JP4971833B2

JP4971833B2 - Isolated DC-DC converter

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Publication number: JP4971833B2
Application number: JP2007051417A
Authority: JP
Inventors: ユウジイナバクラウジオ; 耕二五月女; 徹染谷
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2007-03-01
Filing date: 2007-03-01
Publication date: 2012-07-11
Anticipated expiration: 2027-03-01
Also published as: JP2008220000A

Description

本発明は、昇圧型又は降圧型の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、スイッチング損失を低減することのできる絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。 The present invention relates to a step-up or step-down type isolated DC-DC converter, and more particularly to an isolated DC-DC converter that can reduce switching loss.

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、パワートランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のスイッチング素子をＰＷＭ動作させて電圧の変換を行う形式のものがあり、幅広い分野で使用されている。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは電子機器の省電力化、小型化及び高性能化に伴い、一層の低損失、高効率及び低ノイズ化が望まれており、特に、ＰＷＭ動作に伴うスイッチング損失やスイッチングサージの低減が望まれている。 Insulation type DC-DC converters are of a type that performs voltage conversion by PWM operation of switching elements such as power transistors, IGBTs, and FETs, and are used in a wide range of fields. Insulation-type DC-DC converters are required to have further low loss, high efficiency and low noise as power saving, miniaturization and high performance of electronic devices. In particular, switching loss and switching due to PWM operation are desired. Reduction of surge is desired.

このようなスイッチング損失、スイッチングサージを低減させる技術のひとつにソフトスイッチング技術があり、例えばインダクタ、スイッチング素子、ダイオードを備えた一般的な昇降圧型絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにスイッチング損失を低減するための補助回路を付加したものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。 One of the technologies for reducing such switching loss and switching surge is soft switching technology. For example, a common buck-boost type isolated DC-DC converter including an inductor, a switching element, and a diode is used to reduce the switching loss. A device to which an auxiliary circuit is added has been proposed (see, for example, Patent Document 1).

また、フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング素子をオンにさせることでトランスの１次側コイルに電力を蓄えた後、スイッチング素子をオフにしてトランスに蓄えられた電力を２次側コイルから放出し、整流回路を介して直流電圧を出力する。このようなフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング素子を２つ備え、該スイッチング素子のスイッチング損失を低減する技術が提案されている（例えば、特許文献２参照）。 In a flyback type DC-DC converter, power is stored in the primary coil of the transformer by turning on the switching element, and then the power stored in the transformer is turned off from the secondary coil by turning off the switching element. It discharges and outputs a DC voltage through a rectifier circuit. In such a flyback type DC-DC converter, a technique of providing two switching elements and reducing the switching loss of the switching elements has been proposed (for example, see Patent Document 2).

次に、従来回路における代表的なスイッチング損失について図１２を参照しながら説明する。 Next, typical switching loss in the conventional circuit will be described with reference to FIG.

ここで、ソフトスイッチングは、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)又はＺＣＳ(Zero Current Switching)を実現するためのスイッチング方式であり、パワー半導体デバイスのスイッチング損失やそれに与えるストレスが低い。これに対してパワー半導体デバイスの持つスイッチング機能により電圧・電流を直接ターンオン・オフするスイッチング方式はハードスイッチングと称されている。以下の記述においてはＺＶＳ／ＺＣＳの双方もしくはその一方が実現されている方式をソフトスイッチング、それ以外をハードスイッチングという。 Here, soft switching is a switching method for realizing ZVS (Zero Voltage Switching) or ZCS (Zero Current Switching), and has low switching loss and stress applied to the power semiconductor device. On the other hand, a switching method in which the voltage / current is directly turned on / off by the switching function of the power semiconductor device is called hard switching. In the following description, a method in which both or one of ZVS / ZCS is realized is called soft switching, and the other is called hard switching.

図１２にパワー半導体デバイスとしてのＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)のスイッチング時の電圧／電流波形を示し、実線９２０は電圧、破線９２２は電流である。ＩＧＢＴは、パワーＭＯＳ−ＦＥＴの高速スイッチング、電圧駆動特性と、バイポーラ・トランジスタの低飽和ＯＮ電圧特性をワンチップに構成したパワーデバイスである。しかし、このトランジスタ構造はターンオン動作時にＭＯＳ−ＦＥＴ構造より遅れてオンする。さらに、ＭＯＳ−ＦＥＴ構造のターンオフにより、蓄積された少数キャリアである正孔が流出する経路が遮断されるため、ターンオフが遅れ、テール電流９２４が生じる。このような特性からも分かるようにＩＧＢＴパワーデバイスのスイッチング特性では、スイッチ固有のターンオン時間、ターンオフ時間が存在するため、スイッチング時間において若干の電圧／電流の過度交差（ハッチング部参照）を生じスイッチング損失を発生している。 FIG. 12 shows a voltage / current waveform at the time of switching of an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) as a power semiconductor device. A solid line 920 is a voltage, and a broken line 922 is a current. The IGBT is a power device in which high-speed switching and voltage driving characteristics of a power MOS-FET and low saturation ON voltage characteristics of a bipolar transistor are configured on a single chip. However, this transistor structure is turned on later than the MOS-FET structure during the turn-on operation. Further, the turn-off of the MOS-FET structure blocks a path through which holes that are accumulated minority carriers flow out, so that the turn-off is delayed and a tail current 924 is generated. As can be seen from these characteristics, in the switching characteristics of the IGBT power device, there is a turn-on time and a turn-off time specific to the switch. Therefore, there is a slight voltage / current crossover (see hatching) in the switching time, resulting in switching loss. Is occurring.

このスイッチング損失はスイッチング時に熱として生じ、高周波化の妨げとなり、放熱フィンを含む冷却装置が大きくなり高周波化に伴い無視できない問題となってくる。これに加えて、電源−パワー半導体デバイス−負荷を結ぶ経路中には浮遊インダクタやキャパシタ受動回路素子やパワー半導体デバイスの寄生パラメータが存在するため、電圧、電流の遮断を行うスイッチング時にはこれらの寄生回路成分により図１２で示すようなサージ電圧９２６並びにサージ電流９２８が発生しパワー半導体デバイスに電圧・電流のピークストレスが発生する。 This switching loss is generated as heat at the time of switching, hinders high frequency operation, and the cooling device including the radiating fins becomes larger and becomes a problem that cannot be ignored with higher frequency. In addition, parasitic parameters of floating inductors, capacitor passive circuit elements, and power semiconductor devices exist in the path connecting the power supply, power semiconductor device, and load. The surge voltage 926 and surge current 928 as shown in FIG. 12 are generated depending on the components, and voltage / current peak stress is generated in the power semiconductor device.

また、出力容量の大きい大電力の制御を高効率に行うには単純な電圧・電流のターンオン・ターンオフいわゆるハードスイッチングでは不十分な場合がほとんどである。特に、サージ電流ｄｉ／ｄｔが高い場合にはＥＭＩノイズレベルが高く、雑音端子間電圧が広い周波数帯にわたって発生するため、場合によってノイズフィル夕を設けるなどの対策が必要となり、コストの増大のみならず大型化する。また、スイッチングによるｄｖ／ｄｔ及びｄｉ／ｄｔストレスの増大とスイッチング損失の増加により、負荷状態によってはパワー半導体デバイス固有のＳＯＡ(Safety Operation Area：安全動作領域)を超えることも予想されるため、装置の信頼性が必ずしも高くない。また、ｄｖ／ｄｔによる対地漏れ電流の発生やこれによる雑音端子間電圧の増大や、ｄｉ／ｄｔによるローパスフィルタリアクトルやトランス、ＡＣモータの巻線の絶縁破壊を引き起こす懸念がある。このため高周波スイッチング時には、電圧・電流サージがＳＯＡを超えることのないようにスナバ回路を設ける必要がある。しかしながら、スナバ回路により、スイッチング損失とサージによるｄｖ／ｄｔやｄｉ／ｄｔストレスは低減されるが、スナバ回路自身による損失が発生してしまうなどの問題が新たに発生してくる。こうして、スイッチング損失及び電圧・電流ストレスによる影響と、その対策として設けられるスナバ回路とノイズフィル夕の設計によるコスト増や損失発生が高周波スイッチング化によるメリットを打ち消す場合がある。このような背景からハードスイッチングからソフトスイッチング技術による電力変換装置の開発が行われている。 In addition, simple voltage / current turn-on / turn-off, so-called hard switching, is often insufficient for high-efficiency control of large power with a large output capacity. In particular, when the surge current di / dt is high, the EMI noise level is high, and the voltage between the noise terminals is generated over a wide frequency band. The size increases. In addition, due to an increase in dv / dt and di / dt stress due to switching and an increase in switching loss, it is expected that the power operating device (SOA) specific to the power semiconductor device will be exceeded depending on the load state. The reliability is not necessarily high. In addition, there is a concern that a ground leakage current due to dv / dt, an increase in voltage between noise terminals due to this, and a dielectric breakdown of a low-pass filter reactor, transformer, and AC motor winding due to di / dt may occur. For this reason, it is necessary to provide a snubber circuit so that the voltage / current surge does not exceed the SOA during high-frequency switching. However, the snubber circuit reduces dv / dt and di / dt stress due to switching loss and surge, but a new problem arises such as loss due to the snubber circuit itself. Thus, the effects of switching loss and voltage / current stress, and the increase in cost and loss caused by the design of the snubber circuit and noise filter provided as countermeasures may negate the advantages of high-frequency switching. From such a background, power converters using hard switching to soft switching technology are being developed.

特開２００５−１０２４３８号公報JP 2005-102438 A 特開昭６２−３７０６４号公報JP-A-62-37064

ところで、入力電圧を高くする場合で、スイッチング素子の耐電圧を超える入力電圧になるときには、スイッチング素子を直列に接続することにより、１つ当たりのスイッチング素子に加わる印加電圧を低減するとも思われる。しかしながら、単純にスイッチング素子を直列接続しただけでは、個々のスイッチング素子に特性のばらつきがあることからオン・オフタイミングがずれ、所定のスイッチング素子だけに入力電圧が直接に印加することがある。したがって、スイッチング素子の耐圧を必ずしも小さくすることはできない。 By the way, when the input voltage is increased and the input voltage exceeds the withstand voltage of the switching element, it is considered that the applied voltage applied to each switching element is reduced by connecting the switching elements in series. However, if the switching elements are simply connected in series, the characteristics of the individual switching elements vary and the on / off timing is shifted, and the input voltage may be applied directly only to the predetermined switching elements. Therefore, the breakdown voltage of the switching element cannot always be reduced.

一方、図１３に示すように、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ５００ａ及び５００ｂを電源５０２に対して直列に接続する回路によれば、スイッチング素子５０４ａ〜５０４ｄが直列状に接続されていることから、それぞれのスイッチング素子５０４ａ〜５０４ｄに印加される電圧は小さくなり、耐電圧の小さいものを用いることができる。 On the other hand, as shown in FIG. 13, according to the circuit in which a plurality of DC-DC converters 500a and 500b are connected in series to the power source 502, the switching elements 504a to 504d are connected in series. The voltage applied to the switching elements 504a to 504d is small, and a device with a low withstand voltage can be used.

しかしながら、２つのＤＣ−ＤＣコンバータ５００ａ及び５００ｂに対する入力電圧を等分させるために、入力側に高電圧用で、高容量の２つのキャパシタ５０６ａ及び５０６ｂが必要であって、基板面積が大きくなるとともに必要費用が高騰する。 However, in order to equally divide the input voltages for the two DC-DC converters 500a and 500b, two capacitors 506a and 506b for high voltage and high capacity are required on the input side, and the substrate area increases. Necessary costs rise.

本発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、高い入力電圧に対しても適用可能であって、しかも高電圧、高容量の部品点数を抑制し、且つスイッチング損失の少ない絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。 The present invention has been made in consideration of such problems, and can be applied to a high input voltage. Further, the present invention suppresses the number of high-voltage and high-capacity components and has low switching loss. An object is to provide a DC-DC converter.

本発明に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、トランスと整流回路とを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記トランスの１次コイルの両端に対してそれぞれにｘ個ずつ直列接続されたスイッチング素子と、前記トランスの１次側に前記スイッチング素子のそれぞれに対応して設けられた２ｘ個の巻線と、各前記スイッチング素子に対して並列接続され、スナバキャパシタが電源ライン側にとなるように該スナバキャパシタ及びスナバダイオードが直列接続されたスナバ回路と、前記スナバキャパシタ及び前記スナバダイオードの接続点に一端が接続された補助ダイオードとを有し、前記補助ダイオードの他端は前記巻線の一端に接続され、該巻線の他端は電源ラインに接続されていることを特徴とする。 The insulated DC-DC converter according to the present invention is an insulated DC-DC converter including a transformer and a rectifier circuit, and is connected in series to each of both ends of the primary coil of the transformer. Switching elements, 2x windings provided corresponding to the switching elements on the primary side of the transformer, and connected in parallel to the switching elements, and a snubber capacitor is connected to the power line side. A snubber circuit in which the snubber capacitor and the snubber diode are connected in series, and an auxiliary diode having one end connected to a connection point of the snubber capacitor and the snubber diode, and the other end of the auxiliary diode is connected to the winding. It is connected to one end of the wire, and the other end of the winding is connected to the power supply line.

このようにスイッチング素子を直列に接続することにより、高い入力電圧に対しても適用可能となる。また、入力電圧を等分させるための入力側に高電圧の複数のキャパシタ等が不要であり、高電圧用で高容量の部品を抑制することができる。さらに、スナバ回路によりスイッチング損失を低減させることができる。 Thus, by connecting the switching elements in series, it can be applied to a high input voltage. In addition, a plurality of high voltage capacitors or the like are not required on the input side for equally dividing the input voltage, and high-capacity components for high voltage can be suppressed. Furthermore, switching loss can be reduced by the snubber circuit.

この場合、前記１次コイルに直列接続された第１補助インダクタと、前記トランスの２次コイルに直列接続された第２補助インダクタとを有していてもよい。 In this case, a first auxiliary inductor connected in series to the primary coil and a second auxiliary inductor connected in series to the secondary coil of the transformer may be included.

また、前記補助ダイオードと前記巻線との間に共振インダクタを有していてもよい。 A resonance inductor may be provided between the auxiliary diode and the winding.

本発明に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、高い入力電圧に対しても適用可能であって、しかも高電圧、高容量の部品点数を少なくすることができる。また、スナバ回路によりスイッチング損失を低減させることができる。 The isolated DC-DC converter according to the present invention can be applied to a high input voltage, and the number of high-voltage and high-capacity components can be reduced. Moreover, the switching loss can be reduced by the snubber circuit.

以下、本発明に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータについて実施の形態を挙げ、添付の図１〜図９を参照しながら説明する。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, an insulated DC-DC converter according to the present invention will be described with reference to FIGS.

図１に示すように、本実施の形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、絶縁の昇降圧型であって、直流の電源１１の電圧を昇圧又は降圧して負荷Ｒに供給するものである。 As shown in FIG. 1, the isolated DC-DC converter 10 according to the present embodiment is an insulating step-up / step-down type that boosts or steps down the voltage of a DC power supply 11 and supplies it to a load R. .

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、入力側にプラス及びマイナス接続用のＴｉ１及びＴｉ２を有し、出力側にプラス及びマイナス接続用のＴｏ１及びＴｏ２を有している。 The isolated DC-DC converter 10 has positive and negative connection Ti1 and Ti2 on the input side, and has positive and negative connection To1 and To2 on the output side.

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、スイッチング機能部１２ａ、１２ｂ、１２ｃ及び１２ｄと、６巻線式の結合インダクタ１６と、整流回路１８と、第１回生ダイオード２０ａ及び第２回生ダイオード２０ｂとを有する。 The isolated DC-DC converter 10 includes switching function units 12a, 12b, 12c and 12d, a six-winding type coupled inductor 16, a rectifier circuit 18, a first regenerative diode 20a and a second regenerative diode 20b. .

スイッチング機能部１２ａ〜１２ｄは、説明の便宜上、複数の素子をまとめて表しているのであって、実回路上で明確に区画されているものではない。 The switching function units 12a to 12d collectively represent a plurality of elements for convenience of explanation, and are not clearly partitioned on an actual circuit.

結合インダクタ１６は、５つの１次インダクタ（巻線）１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ、１６ｄ、１６ｅと、１つの２次インダクタ１６ｆとを有する。４つの１次インダクタ１６ａ、１６ｂ、１６ｃ及び１６ｄは同じ向きに同じ巻線数で構成されている。１次インダクタ１６ａ及び１６ｂの一端はスイッチング機能部１２ａ及び１２ｂに接続され、他端はそれぞれマイナスライン（電源ライン）２４ｂに接続されている。１次インダクタ１６ｃ及び１６ｄの一端はスイッチング機能部１２ｃ及び１２ｄに接続され、他端はそれぞれプラスライン（電源ライン）２４ａに接続されている。１次インダクタ１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ及び１６ｅには、回路上に具体的な素子としては存在しないが、回路の特性によって発生する漏れインダクタ（共振インダクタ）２８ａ、２８ｂ、２８ｃ、２８ｄ及び２８ｅが直列状に存在する。２次インダクタ１６ｆについても、同様の漏れインダクタ２８ｆが直列に存在する。 The coupled inductor 16 includes five primary inductors (windings) 16a, 16b, 16c, 16d, 16d, and 16e, and one secondary inductor 16f. The four primary inductors 16a, 16b, 16c and 16d are configured with the same number of windings in the same direction. One end of the primary inductors 16a and 16b is connected to the switching function units 12a and 12b, and the other end is connected to the minus line (power supply line) 24b. One end of the primary inductors 16c and 16d is connected to the switching function units 12c and 12d, and the other end is connected to the plus line (power supply line) 24a. The primary inductors 16a, 16b, 16c, 16d, and 16e do not exist as specific elements on the circuit, but leak inductors (resonant inductors) 28a, 28b, 28c, 28d, and 28e generated due to the characteristics of the circuit. It exists in series. A similar leakage inductor 28f exists in series for the secondary inductor 16f.

漏れインダクタ２８ａ〜２８ｄだけではインダクタンスが十分でないと考えられる場合には、補助ダイオード３６ａ〜３６ｄと１次インダクタ１６ａ〜１６ｄとの間に共振インダクタを設けてもよい。これらの漏れインダクタ２８ａ〜２８ｄ及び共振インダクタによれば、後述する共振作用を奏し、エネルギーを有効利用することができる。 When it is considered that the inductance is not sufficient with only the leakage inductors 28a to 28d, a resonant inductor may be provided between the auxiliary diodes 36a to 36d and the primary inductors 16a to 16d. According to these leakage inductors 28a to 28d and the resonance inductor, the resonance action described later can be achieved and energy can be used effectively.

漏れインダクタ２８ｅについても直列に第１補助インダクタを設けてもよく、漏れインダクタ２８ｆについても直列に第２補助インダクタを設けてもよい。これらの補助インダクタによれば、１次電流及び２次電流の立ち上がり、立ち下がりを抑制し、サージの発生を防止することができる。 The first auxiliary inductor may be provided in series for the leakage inductor 28e, and the second auxiliary inductor may be provided in series for the leakage inductor 28f. According to these auxiliary inductors, the rise and fall of the primary current and the secondary current can be suppressed, and the occurrence of surge can be prevented.

１次インダクタ１６ａ、１６ｂ、１６ｃ及び１６ｄは、主にエネルギ損失の低減の作用を奏する。１次インダクタ１６ｅと２次インダクタ１６ｆは、結合インダクタ１６における変圧の主たる作用を奏する。 The primary inductors 16a, 16b, 16c, and 16d mainly have an effect of reducing energy loss. The primary inductor 16e and the secondary inductor 16f have the main function of voltage transformation in the coupled inductor 16.

スイッチング機能部１２ａ、１２ｂ、１２ｃ及び１２ｄには、順にスイッチング素子２２ａ、２２ｂ、２２ｃ及び２２ｄが設けられている。スイッチング素子２２ａ、２２ｂ、２２ｃ及び２２ｄは半導体素子であって、例えば、パワートランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のスイッチング素子が挙げられ、図示しないコントローラによってベース端子が駆動されＰＷＭ動作を行う。 Switching elements 22a, 22b, 22c and 22d are sequentially provided in the switching function units 12a, 12b, 12c and 12d. The switching elements 22a, 22b, 22c, and 22d are semiconductor elements, and examples thereof include switching elements such as power transistors, IGBTs, and FETs. A base terminal is driven by a controller (not shown) to perform a PWM operation.

スイッチング素子２２ａとスイッチング素子２２ｂは、プラスライン（一方の電源）２４ａと１次インダクタ１６ｅの一端との間に直列に接続されている。つまり、スイッチング素子２２ａのコレクタがプラスライン２４ａに接続され、スイッチング素子２２ａのエミッタとスイッチング素子２２ｂのコレクタが接続され、スイッチング素子２２ｂのエミッタが１次インダクタ１６ｅの一端に接続されている。スイッチング素子２２ａとスイッチング素子２２ｂとを第１直列接続部２６ａとも呼ぶ。 The switching element 22a and the switching element 22b are connected in series between the plus line (one power source) 24a and one end of the primary inductor 16e. That is, the collector of the switching element 22a is connected to the plus line 24a, the emitter of the switching element 22a and the collector of the switching element 22b are connected, and the emitter of the switching element 22b is connected to one end of the primary inductor 16e. The switching element 22a and the switching element 22b are also referred to as a first series connection portion 26a.

スイッチング素子２２ｃとスイッチング素子２２ｄは、マイナスライン（他方の電源）２４ｂと１次インダクタ１６ｅの他端との間に直列に接続されている。つまり、スイッチング素子２２ｃのコレクタが１次インダクタ１６ｅの他端に接続され、スイッチング素子２２ｃのエミッタとスイッチング素子２２ｄのコレクタが接続され、スイッチング素子２２ｄのエミッタがマイナスライン２４ｂに接続されている。スイッチング素子２２ｃとスイッチング素子２２ｄとを第２直列接続部２６ｂとも呼ぶ。 The switching element 22c and the switching element 22d are connected in series between the negative line (the other power source) 24b and the other end of the primary inductor 16e. That is, the collector of the switching element 22c is connected to the other end of the primary inductor 16e, the emitter of the switching element 22c and the collector of the switching element 22d are connected, and the emitter of the switching element 22d is connected to the minus line 24b. The switching element 22c and the switching element 22d are also referred to as a second series connection portion 26b.

第１直列接続部２６ａと１次インダクタ１６ｅの一端との接続部と、マイナスライン２４ｂとの間には第１回生ダイオード２０ａが設けられている。第１回生ダイオード２０ａは、マイナスライン２４ｂの側がアノードとなっている。 A first regenerative diode 20a is provided between a connection portion between the first series connection portion 26a and one end of the primary inductor 16e and the minus line 24b. The first regenerative diode 20a has an anode on the negative line 24b side.

第２直列接続部２６ｂと１次インダクタ１６ｅの他端との接続部と、プラスライン２４ａとの間には第２回生ダイオード２０ｂが設けられている。第２回生ダイオード２０ｂは、プラスライン２４ａの側がカソードとなっている。 A second regenerative diode 20b is provided between a connection portion between the second series connection portion 26b and the other end of the primary inductor 16e and the plus line 24a. The second regenerative diode 20b has a cathode on the positive line 24a side.

第１回生ダイオード２０ａ及び第２回生ダイオード２０ｂによれば、結合インダクタ１６のエネルギーを電源１１に回生することにより、エネルギーを有効利用することができる。 According to the first regenerative diode 20a and the second regenerative diode 20b, the energy can be effectively used by regenerating the energy of the coupled inductor 16 to the power source 11.

スイッチング機能部１２ａは、スイッチング素子２２ａと、該スイッチング素子２２ａと並列に設けられた逆導通ダイオード（又は寄生ダイオード）３０ａと、直列に接続されたスナバダイオード３２ａ及びスナバキャパシタ３４ａと、補助ダイオード３６ａとを有する。スナバキャパシタ３４ａとスナバダイオード３２ａはスナバ直列回路を形成している。 The switching function unit 12a includes a switching element 22a, a reverse conducting diode (or parasitic diode) 30a provided in parallel with the switching element 22a, a snubber diode 32a and a snubber capacitor 34a connected in series, and an auxiliary diode 36a. Have The snubber capacitor 34a and the snubber diode 32a form a snubber series circuit.

スイッチング素子２２ａは、コレクタが逆導通ダイオード３０ａのカソードに接続され、エミッタが逆導通ダイオード３０ａのアノードに接続されている。 The switching element 22a has a collector connected to the cathode of the reverse conducting diode 30a and an emitter connected to the anode of the reverse conducting diode 30a.

スナバキャパシタ３４ａは、プラスライン２４ａ側となるように接続されている。つまり、スナバダイオード３２ａのカソードは、スイッチング素子２２ａのエミッタに接続され、アノードはスナバキャパシタ３４ａの一端に接続されている。スナバキャパシタ３４ａの他端はスイッチング素子２２ａのコレクタ（つまりプラスライン２４ａ）に接続されている。 The snubber capacitor 34a is connected so as to be on the plus line 24a side. That is, the cathode of the snubber diode 32a is connected to the emitter of the switching element 22a, and the anode is connected to one end of the snubber capacitor 34a. The other end of the snubber capacitor 34a is connected to the collector of the switching element 22a (that is, the plus line 24a).

補助ダイオード３６ａのカソードは、スナバダイオード３２ａとスナバキャパシタ３４ａとの間に接続されている。補助ダイオード３６ａのアノードは漏れインダクタ２８ａを介して１次インダクタ１６ａの一端に接続されている。 The cathode of the auxiliary diode 36a is connected between the snubber diode 32a and the snubber capacitor 34a. The anode of the auxiliary diode 36a is connected to one end of the primary inductor 16a through the leakage inductor 28a.

スイッチング機能部１２ｂは、スイッチング機能部１２ａと同構成であることから、符号の添え字ａに代えて添え字ｂを付して表し、その詳細な説明を省略する。 Since the switching function unit 12b has the same configuration as that of the switching function unit 12a, the subscript b is attached instead of the subscript a, and detailed description thereof is omitted.

スイッチング機能部１２ｄは、スイッチング素子２２ｄと、該スイッチング素子２２ｄと並列に設けられた逆導通ダイオード（又は寄生ダイオード）３０ｄと、直列に接続されたスナバダイオード３２ｄ及びスナバキャパシタ３４ｄと、補助ダイオード３６ｄとを有する。スナバキャパシタ３４ｄとスナバダイオード３２ｄはスナバ直列回路を形成している。 The switching function unit 12d includes a switching element 22d, a reverse conducting diode (or parasitic diode) 30d provided in parallel with the switching element 22d, a snubber diode 32d and a snubber capacitor 34d connected in series, and an auxiliary diode 36d. Have The snubber capacitor 34d and the snubber diode 32d form a snubber series circuit.

スイッチング素子２２ｄは、コレクタが逆導通ダイオード３０ｄのカソードに接続され、エミッタが逆導通ダイオード３０ｄのアノードに接続されている。 The switching element 22d has a collector connected to the cathode of the reverse conducting diode 30d and an emitter connected to the anode of the reverse conducting diode 30d.

スナバキャパシタ３４ｄは、マイナスライン２４ｂ側となるように接続されている。つまり、スナバダイオード３２ｄのアノードは、スイッチング素子２２ｄのコレクタに接続され、カソードはスナバキャパシタ３４ｄの一端に接続されている。スナバキャパシタ３４ｄの他端はスイッチング素子２２ｄのエミッタ（つまりマイナスライン２４ｂ）に接続されている。 The snubber capacitor 34d is connected so as to be on the negative line 24b side. That is, the anode of the snubber diode 32d is connected to the collector of the switching element 22d, and the cathode is connected to one end of the snubber capacitor 34d. The other end of the snubber capacitor 34d is connected to the emitter (that is, the minus line 24b) of the switching element 22d.

補助ダイオード３６ｄのアノードは、スナバダイオード３２ｄとスナバキャパシタ３４ｄとの間に接続されている。補助ダイオード３６ｄのカソードは漏れインダクタ２８ｄを介して１次インダクタ１６ｄの一端に接続されている。 The anode of the auxiliary diode 36d is connected between the snubber diode 32d and the snubber capacitor 34d. The cathode of the auxiliary diode 36d is connected to one end of the primary inductor 16d through the leakage inductor 28d.

スイッチング機能部１２ｃは、スイッチング機能部１２ｄと同構成であることから、符号の添え字ｄに代えて添え字ｃを付して表し、その詳細な説明を省略する。 Since the switching function unit 12c has the same configuration as the switching function unit 12d, the switching function unit 12c is represented by adding a subscript c instead of the subscript d, and detailed description thereof is omitted.

整流回路１８は、整流用のダイオード４０と、平滑キャパシタ４２とを有する。平滑キャパシタ４２は２次インダクタ１６ｆに対して並列に接続されており、ダイオード４０は、２次インダクタ１６ｆの一端と平滑キャパシタ４２の一端との間に挿入されている。平滑キャパシタ４２としては、例えば電解キャパシタが用いられる。 The rectifier circuit 18 includes a rectifier diode 40 and a smoothing capacitor 42. The smoothing capacitor 42 is connected in parallel to the secondary inductor 16 f, and the diode 40 is inserted between one end of the secondary inductor 16 f and one end of the smoothing capacitor 42. As the smoothing capacitor 42, for example, an electrolytic capacitor is used.

なお、図１から明らかなように、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、入力電圧Ｖｉを等分させるためのキャパシタ（図１３のキャパシタ５０６ａ及び５０６ｂ参照）等は設けられていない。つまり、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、高電圧、高容量の部品は必要がない。これは、図１３のＤＣ−ＤＣコンバータ５００ａ及び５００ｂが入力側で直列接続、出力側で並列接続された回路とは異なり、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は全体として１つのコンバータを構成しているためである。 As is clear from FIG. 1, the insulation type DC-DC converter 10 is not provided with a capacitor (see capacitors 506a and 506b in FIG. 13) for equally dividing the input voltage Vi. That is, the insulated DC-DC converter 10 does not require high voltage and high capacity components. This is different from the circuit in which the DC-DC converters 500a and 500b of FIG. 13 are connected in series on the input side and in parallel on the output side, and the isolated DC-DC converter 10 constitutes one converter as a whole. Because.

１次インダクタ１６ｅと２次インダクタ１６ｆとの巻数比は、Ｒ₁＝ｎ２／ｎ１である。１次インダクタ１６ａと２次インダクタ１６ｆとの巻数比は、Ｒ₂＝ｎ３／ｎ１である。Ｒ₁＝Ｒ₂（つまりｎ２＝ｎ３）と設定してもよい。 The turn ratio between the primary inductor 16e and the secondary inductor 16f is R ₁ = n2 / n1. The turn ratio between the primary inductor 16a and the secondary inductor 16f is R ₂ = n3 / n1. R ₁ = R ₂ (that is, n2 = n3) may be set.

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０における各箇所における電流、電圧を次のように名称とその方向を規定する。 The name and direction of the current and voltage at each location in the insulated DC-DC converter 10 are defined as follows.

１次インダクタ１６ｅに流れる電流（つまり、１次電流）をｉ₁、２次インダクタ１６ｆに流れる電流（つまり、２次電流）をｉ₂とする。 The current flowing through the primary inductor 16e (that is, the primary current) is i ₁ , and the current flowing through the secondary inductor 16f (that is, the secondary current) is i ₂ .

プラスライン２４ａからスイッチング素子２２ａに流れる電流をｉ_s、スナバキャパシタ３４ａからプラスライン２４ａの方向に向かって流れる電流をｉ_cs、１次インダクタ１６ａから補助ダイオード３６ａに向かって流れる電流をｉ_lsとする。 The current flowing from the plus line 24a to the switching element 22a is i _s , the current flowing from the snubber capacitor 34a toward the plus line 24a is i _cs , and the current flowing from the primary inductor 16a to the auxiliary diode 36a is i _ls . .

電源１１の電圧をＶｉ、負荷Ｒに供給される電圧をＶｏとする。スナバキャパシタ３４ａの両端に生じる電圧をｖ_csとする。 The voltage of the power supply 11 is Vi, and the voltage supplied to the load R is Vo. A voltage generated across the snubber capacitor 34a is denoted by v _cs .

次に、このように構成される絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を用いた変圧の作用について説明する。 Next, the effect | action of the transformation using the insulation type DC-DC converter 10 comprised in this way is demonstrated.

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の変圧作用は、図２に示すようにモード０〜モード５の６つのモードに区分することができる。モード０〜モード５はこの順に繰り返し行われる。図２において、モード０は時刻ｔ０〜ｔ１、モード１は時刻ｔ１〜ｔ２、モード２は時刻ｔ２〜ｔ３、モード３は時刻ｔ３〜ｔ４、モード４は時刻ｔ４〜ｔ５、モード０は時刻ｔ５〜ｔ０である。 The transforming action of the isolated DC-DC converter 10 can be divided into six modes, mode 0 to mode 5, as shown in FIG. Mode 0 to mode 5 are repeated in this order. In FIG. 2, mode 0 is time t0 to t1, mode 1 is time t1 to t2, mode 2 is time t2 to t3, mode 3 is time t3 to t4, mode 4 is time t4 to t5, and mode 0 is time t5. t0.

変圧作用時には、スイッチング素子２２ａ〜２２ｄが同期したＰＷＭ動作を行う。なお、図３〜図８においては、電流の流れていない箇所、又は各モードの説明上特に重要でない箇所については破線で示す。各モードの説明では、スイッチング機能部１２ａ〜１２ｄのうち、代表的にスイッチング機能部１２ａの作用について述べる。スイッチング機能部１２ｂはスイッチング機能部１２ａと同極性、同作用を奏する。スイッチング機能部１２ｃ及び１２ｄは、スイッチング機能部１２ａに対して極性が逆であって、同作用を奏する。モード０の開始時（つまり、モード５の終了時）では、スナバキャパシタ３４ａに電荷が充電され、漏れインダクタ２８ａにエネルギーが蓄えられているものとする。 At the time of voltage transformation, the switching elements 22a to 22d perform a synchronized PWM operation. In FIGS. 3 to 8, portions where no current flows or portions that are not particularly important for explanation of each mode are indicated by broken lines. In the description of each mode, the operation of the switching function unit 12a is typically described among the switching function units 12a to 12d. The switching function unit 12b has the same polarity and the same action as the switching function unit 12a. The switching function units 12c and 12d are opposite in polarity to the switching function unit 12a and have the same effect. At the start of mode 0 (that is, at the end of mode 5), it is assumed that the snubber capacitor 34a is charged and energy is stored in the leakage inductor 28a.

図３に示すように、モード０ではスイッチング素子２２ａがオンになる。これにより、プラスライン２４ａ、スイッチング素子２２ａ、２２ｂ、漏れインダクタ２８ｅ、１次インダクタ１６ｅ、スイッチング素子２２ｃ、２２ｄ及びマイナスライン２４ｂに至る電流ｉ₁が発生する。 As shown in FIG. 3, in mode 0, the switching element 22a is turned on. This generates a current i ₁ that reaches the plus line 24a, the switching elements 22a and 22b, the leakage inductor 28e, the primary inductor 16e, the switching elements 22c and 22d, and the minus line 24b.

これとともに、１次インダクタ１６ａ、漏れインダクタ２８ａ、補助ダイオード３６ａ、スナバキャパシタ３４ａを通る電流が発生する。この系統では、１次インダクタ１６ａに電圧Ｒ₂×Ｖｉを発生させ、スナバキャパシタ３４ａと漏れインダクタ２８ａとにより共振が発生し、パッシブ共振スナバを構成し、スナバキャパシタ３４ａが放電を開始する。つまり、漏れインダクタ２８ａに蓄えられたエネルギーを利用して共振を発生させ、スナバキャパシタ３４ａの電荷を放出させ、パルス電流回生作用が得られる。 Along with this, a current passing through the primary inductor 16a, the leakage inductor 28a, the auxiliary diode 36a, and the snubber capacitor 34a is generated. In this system, a voltage R ₂ × Vi is generated in the primary inductor 16a, and resonance is generated by the snubber capacitor 34a and the leakage inductor 28a to constitute a passive resonance snubber, and the snubber capacitor 34a starts discharging. That is, resonance is generated using the energy stored in the leakage inductor 28a, the electric charge of the snubber capacitor 34a is discharged, and a pulse current regeneration action is obtained.

また、モード０では、スイッチング素子２２ａのターンオン時に、漏れインダクタ２８ａ、２８ｅ（及び第１補助インダクタ）によりスイッチング素子２２ａを流れる電流の立ち上がりが抑制され、スイッチング素子２２ａはＺＣＳターンオンとなる（図２参照）。整流回路１８の電流ｉ₂は減少するが、漏れインダクタ２８ｆ（及び第２補助インダクタ）により立ち下がりが抑制される。このような電流の立ち上がり、立ち下がりの抑制作用によりサージの発生を防止することができる。 In mode 0, when the switching element 22a is turned on, the leakage inductors 28a and 28e (and the first auxiliary inductor) suppress the rise of current flowing through the switching element 22a, and the switching element 22a is turned on by ZCS (see FIG. 2). ). Although the current i ₂ of the rectifier circuit 18 decreases, the falling is suppressed by the leakage inductor 28f (and the second auxiliary inductor). Generation of a surge can be prevented by suppressing the rising and falling of the current.

モード０のエネルギー回生スナバ回路における回路状態方程式は（１）式のようになる。 The circuit state equation in the mode 0 energy regenerative snubber circuit is as shown in equation (1).

ここで、Ｌｓは漏れインダクタ２８ａのインダクタンス、Ｃｓはスナバキャパシタ３４ａの容量である。 Here, Ls is the inductance of the leakage inductor 28a, and Cs is the capacitance of the snubber capacitor 34a.

また、スイッチング素子２２ａのターンオン時点で、スナバキャパシタ３４ａの電圧及び回生電流の初期値をそれぞれｖ_cs＝Ｖｃｏ、ｉ_ls＝０とすると、スナバキャパシタの電圧ｖ_csと回生電流ｉ_lsは、それぞれ（２）式のようになる。 Further, when the voltage of the snubber capacitor 34a and the initial value of the regenerative current are v _cs = Vco and i _ls = 0, respectively, when the switching element 22a is turned on, the snubber capacitor voltage v _cs and the regenerative current i _ls are respectively ( 2) It becomes like a formula.

ただし、Ｚｓ＝√（Ｌｓ／Ｃｓ）、ωｓ＝１／√（Ｌｓ・Ｃｓ）である。スナバキャパシタのエネルギーが完全に放電するためには、ωｔ＝πの時点で、スナバキャパシタの電圧をゼロ以下とする条件、ｖ_cs≦０が必要となる。したがって、次の（３）式が成り立つ。 However, Zs = √ (Ls / Cs) and ωs = 1 / √ (Ls · Cs). In order to completely discharge the energy of the snubber capacitor, it is necessary to _satisfy the condition that the voltage of the snubber capacitor is zero or less, v _cs ≦ 0 at the time of ωt = π. Therefore, the following equation (3) holds.

図４に示すように、モード１では、スナバキャパシタ３４ａが蓄えた電荷を完全放電した後にスナバダイオード３２ａが導通し、漏れインダクタ２８ａに蓄えられた残留エネルギーをパルス回生電流ｉ_lsとして放出を継続する。つまり、電流は２次インダクタ１６ｂ、漏れインダクタ２８ａ、補助ダイオード３６ａ及びスナバダイオード３２ａを流れることになる。このように、スナバキャパシタ３４ａの放電が終了した後にも、漏れインダクタ２８ａのエネルギーを利用して回生動作を継続することができる。 As shown in FIG. 4, in mode 1, the snubber diode 32a conducts after the electric charge stored in the snubber capacitor 34a has been completely discharged, and the residual energy stored in the leakage inductor 28a continues to be discharged as the pulse regenerative current _ls. . That is, current flows through the secondary inductor 16b, the leakage inductor 28a, the auxiliary diode 36a, and the snubber diode 32a. Thus, even after the discharge of the snubber capacitor 34a is completed, the regenerative operation can be continued using the energy of the leakage inductor 28a.

モード１においては、パルス回生電流ｉ_lsが不必要に流れ続けないように、巻数比の条件として、次の（４）式が成立するようにしておくとよい。 In mode 1, the following equation (4) is preferably satisfied as a condition of the turns ratio so that the pulse regeneration current i _ls does not continue to flow unnecessarily.

この後、パルス回生電流ｉ_lsがゼロになるとモード２に移行する。 Thereafter, when the pulse regenerative current i _ls becomes zero, the mode 2 is entered.

図５に示すように、モード２では、漏れインダクタ２８ａがエネルギーを放出し終え、電源１１から供給される電力はプラスライン２４ａ、スイッチング素子２２ａ、２２ｂ、漏れインダクタ２８ｅ、１次インダクタ１６ｅ、スイッチング素子２２ｃ、２２ｄ及びマイナスライン２４ｂに至り、１次インダクタ１６ｅにエネルギーが蓄積される。 As shown in FIG. 5, in mode 2, the leakage inductor 28a has finished releasing energy, and the power supplied from the power supply 11 is the plus line 24a, the switching elements 22a and 22b, the leakage inductor 28e, the primary inductor 16e, and the switching element. 22c and 22d and the minus line 24b are reached, and energy is accumulated in the primary inductor 16e.

図６に示すように、モード３では、スイッチング素子２２ａをオフにする。これにより、電源１１から供給される電流は、スナバダイオード３２ａ及びスナバキャパシタ３４ａに流れることになり、該スナバキャパシタ３４ａが充電される。このとき、スイッチング素子２２ａの両端電圧ｖ_sは０であることから（図２参照）、スイッチング素子２２ａはＺＶＳで（つまり、ソフトスイッチングで）ターンオフする。スイッチング素子２２ａをオフするタイミングは、ＰＷＭのデューティファクタにより設定される。 As shown in FIG. 6, in mode 3, the switching element 22a is turned off. As a result, the current supplied from the power supply 11 flows through the snubber diode 32a and the snubber capacitor 34a, and the snubber capacitor 34a is charged. At this time, (see FIG. 2) since the voltage across v _s of the switching element 22a is 0, the switching element 22a is in the ZVS (i.e., soft switching) turned off. The timing for turning off the switching element 22a is set by the duty factor of the PWM.

スナバキャパシタ３４ａが充電されることによりｖ_sは（５）式に示す電圧上昇率で上昇する。 When the snubber capacitor 34a is charged, v _s increases at a voltage increase rate shown in the equation (5).

このとき充電されたスナバキャパシタ３４ａは、前記の通りモード０の共振作用に供されることになる。 The snubber capacitor 34a charged at this time is used for the mode 0 resonance action as described above.

スイッチング素子２２ａ〜２２ｂは同時にオフになるように制御されるが、実際には若干のばらつきが発生しうる。しかしながら、それぞれスナバキャパシタ３４ａ〜３４ｄが設けられているため、いずれか１つのスイッチング素子だけに入力電圧Ｖｉが直接的に印加されることはない。 Although the switching elements 22a to 22b are controlled to be turned off at the same time, a slight variation may actually occur. However, since the snubber capacitors 34a to 34d are provided, the input voltage Vi is not directly applied to only one of the switching elements.

また、スナバキャパシタ３４ａ〜３４ｄは、直列状に接続されるとともに、スイッチング素子２２ａ〜２２ｄに対して並列に接続されていることから、各スイッチング素子２２ａ〜２２ｄに対して印加される電圧は、Ｖｉ／２となる。したがって、スイッチング素子２２ａ〜２２ｄの耐圧は小さくて足り、低廉化を図ることができる。当然に、スナバキャパシタ３４ａ〜３４ｄの耐圧も小さく設定することができる。 Further, since the snubber capacitors 34a to 34d are connected in series and connected in parallel to the switching elements 22a to 22d, the voltage applied to each switching element 22a to 22d is Vi. / 2. Accordingly, the switching elements 22a to 22d need only have a small withstand voltage, and can be reduced in price. Naturally, the withstand voltages of the snubber capacitors 34a to 34d can be set small.

図７に示すように、モード４では、スナバキャパシタ３４ａの電流ｉ_lsは０となり、漏れインダクタ２８ｅの残留エネルギーは、第１回生ダイオード２０ａ及び第２回生ダイオード２０ｂを通って電源１１に回生する。これにより、エネルギーを有効利用できる。 As shown in FIG. 7, in mode 4, the current i _ls of the snubber capacitor 34a becomes 0, and the residual energy of the leakage inductor 28e is regenerated to the power supply 11 through the first regenerative diode 20a and the second regenerative diode 20b. Thereby, energy can be used effectively.

一方、整流回路１８では、電流ｉ₂が流れ始めるが、漏れインダクタ２８ｆ（及び第２補助インダクタ）の作用により立ち上がりが抑制され、サージの発生を防止できる。 On the other hand, in the rectifier circuit 18, the current i ₂ starts to flow, but the rise is suppressed by the action of the leakage inductor 28f (and the second auxiliary inductor), and the occurrence of a surge can be prevented.

図８に示すように、モード５では、結合インダクタ１６に蓄えられていたエネルギーが２次インダクタ１６ｆからダイオード４０を通って平滑キャパシタ４２及び負荷Ｒに供給される。この後、前記のモード０に戻り、一連のサイクルを継続することになる。 As shown in FIG. 8, in mode 5, the energy stored in the coupled inductor 16 is supplied from the secondary inductor 16f through the diode 40 to the smoothing capacitor 42 and the load R. Thereafter, the mode 0 is returned to and a series of cycles is continued.

上述したように、本実施の形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング素子２２ａ〜２２ｄが直列に接続されていることから入力電圧Ｖｉが高い場合であっても適用可能である。また、スイッチング素子２２ａ〜２２ｄの耐電圧は、入力電圧Ｖｉに対してＶｉ／２で足りる。 As described above, the isolated DC-DC converter 10 according to the present embodiment is applicable even when the input voltage Vi is high because the switching elements 22a to 22d are connected in series. Further, the withstand voltage of the switching elements 22a to 22d is Vi / 2 with respect to the input voltage Vi.

さらに、入力電圧Ｖｉを等分させるための入力側の高電圧、高容量の複数のキャパシタ（図１３のキャパシタ５０６ａ及び５０６ｂ参照）等を省略することができる。これにより基板面積を小さくすることができるとともに廉価に構成可能となる。さらに、スナバ回路によりスイッチング損失を低減させることができる。 Further, a high voltage on the input side for equally dividing the input voltage Vi, a plurality of capacitors having a high capacity (see capacitors 506a and 506b in FIG. 13), and the like can be omitted. As a result, the substrate area can be reduced and can be configured at low cost. Furthermore, switching loss can be reduced by the snubber circuit.

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、種々の変形が可能であって、スイッチング機能部１２ａ〜１２ｄは４つに限らず、１次インダクタ１６ｅを中心とした片側１つの２つでもよいし、片側３つ以上の６個以上であってもよい。 Note that the DC-DC converter 10 can be variously modified, and the number of switching function units 12a to 12d is not limited to four, but may be two on one side centered on the primary inductor 16e, or three on one side. It may be 6 or more.

さらに、整流回路１８はフライバック型に限らず、図９に示すようなフォワード型整流回路１８ａ等であってもよい。 Furthermore, the rectifier circuit 18 is not limited to the flyback type, and may be a forward type rectifier circuit 18a as shown in FIG.

また、本実施の形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング素子２２ａと並列に設けたスナバダイオード３２ａとスナバキャパシタ３４ａで構成したスナバ直列回路のエネルギーをスイッチング素子２２ａがターンオンした時点で、補助ダイオード３６ａと結合インダクタ１６の２次側にまとめた漏れインダクタ２８ａとスナバキャパシタ３４ａで共振させ、スナバエネルギーを出力側に回生させることができる。 Further, in the isolated DC-DC converter 10 according to the present embodiment, when the switching element 22a turns on the energy of the snubber series circuit configured by the snubber diode 32a and the snubber capacitor 34a provided in parallel with the switching element 22a, By resonating with the leakage inductor 28a and the snubber capacitor 34a collected on the secondary side of the auxiliary diode 36a and the coupling inductor 16, the snubber energy can be regenerated to the output side.

さらに、このパルス電流回生動作により、スナバキャパシタ３４ａの電圧をゼロまで放電させることで、スイッチング素子２２ａのターンオフはＺＶＳ転流となる。スイッチング素子２２ａのターンオン動作時は、漏れインダクタ２８ｅ（及び第１補助インダクタ）によりスイッチを流れる電流の立ち上がりが抑制されることとなり、ＺＣＳターンオンとなる。このように、スイッチング素子２２ａではソフトスイッチング動作が実現される。 Furthermore, by discharging the voltage of the snubber capacitor 34a to zero by this pulse current regeneration operation, the turn-off of the switching element 22a becomes ZVS commutation. When the switching element 22a is turned on, the leakage inductor 28e (and the first auxiliary inductor) suppresses the rising of the current flowing through the switch, thereby turning on the ZCS. Thus, the soft switching operation is realized in the switching element 22a.

次に、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０で用いられているソフトスイッチングの特性について図１０を参照しながら説明する。図１０は、ＩＧＢＴのＺＶＳ／ＺＣＳスイッチング波形例であり、実線１００は電圧、破線１０２は電流である。 Next, soft switching characteristics used in the insulated DC-DC converter 10 will be described with reference to FIG. FIG. 10 shows an example of the ZVS / ZCS switching waveform of the IGBT. The solid line 100 is a voltage, and the broken line 102 is a current.

図１０に示すように、一般にターンオフ時は、ＩＧＢＴ固有の上昇電圧時間とテール電流発生期間から、僅かに電流と電圧の過渡交差が生じ、スイッチング損失が発生している。しかし、図１２で示した様な直流電圧等を直接遮断するようなスイッチング方式に比べ、過渡交差を生じるスイッチング損失は大きく低減されていることが分かる。これはターンオフ時のスイッチ端子間電圧の上昇にＬＣ主共振もしくはＬＣ補助共振を利用し、パワー半導体デバイスに並列に組み込んだロスレスキャパシタを充電させ、電圧が緩やかに上昇するためである。また、サージ電圧の抑制も同時に実現し、こうして、ゼロ電圧スイッチング動作を行っている。ターンオン時は、スイッチング素子２２ａに並列に接続された逆導通ダイオード３０ａに電流が流れている間にＩＧＢＴのゲートにオン信号を送ることにより、電流が自然転流した時にスイッチに電流が流れ始めゼロ電圧スイッチング・ゼロ電流スイッチング動作を行っている。 As shown in FIG. 10, generally, at the time of turn-off, a transient crossing of current and voltage slightly occurs from the rising voltage time inherent to the IGBT and the tail current generation period, and switching loss occurs. However, it can be seen that the switching loss causing the transient crossing is greatly reduced as compared with the switching method that directly cuts off the DC voltage or the like as shown in FIG. This is because the LC main resonance or the LC auxiliary resonance is used to increase the voltage between the switch terminals at the time of turn-off, the lossless capacitor incorporated in parallel with the power semiconductor device is charged, and the voltage gradually increases. In addition, suppression of surge voltage is realized at the same time, thus performing zero voltage switching operation. At the time of turn-on, an on signal is sent to the gate of the IGBT while the current flows through the reverse conducting diode 30a connected in parallel to the switching element 22a, so that the current starts to flow to the switch when the current naturally commutates. Voltage switching and zero current switching operations are performed.

図１０と図１２との比較から明らかなように、電流と電圧の過渡交差はＩＧＢＴのオン電圧との僅かな交差を除いては生じてなく、従来方式のスイッチングよりスイッチング損失を低減でき、同時にサージ電圧・サージ電流も抑制されている。 As is clear from the comparison between FIG. 10 and FIG. 12, the transient crossing of the current and voltage does not occur except for a slight crossing with the on-voltage of the IGBT, and the switching loss can be reduced as compared with the conventional switching. Surge voltage and current are also suppressed.

このように、ＺＶＳ／ＺＣＳの双方又は一方を用いてスイッチング動作を行うことにより、スイッチング過渡時のスイッチング損失やストレスが低減され、且つＥＭＩノイズ・ＲＦＩノイズが抑制される。 Thus, by performing switching operation using both or one of ZVS / ZCS, switching loss and stress at the time of switching transient are reduced, and EMI noise and RFI noise are suppressed.

図１１にパワー半導体デバイスの電圧／電流のスイッチング軌跡を、従来のハードスイッチング方式による場合を破線１１０で示し、ソフトスイッチング方式による場合を実線１１２で示す。 FIG. 11 shows a voltage / current switching locus of the power semiconductor device by a broken line 110 when the conventional hard switching method is used, and a solid line 112 when the soft switching method is used.

ハードスイッチング方式の場合ではスイッチング時の電流と電圧の過渡交差によるスイッチング損失が大きい上に、ｄｖ／ｄｔストレス、ｄｉ／ｄｔストレスが共に大きくなりパワー半導体デバイス固有のＳＯＡの限界近くで動作しており、電圧サージ、電流サージが発生している。そのため一般的にハードスイッチング方式においてはスナバ回路を負荷してパワー半導体デバイスのスイッチング軌跡を電圧・電流の両軸の近くになるようにしている。 In the case of the hard switching system, the switching loss due to the transient crossing of the current and voltage at the time of switching is large, and the dv / dt stress and di / dt stress both increase and operate near the SOA limit inherent in power semiconductor devices. A voltage surge or current surge has occurred. Therefore, in general, in the hard switching system, a snubber circuit is loaded so that the switching locus of the power semiconductor device is close to both the voltage and current axes.

これに対して、ソフトスイッチング方式ではスナバレスでスイッチング軌跡が縦の電流軸及び横の電圧軸の近くを通っているためスイッチング損失の大きな低減がなされていることが分かる。以上のことからソフトスイッチング方式を適用した場合、スイッチング過渡時のスイッチング損失やサージ電圧、サージ電流を低減でき、且つＥＭＩ／ＲＦＩノイズを抑制することができる。 On the other hand, in the soft switching method, it is understood that the switching loss is greatly reduced because the switching locus passes through the vicinity of the vertical current axis and the horizontal voltage axis without snubber. From the above, when the soft switching method is applied, switching loss, surge voltage and surge current at the time of switching transient can be reduced, and EMI / RFI noise can be suppressed.

上述したように、本実施の形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、パッシブ共振スナバにより効率のよい電圧変換が可能である。また、ソフトスイッチングのための周辺素子も少ない。スイッチング素子２２ａ〜２２ｄの制御方法はハードスイッチングＰＷＭと変わらずに簡便に行うことができる。 As described above, the isolated DC-DC converter 10 according to the present embodiment can perform efficient voltage conversion by the passive resonance snubber. There are also few peripheral elements for soft switching. The control method of the switching elements 22a to 22d can be easily performed without changing from the hard switching PWM.

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスナバ回路ではサージ電圧、サージ電流を抑制することができるとともに、回生動作を行うことからスナバ回路自身による損失はほとんど発生しない。 In the snubber circuit of the isolated DC-DC converter 10, surge voltage and surge current can be suppressed, and since the regenerative operation is performed, the snubber circuit itself hardly generates any loss.

なお、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、高負荷時及び軽負荷時の双方の場合にソフトスイッチング動作ができることはもちろんである。 Of course, the isolated DC-DC converter 10 can perform a soft switching operation in both cases of high load and light load.

本発明に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、上述の実施の形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなく、種々の構成を採り得ることはもちろんである。 The insulation type DC-DC converter according to the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various configurations can be adopted without departing from the gist of the present invention.

本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。It is a circuit diagram of the DC-DC converter which concerns on this Embodiment. ＤＣ−ＤＣコンバータのタイムチャートである。It is a time chart of a DC-DC converter. モード０で電流の流れを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the flow of an electric current in mode 0. FIG. モード１で電流の流れを示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a current flow in mode 1. モード２で電流の流れを示す回路図である。6 is a circuit diagram showing a current flow in mode 2. FIG. モード３で電流の流れを示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a current flow in mode 3. モード４で電流の流れを示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a current flow in mode 4. モード５で電流の流れを示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a current flow in mode 5. 変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。It is a circuit diagram of the DC-DC converter which concerns on a modification. ＩＧＢＴのＺＶＳ／ＺＣＳスイッチング波形例である。It is a ZVS / ZCS switching waveform example of IGBT. パワー半導体デバイスの電圧／電流のスイッチング軌跡である。It is a voltage / current switching locus of a power semiconductor device. 従来技術に係るスイッチング波形例である。It is an example of the switching waveform which concerns on a prior art. 複数のＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続した回路である。It is a circuit in which a plurality of DC-DC converters are connected in parallel.

Explanation of symbols

１０…絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１…電源
１２ａ〜１２ｄ…スイッチング機能部１６…結合インダクタ
１６ａ〜１６ｅ…１次インダクタ１８…整流回路
２０ａ、２０ｂ…回生ダイオード２２ａ〜２２ｄ…スイッチング素子
２６ａ、２６ｂ…直列接続部２８ａ〜２８ｆ…漏れインダクタ
３０ａ〜３０ｄ…逆導通ダイオード３２ａ〜３２ｄ…スナバダイオード
３４ａ〜３４ｄ…スナバキャパシタ３６ａ〜３６ｄ…補助ダイオード
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Insulation type DC-DC converter 11 ... Power supply 12a-12d ... Switching function part 16 ... Coupling inductor 16a-16e ... Primary inductor 18 ... Rectifier circuit 20a, 20b ... Regenerative diode 22a-22d ... Switching element 26a, 26b ... Series Connection part 28a-28f ... Leakage inductor 30a-30d ... Reverse conducting diode 32a-32d ... Snubber diode 34a-34d ... Snubber capacitor 36a-36d ... Auxiliary diode

Claims

An isolated DC-DC converter including a transformer and a rectifier circuit,
A plurality of switching elements connected in series between one end of the primary coil of the transformer and the plus line, and between the primary coil and the minus line ;
A winding provided corresponding to each of the switching elements on the primary side of the transformer,
A snubber circuit connected in parallel to each of the switching elements, in which a snubber capacitor and a snubber diode are connected in series;
An auxiliary diode provided corresponding to each of the windings and having one end connected to a connection point of the snubber capacitor and the snubber diode;
Have
The snubber circuit connected in parallel to the switching element connected between one end of the primary coil and the plus line is connected such that the snubber capacitor is on the plus line side,
The snubber circuit connected in parallel to the switching element connected between the other end of the primary coil and the minus line is connected such that the snubber capacitor is on the minus line side,
The other end of the auxiliary diode is connected to one end of the corresponding winding,
The other end of the winding provided corresponding to the switching element connected between one end of the primary coil and the plus line is connected to the minus line,
An insulating type wherein the other end of the winding provided corresponding to the switching element connected between the other end of the primary coil and the minus line is connected to the plus line. DC-DC converter.

The insulated DC-DC converter according to claim 1,
A first auxiliary inductor connected in series to the primary coil;
A second auxiliary inductor connected in series to the secondary coil of the transformer;
An insulated DC-DC converter characterized by comprising:

The insulated DC-DC converter according to claim 1 or 2,
An insulated DC-DC converter comprising a resonant inductor between the auxiliary diode and the winding.