JP4966215B2 - 交流直流分離回路 - Google Patents

Description

本発明は、直流成分に交流成分が重畳された入力電圧から直流成分と交流成分とを分離して取り出す交流直流分離回路に関するものである。

従来から、２線式の通信線を介して複数台の端末器を相互に接続し、端末器間でデータ伝送を行うデータ伝送システムとして、各端末器の電源となる直流電源電圧を通信線に印加することで各端末器への電源供給を行う構成としたものが知られている（たとえば特許文献１参照）。この種のデータ伝送システムでは、通信線上において、端末器の電源となる直流電源電圧にデータによって変調された交流信号電圧を重畳させ、端末器において、直流電源電圧と交流信号電圧とを分離することでデータ伝送と電源供給とを同一の通信線を用いて同時に行うことが可能である。

このような構成のデータ伝送システムにおいては、端末器に、通信線からの入力電圧について、直流成分と交流成分とを分離して取り出すための交流直流分離回路が必要になる（たとえば特許文献２参照）。

ところで、上記構成のデータ伝送システムにおいては、２線式の通信線に複数台の端末器が接続されるから、各端末器の入力インピーダンスが通信線を介して並列接続されることとなる。したがって、交流成分（交流信号電圧）を遠方まで伝送したり、通信線に接続可能な端末器の許容台数を多くしたりするためには、交流成分に対する各端末器の入力インピーダンスを極力高く設定する必要がある。

そこで、特許文献２においては、図７に示すように、直流電源電圧Ｖｄｃに交流信号電圧Ｖａｃを重畳させた入力電圧から交流成分を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して交流負荷Ｚａｃに与える交流電圧取出部と、前記入力電圧から直流成分を分離し直流負荷Ｚｄｃに与える直流電圧取出部とを備えた交流直流分離回路１が提案されている。

この交流直流分離回路１では、交流電圧取出部が、入力電圧から交流成分を取り出す第１のキャパシタＣ１と、第１のキャパシタＣ１により取り出された交流成分を増幅するバッファとしての非反転増幅器Ａとからなり、直流電圧取出部が、入力電圧が一端に印加される第１のインダクタＬ１と、非反転増幅器Ａの出力端に第２のキャパシタＣ２によって交流結合される第２のインダクタＬ２と、第１のインダクタＬ１の他端と第２のインダクタＬ２の他端との接続点に一端が接続される第３のインダクタＬ３と、第３のインダクタＬ３の他端に一端が接続されるとともに両端に直流負荷Ｚｄｃが接続される第３のキャパシタＣ３とからなる。第２および第３のインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスは互いに等しい。非反転増幅器Ａの利得は、精度の高い抵抗（図示せず）を使用して調整されており、ここでは２倍に調整される。

上記図７の構成によれば、第１のインダクタＬ１の一端には入力電圧（直流電源電圧Ｖｄｃ＋交流信号電圧Ｖａｃ）が印加され、他端には非反転増幅器Ａの出力（２倍の交流信号電圧Ｖａｃ）を第２および第３のインダクタＬ２，Ｌ３で分圧した交流電圧が印加されるので、第１のインダクタＬ１の両端に印加される電圧の交流成分を同振幅且つ同位相とすることができ、したがって、第１のインダクタＬ１のインピーダンスを等価的に無限大とすることができる。この状態では、交流直流分離回路１の入力インピーダンスは非反転増幅器Ａの入力インピーダンスによって決まるから、非反転増幅器Ａとして入力インピーダンスの高いものを用いれば、結果的に交流直流分離回路１の入力インピーダンスを高く設定することができる。また、第３のインダクタＬ３に第３のキャパシタＣ３を接続することでローパスフィルタを構成しているから、直流負荷Ｚｄｃに対しては、交流成分を除去した直流成分を印加することができる。
特開２００１−９５２３２号公報 特開２００４−１１２５７７号公報

しかし、特許文献２に記載の構成では、インダクタＬ１〜Ｌ３を複数個用いることによって高入力インピーダンスを実現しているので、交流直流分離回路１の小型化を図る場合にこれらのインダクタＬ１〜Ｌ３が小型化の妨げとなる。また、上記構成では、フィルタ回路においてインダクタＬ２，Ｌ３の自己共振や線間容量などを利用して、２つの共振点を有することで交流成分（交流信号電圧Ｖａｃ）の周波数帯域でのインピーダンスを高くして、直流負荷Ｚｄｃに交流成分が印加されることを阻止しているものの、前記インピーダンスのピークとなる周波数が複数のインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスによって決まるため、インダクタＬ２，Ｌ３の選定に手間がかかるという問題がある。

本発明は上記事由に鑑みてなされたものであって、交流成分に対して比較的高い入力インピーダンスを確保しながらも、従来構成に比べてインダクタの必要数を低減することができる交流直流分離回路を提供することを目的とする。

請求項１の発明では、直流成分に交流成分を重畳した入力電圧が印加される入力端子と、入力端子に一端が接続される第１のインダクタと、第１のインダクタの前記一端に接続されたボルテージフォロア回路を介して入力端子に接続される交流出力端子と、第１のインダクタの他端に接続されたフィルタ回路を介して入力端子に接続される直流出力端子とを備え、ボルテージフォロア回路は、第１のインダクタの前記一端と基準電位点との間の交流電圧と同振幅且つ同位相の交流電圧を第１のインダクタの他端と基準電位点との間に出力し、フィルタ回路は、第１のインダクタの前記他端にコレクタが接続され、第１のインダクタの前記他端に抵抗を介してベースが接続され、直流出力端子にエミッタが接続されたトランジスタと、トランジスタのベースと前記基準電位点との間に挿入されたキャパシタとを有することを特徴とする。

この構成によれば、ボルテージフォロア回路が、第１のインダクタの一端と基準電位点との間の交流電圧と同振幅且つ同位相の交流電圧を第１のインダクタの他端と基準電位点との間に出力するから、第１のインダクタには交流電流が流れないこととなり、第１のインダクタのインピーダンスを等価的に無限大とすることができる。すなわち、交流直流分離回路は、交流成分に対して高い入力インピーダンスを確保することができる。しかも、フィルタ回路は、第１のインダクタの他端にコレクタが接続され、第１のインダクタの他端に抵抗を介してベースが接続され、直流出力端子にエミッタが接続されたトランジスタと、トランジスタのベースと基準電位点との間に挿入されたキャパシタとを有するから、インダクタを用いることなく交流成分を減衰して直流成分を取り出すことができる。したがって、インダクタとキャパシタとをフィルタ回路に用いた従来構成に比べて、インダクタの必要数を低減することができるという利点がある。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記フィルタ回路が、前記抵抗と直列に接続されており、前記抵抗との接続点が前記トランジスタのベースに接続され、他端が前記基準電位点に接続されるツェナーダイオードを有することを特徴とする。

この構成によれば、トランジスタのベース電流の一部をツェナーダイオードで引き抜くことによって、抵抗で生じる電圧降下を大きくして、トランジスタのエミッタ出力を低減することができる。つまり、ツェナーダイオードによってトランジスタのベース電圧が規制され、直流出力端子から出力される直流成分（直流電圧）を降圧することができる。

請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記フィルタ回路が、前記トランジスタのエミッタと前記直流出力端との間に第２のインダクタを含むローパスフィルタを有することを特徴とする。

この構成によれば、トランジスタで除去しきれない交流成分があっても、直流出力端子から出力される直流成分においては、第２のインダクタを含むローパスフィルタによって確実に交流成分を除去することができる。しかも、第２のインダクタを含むローパスフィルタのみで交流成分を除去する場合に比べて、第２のインダクタのインダクタンスを小さく抑えることができる。

請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかの発明において、前記第１のインダクタと前記ボルテージフォロア回路と前記フィルタ回路とが、前記基準電位点に対してそれぞれ対称に設けられ平衡回路を成していることを特徴とする。

この構成によれば、入力端子にコモンモードノイズが印加された場合でも、当該コモンモードノイズが直流出力端子や交流出力端子に影響することを回避できる。

請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記基準電位点に対して対称に設けられる一対のインダクタが、同一のコアに２巻線が巻回された２巻線インダクタからなることを特徴とする。

この構成によれば、一対のインダクタが２巻線インダクタからなるので、各インダクタを個別に設ける場合に比べて、インダクタの小型化を図ることができる。

本発明は、ボルテージフォロア回路によって、第１のインダクタの両端側に同振幅且つ同位相の交流電圧が発生するから、第１のインダクタには交流電流が流れず、第１のインダクタのインピーダンスを等価的に無限大とすることができる。したがって、交流直流分離回路は、交流成分に対して高い入力インピーダンスを確保することができる。しかも、フィルタ回路は、第１のインダクタの他端にコレクタが接続され、第１のインダクタの他端に抵抗を介してベースが接続され、直流出力端子にエミッタが接続されたトランジスタと、トランジスタのベースと基準電位点との間に挿入されたキャパシタとを有するから、インダクタを用いることなく交流成分を減衰して直流成分を取り出すことができるという利点がある。

（実施形態１）
本実施形態の交流直流分離回路１は、図１に示すように、直流成分（直流電源電圧）に交流成分（交流信号電圧）を重畳した入力電圧が印加される一対の入力端子Ｔｉｎと、前記入力電圧から取り出された交流成分を出力する一対の交流出力端子Ｔａｃと、前記入力電圧から取り出された直流成分を出力する一対の直流出力端子Ｔｄｃとを備えている。

本実施形態では、入力端子Ｔｉｎの一方（直流成分の高電位側であるから、以下高電位側という）に一端が接続された第１のインダクタＬ１と、入力端子Ｔｉｎと交流出力端子Ｔａｃとの間に設けられたボルテージフォロア回路２とが設けられる。ボルテージフォロア回路２は、第１のインダクタＬ１の一端と入力端子Ｔｉｎの他方（直流成分の高電位側であるから、以下低電位側という）との間に接続された第１のキャパシタＣ１および第１の抵抗Ｒ１からなる直列回路を具備し、第１のキャパシタＣ１と第１の抵抗Ｒ１との接続点を、利得が１倍である非反転増幅器Ａおよび第２のキャパシタＣ２を介して第１のインダクタＬ１の他端に接続した構成を有する。ここにおいて、ボルテージフォロア回路２の出力端（非反転増幅器Ａの出力端）が交流出力端子Ｔａｃの一方に接続され、入力端子Ｔｉｎの低電位側が交流出力端子Ｔａｃの他方に接続される。

この構成により、入力電圧に含まれる交流成分は、第１のキャパシタＣ１を通して直流成分から分離され、非反転増幅器Ａを通して交流出力端子Ｔａｃに出力される。このとき、ボルテージフォロア回路２は、第１のインダクタＬ１の一端側に印加される交流電圧と同振幅且つ同位相の交流電圧を第１のインダクタＬ１の他端側に出力する。つまり、第１のインダクタＬ１には交流電流は流れないこととなり、交流成分に対しては第１のインダクタＬ１のインピーダンスを等価的に無限大とすることができる。なお、第２のキャパシタＣ２を設けたことにより、第１のインダクタＬ１の他端から非反転増幅器Ａへの直流電流の流入が阻止される。

ところで、本実施形態の交流直流分離回路１は、第１のインダクタＬ１の他端に接続されたフィルタ回路３を備え、このフィルタ回路３を介して直流出力端子Ｔｄｃが入力端子Ｔｉｎ接続された構成を有する。

フィルタ回路３はｎｐｎ型のトランジスタＴｒ１を具備しており、このトランジスタＴｒ１は、コレクタが第１のインダクタＬ１の他端に接続され、ベースが第２の抵抗Ｒ２を介して第１のインダクタＬ１の他端に接続され、エミッタが直流出力端子Ｔｄｃの一方（以下、高電位側という）に接続されている。ここで、トランジスタＴｒ１のベースは、交流直流分離回路１の基準電位点となる入力端子Ｔｉｎの低電位側に対し第３のキャパシタＣ３を介して接続される。入力端子Ｔｉｎの低電位側（基準電位点）は直流出力端子Ｔｄｃの他方（以下、低電位側という）に接続され、一対の直流出力端子Ｔｄｃ間には第４のキャパシタＣ４が挿入される。

すなわち、フィルタ回路３はトランジスタＴｒ１を用いたリップル・フィルタとして機能するものであって、トランジスタＴｒ１のコレクタから第２の抵抗Ｒ２を介してベース電流を流した状態で、ベース電圧のリップル（交流成分）を第３のキャパシタＣ３によって減衰させることにより、トランジスタＴｒ１のエミッタ出力から交流成分を除去する機能を有する。

以上説明した構成の交流直流分離回路１によれば、第１のインダクタＬ１の両端に印加される交流電圧を同振幅且つ同位相としてあるから、交流成分に対する第１のインダクタＬ１のインピーダンスを等価的に無限大とすることができる。このとき、交流直流分離回路１の入力インピーダンスは、非反転増幅器Ａの入力インピーダンスによって決まるので、非反転増幅器Ａとして入力インピーダンスの高いもの（たとえば入力段を電圧制御素子であるＭＯＳＦＥＴで構成した非反転増幅器）を用いれば、交流直流分離回路１の入力インピーダンスを高めることができる。なお、図７に示した従来構成では、非反転増幅器Ａの利得を２倍に調整するために精度の高い抵抗を使用するのに対し、本実施形態では、非反転増幅器Ａの利得は１倍であるから利得調整のための抵抗が不要になり、回路の小型化を図ることができる。

また、トランジスタＴｒ１を用いたフィルタ回路３を採用したことにより、従来構成のように複数個のインダクタを用いることなく、入力電圧から直流成分を分離して取り出すことが可能となり、インダクタの個数が減少した分だけ交流直流分離回路１の小型化を図ることができる。

本実施形態の交流直流分離回路１は、たとえば、２線式の通信線４（図７参照）を介して複数台の端末器５（図７参照）を相互に接続し、端末器５間でデータ伝送を行うデータ伝送システムの端末器５に用いられる。このデータ伝送システムでは、通信線４上において、端末器５の電源となる直流電源電圧にデータによって変調された交流信号電圧を重畳させ、端末器５において、交流直流分離回路１によって直流電源電圧（直流成分）と交流信号電圧（交流成分）とを分離することで、データ伝送と電源供給とを同一の通信線４を用いて同時に行うことが可能である。

ところで、上記構成の交流直流分離回路１においては、第１のインダクタＬ１と第３のキャパシタＣ３との影響を含む共振現象により、図２に示すシミュレーション結果のように、入力端子Ｔｉｎから見た入力インピーダンス特性に、ある周波数帯域でピークを生じる場合がある（図２では、横軸を周波数、縦軸を入力インピーダンスの絶対値とする）。したがって、直流出力端子の出力に交流成分が重畳されることを回避するために、前記ピークが生じる周波数帯域を避けて交流信号電圧の周波数帯域を設定することが望ましい。ここにおいて、図７の従来構成では、前記ピークが２つ生じるインピーダンス特性となるので、ピークを調整するために複数のインダクタ同士の相互結合なども考慮しなければならないのに対し、本実施形態では、第１のインダクタＬ１だけを使用しているために前記ピークは１つしか生じないので、インダクタＬ１の選定は比較的容易である。

なお、上記交流直流分離回路１の用途は、データ伝送システムの端末器５に限られるものではない。

（実施形態２）
本実施形態の交流直流分離回路１は、図３に示すようにフィルタ回路３にツェナーダイオードＺＤ１を付加した点が実施形態１の交流直流分離回路１と相違する。ツェナーダイオードＺＤ１は、トランジスタＴｒ１のベースと基準電位点との間において、第３のキャパシタＣ３と並列に接続されている。

この構成では、トランジスタＴｒ１のベース電流の一部をツェナーダイオードＺＤ１で引き抜くことによって、第２の抵抗Ｒ２で生じる電圧降下を大きくして、トランジスタＴｒ１のエミッタから出力される電圧を低くすることができる。すなわち、ツェナーダイオードＺＤ１を付加したことで、直流出力端子Ｔｄｃから出力される直流成分（直流電圧）を降圧することができる。したがって、直流出力端子Ｔｄｃに接続される直流機器においては、三端子レギュレータ等の電圧調整回路を用いることなく、たとえばマイコン等の低電圧で動作する回路の電源を得ることができ、回路構成の簡略化を図ることができる。

なお、本実施形態の交流直流分離回路１においては、入力端子Ｔｉｎから見た入力インピーダンス特性のシミュレーション結果は、図４に示すようにピークを持たないものとなる（図４では、横軸を周波数、縦軸を入力インピーダンスの絶対値とする）。

その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

（実施形態３）
本実施形態の交流直流分離回路１は、図５に示すようにフィルタ回路３に、第４のキャパシタＣ４と共にＬＣローパスフィルタを構成する第２のインダクタＬ２を設けた点が実施形態１の交流直流分離回路１と相違する。第２のインダクタＬ２は、トランジスタＴｒ１のエミッタと第４のキャパシタＣ４との間に挿入されている。

本実施形態の構成によれば、第２のインダクタＬ２と第４のキャパシタＣ４とで構成されるＬＣローパスフィルタが、トランジスタＴｒ１を用いたリップル・フィルタで除去されなかった交流成分を再度フィルタリングすることにより、直流出力端子Ｔｄｃに出力される直流成分から交流成分を確実に除去することができるという利点がある。しかも、このＬＣローパスフィルタは、リップル・フィルタの補助として設けられるものであるから、図７の従来構成のようにＬＣローパスフィルタのみで交流成分から直流成分を分離して取り出す構成に比べて、ＬＣローパスフィルタの容量を小さく設定することができる。つまり、図７に示す従来構成では、第３のインダクタＬ３としてインダクタンスがｍＨオーダーのインダクタを用いる必要があり、また、このインダクタンスがインピーダンス特性に影響を与えるため、フィルタ回路の設計が難しいという問題があるが、本実施形態では、これらの問題を解消することができる。

なお、その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

（実施形態４）
本実施形態の交流直流分離回路１は、図６に示すように、基準電位点に対して第１のインダクタＬ１，Ｌ１’とボルテージフォロア回路２，２’とフィルタ回路３，３’とがそれぞれ対称に設けられた平衡回路の構成を採用している点が、不平衡回路の構成を採用した実施形態１の交流直流分離回路１と相違する。

本実施形態では、一対の交流出力端子Ｔａｃは各ボルテージフォロア回路２，２’の出力端にそれぞれ接続され、一対の直流出力端子Ｔｄｃは各フィルタ回路３，３’の出力端にそれぞれ接続される。ここで、両フィルタ回路３，３’の出力端間には一対の抵抗Ｒ３，Ｒ３’からなる分圧回路が設けられ、これらの抵抗Ｒ３，Ｒ３’の接続点が基準電位点に接続される。なお、直流出力端の高電位側に設けられるトランジスタＴｒ１は実施形態１と同様ｎｐｎ型であるのに対し、直流出力端子の低電位側に設けられるトランジスタＴｒ１にはｐｎｐ型が用いられる。

上述の構成によれば、交流直流分離回路１は、入力端子Ｔｉｎにコモンモードノイズが印加された場合でも、当該コモンモードノイズが直流出力端子Ｔｄｃあるいは交流出力端子Ｔａｃに現れることを防止することができる。したがって、端末器５同士の通信距離が長い場合など、コモンモードノイズが乗りやすい状況で使用される端末器５には特に有用である。

また、各フィルタ回路３，３’内の第２のインダクタＬ２はそれぞれ個別に設けてもよいが、同一コアの２巻線が巻回された２巻線インダクタの各巻線をそれぞれ第２のインダクタＬ２として利用することにより、交流直流分離回路１の小型化を図ってもよい。なお、この場合に、各第２のインダクタＬ２の極性を揃えておけば、入力端子Ｔｉｎに印加されたコモンモードノイズが第２のインダクタＬ２で相殺され低減されるという効果も期待できる。

その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

本発明の実施形態１の構成を示す概略回路図である。 同上の入力インピーダンスのシミュレーション結果を示す説明図である。 本発明の実施形態２の構成を示す概略回路図である。 同上の入力インピーダンスのシミュレーション結果を示す説明図である。 本発明の実施形態３の構成を示す概略回路図である。 本発明の実施形態４の構成を示す概略回路図である。 従来例を示す概略回路図である。

符号の説明

１ 交流直流分離回路
２ ボルテージフォロア回路
３ フィルタ回路
Ｃ３ （第３の）キャパシタ
Ｌ１ 第１のインダクタ
Ｌ２ 第２のインダクタ
Ｒ２ （第２の）抵抗
Ｔａｃ 交流出力端子
Ｔｄｃ 直流出力端子
Ｔｉｎ 入力端子
Ｔｒ１ トランジスタ

Claims (5)

1. 直流成分に交流成分を重畳した入力電圧が印加される入力端子と、入力端子に一端が接続される第１のインダクタと、第１のインダクタの前記一端に接続されたボルテージフォロア回路を介して入力端子に接続される交流出力端子と、第１のインダクタの他端に接続されたフィルタ回路を介して入力端子に接続される直流出力端子とを備え、ボルテージフォロア回路は、第１のインダクタの前記一端と基準電位点との間の交流電圧と同振幅且つ同位相の交流電圧を第１のインダクタの他端と基準電位点との間に出力し、フィルタ回路は、第１のインダクタの前記他端にコレクタが接続され、第１のインダクタの前記他端に抵抗を介してベースが接続され、直流出力端子にエミッタが接続されたトランジスタと、トランジスタのベースと前記基準電位点との間に挿入されたキャパシタとを有することを特徴とする交流直流分離回路。
2. 前記フィルタ回路は、前記抵抗と直列に接続されており、前記抵抗との接続点が前記トランジスタのベースに接続され、他端が前記基準電位点に接続されるツェナーダイオードを有することを特徴とする請求項１記載の交流直流分離回路。
3. 前記フィルタ回路は、前記トランジスタのエミッタと前記直流出力端との間に第２のインダクタを含むローパスフィルタを有することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の交流直流分離回路。
4. 前記第１のインダクタと前記ボルテージフォロア回路と前記フィルタ回路とは、前記基準電位点に対してそれぞれ対称に設けられ平衡回路を成していることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の交流直流分離回路。
5. 前記基準電位点に対して対称に設けられる一対のインダクタは、同一のコアに２巻線が巻回された２巻線インダクタからなることを特徴とする請求項４記載の交流直流分離回路。

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