JP4905951B2 - 光変調回路および光伝送システム - Google Patents

Description

本発明は、バイナリデータを複数のサブキャリアによって伝送するマルチキャリア変調技術に関する。

光ファイバ伝送技術の大容量化技術として、波長分割多重（ＷＤＭ）技術が用いられており、１波あたりのシンボルレートを上昇させ、波長間隔を狭くして多重数を増やすことで伝送容量の拡大を図ってきた。

しかし、シンボルレートを上昇させると、伝送ファイバ中の分散と偏波モード分散(Polarization Mode Dispersion:PMD)の影響が顕著になって、高度な補償技術が求められる。また、必要な受信感度を得るにはより多くのパワーが必要になり、ファイバ中で発生する四光波混合(Four Wave Mixing:FWM)や相互位相変調(cross Phase Modulation:XPM)等の非線形現象の抑圧が課題となってくる。さらに、ファイバ中の１波あたりの占有帯域を広がるので多重数の増加が困難になる。

この問題を解決するため、シングルキャリア伝送していたものを、高度な補償技術を必要としないシンボルレートのサブキャリアに分割して伝送することで、分散やＰＭＤ、非線形現象の効果を抑圧できる。

無線でよく用いられている直交周波数多重(Orthogohnal Frequency Division Multiplexing:OFDM)変調をデータに対して行い、ＣＷ光源より発せられた連続光をＯＦＤＭ信号で駆動したＳＳＢ変調器や強度変調器で変調すれば、光サブキャリア伝送が実現できる（例えば、特許文献１または非特許文献１参照）。

特開２００５−３１１７２２号公報 Ａｒｔｈｕｒ Ｊａｍｅｓ Ｌｏｗｅｒｙ ｅｔ ａｌ、"Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｆｏｒ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｉｎ Ｌｏｎｇ Ｈａｕｌ ＷＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ"、Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ２００６，ＰＤＰ３９

しかしながら、ＳＳＢ変調器や強度変調器を用いた方式には以下のような課題がある。データ信号からＯＦＤＭ信号を生成するためには高速なフーリエ変換器が必要であり、また、生成したいサブキャリア数と同じ数の変調器や、変調器駆動信号生成回路にデータ信号のシンボルレートと等しい周波数のクロックを供給する発振器が必要になり、高速な動作や制御が難しい。

従来の変調方式における光電力スペクトルを図１０に示す。図１０は横軸に光周波数をとり、縦軸に光電力強度をとる。ＯＦＤＭ信号で強度変調器を駆動させた場合は、光スペクトルは図１０（ａ）のようになり、光のキャリア周波数の両側にサブキャリアが発生してしまい、占有帯域がシングルキャリア伝送時より広くなってしまう問題がある。

また、ＯＦＤＭ信号でＳＳＢ変調器や強度変調器を駆動した場合には、図１０（ａ）または図１０（ｂ）のような光スペクトルになるので、光サブキャリア信号を多重する場合には、光フィルタでＣＷ光源より発せられた周波数ｆｃの光をフィルタリングし光サブキャリア信号を切り出すか、もしくはＳＳＢ変調や強度変調を光に与えるときにキャリア抑圧変調を行う必要があるが、これらの方法では周波数ｆｃの光が残存し、信号を劣化させる非線形現象の原因となる。

ＣＷ光源より発せられた連続光をＯＦＤＭ信号で駆動したＳＳＢ変調器や強度変調器で変調して作られた光サブキャリア信号を多重する場合には、前記の光キャリアが残存する問題があるので、ガードバンドを設ける必要があり光の周波数帯域を有効に活用できない。

本発明は、このような背景の下になされたもので、光伝送において、光サブキャリア生成時に必要な発振器の数や駆動周波数を従来の半分以下にし、占有帯域を狭窄化（例えば、図１０（ｃ）参照）し、分散やＰＭＤ、非線形現象の効果を抑圧することができる光変調回路および光伝送システムを提供することを目的とする。

本発明の光変調回路は、パワー一定の連続光を発生するＣＷ光源と、前記連続光の周波数を中心に光のサブキャリアが発生するような変調器駆動信号に変換する変調器駆動信号生成手段と、前記ＣＷ光源からの光を前記変調器駆動信号を用いて光サブキャリア信号に変調する光変調手段とを備える。

さらに、前記光サブキャリア信号の周波数で強度変調を重畳する光強度変調器を備えることができる。

また、前記光変調手段は、例えば、光強度変調器と光位相変調器とで構成される。あるいは、前記光変調手段は、例えば、光直交変調器で構成される。

前記光変調手段を光直交変調器により構成した場合には、例えば、前記変調器駆動信号生成手段は、送信データをＡ（ｔ）およびＢ（ｔ）の２つの並列データに変換し、Ａ（ｔ）＋Ｂ（ｔ）に周波数ωのクロック信号で変調したＩ成分信号と、Ａ（ｔ）−Ｂ（ｔ）に前記クロック信号から位相をπ／２ずらした信号で変調したＱ成分信号とを生成し、前記Ｉ成分信号とＱ成分信号とを、前記光直交変調器のそれぞれの電極に印加する。

あるいは、前記変調器駆動信号生成手段は、送信データをＡ１（ｔ）、Ａ２（ｔ）、…、Ａｎ（ｔ）およびＢ１（ｔ）、Ｂ２（ｔ）、…、Ｂｎ（ｔ）の２ｎ個の並列データに変換し、周波数ω１、ω２、…、ωｎのｎ個のクロック信号を生成し、ｋ＝１、２、…、ｎにおいて、Ａｋ（ｔ）＋Ｂｋ（ｔ）に周波数ωｋのクロック信号で変調し、かつ、変調された信号をｋ＝１〜ｎで足し合わせたＩ成分信号と、ｋ＝１、２、…、ｎにおいて、Ａｋ（ｔ）−Ｂｋ（ｔ）に周波数ωｋのクロック信号から位相をπ／２ずらした信号で変調し、かつ、変調された信号をｋ＝１〜ｎで足し合わせたＱ成分信号とを生成し、前記Ｉ成分信号とＱ成分信号とを、前記光直交変調器のそれぞれの電極に印加する。

また、本発明を、光伝送システムの観点から観ることもできる。すなわち、本発明は、本発明の光変調回路を備えた光送信器と、前記光送信器から送出された光サブキャリア信号を伝送する光伝送路と、前記光伝送路を伝送した前記光サブキャリア信号を、電気信号に変換する光電変換手段を備えた光受信器とを備えた光伝送システムである。

また、本発明を、光変調方法の観点から観ることもできる。すなわち、本発明は、パワー一定の連続光の周波数を中心に光のサブキャリアが発生するような変調器駆動信号に変換する変調器駆動信号生成ステップと、前記連続光を前記変調器駆動信号を用いて光サブキャリア信号に変調する光変調ステップとを実行する光変調方法である。

本発明によれば、光サブキャリア生成時に必要な発振器の数や駆動周波数を従来の半分以下にし、占有帯域を狭窄化し、分散やＰＭＤ、非線形現象の効果を抑圧する、マルチキャリア伝送を実現することができる。

（第一実施例）
本発明の第一実施例の光変調回路を図１〜図３を参照して説明する。本実施例では、サブキャリア数が２の場合を例にとって説明する。

図１は光サブキャリア信号を生成する光変調回路の構成を示す図である。送信されるデータ信号のシンボルレートをＢ［ｓｙｍｂｏｌ／ｓｅｃ］とし、ωｃはＣＷ光源１から発せられる光キャリア角周波数を示し、Δω（ΔωφπＢ）は、光キャリア角周波数とサブキャリア角周波数との差を示す。

図１に示すように、本実施例の光変調回路は、パワー一定の連続光を発生するＣＷ光源１と、変調器駆動信号生成回路２と、光を２経路に分け、それぞれの光に対して変調を付加し、一方の光信号の位相をπ／２ラジアンだけずらして再び合波する光直交変調器３とで構成される。ここで、本発明の特徴とするところは、光キャリア周波数を中心に±Ｂ／２［Ｈｚ］の範囲に光サブキャリアが生成するようにデータ信号に変調を施すところにある。

次に、光サブキャリア生成のための変調器駆動信号生成回路２について図２を参照して説明する。図２は変調器駆動信号生成回路２の構成を示す図である。入力されたデータ信号は直交並列変換器１０によって、元のデータ信号の半分のビットレートをもつ２本の信号ＤＡＴＡ１：Ａ（ｔ）、ＤＡＴＡ２：Ｂ（ｔ）に分けられる。分けられた信号は発振器１１より発せられたΔωの角周波数をもつ正弦波と位相がπ／２遅れた正弦波で変調され、正弦波で変調された信号を足し合わせた信号Ｉ（ｔ）とπ／２遅れた正弦波で変調された信号を足し合わせたＱ（ｔ）となって出力され、式１および式２のように表される。

Ｉ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（Δωｔ）＋Ｂ（ｔ）ｃｏｓ（Δωｔ）…式１
Ｑ（ｔ）＝−Ａ（ｔ）ｓｉｎ（Δωｔ）＋Ｂ（ｔ）ｓｉｎ（Δωｔ）…式２

これらの２つの信号をＱ（ｔ）がπ／２の位相遅れをもつアームの駆動信号になるように光直交変調器３に入力すれば、光直交変調器３より出力される光信号の電界Ｅは式３のようになる。

Ｅ＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（（ωｃ＋Δω）ｔ）＋Ｂ（ｔ）ｃｏｓ（（ωｃ−Δω）ｔ）…式３

図３は、本実施例の光変調回路の出力光電力スペクトルを示す図であり、横軸に光周波数をとり、縦軸に出力光電力強度をとる。この場合には、図３のように角周波数ωｃ＋Δωのサブキャリアにデータ信号Ａ（ｔ）が、角周波数ωｃ−Δωのサブキャリアにデータ信号Ｂ（ｔ）が重畳されているような光サブキャリア信号が生成できる。データ信号Ａ（ｔ）、Ｂ（ｔ）は、元のデータ信号の半分のビットレートであるので、元のデータ信号をシングルキャリア伝送するより、分散またはＰＭＤ耐力が向上しているのは明らかで、必要な受信感度を得るパワーも低減できるので、非線形耐力も向上する。また、光のキャリアを中心にサブキャリアが生成されているので、占有帯域も従来の方法に比べ狭窄化されている。これにより図１０（ｃ）に示すような光電力スペクトルを得ることができる。

（第二実施例）
本発明の第二実施例の光変調回路を図４および図５を参照して説明する。本実施例では、サブキャリア数が２の場合を例にとって説明する。第一実施例では、サブキャリア数が２の場合について説明した。第二実施例では、ｍ本の光サブキャリア信号を発生させる場合について説明する。

第二実施例の光変調回路の構成は第一実施例と同様の構成であり、変調器駆動信号生成回路は、第一実施例で用いた変調器駆動信号生成回路２を並列に並べた図４に示す構成である。また、発振器２１−１〜２１−ｎはそれぞれ、Δω〜ｎΔωの正弦波を発振する。ただし、Δωφ２πＢ／ｍである。

図４の変調器駆動信号生成回路について説明する。入力されたデータ信号は直列並列変換器２０によって、データ信号は１／ｍ（ｍ＝２ｎ）のビットレートをもつ２ｎ本の信号Ｄｋ（ｔ）に分けられる（−ｎ≦ｋ≦ｎ、ｋ≠０）。

分けられた信号はそれぞれｋΔωの角周波数をもつ正弦波とπ／２遅れた正弦波とで変調され、正弦波で変調された信号を足し合わせたＩ相駆動信号Ｉ（ｔ）とπ／２遅れた正弦波で変調された信号とを足し合わせたＱ相駆動信号Ｑ（ｔ）となって出力され、式４および式５のように表すことができる。

Ｉ（ｔ）＝Σ_{k=-n to n}Ｄｋ（ｔ）ｃｏｓ（ｋΔω）…式４
Ｑ（ｔ）＝Σ_{k=-n to n}−Ｄｋ（ｔ）ｓｉｎ（ｋΔω）…式５

これらの２つの信号でＱ（ｔ）がπ／２位相遅れのあるアームの入力になるように光直交変調器３を駆動すれば、光直交変調器３より出力される光サブキャリア信号の電界Ｅは式６のようになる。

Ｅ＝Σ_{k≠0k=-n to n}Ｄｋ（ｔ）ｃｏｓ（ωｃ＋ｋΔω）…式６

図６は本実施例の光変調回路における出力光電力スペクトルを示す図であり、横軸に光周波数をとり、縦軸に出力光電力強度をとる。式６の場合には、図６のように角周波数ωｃ＋ｋΔωのサブキャリアにデータ信号Ｄｋ（ｔ）が、角周波数ωｃ−ｋΔωのサブキャリアにデータ信号Ｄ−ｋ（ｔ）が重畳されているようなマルチキャリア信号が生成される。

データ信号Ｄｋ（ｔ）は、元のデータ信号の１／ｍのシンボルレートになっているので、元のデータ信号をシングルキャリア伝送するより、分散またはＰＭＤ耐力が向上しているのは明らかで、必要な受信感度を得る光パワーも低減できるので、非線形耐力も向上する。

また、２ｎ本のサブキャリアを生成するのに必要な発振器の数がｎ個かつ、要求される動作周波数がｎΔωとなっており、両者とも従来の方法の必要条件の半分で光サブキャリア信号の生成が可能となっている。

（第三実施例）
本発明の第三実施例の光伝送システムを図６および図７を参照して説明する。図６は、本実施例の光伝送システムの構成を示す図である。

送信機４は、第二実施例の光変調回路と同様の構成でｍ本の光サブキャリア信号を生成するものであり、ωｃはＣＷ光源１から発せられる光キャリア角周波数を示し、Δωは、光キャリア角周波数とサブキャリア角周波数との差を示す。変調器駆動信号生成回路２に入力されたデータ信号は直列並列変換器２０によって、送信データ信号の１／ｍ（ｍ＝２ｎ）のビットレートをもつ２ｎ本の信号Ｄｋ（ｔ）に分けられる（−ｎ≦ｋ≦ｎ、ｋ≠０）。

分けられた信号はそれぞれｋΔωの角周波数をもつ正弦波とπ／２遅れた正弦波で変調され、正弦波で変調された信号を足し合わせたＩ相駆動信号Ｉ（ｔ）とπ／２遅れた正弦波で変調された信号を足し合わせたＱ相駆動信号Ｑ（ｔ）となって出力され、式７および式８のように表すことができる。ただし、Δωφ２πＢ／ｍの条件を満たさねばならない。

Ｉ（ｔ）＝Σ_{k=-n to n}Ｄｋ（ｔ）ｃｏｓ（ｋΔω）…式７
Ｑ（ｔ）＝Σ_{k=-n to n}−Ｄｋ（ｔ）ｓｉｎ（ｋΔω）…式８

これらの２つの信号でＱ（ｔ）がπ／２位相遅れのあるアームの入力になるように光直交変調器３を駆動すれば、光直交変調器３より出力される光サブキャリア信号の電界Ｅは式９のようになる。

Ｅ＝Σ_{k≠0k=-n to n}Ｄｋ（ｔ）ｃｏｓ（ωｃ＋ｋΔω）…式９

信号は伝送路５を伝搬し、受信機６に入力される。このとき伝送路５を伝搬した光サブキャリア信号のサブキャリア１本あたりのビットレートは、それぞれ送信データ信号の１／ｍになっており、必要な受信感度を得る光パワーがシングルキャリア伝送するより低く抑えられるので、分散やＰＭＤ、非線形現象の効果を抑圧した伝送が実現できる。

受信機６の構成を図７に示す。受信機６は、光分波器３０、光電変換器（Ｏ／Ｅ）３１−１〜３１−ｎ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２−１〜３２−ｎで構成され、受信機６に入力された光サブキャリア信号は、光分波器３０によってサブキャリア毎に分割され、それぞれ光電変換器３１−１〜３１−ｎによって電気信号に変換される。変換された電気信号はそれぞれローパスフィルタ３２−１〜３２−ｎを通過するとＤｋになる。最後に、並列データ信号Ｄｋを並列直列変換器３３によって直列データに変換すれば、送信されたデータが復調できる。

（第四実施例）
本発明の第四実施例の受信機について図８を参照して説明する。第三実施例の光伝送システムにおける受信機６として、光電変換器４０と直列並列変換器４１とフーリエ変換器４２と並列直列変換器４３の順で接続されている受信機を用いた光伝送システムについて述べる。

第三実施例と同様にして生成された光サブキャリア信号は、光電変換器４０によって電気信号に変換される。光電変換器４０では、複数の光サブキャリア信号を一括して受信し、電気信号に変換する。変換された電気信号は、直列並列変換器４１によって並列データに変換され、フーリエ変換器４２に入力される。フーリエ変換器４２によって、並列データＤｋに変換されるので、最後に並列直列変換器４３によってＤｋを直列データに変換すれば送信データを復調することができる。

（第五実施例）
本発明の第五実施例の光変調回路を図９を参照して説明する。本実施例の光変調回路は、図６に示す第三実施例の光伝送システムにおける送信機として、ＣＷ光源１−光直交変調器３−強度変調器７の構成を持つ光伝送システムについて述べる。

第三実施例と同様の方法で、光サブキャリアを生成し、強度変調器７を送信データ信号の１／ｍの周波数で駆動すれば、光サブキャリアをＲＺパルス化することができ、受信感度の向上や送信パワーの増加が可能となり、伝送距離の長延化が期待できる。

本発明によれば、光サブキャリア生成時に必要な発振器の数や駆動周波数を従来の半分以下にし、占有帯域を狭窄化し、分散やＰＭＤ、非線形現象の効果を抑圧する、マルチキャリア伝送を実現することができるので、光伝送システムを構築する際のハードウェア量の削減を図ることができると共に、通信品質を向上させることができる。

第一実施例の光変調回路の構成を示す図。 第一実施例の変調器駆動信号生成回路の構成を示す図。 第一実施例の光変調回路の出力光電力スペクトルを示す図。 第二実施例の変調器駆動信号生成回路の構成を示す図。 第二実施例の光変調回路の出力光電力スペクトルを示す図。 第三実施例の光伝送システムの構成を示す図。 第三実施例の光伝送システムにおける受信機の構成を示す図。 第四実施例の受信機の構成を示す図。 第五実施例の光伝送システムの構成を示す図。 従来の変調方式および本発明の光変調回路における光電力スペクトルを示す図。

符号の説明

１ ＣＷ光源
２ 変調器駆動信号生成回路
３ 光直交変調器
４ 送信機
５ 伝送路
６ 受信機
７ 強度変調器
１０、２０、４１ 直列並列変換器
１１、２１−１〜２１−ｎ 発振器
３０ 光分波器
３１−１〜３１−ｎ、４０ 光電変換器（Ｏ／Ｅ）
３２−１〜３２−ｎ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
３３、４３ 並列直列変換器
４２ フーリエ変換器

Claims (5)

1. パワー一定の連続光を発生するＣＷ光源と、
   前記ＣＷ光源からの連続光が入力され、この入力光を２つの経路に分岐し、それぞれの経路の光に変調を施し、一方の経路の光にπ／２の遅延を与えて合波する光直交変調器と、
   送信データを前記光直交変調器の駆動信号に変換して前記光直交変調器に与える光直交変調器駆動信号生成手段と
   を備え、
   前記光直交変調器駆動信号生成手段は、前記送信データをＡ（ｔ）およびＢ（ｔ）の２つの並列データに変換し、
   Ａ（ｔ）＋Ｂ（ｔ）に周波数ωのクロック信号で変調したＩ成分信号と、
   Ａ（ｔ）−Ｂ（ｔ）に前記クロック信号から位相をπ／２ずらした信号で変調したＱ成分信号と
   を生成し、
   前記Ｉ成分信号とＱ成分信号とを前記光直交変調器の２つの経路のそれぞれに設けられた電極に印加し前記連続光の光キャリア周波数を中心にして差分の周波数をΔωとする光サブキャリア信号を生成する
   ことを特徴とする光変調回路。
2. 前記光直交変調器駆動信号生成手段は、送信データをＡ１（ｔ）、Ａ２（ｔ）、…、Ａｎ（ｔ）およびＢ１（ｔ）、Ｂ２（ｔ）、…、Ｂｎ（ｔ）の２ｎ個の並列データに変換し、
   周波数ω１、ω２、…、ωｎのｎ個のクロック信号を生成し、
   ｋ＝１、２、…、ｎにおいて、Ａｋ（ｔ）＋Ｂｋ（ｔ）に周波数ωｋのクロック信号で変調し、かつ、変調された信号をｋ＝１〜ｎで足し合わせたＩ成分信号と、
   ｋ＝１、２、…、ｎにおいて、Ａｋ（ｔ）−Ｂｋ（ｔ）に周波数ωｋのクロック信号から位相をπ／２ずらした信号で変調し、かつ、変調された信号をｋ＝１〜ｎで足し合わせたＱ成分信号と
   を生成し、
   前記Ｉ成分信号とＱ成分信号とを、前記光直交変調器のそれぞれの経路の電極に印加する
   請求項１記載の光変調回路。
3. 前記光直交変調器の後段に光サブキャリア信号の周波数で強度変調を重畳する光強度変調器を備えた請求項１または２記載の光変調回路。
4. 請求項１ないし３のいずれかに記載の光変調回路を備えた光送信器と、
   前記光送信器から送出された光サブキャリア信号を伝送する光伝送路と、
   前記光伝送路を伝送した前記光サブキャリア信号を、電気信号に変換する光電変換手段を備えた光受信器と
   を備えた光伝送システム。
5. ＣＷ光源が、パワー一定の連続光を発生するステップと、
   光直交変調器が、前記入力された連続光を２分岐し、それぞれの経路で変調を施し、一方の経路の光にπ／２の遅延を与えた後、合波して光直交位相変調を行う光直交変調ステップと、
   光直交変調器駆動信号生成手段が、送信データを前記光直交変調器の駆動信号に変換して前記光直交変調器に与える光直交変調器駆動信号生成ステップと
   を備え、
   前記光直交変調器駆動信号生成ステップは、前記送信データをＡ（ｔ）およびＢ（ｔ）の２つの並列データに変換し、
   Ａ（ｔ）＋Ｂ（ｔ）に周波数ωのクロック信号で変調したＩ成分信号と、
   Ａ（ｔ）−Ｂ（ｔ）に前記クロック信号から位相をπ／２ずらした信号で変調したＱ成分信号と
   を生成し、
   前記Ｉ成分信号とＱ成分信号とを前記光直交変調器の２つの経路のそれぞれに設けられた電極に印加し前記連続光の光キャリア周波数を中心にして差分周波数をΔωとする光サブキャリア信号を生成するステップを含む
   ことを特徴とする光変調方法。

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