JP4893559B2 - Power supply voltage detection circuit - Google Patents
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Description
本発明は、半導体装置に搭載される電源電圧検出回路に関する。 The present invention relates to a power supply voltage detection circuit mounted on a semiconductor device.
電源電圧検出回路は、電源投入後、電源電圧が電源電圧検出レベルに達した時点で電源電圧検出信号を出力する回路、あるいは、電源電圧が電源電圧検出レベル以上の期間だけ電源電圧検出信号を出力する回路であり、低電源電圧による動作不良を防止する等のために、広く半導体装置に搭載されている。 The power supply voltage detection circuit outputs a power supply voltage detection signal when the power supply voltage reaches the power supply voltage detection level after the power is turned on, or outputs a power supply voltage detection signal only during a period when the power supply voltage is equal to or higher than the power supply voltage detection level. This circuit is widely mounted in semiconductor devices in order to prevent malfunction due to a low power supply voltage.
図5は従来の電源電圧検出回路の一例の回路図である。図5中、1は電源電圧検出部、2は電源電圧検出信号生成部である。電源電圧検出部1は、電源投入後、電源電圧VDDが電源電圧検出レベルを超えたことを検出するものである。電源電圧検出信号生成部2は、電源電圧検出部1が電源電圧VDDが電源電圧検出レベルを超えたことを検出すると、ハイレベルからなる電源電圧検出信号PDを生成して出力するものである。
FIG. 5 is a circuit diagram of an example of a conventional power supply voltage detection circuit. In FIG. 5, 1 is a power supply voltage detection unit, and 2 is a power supply voltage detection signal generation unit. The power supply
電源電圧検出部1において、3〜6は電源電圧VDDが印加される電源電圧端子、7〜9は接地電圧0Vが印加される接地電圧端子、10、11はPチャネル絶縁ゲート形電界効果トランジスタであるPチャネルMOSトランジスタ(以下、PMOSトランジスタと言う)、12〜15はNチャネル絶縁ゲート形電界効果トランジスタであるNチャネルMOSトランジスタ(以下、NMOSトランジスタと言う)である。
In the power
PMOSトランジスタ10は、ソースを電源電圧端子3に接続し、ゲートを接地電圧端子7に接続し、ドレインをノードN1に接続しており、抵抗素子として機能する。NMOSトランジスタ12は、ドレインをノードN1に接続し、ゲートを電源電圧端子4に接続しており、抵抗素子として機能する。
The
NMOSトランジスタ13は、ドレインをNMOSトランジスタ12のソースに接続し、ゲートをノードN2に接続し、ソースを接地電圧端子8に接続しており、スイッチ素子として機能する。なお、PMOSトランジスタ10のオン抵抗値は、NMOSトランジスタ12、13の合成オン抵抗値よりも大きいものとされる。
The NMOS transistor 13 has a drain connected to the source of the
PMOSトランジスタ11は、ソースを電源電圧端子5に接続し、ゲートをドレインに接続している。NMOSトランジスタ14は、ドレインをPMOSトランジスタ11のドレインに接続し、ゲートを電源電圧端子6に接続し、ソースをノードN2に接続している。NMOSトランジスタ15は、ドレイン及びゲートをノードN2に接続し、ソースを接地電圧端子9に接続している。
The
また、電源電圧検出信号生成部2において、16、17は電源電圧端子、18は接地電圧端子、19は電源電圧検出信号出力端子、20、21、22はインバータ、23、24はPMOSトランジスタ、25はNMOSトランジスタである。
In the power supply voltage detection
インバータ20、21、22は、ノードN1と電源電圧検出信号出力端子19との間に縦列接続されている。PMOSトランジスタ23は、ゲートをインバータ20の入力端子に接続し、ドレイン及びソースを電源電圧端子16に接続しており、キャパシタとして機能する。
PMOSトランジスタ24は、ゲートをインバータ22の入力端子に接続し、ドレイン及びソースを電源電圧端子17に接続しており、キャパシタとして機能する。NMOSトランジスタ25は、ゲートをインバータ21の入力端子に接続し、ドレイン及びソースを接地電圧端子18に接続しており、キャパシタとして機能する。
The
本例においては、PMOSトランジスタ11とNMOSトランジスタ14、15とで電源電圧追従電圧生成回路が構成され、PMOSトランジスタ10とNMOSトランジスタ12、13と電源電圧検出信号生成部2とで閾値回路が構成されている。
In this example, the
なお、NMOSトランジスタ26は、電源を落とした際に、ノードN2の電圧がNMOSトランジスタ26の閾値電圧に下降するまで電荷を引き抜くものであり、ドレインを電源電圧端子27に接続し、ゲート及びソースをノードN2に接続している。
The
このように構成された従来の電源電圧検出回路においては、電源が投入され、電源電圧VDDが上昇を開始すると、PMOSトランジスタ11及びNMOSトランジスタ14、15に電流が流れる。この場合、ノードN2の電圧は、電源電圧VDDよりも低いが、電源電圧VDDに追従して上昇する。
In the conventional power supply voltage detection circuit configured as described above, when the power is turned on and the power supply voltage VDD starts to rise, a current flows through the
また、この場合、PMOSトランジスタ10も導通状態となるが、ノードN2の電圧がNMOSトランジスタ13の閾値電圧を超えず、NMOSトランジスタ13が非導通状態である間は、NMOSトランジスタ13には電流が流れないので、この間は、ノードN1の電圧は、電源電圧VDDとほぼ同一の電圧となり、電源電圧検出信号出力端子19の電圧は、接地電圧のままである。
In this case, the
その後、更に電源電圧VDDが上昇し、ノードN2の電圧がNMOSトランジスタ13の閾値電圧を超えると、NMOSトランジスタ13は導通状態となり、電源電圧端子3からのPMOSトランジスタ10を介したノードN1への電荷供給と、ノードN1からのNMOSトランジスタ12、13を介した接地電圧端子8への電荷放出とが同時に起こる。
Thereafter, when the power supply voltage VDD further rises and the voltage at the node N2 exceeds the threshold voltage of the NMOS transistor 13, the NMOS transistor 13 becomes conductive, and the charge from the power
この場合、ノードN1の電圧は、PMOSトランジスタ10のオン抵抗値がNMOSトランジスタ12、13の合成オン抵抗値よりも大きいとされていることから、接地電圧へ向けて下がる。この結果、電源電圧検出信号出力端子19の電圧は、電源電圧VDDと同一となり、ハイレベルからなる電源電圧検出信号PDを出力する。
図6は図5に示す従来の電源電圧検出回路が有する問題点を説明するための図であり、電源投入後の電源電圧VDDの電圧変化とノードN1の電圧変化を示している。図6中、28は電源電圧VDDの変化、29はノードN2の電圧変化、30Aは動作温度が高温時のノードN1の電圧変化、30Bは動作温度が低温時のノードN1の電圧変化を示している。 FIG. 6 is a diagram for explaining the problems of the conventional power supply voltage detection circuit shown in FIG. 5, and shows the voltage change of the power supply voltage VDD and the voltage change of the node N1 after the power is turned on. In FIG. 6, 28 is a change in the power supply voltage VDD, 29 is a voltage change at the node N2, 30A is a voltage change at the node N1 when the operating temperature is high, and 30B is a voltage change at the node N1 when the operating temperature is low. Yes.
図5に示す従来の電源電圧検出回路においては、ノードN2の電圧がNMOSトランジスタ13の閾値電圧に達した時の電源電圧VDDのレベルが電源電圧検出レベルとなるが、NMOSトランジスタ13の閾値電圧は、動作温度により変化し、高温ほど低く、低温ほど高くなる。これに対して、ノードN2のレベルは、PMOSトランジスタ11及びNMOSトランジスタ14の合成オン抵抗値とNMOSトランジスタ15のオン抵抗値との比で決定されるので、温度による変化が少ない。
In the conventional power supply voltage detection circuit shown in FIG. 5, the level of the power supply voltage VDD when the voltage of the node N2 reaches the threshold voltage of the NMOS transistor 13 becomes the power supply voltage detection level. , Changes depending on the operating temperature, lower at higher temperatures and higher at lower temperatures. On the other hand, the level of the node N2 is determined by the ratio between the combined on-resistance value of the
このように、NMOSトランジスタ13の閾値電圧は、動作温度により変化し、高温ほど低く、低温ほど高くなるが、ノードN2の電圧は温度による変化が少ないため、電源電圧検出レベルは、図6に示すように、高温では低め、低温では高めとなり、温度依存性を持つことになる。 As described above, the threshold voltage of the NMOS transistor 13 varies depending on the operating temperature. The threshold voltage decreases as the temperature increases and increases as the temperature decreases. However, since the voltage at the node N2 varies little with temperature, the power supply voltage detection level is shown in FIG. Thus, it is lower at high temperatures and higher at low temperatures, and has temperature dependence.
しかしながら、電源電圧検出レベルは、温度依存性を持たず、温度変化による影響を受けないことが望ましい。なぜなら、電源電圧検出レベルが温度依存性を持つと、動作保証電圧で確実に動作するように電源電圧検出レベルを低めに設定しなければならないことになり、本来の低電源電圧による誤動作防止の効用が薄れてしまうからである。 However, it is desirable that the power supply voltage detection level does not have temperature dependence and is not affected by temperature changes. This is because if the power supply voltage detection level is temperature-dependent, the power supply voltage detection level must be set low so that it can operate reliably at the guaranteed operating voltage. Because it will fade.
本発明は、かかる点に鑑み、電源電圧検出レベルが温度変化による影響を受けないようにすることができ、これを半導体装置に搭載する場合には、電源電圧検出レベルを半導体装置の動作保証電圧に近い値に設定することができ、半導体装置の安定的な動作を実現することができるようにした電源電圧検出回路を提供することを目的とする。 In view of this point, the present invention can prevent the power supply voltage detection level from being affected by temperature changes. When this is mounted on a semiconductor device, the power supply voltage detection level is set to the operation guarantee voltage of the semiconductor device. It is an object of the present invention to provide a power supply voltage detection circuit that can be set to a value close to 1 and can realize a stable operation of a semiconductor device.
本出願が開示する電源電圧検出回路は、電源電圧に追従する電圧を生成する電源電圧追従電圧生成回路と、前記電源電圧追従電圧生成回路の出力電圧を入力し、前記出力電圧が閾値電圧を越えると電源電圧検出信号を出力する閾値回路とを備える電源電圧検出回路において、前記電源電圧追従電圧生成回路は、前記閾値電圧の温度変化を相殺する温度対出力電圧特性を持つことを特徴とする。 A power supply voltage detection circuit disclosed in the present application includes a power supply voltage tracking voltage generation circuit that generates a voltage that follows the power supply voltage, and an output voltage of the power supply voltage tracking voltage generation circuit, and the output voltage exceeds a threshold voltage. And a threshold voltage circuit that outputs a power supply voltage detection signal, wherein the power supply voltage follow-up voltage generation circuit has a temperature-to-output voltage characteristic that cancels a temperature change of the threshold voltage.
開示した電源電圧検出回路によれば、電源電圧追従電圧生成回路は、閾値回路の閾値電圧の温度変化を相殺する温度対出力電圧特性を持つとしているので、電源電圧検出レベルが温度変化による影響を受けないようにすることができる。したがって、本発明を半導体装置に搭載する場合には、電源電圧検出レベルを半導体装置の動作保証電圧に近い値に設定することができ、半導体装置の安定的な動作を実現することができる。 According to the disclosed power supply voltage detection circuit, the power supply voltage follow-up voltage generation circuit has a temperature-to-output voltage characteristic that cancels out the temperature change of the threshold voltage of the threshold circuit, so that the power supply voltage detection level is affected by the temperature change. It can be made not to receive. Therefore, when the present invention is mounted on a semiconductor device, the power supply voltage detection level can be set to a value close to the operation guarantee voltage of the semiconductor device, and a stable operation of the semiconductor device can be realized.
(第1実施形態)
図1は本発明の第1実施形態の回路図である。本発明の第1実施形態は、図5に示す従来の電源電圧検出回路が備える電源電圧検出部1と回路構成の異なる電源電圧検出部31を備えるようにし、その他については、図5に示す従来の電源電圧検出回路と同様に構成したものである。
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention. The first embodiment of the present invention includes a power supply voltage detection unit 31 having a circuit configuration different from that of the power supply
本発明の第1実施形態が備える電源電圧検出部31は、図5に示す電源電圧検出部1が備えるPMOSトランジスタ11及びNMOSトランジスタ14、15の代わりに、常誘電体キャパシタ32及び強誘電体キャパシタ33を備えるようにし、その他については、図5に示す電源電圧検出部1と同様に構成したものである。
The power supply voltage detector 31 provided in the first embodiment of the present invention is a
常誘電体キャパシタ32は、常誘電体膜を金属電極で挟んで構成され、第1の電極を電源電圧端子5に接続し、第2の電極をノードN2に接続している。強誘電体キャパシタ33は、強誘電体膜を金属電極で挟んで構成され、第1の電極をノードN2に接続し、第2の電極を接地電圧端子9に接続している。
The
本発明の第1実施形態においては、常誘電体キャパシタ32と強誘電体キャパシタ33とで電源電圧追従電圧生成回路が構成され、PMOSトランジスタ10とNMOSトランジスタ12、13と電源電圧検出信号生成部2とで閾値回路が構成されている。
In the first embodiment of the present invention, a
図2は強誘電体キャパシタ33の電極間電圧−分極量特性を示す図であり、(A)は低温時の場合、(B)は高温時の場合である。強誘電体キャパシタ33は、図2に示すようなヒステリシス特性を持つが、本実施形態においては、太線の矢印線Q1、Q2で示す特性部(非反転特性部)を使用する。
2A and 2B are diagrams showing the interelectrode voltage-polarization amount characteristics of the
即ち、電極間電圧の変化に対する分極量の変化の比率が強誘電体キャパシタ33の容量に相当するが、強誘電体キャパシタ33の容量は、高温時ほど大きくなり、低温時ほど小さくなる傾向があることから、本発明の第1実施形態は、強誘電体キャパシタ33のこの特性を利用している。
That is, the ratio of the change in the polarization amount to the change in the interelectrode voltage corresponds to the capacitance of the
このように構成された本発明の第1実施形態においては、常誘電体キャパシタ32の容量をC32、強誘電体キャパシタ33の容量をC33とすると、電源が投入され、電源電圧VDDが上昇を開始すると、ノードN2の電圧は、{C32/(C32+C33)}×VDDとなり、電源電圧VDDよりは低いが、電源電圧VDDに追従して上昇する。
In the first embodiment of the present invention thus configured, when the capacitance of the
また、この場合、PMOSトランジスタ10も導通状態となるが、ノードN2の電圧がNMOSトランジスタ13の閾値電圧を超えず、NMOSトランジスタ13が非導通状態である間は、NMOSトランジスタ13には電流が流れないので、この間は、ノードN1の電圧は、電源電圧VDDとほぼ同一の電圧となり、電源電圧検出信号出力端子19の電圧は、接地電圧のままである。
In this case, the
その後、更に電源電圧VDDが上昇し、ノードN2の電圧がNMOSトランジスタ13の閾値電圧を超えると、NMOSトランジスタ13は導通状態となり、電源電圧端子3からのPMOSトランジスタ10を介したノードN1への電荷供給と、ノードN1からのNMOSトランジスタ12、13を介した接地電圧端子8への電荷放出とが同時に起こる。
Thereafter, when the power supply voltage VDD further rises and the voltage at the node N2 exceeds the threshold voltage of the NMOS transistor 13, the NMOS transistor 13 becomes conductive, and the charge from the power
この場合、ノードN1の電圧は、PMOSトランジスタ10のオン抵抗値がNMOSトランジスタ12、13の合成オン抵抗値よりも大きいとされていることから、接地電圧へ向けて下がる。この結果、電源電圧検出信号出力端子19の電圧は、電源電圧VDDと同一となり、ハイレベルからなる電源電圧検出信号PDを出力する。
In this case, since the on-resistance value of the
本発明の第1実施形態においては、電源が投入され、電源電圧VDDが上昇を開始すると、ノードN2の電圧は、前述のように、{C32/(C32+C33)}×VDDとなるが、強誘電体キャパシタ33の容量C33は、高温時ほど大きく、低温時ほど小さくなる。
In the first embodiment of the present invention, when the power is turned on and the power supply voltage VDD starts to rise, the voltage at the node N2 becomes {C32 / (C32 + C33)} × VDD as described above. The capacitance C33 of the
即ち、高温時の場合には、NMOSトランジスタ13の閾値電圧は低くなるが、電源電圧VDDが電源電圧検出レベルに上昇した時のノードN2の電圧は、強誘電体キャパシタ33の容量C33が大きくなる分だけ低くなる。
That is, when the temperature is high, the threshold voltage of the NMOS transistor 13 decreases, but the voltage at the node N2 when the power supply voltage VDD rises to the power supply voltage detection level increases the capacitance C33 of the
これに対して、低温時の場合には、NMOSトランジスタ13の閾値電圧は高くなるが、電源電圧VDDが電源電圧検出レベルに上昇した時のノードN2の電圧は、強誘電体キャパシタ33の容量C33が小さくなる分だけ高くなる。
On the other hand, when the temperature is low, the threshold voltage of the NMOS transistor 13 is high, but the voltage at the node N2 when the power supply voltage VDD rises to the power supply voltage detection level is the capacitance C33 of the
したがって、常誘電体キャパシタ32と強誘電体キャパシタ33との容量比を好適な値とすることにより、動作保証温度範囲であれば、温度変化によらず、電源電圧VDDが電源電圧検出レベルに上昇した時のノードN2の電圧をNMOSトランジスタ13の閾値電圧と同一電圧にすることができる。
Therefore, by setting the capacitance ratio of the
このように、本発明の第1実施形態によれば、常誘電体キャパシタ32と強誘電体キャパシタ33からなる電源電圧追従電圧生成回路に、NMOSトランジスタ13の閾値電圧(即ち、PMOSトランジスタ10とNMOSトランジスタ12、13と電源電圧検出信号生成部2からなる閾値回路の閾値電圧)の温度変化を相殺する温度−出力電圧特性を持たせることができる。
As described above, according to the first embodiment of the present invention, the threshold voltage of the NMOS transistor 13 (that is, the
したがって、本発明の第1実施形態を半導体装置に搭載する場合には、電源電圧検出レベルを半導体装置の動作保証電圧に近い値に設定することができ、半導体装置の安定的な動作を実現することができる。 Therefore, when the first embodiment of the present invention is mounted on a semiconductor device, the power supply voltage detection level can be set to a value close to the operation guarantee voltage of the semiconductor device, thereby realizing stable operation of the semiconductor device. be able to.
(第2実施形態)
図3は本発明の第2実施形態の回路図である。本発明の第2実施形態は、図1に示す本発明の第1実施形態が備える電源電圧検出部31と回路構成の異なる電源電圧検出部34を備えるようにし、その他については、図1に示す本発明の第1実施形態と同様に構成したものである。
(Second Embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention. The second embodiment of the present invention is provided with a power supply voltage detection unit 34 having a circuit configuration different from that of the power supply voltage detection unit 31 provided in the first embodiment of the present invention shown in FIG. The configuration is the same as in the first embodiment of the present invention.
本発明の第2実施形態が備える電源電圧検出部34は、図1に示す電源電圧検出部31が備えるNMOSトランジスタ13の代わりに、4個のNMOSトランジスタ35−1〜35−4を備えるようにし、その他については、図1に示す電源電圧検出部31と同様に構成したものである。 The power supply voltage detection unit 34 included in the second embodiment of the present invention includes four NMOS transistors 35-1 to 35-4 instead of the NMOS transistor 13 included in the power supply voltage detection unit 31 illustrated in FIG. 1. The other configuration is the same as that of the power supply voltage detection unit 31 shown in FIG.
NMOSトランジスタ35−1〜35−4は、多段接続(トーテムポール接続)され、最上段のNMOSトランジスタ35−1のドレインをNMOSトランジスタ12のソースに接続し、最下段のNMOSトランジスタ35−4のソースを接地電圧端子8に接続し、NMOSトランジスタ35−1〜35−4のゲートをノードN2に接続している。
The NMOS transistors 35-1 to 35-4 are connected in multiple stages (totem pole connection), the drain of the uppermost NMOS transistor 35-1 is connected to the source of the
本発明の第2実施形態では、PMOSトランジスタ10のオン抵抗値は、NMOSトランジスタ12、35−1〜35−4の合成オン抵抗値よりも高いものとする。なお、本発明の第2実施形態では、常誘電体キャパシタ32と強誘電体キャパシタ33とで電源電圧追従電圧生成回路が構成され、PMOSトランジスタ10とNMOSトランジスタ12、35−1〜35−4と電源電圧検出信号生成部2とで閾値回路が構成されている。
In the second embodiment of the present invention, the on-resistance value of the
このように構成された本発明の第2実施形態においては、電源が投入され、電源電圧VDDが上昇を開始すると、ノードN2の電圧は、{C32/(C32+C33)}×VDDとなり、電源電圧VDDよりは低いが、電源電圧VDDに追従して上昇する。 In the second embodiment of the present invention configured as described above, when the power is turned on and the power supply voltage VDD starts to rise, the voltage at the node N2 becomes {C32 / (C32 + C33)} × VDD, and the power supply voltage VDD Although it is lower, it rises following the power supply voltage VDD.
また、この場合、PMOSトランジスタ10も導通状態となるが、ノードN2の電圧がNMOSトランジスタ35−1〜35−4の閾値電圧未満であり、NMOSトランジスタ35−1〜35−4が非導通状態である間は、NMOSトランジスタ35−1〜35−4には電流が流れないので、この間は、ノードN1の電圧は、ほぼ電源電圧VDDとなり、電源電圧検出信号出力端子19の電圧は、接地電圧のままである。
In this case, the
その後、更に電源電圧VDDが上昇し、ノードN2の電圧がNMOSトランジスタ35−1〜35−4の閾値電圧を超えると、NMOSトランジスタ35−1〜35−4は導通状態となり、電源電圧端子3からのPMOSトランジスタ10を介したノードN1への電荷供給と、ノードN1からのNMOSトランジスタ12、35−1〜35−4を介した接地電圧端子8への電荷放出とが同時に起こる。
Thereafter, when the power supply voltage VDD further rises and the voltage at the node N2 exceeds the threshold voltage of the NMOS transistors 35-1 to 35-4, the NMOS transistors 35-1 to 35-4 are turned on, and the power
この場合、ノードN1の電圧は、PMOSトランジスタ10のオン抵抗値がNMOSトランジスタ12、35−1〜35−4の合成オン抵抗値よりも大きいとされていることから、接地電圧へ向けて下がる。この結果、電源電圧検出信号出力端子19の電圧は、電源電圧VDDと同一となり、ハイレベルからなる電源電圧検出信号PDを出力する。
In this case, the voltage of the node N1 decreases toward the ground voltage because the on-resistance value of the
ここで、本発明の第2実施形態においても、常誘電体キャパシタ32と強誘電体キャパシタ33との容量比を好適な値とすることにより、動作保証温度範囲であれば、温度変化によらず、電源電圧VDDが電源電圧検出レベルに上昇した時のノードN2の電圧をNMOSトランジスタ35−1〜35−4の閾値電圧と同一電圧にすることができる。
Here, also in the second embodiment of the present invention, by setting the capacitance ratio between the
このように、本発明の第2実施形態によれば、常誘電体キャパシタ32と強誘電体キャパシタ33からなる電源電圧追従電圧生成回路に、NMOSトランジスタ35−1〜35−4の閾値電圧(即ち、PMOSトランジスタ10とNMOSトランジスタ12、35−1〜35−4と電源電圧検出信号生成部2からなる閾値回路の閾値電圧)の温度変化を相殺する温度−出力電圧特性を持たせることができる。
As described above, according to the second embodiment of the present invention, the threshold voltage of the NMOS transistors 35-1 to 35-4 (that is, the threshold voltage (ie, Further, it is possible to have a temperature-output voltage characteristic that cancels the temperature change of the threshold voltage of the threshold voltage circuit including the
したがって、本発明の第2実施形態を半導体装置に搭載する場合には、電源電圧検出レベルを半導体装置の動作保証電圧に近い値に設定することができ、半導体装置の安定的な動作を実現することができる。 Therefore, when the second embodiment of the present invention is mounted on a semiconductor device, the power supply voltage detection level can be set to a value close to the operation guarantee voltage of the semiconductor device, thereby realizing a stable operation of the semiconductor device. be able to.
また、本発明の第2実施形態においては、NMOSトランジスタ35−1〜35−4のいずれかの閾値電圧が、例えば、製造プロセス上の原因で、期待値から外れている場合、例えば、NMOSトランジスタ35−2の閾値が期待値から外れている場合、図4に示すように、NMOSトランジスタ35−1のソースとNMOSトランジスタ35−3のドレインとの間をジャンパ線36で短絡することにより、NMOSトランジスタ35−2を不使用とすることができる。
In the second embodiment of the present invention, if the threshold voltage of any of the NMOS transistors 35-1 to 35-4 is out of the expected value due to, for example, a manufacturing process, for example, the NMOS transistor When the threshold value 35-2 deviates from the expected value, the NMOS transistor 35-1 and the drain of the NMOS transistor 35-3 are short-circuited by a
即ち、図1に示す本発明の第1実施形態によれば、NMOSトランジスタ13の閾値電圧が期待値から外れている場合、本発明の第1実施形態自体が不良となってしまうが、本発明の第2実施形態によれば、NMOSトランジスタ35−1〜35−4のうち、最大で3個のNMOSトランジスタの閾値電圧が期待値から外れていても、期待値から外れているNMOSトランジスタを不使用とすることにより、本発明の第2実施形態を電源電圧検出回路として正常に動作させることができるので、本発明の第1実施形態よりも歩留りの高いものとすることができる。 That is, according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1, when the threshold voltage of the NMOS transistor 13 deviates from the expected value, the first embodiment of the present invention itself becomes defective. According to the second embodiment, out of the NMOS transistors 35-1 to 35-4, even if the threshold voltages of up to three NMOS transistors deviate from the expected values, the NMOS transistors deviating from the expected values are not considered. By using it, the second embodiment of the present invention can be normally operated as a power supply voltage detection circuit, so that the yield can be higher than that of the first embodiment of the present invention.
なお、本発明の第2実施形態においては、4個のNMOSトランジスタ35−1〜35−4を多段接続(トーテムポール接続)した場合について説明したが、多段接続するNMOSトランジスタの数は4個に限らず、任意の数とすることができる。 In the second embodiment of the present invention, the case where four NMOS transistors 35-1 to 35-4 are connected in multiple stages (totem pole connection) has been described. However, the number of NMOS transistors connected in multiple stages is four. The number is not limited and can be any number.
また、本発明の第1実施形態及び第2実施形態においては、強誘電体キャパシタ33を設けるようにした場合について説明したが、この代わりに、チタン酸リチウム等の焦電性を持つ材料からなる素子を設けるようにしても良い。
In the first and second embodiments of the present invention, the case where the
1…電源電圧検出部
2…電源電圧検出信号生成部
3〜6…電源電圧端子
7〜9…接地電圧端子
10、11…PMOSトランジスタ
12〜15…NMOSトランジスタ
16、17…電源電圧端子
18…接地電圧端子
19…電源電圧検出信号出力端子
20〜22…インバータ
23、24…PMOSトランジスタ
25、26…NMOSトランジスタ
27…電源電圧端子
31…電源電圧検出部
32…常誘電体キャパシタ
33…強誘電体キャパシタ
34…電源電圧検出部
35−1〜35−4…NMOSトランジスタ
36…ジャンパ線
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記電源電圧追従電圧生成回路の出力電圧を入力し、前記出力電圧が閾値電圧を越えると電源電圧検出信号を出力する閾値回路とを備え、
前記電源電圧追従電圧生成回路は、前記閾値電圧の温度変化を相殺する温度対出力電圧特性を持つ電源電圧検出回路において、
前記閾値回路は、
一端を電源電圧端子に接続し、他端を第1のノードに接続した第1の抵抗素子と、
一端を前記第1のノードに接続した第2の抵抗素子と、
ドレインを前記第2の抵抗素子の他端に接続し、ゲートを第2のノードに接続し、ソースを接地電圧端子に接続したNチャネル絶縁ゲート形電界効果トランジスタと、
前記第1のノードの電圧を入力して前記電源電圧検出信号を生成する電源電圧検出信号生成部とを有し、
前記電源電圧追従電圧生成回路は、
第1の電極を前記電源電圧端子に接続し、第2の電極を前記第2のノードに接続した常誘電体キャパシタと、
第1の電極を前記第2のノードに接続し、第2の電極を前記接地電圧端子に接続した強誘電体キャパシタとを有すること
を特徴とする電源電圧検出回路。 A power supply voltage follow-up voltage generation circuit that generates a voltage that follows the power supply voltage;
A threshold circuit for inputting an output voltage of the power supply voltage tracking voltage generation circuit and outputting a power supply voltage detection signal when the output voltage exceeds a threshold voltage ;
Said power supply voltage track-voltage generating circuit, a temperature versus output voltage characteristic of lifting Tsu supply voltage detection circuit to cancel the temperature change of the threshold voltage,
The threshold circuit includes:
A first resistance element having one end connected to a power supply voltage terminal and the other end connected to a first node;
A second resistance element having one end connected to the first node;
An N-channel insulated gate field effect transistor having a drain connected to the other end of the second resistive element, a gate connected to the second node, and a source connected to the ground voltage terminal;
A power supply voltage detection signal generation unit that inputs the voltage of the first node and generates the power supply voltage detection signal;
The power supply voltage follow-up voltage generation circuit includes:
A paraelectric capacitor having a first electrode connected to the power supply voltage terminal and a second electrode connected to the second node;
A first electrode connected to said second node, to that supply voltage detecting circuit; and a ferroelectric capacitor connected to the second electrode to the ground voltage terminal.
前記第2の抵抗素子は、ドレインを前記第1のノードに接続し、ゲートを前記電源電圧端子に接続し、ソースを前記第2の抵抗素子の他端とするNチャネル絶縁ゲート形電界効果トランジスタであること
を特徴とする請求項1に記載の電源電圧検出回路。 The first resistance element is a P-channel insulated gate field effect transistor having a source connected to the power supply voltage terminal, a gate connected to the ground voltage terminal, and a drain connected to the first node,
The second resistive element has an N-channel insulated gate field effect transistor having a drain connected to the first node, a gate connected to the power supply voltage terminal, and a source connected to the other end of the second resistive element. The power supply voltage detection circuit according to claim 1 , wherein:
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