザに対しては、ＩＣＩレベルが上昇していないかを調べる。もし上昇しているのであれば、ゆっくりと移動するユーザの動作性能を損なわないようにしながら、他のユーザの電力を増加させることもあり得る。可能な限りの最良な動作性能が得られるように、例えば、ユーザの全処理量が最大または遅延時間が最小になるように、アルゴリズムは実行される。ユーザが受けるドップラ効果は、送信機側で推定され、割り当て装置２０へ直接供給されてもよいし、または、遠隔の受信機で推定され、その情報が送信機側に送り返されてもよい。その送り返された情報は割り当て装置２０に供給される。

上記のアルゴリズムに関して、注意事項として以下の事項を挙げることができる。サブキャリアの割り当てかたについて、このうちの幾つかの考え方が取り入れられてもよい。例えば、
・それぞれのユーザのサブキャリアは、極力遠くに離して置くようにする。すなわち、ユーザのサブキャリアは、自己干渉を最小にするために、全周波数帯域に拡散させる。

・それぞれのユーザのサブキャリアは、自己干渉が十分に減衰することを保証できるように、必要なだけ遠くに離して置くようにする。

・ユーザは、”高いドップラ効果を受けるユーザ”と”低いドップラ効果を受けるユーザ”とに分類することができる。そして、電力制御が確実に有効に作用するように、２つのグループのユーザに対してインターレース配置でサブキャリアを割り当てるようにする。

・例えば、あまりにも多くのユーザが非常に大きなドップラレベルを持つが故に、全てのユーザがチャネルに接続できないかもしれない。その場合には、サブキャリアの割り当てかたは、１つのＯＦＤＭシンボルから次のＯＦＤＭシンボルへと変えて割り当ててもよい。すなわち、１ユーザが１サブキャリアの全てのシンボルを占有するのではなくて、ユーザ間に実効的な時分割の考え方を採用してもよい。

それぞれ個々のユーザに対するＳＮＲを推定する方法に関して、これまでに述べた方法は、例えば、雑音のような、他の擾乱の効果を含む場合にも容易に拡張できるであろう。その他の擾乱の効果は、下式のように、ユーザｋの雑音の項Ｎ_ｋに実効的に含めて考えてもよい。

上記で述べたように、それぞれ個々のユーザの受けるドップラ効果は、ユーザからのアップリンクでの送信に基づいて基地局で推定することができる。これは図２０に示されている。ここで、ＩＦＦＴ１２から供給されるダウンリンクの信号は、基地局の送信機２２から、ユーザ１の受信機２５とユーザ２の受信機２７へ送信される。一方、ユーザ１の送信機２６とユーザ２の送信機２８から送信されるアップリンクの信号は、基地局の受信機２３により受信される。ドップラ推定装置２４では、受信したアップリンクの信号に基づいて２人のユーザのドップラレベルを推定する。そしてその推定結果は、ダウンリンクでの伝送でユーザが受けるドップラ効果を表現する値として、割り当て装置２０と電力制御装置２１の中で用いられる。このようにこの方法では、ユーザのドップラレベルに関する情報は、移動局から基地局に送信する必要はない。このことは、基地局と移動局の２つの送受信機の相対速度は相反的であるという事実を利用している。しかし、アップリンクとダウンリンクでの伝送は異なった周波数を用いているかもしれないので、チャネルは相反的でない可能性はある。

代替の構成として、ドップラ推定装置は、ダウンリンクの伝送においてユーザが受けるドップラレベルを推定するために、それぞれの移動局の中に設けられてもよい。これは図２１に示されている。ここに、ドップラ推定装置３２と３３は、それぞれユーザ１とユーザ２が受けるドップラレベルを推定する。推定されたドップラレベルに関する情報は、移動局の送信機２６と２８、および基地局の受信機２３を通して基地局に送信される。それぞれ個々のユーザに対するドップラレベルに関する情報はレジスタ３４に記憶され、割り当て装置２０と電力制御装置２１の中で用いることができる。

ドップラスプレッドは種々の方法で推定されてもよいであろう。通常用いられる方法は、受信信号があるレベルを横切る回数を計測する方法である。これは、例えば、最初に受信電力の平均値を推定し、その後に受信電力がこの平均値を何度下回ったかを計数する方法である。毎秒あたりのこの生起回数はドップラスプレッドに比例している。代替の方法として、たとえば、チャネルの実数部（チャネルは複素数である）を考慮し、この実数部が、毎秒何回正から負に変わるかを推定する。すなわち、複素平面の虚数軸を通過する毎秒あたりの回数を推定する方法である。ＯＦＤＭシステムに対しては、いくつかのサブキャリアの上で送信されるパイロットシンボルを用いて行われてもよいであろう。

ここで説明したソリューションは、ダウンリンクにおけるサブキャリアを割り当てる方法に対して柔軟性を与えるものである。あるユーザに割り当てるサブキャリアは、そのユーザ対して推定されたドップラ効果が高いほど、周波数間隔をより大きく離して割り当てる。必要なサブキャリアの間隔に基づいて、（ドップラレベルの高いユーザに対して）時分割の考え方を取り入れてもよい。時分割の考え方を導入することにより、実効的に十分なサブキャリアの間隔を得ることができる。ＯＦＤＭ多元接続システムにおいては、それぞれ個々のサブキャリアは、少なくとも部分的には、それぞれのユーザのドップラ効果に基づいて割り当てられる。これにより、ＩＣＩを軽減する電力制御に対する効率的な手段を得ることが可能になる。ここで開示された方法は、それぞれのユーザは非常に異なったドップラレベルを持っている場合でも、ＩＣＩをユーザ全体に等しく分布させる手段であると考えることができる。

これまで、本発明の種々の実施形態が、説明され示されたが、本発明はそれらに限定されるものではなく、特許請求の範囲に明記した本発明の視野の中で、その他の形態においても実施が可能である。

基地局と移動局の間におけるマルチパスの一例を示す図である。 マルチパスを持つチャネルに対する電力遅延プロファイルの一例を示す図である。 ＯＦＤＭシステムの送信機と受信機の中で用いられる逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）と高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のブロックを示す図である。 単一のサブキャリアに対するフーリエ変換を示す図である。 図４のフーリエ変換の振幅スペクトルを示す図である。 ８つの直交サブキャリアに対する合成振幅スペクトルを示す図である。 それぞれのＯＦＤＭシンボルへのガードインターバルの挿入を示す図である。 ドップラスプレッドによって図５に示すスペクトルがどのような影響を受け得るかの一例を示す図である。 ドップラシフトとドップラスプレッドによって図６に示すスペクトルがどのような影響を受け得るかの一例を示す図である。 従来技術による２ユーザに対するサブキャリアの割り当ての一例を示した図である。 図１０に従って割り当てられたサブキャリアに対する電力制御の使用を示す図である。 図１１に対応した受信スペクトルを示す図である。 ２ユーザに対するサブキャリアの割り当ての別の一例を示す図である。 図１３に従って割り当てられたサブキャリアに対する電力制御の使用を示す図である。 図１４に対応した受信スペクトルを示す図である。 実効的な信号対雑音比を正規化ドップラ周波数の関数として示す図である。 自己干渉を割り当てられたビンの距離の関数として示す図である。 推定されたドップラ効果に従ったサブキャリアの割り当てと電力制御を示す流れ図である。 推定されたドップラ効果に従って、２ユーザのデータ信号がどのようにサブキャリアに割り当てられ電力制御が行われるかを示す図である。 基地局におけるドップラ効果の推定のしかたを示す図である。 移動局におけるドップラ効果の推定のしかたを示す図である。

Claims (20)

1. 直交周波数分割多重を用いる無線通信システムにおいて１つの送受信機から少なくとも２つの遠隔送受信機へデジタルデータシンボルを送信する方法であって、多数の利用可能なサブキャリアが前記遠隔送受信機の間で共用されており、該方法は、
   ・前記遠隔送受信機が経験しているドップラ効果の強度に関する情報を提供するステップ（１０１）と、
   ・ドップラ効果の強度に関する前記情報に依存して前記遠隔送受信機の各々にサブキャリアを割り当てるステップ（１０２）と、
   ・ドップラ効果の強度に関する前記情報に依存して前記遠隔送受信機の各々に送信する電力レベルを制御するステップ（１０３，１０４，１０５）と、
   を含み、
   電力レベルを制御する前記ステップは、
   ・ドップラ効果の強度に関する前記情報から前記遠隔送受信機の各々で経験されるキャリア間干渉のレベルを推定するステップ（１０３）と、
   ・推定されたキャリア間干渉のレベルから前記遠隔送受信機の各々の信号対雑音比を推定するステップ（１０４）と、
   ・推定された信号対雑音比に基づいて前記遠隔送受信機の各々に送信する電力レベルを更新するステップ（１０５）と、
   を含むことを特徴とする方法。
2. サブキャリアを割り当てる前記ステップは、
   比較的小さなドップラ効果の強度を経験している遠隔送受信機に割り当てられた少なくとも１つのサブキャリアにより、比較的大きなドップラ効果の強度を経験している遠隔送受信機に割り当てられた複数のサブキャリアを分割するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. サブキャリアを割り当てる前記ステップは、
   ・最も大きなドップラ効果の強度を経験している遠隔送受信機にサブキャリアを割り当てるステップと、
   ・２番目に大きなドップラ効果の強度を経験している遠隔送受信機にサブキャリアを割り当てるステップと、
   ・全てのサブキャリアが割り当てられるまで、次に大きなドップラ効果の強度を経験している遠隔送受信機にサブキャリアを繰り返し割り当てるステップと、
   を含むことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
4. サブキャリアを割り当てる前記ステップは、
   前記遠隔送受信機の各々に対する複数のサブキャリアを可能な限り分割するステップを含むことを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の方法。
5. サブキャリアを割り当てる前記ステップは、
   受信部における自己干渉量が所定の限界値以下に保持される範囲で、前記遠隔送受信機の各々に対する複数のサブキャリアを分割するステップを含むことを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の方法。
6. サブキャリアを割り当てる前記ステップは、
   ・複数の遠隔送受信機を、比較的大きなドップラ効果の強度を経験している第１の遠隔送受信機グループと比較的小さなドップラ効果の強度を経験している第２の遠隔送受信機グループとに分類するステップと、
   ・前記第１の遠隔送受信機グループに割り当てられたサブキャリアと前記第２の遠隔送受信機グループに割り当てられたサブキャリアとをインターレース配置するステップと、
   を含むことを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の方法。
7. 電力レベルを更新する前記ステップは、
   推定された信号対雑音比が所定の参照値を下回る遠隔送受信機に送信する電力レベルを増大するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. ドップラ効果の強度に関する情報を提供する前記ステップは、
   前記遠隔送受信機から受信したデジタルデータシンボルから前記送受信機内で前記強度を推定するステップを含むことを特徴とする請求項１乃至７の何れか一項に記載の方法。
9. ドップラ効果の強度に関する情報を提供する前記ステップは、
   前記遠隔送受信機から前記情報を受信するステップを含むことを特徴とする請求項１乃至７の何れか一項に記載の方法。
10. 無線通信システムにおいて少なくとも２つの遠隔送受信機へデジタルデータシンボルを送信する送受信機であって、該送受信機は直交周波数分割多重を用い、多数の利用可能なサブキャリアが前記遠隔送受信機の間で共用されており、該送受信機は、
    ・前記遠隔送受信機が経験しているドップラ効果の強度に関する情報を提供する回路（２４；３４）と、
    ・ドップラ効果の強度に関する前記情報に依存して前記遠隔送受信機の各々にサブキャリアを割り当てる割り当て部（２０）と、
    ・ドップラ効果の強度に関する前記情報に依存して前記遠隔送受信機の各々に送信する電力レベルを制御する電力制御部（２１）と、
    を含み、
    前記電力制御部（２１）は、
    ・ドップラ効果の強度に関する前記情報から前記遠隔送受信機の各々で経験されるキャリア間干渉のレベルを推定し、
    ・推定されたキャリア間干渉のレベルから前記遠隔送受信機の各々の信号対雑音比を推定し、
    ・推定された信号対雑音比に基づいて前記遠隔送受信機の各々に送信する電力レベルを更新する、
    よう構成されることを特徴とする送受信機。
11. 前記割り当て部（２０）は、
    比較的小さなドップラ効果の強度を経験している遠隔送受信機に割り当てられた少なくとも１つのサブキャリアにより、比較的大きなドップラ効果の強度を経験している遠隔送受信機に割り当てられた複数のサブキャリアを分割するよう構成されることを特徴とする請求項１０に記載の送受信機。
12. 前記割り当て部（２０）は、
    ・最も大きなドップラ効果の強度を経験している遠隔送受信機にサブキャリアを割り当て、
    ・２番目に大きなドップラ効果の強度を経験している遠隔送受信機にサブキャリアを割り当て、
    ・全てのサブキャリアが割り当てられるまで、次に大きなドップラ効果の強度を経験している遠隔送受信機にサブキャリアを繰り返し割り当てる、
    よう構成されることを特徴とする請求項１０または１１に記載の送受信機。
13. 前記割り当て部（２０）は、
    前記遠隔送受信機の各々に対する複数のサブキャリアを可能な限り分割するよう構成されることを特徴とする請求項１０乃至１２の何れか一項に記載の送受信機。
14. 前記割り当て部（２０）は、
    受信部における自己干渉量が所定の限界値以下に保持される範囲で、前記遠隔送受信機の各々に対する複数のサブキャリアを分割するよう構成されることを特徴とする請求項１０乃至１２の何れか一項に記載の送受信機。
15. 前記割り当て部（２０）は、
    ・複数の遠隔送受信機を、比較的大きなドップラ効果の強度を経験している第１の遠隔送受信機グループと比較的小さなドップラ効果の強度を経験している第２の遠隔送受信機グループとに分類し、
    ・前記第１の遠隔送受信機グループに割り当てられたサブキャリアと前記第２の遠隔送受信機グループに割り当てられたサブキャリアとをインターレース配置する、
    よう構成されることを特徴とする請求項１０乃至１２の何れか一項に記載の送受信機。
16. 前記電力制御部（２１）は、
    推定された信号対雑音比が所定の参照値を下回る遠隔送受信機に送信する電力レベルを増大することにより電力レベルを更新するよう構成されることを特徴とする請求項１０に記載の送受信機。
17. ドップラ効果の強度に関する情報を提供する前記回路（２４）は、
    前記遠隔送受信機から受信したデジタルデータシンボルから前記強度を推定するよう構成されることを特徴とする請求項１０乃至１６の何れか一項に記載の送受信機。
18. ドップラ効果の強度に関する情報を提供する前記回路（３４）は、
    前記遠隔送受信機から前記情報を受信するよう構成されることを特徴とする請求項１０乃至１６の何れか一項に記載の送受信機。
19. コンピュータに請求項１乃至９の何れか一項に記載の方法を実行させるためのコンピュータプログラム。
20. コンピュータに請求項１乃至９の何れか一項に記載の方法を実行させるためのコンピュータプログラムを記録したコンピュータ可読の記録媒体。

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