JP4861752B2 - 給電装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば、プロジェクタ用の光源として使用される、高圧水銀放電ランプを用いた光源装置に関する。

液晶プロジェクタやＤＬＰプロジェクタ等の光学装置のための光源装置においては、高輝度放電ランプ（ＨＩＤランプ）が使用されるが、近年、その投入電力に対する光強度への変換効率の高さから、高圧水銀放電ランプが多用されるようになっている。

放電ランプの駆動に関しては、放電ランプの両極の電極の極性、すなわち一方が陰極で他方が陽極という関係が変化しないＤＣ駆動と、陰極と陽極の関係が略周期的に交代するＡＣ駆動とがある。また、ＡＣ駆動においては、その極性変化の速さ、すなわち駆動周波数については、数十ヘルツから数メガヘルツまで、広い周波数での駆動が可能である。

前記放電ランプに放電電流を供給するための給電装置の構造に関しては、非常に大雑把に言えば、ＡＣ駆動のための給電装置は、ＤＣ駆動のための給電装置における、チョッパ回路などのバラスト回路の後に、極性反転させるためのインバータを追加したものである。

したがって、ＤＣ駆動であれ、ＡＣ駆動であれ、この種の放電ランプの始動に際して、前記インバータを除外して考えれば、給電装置の働きと放電ランプの挙動は同様であるため、以下においては、主としてＤＣ駆動の場合について、図１６を用いて簡単に説明する。この図のａはランプ電圧（ＶＬ）、ｂはランプ電流（ＩＬ）の時間変化を概念的に示すものである。

給電装置の始動シーケンスの最初は、放電ランプに無負荷開放電圧と呼ばれる電圧の印加であり、期間（Ｔ０１）がこれに対応する。

時点（ｔｚ）において、高電圧を発生させるスタータを動作させ、前記放電ランプの両極間に高電圧（Ｖｚ）を印加して、放電空間に絶縁破壊を発生させ、これを種として放電を開始させる。
この絶縁破壊に続いて、ランプ電圧（ＶＬ）の短時間の低下（Ｖｚａ）が見られるが、これが明瞭に観察されない場合や、ランプへの水銀の付着の状態によっては、数ミリ秒、あるいはそれ以上の長期間にわたって見られる場合もある。また、絶縁破壊に続いて、ランプには比較的大きな過渡的電流（Ｉｚａ）が流れるが、これは、ランプ電圧（ＶＬ）の急激な低下によって、バラスト回路の平滑コンデンサに蓄積されていた電荷が解放されることによる。

このような絶縁破壊直後の、比較的不安定な放電の後、グロー放電と呼ばれる放電に移行する。
グロー放電は、アーク放電に比して一般に放電電圧が高く、電流密度が低い。
安定グロー放電期間（Ｔ１１）において、電極、特に陰極の温度が十分上昇し、熱電子放出が可能な温度に達すると、放電形態はアーク放電へと遷移し、アーク放電の初期の期間（Ｔ３１）に移行する。

前記アーク放電の初期の期間（Ｔ３１）においては、未だランプの温度が十分に高くなっておらず、したがって水銀の蒸気圧が低いため、ランプの放電電圧が低い。
このアーク放電の初期の期間（Ｔ３１）においては、通常、給電装置はランプに定格電力を投入することはできない。
何となれば、電力は電圧と電流の積で計算されるが、あまりに低い電圧のもとで定格電力を達成しようとすると、あまりにも大きい電流を流さなければならなくなり、給電装置の回路素子の発熱が過大になってしまうからである。

ランプの温度がゆっくりと上昇する期間（Ｔ３２）においては、時間の経過とともに、ランプの電圧が上昇し、途中、定格電力の達成ために必要なランプ電流が低下して、給電装置の許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘ以下まで下がると、ランプに定格電力が投入されるようになり、やがて定常状態（Ｔ３３）に落ち着く。
通常は、ここまでに１〜２分間程度を要する。

ところで、ランプの寿命に関しては、複数の要因が存在し、例えば、ランプの累積点灯時間に依存する電極の消耗、ランプ破損の原因である熱履歴に依存する封体ガラスの歪の蓄積など様々なものがあるが、特にグロー放電に関連する寿命要因として、封体ガラス内面に黒化が発生する問題があった。

前記したように、グロー放電は電圧が高いため、放電プラズマの中の陽イオンが高いエネルギーに加速されて陰極に衝突し、その結果、タングステンなどの陰極材料がスパッタリングにより蒸発し、これが封体ガラス内面に蒸着することにより、前記した封体ガラス内面に黒化が発生するものと考えられる。したがって、この要因によるものは、ランプの点滅点灯の回数に依存してランプ寿命が進行する。

このようにグロー放電、すなわち図１６における安定グロー放電期間（Ｔ１１）、グロー電流が増加する期間（Ｔ１２）、グロー電圧が下降する期間（Ｔ２１）における系の振る舞いを適切に制御することは、ランプ寿命にとって非常に重要な要素であるにもかかわらず、これまで十分に注意深い検討がなされておらず、とりわけ、放電空間の容積１立方ミリメートルあたり０.１５ｍｇ以上の水銀を含むＨＩＤランプにおいてそうであった。

日本国特許庁公報の特開２００１−６８９５においては、放電空間の容積１立方ミリメートルあたり０.１５ｍｇ以上の水銀を含む高圧水銀蒸気ランプのための給電装置について、グロー放電において過電力を許すように給電装置を構成する発明が開示されている。
しかしこれは、放電ランプの放電状態が、一旦アーク放電に移行した後の、アーク放電の初期の期間（Ｔ３１）からグロー放電に戻ったときに、放電が立消えることが防止できる給電装置が備えるべき、過渡的な特性の特徴について言及するものであった。

すなわち、同公報の発明に関する記載、および同公報における従来技術に関する記載は、本発明の本明細書でいうところの、後述する、図２に記載の、定電力特性線（Ｆｐ０）と点（Ｐ０ｇ）から点（Ｐ０ｅ）に至る部分とを合わせた特性線上において、或る点から他の点に移動するに際しての、過渡的な振る舞いについては言及されているが、前記図２の特性線（Ｆ１ａ）などに示すような、グロー放電における出力電流電圧特性に起因する、グロー放電期間それ自体における封体ガラス内面に黒化が発生する問題に関しては、何ら言及するものではなかった。

近年は、地球温暖化を防止するために、省エネルギーが求められており、前記光学装置に関しては、できる限り頻繁に消灯することが望ましいのであるが、前記したグロー放電時の黒化による寿命が、ランプの点滅点灯の回数に依存して進行するものであるため、ランプ寿命の観点からは、なるべく点滅させないような使い方が有利となるが、このような使い方は、前記省エネルギーの要求と相容れないものであった。
特開２００１−６８９５

本発明は、従来の技術が抱える問題、すなわち、グロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発生する問題を解決することを目的とする。

この課題を解決するために、本発明の請求項１の発明は、放電空間に一対の電極が対向配置されるとともに、放電空間の容積１立方ミリメートルあたり０．１５ｍｇ以上の水銀を含む放電ランプ（Ｌｄ）に放電電流を供給するための給電装置（Ｅｘ）において、電流検出手段（Ｉｘ）よりのランプ電流信号（Ｓｉ）および電圧検出手段（Ｖｘ）よりのランプ電圧信号（Ｓｖ）に基づきデューティサイクル比が制御されるスイッチ素子（Ｑｘ）を有する給電制御回路（Ｆｘ）は、前記放電ランプ（Ｌｄ）の放電状態がグロー放電状態であることの識別を行う機能を有し、かつ、前記給電制御回路（Ｆｘ）は、前記グロー放電状態であることの識別が行われている期間においては、出力電流電圧特性がアーク放電時における定電力特性線とは異なるグロー放電時の特性線となるように制御し、前記放電ランプ（Ｌｄ）の放電状態がアーク放電に移行したことを検知したときは、抑制信号によって前記グロー放電の出力電流電圧特性を無効化するとともに、許容ランプ電流上限値のもとで出力電流電圧特性が定電力特性線となるように制御することを特徴とするものである。

本発明の請求項２の発明は、前記定電力特性線よりも前記グロー放電の特性線が原点側に位置する条件が存在することを特徴とするものである。
本発明の請求項３の発明は、前記グロー放電の出力電流電圧特性は、点でつないだ特性線であることを特徴とするものである。
本発明の請求項４の発明は、放電空間の容積１立方ミリメートルあたり０．１５ｍｇ以上の水銀を含む放電ランプ（Ｌｄ）に放電電流を供給するための給電装置（Ｅｘ）であって、前記グロー放電の出力電流電圧特性は、前記放電ランプに投入される電力が前記放電ランプの定格電力の２倍以下となることを特徴とするものである。

図１に、前記したＤＣ駆動方式の光源装置の構成の、簡略化された一例を示す。
給電装置（Ｅｘ）において、降圧チョッパ型のバラスト回路（Ｂｘ）は、ＰＦＣ等のＤＣ電源（Ｍｘ）より電圧の供給を受けて動作する。前記バラスト回路（Ｂｘ）においては、ＦＥＴ等のスイッチ素子（Ｑｘ）によってＤＣ電源（Ｍｘ）よりの電流をオン・オフし、チョークコイル（Ｌｘ）を介して平滑コンデンサ（Ｃｘ）に充電が行われ、この電圧が放電ランプ（Ｌｄ）に印加され、放電ランプ（Ｌｄ）に電流を流すことができるように構成されている。

なお、前記スイッチ素子（Ｑｘ）がオン状態の期間は、スイッチ素子（Ｑｘ）を通じた電流により、直接的に平滑コンデンサ（Ｃｘ）への充電と負荷である放電ランプ（Ｌｄ）への電流供給が行われるとともに、チョークコイル（Ｌｘ）に電流の形でエネルギーを蓄え、前記スイッチ素子（Ｑｘ）がオフ状態の期間は、チョークコイル（Ｌｘ）に電流の形で蓄えられたエネルギーによって、フライホイールダイオード（Ｄｘ）を介して平滑コンデンサ（Ｃｘ）への充電と放電ランプ（Ｌｄ）への電流供給が行われる。

スタータ（Ｕｉ）においては、抵抗（Ｒｉ）を介して、ランプ電圧（ＶＬ）によってコンデンサ（Ｃｉ）が充電される。ゲート駆動回路（Ｇｉ）を活性化すると、サイリスタ等よりなるスイッチ素子（Ｑｉ）が導通することにより、前記コンデンサ（Ｃｉ）がトランス（Ｋｉ）の１次側巻線（Ｐｉ）を通じて放電し、２次側巻線（Ｈｉ）に高電圧パルスを発生する。
スタータ（Ｕｉ）の２次側巻線（Ｈｉ）に発生した高電圧は、バラスト回路（Ｂｘ）の出力電圧に重畳されて電極（Ｅ１，Ｅ２）間に印加され、放電ランプ（Ｌｄ）の放電を始動することができる。

給電制御回路（Ｆｘ）はあるデューティサイクル比を有するゲート駆動信号（Ｓｇ）を生成し、前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）は、ゲート駆動回路（Ｇｘ）を介して、前記スイッチ素子（Ｑｘ）のゲート端子に加えられることにより、前記したＤＣ電源（Ｍｘ）よりの電流のオン・オフが制御される。

前記放電ランプ（Ｌｄ）の電極（Ｅ１，Ｅ２）間を流れるランプ電流（ＩＬ）と、電極（Ｅ１，Ｅ２）間に発生するランプ電圧（ＶＬ）とは、電流検出手段（Ｉｘ）と、電圧検出手段（Ｖｘ）とによって、検出できるように構成される。
なお、前記電流検出手段（Ｉｘ）については、シャント抵抗を用いて、また前記電圧検出手段（Ｖｘ）については、分圧抵抗を用いて簡単に実現することができる。

前記電流検出手段（Ｉｘ）よりのランプ電流信号（Ｓｉ）、および前記電圧検出手段（Ｖｘ）よりのランプ電圧信号（Ｓｖ）は、給電制御回路（Ｆｘ）に入力され、その時点における放電ランプ（Ｌｄ）の放電状態の別、すなわち非放電状態であるか、グロー放電状態であるか（場合によっては、どのようなグロー放電状態であるか）、アーク放電状態であるか（場合によっては、どのようなアーク放電状態であるか）などに基づいて、ランプ電流（ＩＬ）やランプ電圧（ＶＬ）が、あるいはこれら電流と電圧の積であるランプ電力が、その目標値との差が減少するように、前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）のデューティサイクル比がフィードバック的に制御される。

記したように、グロー放電における系の振る舞いを適切に制御することは、ランプ寿命にとって非常に重要な要素であるため、グロー放電期間において、前記放電ランプ（Ｌｄ）に対して、過剰な電力が投入されることを抑制し、前記放電ランプに投入される電力が前記放電ランプの定格電力の２倍以下となるようにすることにより、グロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発生する問題を解決することが可能となる。

以下において、本発明の効果について、発明者らの実験結果を記載した図６を用いて説明する。
図６は、異なる給電装置を用いて同じ種類のランプを２５分間点灯し５分間消灯する点滅点灯サイクルを約５００回繰り返した場合の、光源装置の出力光量の減衰を示すものである。

供試ランプは、石英ガラスよりなる封体に放電空間の容積１立方ミリメートルあたり０.１５ｍｇの水銀と臭素、アルゴンが封入された、定格電力が１５０Ｗものを使用した。

実験に際し、放電ランプ（Ｌｄ）は、硼珪酸ガラスよりなる放物面鏡に対して、電極（Ｅ１，Ｅ２）間のアーク領域が、前記放物面鏡の焦点に位置するように装着し、光源装置の出力光量は、前記電極（Ｅ１，Ｅ２）間のアーク領域から１ｍの距離において、光束のほぼ中央部に対応する地点の照度を照度計を用いて測定した。図６においては、実験初期の照度を１００％と見なした規格化により、縦軸を照度維持率として表してある。

給電装置（Ｅｘ）の構成を、後述の第１の実施例において説明する、図８の給電制御回路（Ｆｘ１）を用いたものとすることによって、前記給電装置（Ｅｘ）の出力であるランプ電流（ＩＬ）とランプ電圧（ＶＬ）との関係、すなわち出力電流電圧特性を、図２の点（Ｐ０ａ）、点（Ｐ０ｂ）、点（Ｐ０ｃ）、点（Ｐ１１）、点（Ｐ１２）、点（Ｐ１３）、点（Ｐ０ｅ）をつないだ特性線（Ｆ１ａ）として示すような特性を有する給電装置とした場合の、実験終了時点での照度維持率は約７９％であった。

図２には、ランプの定格の２倍の一定電力に対応する電流電圧特性線（Ｆｐ１）も示されており、全ての電流および電圧領域において、前記特性線（Ｆ１ａ）は、これよりも原点側にあり、したがって、特性線（Ｆ１ａ）を有する前記給電装置（Ｅｘ）は、前記放電ランプに投入される電力が前記放電ランプの定格電力の２倍以下となるように構成されているものであることがわかる。

これに対し比較のための実験として、図１７に記載の特性線（Ｆ０ａ）のような出力電流電圧特性を有する給電装置とした場合の、実験終了時点での照度維持率は約６１％であり、図６には、この実験結果も記載されている。

ただし、特性線（Ｆ０ａ）を有する給電装置は、第１の実施例の給電装置（Ｅｘ）の給電制御回路（Ｆｘ１）を基本として、そのランプ電流上限信号発生回路（Ｕｃ１）のなかの抵抗（Ｒ１２）を除去することにより、図２の前記特性線（Ｆ１ａ）のうちの、点（Ｐ１１）、点（Ｐ１２）、点（Ｐ１３）からなる部分が、点（Ｐ１１）、点（Ｐ０ｄ）、点（Ｐ１３）をつないだ、単純な特性線となるようにして構成した。

図１７の前記特性線（Ｆ０ａ）の点（Ｐ０ｄ）付近の部分においては、出力電流電圧特性がランプの定格の２倍の一定電力に対応する電流電圧特性線（Ｆｐ１）を超え過電力の状態にあり、前記したグロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発する問題を助長していたが、本発明になる図２の特性線（Ｆ１ａ）の場合には、このような過電力が抑えられているために、前記したグロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発生する問題が解決され、照度維持率が改善されたたものと推測される。

さらに、給電装置（Ｅｘ）の構成を、後述の第２の実施例において説明する、図９の給電制御回路（Ｆｘ２）を用いたものとすることによって、前記給電装置（Ｅｘ）の出力であるランプ電流（ＩＬ）とランプ電圧（ＶＬ）との関係、すなわち出力電流電圧特性を、図３の点（Ｐ２ａ）、点（Ｐ２１）、点（Ｐ２２）、点（Ｐ２ｆ）をつないだ特性線（Ｆ２ａ）として示すような特性を有する給電装置とした場合の、実験終了時点での照度維持率は約８７％であって、同様に前記図１７の前記特性線（Ｆ０ａ）の場合より改善が見られる。

図３には、ランプの定格の２倍の一定電力に対応する電流電圧特性線（Ｆｐ１）も示されており、全ての電流および電圧領域において、前記特性線（Ｆ２ａ）は、これよりも原点側にあり、したがって、特性線（Ｆ２ａ）を有する前記給電装置（Ｅｘ）は、前記放電ランプに投入される電力が前記放電ランプの定格電力の２倍以下となるように構成されているものであることがわかる。

ここまで見てきたように、グロー放電時の過電力がランプの定格電力の２倍以下に抑えられるために、前記したグロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発生する問題が解決され、照度維持率を改善する作用を示すことがわかる。

ところで、アーク放電期間においては、ランプへの投入電力は、概ね定格電力が投入されるか、もしくは前記アーク放電の初期の期間（Ｔ３１）のように、定格電力に満たない電力が投入されるため、定格電力以上の電力が投入される可能性のある期間はグロー放電期間に限られることがわかる。

すなわち、放電ランプの放電状態がグロー放電状態であるか否かによらず、前記ランプへの投入電力が、定格電力の２倍以下になるようにすることにより、前記したグロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発生する問題が解決されることになる。

この性質を利用して、バラスト回路（Ｂｘ）に対するＤＣ電源（Ｍｘ）の電力供給能力を制限することにより、結果として、グロー放電期間における前記放電ランプに投入される電力が前記放電ランプの定格電力の２倍以下となるように制御するため、前記したグロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発生する問題が解決され、照度維持率を改善する作用を示すことがわかる。

先ず、第１の実施例について説明する。図７は、給電制御回路（Ｆｘ）の簡略化された構成を示すものである。

前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）は、総合制御部（Ｘｐｕ）のなかのＡＤ変換器（Ａｄｃ）に入力されて、適当な桁数を有するディジタルのランプ電圧データ（Ｓｘｖ）に変換され、マイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）に入力される。
ここで、マイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）は、ＣＰＵやプログラムメモリ、データメモリ、クロックパルス発生回路、タイムカウンタ、ディジタル信号の入出力のためのＩＯ制御器などを含む。

マイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）は、前記ランプ電圧データ（Ｓｘｖ）を参照した計算や、その時点の系の状態に応じた条件判断に基づき、後述するチョッパ能力制御回路（Ｕｄ）のための、チョッパ能力制御目標データ（Ｓｘｔ）を生成する。前記チョッパ能力制御目標データ（Ｓｘｔ）は、ＤＡ変換器（Ｄａｃ）によって、アナログのチョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）に変換され、端子（Ｔｔ）よりチョッパ能力制御回路（Ｕｄ）に入力される。

チョッパ能力制御回路（Ｕｄ）には、前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）は端子（Ｔｖ）より、また前記ランプ電流信号（Ｓｉ）は端子（Ｔｉ）よりそれぞれ入力される。さらに、ランプ電圧（ＶＬ）に応じて決められる、許容されるランプ電流の上限値を規定するためのランプ電流上限信号（Ｓｋ）が、ランプ電流上限信号発生回路（Ｕｃ）により発生され、端子（Ｔｋ）より入力される。

前記チョッパ能力制御回路（Ｕｄ）内においては、前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）は、必要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａｄ１）とダイオード（Ｄｄ１）を介して、さらに、前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）は、必要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａｄ２）とダイオード（Ｄｄ２）を介して、ともにプルアップ抵抗（Ｒｄ１）の一端に接続され、チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）が生成される。なお、前記プルアップ抵抗（Ｒｄ１）の他端は適当な電圧を有する基準電圧源（Ｖｄ１）に接続される。

したがって前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）は、前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）に対応する信号（Ｓｄ３）または前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）に対応する信号（Ｓｄ４）のうちの、何れか大きくない方が選択された信号となる。

すなわち、前記総合制御部（Ｘｐｕ）が、例えば、定格電力に対応する定数を前記ランプ電圧データ（Ｓｘｖ）で除算して、定格電力を達成するためのランプ電流（ＩＬ）の値を算出し、この値に対応するものとして生成するなど、何らかの方法で前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）を生成したとして、仮にこれが不適当であった場合でも、前記チョッパ能力制御回路（Ｕｄ）内において、ハードウェア的に、ランプ電流（ＩＬ）が前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）を超えないように、前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）が制限されることになる。

因みに、前記したＡＤ変換器（Ａｄｃ）やマイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）を介した制御は、動作速度が遅い（もしくは速いものとすると高コストとなる）ため、例えばランプの放電状態が急変するなどの事態が生じた場合には、その動作遅れによって、前記したチョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）の不適当が発生し得るため、このような電流制限機能をハードウェア的に構成することは、ランプや給電装置の保護の観点からも有益なことである。

一方、前記ランプ電流信号（Ｓｉ）は、必要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａｄ３）とダイオード（Ｄｄ３）を介して、一端がグランド（Ｇｎｄｘ）に接続されたプルダウン抵抗（Ｒｄ５）の他端に接続され、制御対象信号（Ｓｄ５）が生成される。

さらに、前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）は、比較器（Ｃｍｖ）によって、前記した無負荷開放電圧に対応する電圧を有する基準電圧源（Ｖｄ２）の電圧と比較され、もし、前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）が、無負荷開放電圧より高い場合は、トランジスタ（Ｑｄ１）がオフまたは能動状態になり、適当な電圧源（Ｖｄ３）から、抵抗（Ｒｄ４）とダイオード（Ｄｄ４）を介して、前記プルダウン抵抗（Ｒｄ５）に電流を流すことにより、前記制御対象信号（Ｓｄ５）の水準を上げるように動作する。

逆に前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）が、無負荷開放電圧より低い場合は、前記トランジスタ（Ｑｄ１）がオン状態になるため、前記電圧源（Ｖｄ３）からの電流は短絡され、前記制御対象信号（Ｓｄ５）は、前記ランプ電流信号（Ｓｉ）に対応するものとなる。

何となれば、前記のプルダウン抵抗（Ｒｄ５）とダイオード（Ｄｄ３）、ダイオード（Ｄｄ４）よりなる回路は、各ダイオードのアノード側の信号（Ｓｄ６）と信号（Ｓｄ７）の何れか小さくない方に対応する電圧が選択されてプルダウン抵抗（Ｒｄ５）に発生するからである。

なお、前記比較器（Ｃｍｖ）については、その出力端子と非反転入力端子に正帰還抵抗を挿入する（図示を省略）などして、比較動作にヒステリシスを持たせることにより、比較出力が変化する際の意図しない発振現象を防止することができる。

このように構成したことにより、たとえ出力電流がほとんど停止して、前記ランプ電流信号（Ｓｉ）がほとんど入らない状態であっても、前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）が、前記無負荷開放電圧より高くなろうとすると、前記制御対象信号（Ｓｄ５）が急速に上昇することにより、ランプ電圧（ＶＬ）は、概略無負荷開放電圧以下に、常にハードウェア的に制限される。

前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）は、抵抗（Ｒｄ２）と抵抗（Ｒｄ３）で分圧されて、演算増幅器（Ａｄｅ）の反転入力端子に入力される。一方、前記制御対象信号（Ｓｄ５）は、前記演算増幅器（Ａｄｅ）の非反転入力端子に入力される。そして、前記演算増幅器（Ａｄｅ）の出力信号（Ｓｄ１）は、積分コンデンサ（Ｃｄ１）とスピードアップ抵抗（Ｒｄ６）を介して反転入力端子にフィードバックされているため、前記演算増幅器（Ａｄｅ）は、前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）の抵抗（Ｒｄ２）と抵抗（Ｒｄ３）による分圧電圧に対する、前記制御対象信号（Ｓｄ５）の電圧の差を積分する、誤差積分回路としてはたらく。

時定数を決めるための抵抗（Ｒｄ０）とコンデンサ（Ｃｄ０）が接続された発振器（Ｏｓｃ）は、図１１のａに示すような鋸歯状波信号（Ｓｄ０）を発生し、この鋸歯状波信号（Ｓｄ０）と、前記誤差積分回路の出力信号（Ｓｄ１）とは、比較器（Ｃｍｇ）で比較される。

ただし比較に際しては、前記誤差積分回路の出力信号（Ｓｄ１）に対してオフセット電圧（Ｖｄ４）を加えた信号（Ｓｄ８）と前記鋸歯状波信号（Ｓｄ０）とが比較される。

前記鋸歯状波信号（Ｓｄ０）の電圧が前記信号（Ｓｄ８）の電圧よりも高い期間においてハイレベルとなる前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）が生成され、端子（Ｔｇ）を通して前記チョッパ能力制御回路（Ｕｄ）から出力される。

前記したように、前記信号（Ｓｄ８）は誤差積分回路の出力信号（Ｓｄ１）にオフセットを加えたものであるため、前記誤差積分回路の出力信号（Ｓｄ１）が仮に零であったとしても、前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）のデューティサイクル比は、１００％より小さいある最大値、すなわち最大デューティサイクル比ＤＸｍａｘ以下になるように構成されている。

図１１のａおよびｂには、前記誤差積分回路の出力信号（Ｓｄ１）、およびこれに対してオフセットを加えた信号（Ｓｄ８）、前記鋸歯状波信号（Ｓｄ０）と前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）の関係が示されている。
前記給電制御回路（Ｆｘ）から出力された前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）が、前記ゲート駆動回路（Ｇｘ）に入力されることにより、結果として、前記ランプ電流信号（Ｓｉ）および前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）が、スイッチ素子（Ｑｘ）の動作にフィードバックされたフィードバック制御系が完成する。

なお、前記図７に記載のチョッパ能力制御回路（Ｕｄ）の構成に際しては、前記演算増幅器（Ａｄｅ）や発振器（Ｏｓｃ）、比較器（Ｃｍｇ）などが集積された市販の集積回路として、テキサスインスツルメンツ社製ＴＬ４９４などを利用することができる。

先述の図７においては、前記給電制御回路（Ｆｘ）内の前記ランプ電流上限信号発生回路（Ｕｃ）は、内部構成が示されないブロックとして記載したが、図８に、具体的に構成を示したランプ電流上限信号発生回路（Ｕｃ１）とした給電制御回路（Ｆｘ１）の簡略化された実施例を示す。

始めに、総合制御部（Ｘｐｕ）よりの抑制信号（Ｓａ）はローレベルであり、そのため、トランジスタ（Ｑ１２）はオフ状態であるとする。
ランプ電流上限信号発生回路（Ｕｃ１）へは、端子（Ｔｆ）よりランプ電圧信号（Ｓｖ）が入力され、比較器（Ｃｍ１１）により、基準電圧源（Ｖ１２）の電圧と比較され、もし、前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）が、前記基準電圧源（Ｖ１２）の電圧より高い場合は、抵抗（Ｒ１３）を介して、トランジスタ（Ｑ１１）がオン状態にされるため、適当な電圧値を有する電圧源（Ｖ１１）の電圧が抵抗（Ｒ１１）と抵抗（Ｒ１２）によって分圧され、端子（Ｔｊ）から低い方のレベルのランプ電流上限信号（Ｓｋ）として出力される。

逆に前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）が、前記基準電圧源（Ｖ１２）の電圧より低い場合は、前記トランジスタ（Ｑ１１）がオフまたは能動状態になり、前記電圧源（Ｖ１１）の電圧が、前記抵抗（Ｒ１１）を介して、高い方のレベルのランプ電流上限信号（Ｓｋ）として出力される。

すなわち、図８に示した前記ランプ電流上限信号発生回路（Ｕｃ１）は、前記基準電圧源（Ｖ１２）の電圧で決まるバラスト回路（Ｂｘ）の出力電圧ＶＬｔ１を境界として、ランプ電圧（ＶＬ）がこの境界電圧ＶＬｔ１より高い場合は、ランプ電流（ＩＬ）を概略一定の小さい制限電流値ＩＬｈに制限し、ランプ電圧（ＶＬ）がこの境界電圧ＶＬｔ１より低い場合は、ランプ電流（ＩＬ）を概略一定の、前記制限電流値ＩＬｈよりも大きい値に制限することになる。そして、この大きい方の制限電流値が前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘになるように、電圧源（Ｖ１１）の電圧が決定される。

なお、前記比較器（Ｃｍ１１）については、その出力端子と非反転入力端子に正帰還抵抗を挿入する（図示を省略）などして、比較動作にヒステリシスを持たせることにより、比較出力が変化する際の意図しない発振現象を防止することができる。

このようなバラスト回路（Ｂｘ）の構成により、グロー放電のために、前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）として前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）が選択されるよう、前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）が十分に高く設定されているときには、出力電流電圧特性は、図２の点（Ｐ０ａ）、点（Ｐ０ｂ）、点（Ｐ０ｃ）、点（Ｐ１１）、点（Ｐ１２）、点（Ｐ１３）、点（Ｐ０ｅ）をつないだ特性線（Ｆ１ａ）として示すような特性になる。

ここで、点（Ｐ１２）および点（Ｐ１３）における電圧は概略同じで、前記境界電圧ＶＬｔ１で規定される値となる。また、点（Ｐ１１）および点（Ｐ１２）における電流は概略同じで、前記制限電流値ＩＬｈで規定される値となり、さらに、点（Ｐ１３）および点（Ｐ０ｅ）における電流は概略同じで、前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘで規定される値となる。

図２においては、アーク放電時におけるランプの定格電力が１５０Ｗであるとして、この定格電力が一定に維持されるとした場合の定電力特性線（Ｆｐ０）も示してある。

以下において、給電制御回路（Ｆｘ）として図８に記載の給電制御回路（Ｆｘ１）を有する給電装置（Ｅｘ）が、図２の特性線（Ｆ１ａ）に示す特性を与える
理由を簡単に説明する。

一般に、降圧チョッパ回路は、入力電圧と出力電圧の電圧差によって出力電流を流すものであるため、出力電圧が高くなるほど、出力電流供給能力は小さくなり、逆に出力電圧が低くなるほど、出力電流供給能力は大きくなる。言い換えれば、出力電流が小さいほど、高い電圧を出力することができるようになり、逆に出力電流が大きいほど、低い電圧しか出力できなくなる。

前記特性線（Ｆ１ａ）の点（Ｐ０ａ）は、前記した無負荷開放電圧を発生している状態に対応し、点（Ｐ０ａ）から点（Ｐ０ｂ）に至る平坦な部分は、ランプ電流（ＩＬ）が流れていない、もしくは小さいことに起因して、前記したように、ランプ電圧信号（Ｓｖ）が無負荷開放電圧より高くなろうとするために、前記トランジスタ（Ｑｄ１）がオフまたは能動状態になり、チョッパ能力制御回路（Ｕｄ）のフィードバック制御機能によって、前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）のデューティサイクル比を前記最大デューティサイクル比ＤＸｍａｘから低下させ、ランプ電圧信号（Ｓｖ）が無負荷開放電圧を超えないように制御されることに対応して生ずる。点（Ｐ０ａ）から点（Ｐ０ｂ）に至る部分を除いた他の部分では、ランプ電圧信号（Ｓｖ）が無負荷開放電圧より低いために前記トランジスタ（Ｑｄ１）がオン状態になる。

一方、前記特性線（Ｆ１ａ）の点（Ｐ０ｂ）から点（Ｐ０ｄ）に至る部分では、前記制御対象信号（Ｓｄ５）は、前記ランプ電流信号（Ｓｉ）に対応するものとなるが、前記したように前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）は、前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）として前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）が選択されるように、十分に高く設定されており、また、前記したように前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）のデューティサイクル比は、前記最大デューティサイクル比ＤＸｍａｘを超えることができないため、前記ランプ電流信号（Ｓｉ）は、前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）、すなわち前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）で規定される水準に達することができず、前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）のデューティサイクル比が前記最大デューティサイクル比ＤＸｍａｘに固定された状態が維持される。

前記特性線（Ｆ１ａ）の点（Ｐ０ｂ）から点（Ｐ１１）に至る部分のうち、点（Ｐ０ｂ）から点（Ｐ０ｃ）に至る双曲線様の部分は、前記スイッチ素子（Ｑｘ）と前記チョークコイル（Ｌｘ）、前記フライホイールダイオード（Ｄｘ）よりなる前記降圧チョッパ回路が断続モード（不連続モード）で動作している状態に対応する。
さらに、点（Ｐ０ｃ）から点（Ｐ１１）に至る右下がりの比較的平坦な部分は、前記降圧チョッパ回路が、連続モードで動作している状態に対応する。

ここで、前記降圧チョッパ回路の断続モードとは、図１１のｃに示すように、前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）に従ってスイッチ素子（Ｑｘ）のオン・オフが制御されるチョークコイル（Ｌｘ）に関して、その電流（Ｉｃｏｉｌ）が概略０である期間（Ｔｎ）が存在する状態を意味し、また連続モードとは、図１１のｄに示すように、チョークコイル（Ｌｘ）の電流（Ｉｃｏｉｌ）が概略０である期間（Ｔｎ）が存在しない状態を意味する。

一般に、デューティサイクル比が固定され、断続モードで動作する降圧チョッパ回路においては、その出力電圧は、出力電流が増加するにしたがい低下する。

なお、単純な近似理論では、デューティサイクル比が固定され、連続モードで動作する降圧チョッパ回路の出力電圧は、出力電流によらずに、ＤＣ電源（Ｍｘ）に最大デューティサイクル比ＤＸｍａｘを乗じた一定値となるが、現実の降圧チョッパ回路においては、出力電流の増加に伴って出力電圧が低下するため、点（Ｐ０ｃ）から点（Ｐ１１）に至る部分は、右下がりの特性となる。

前記したように、降圧チョッパ回路は出力電圧が低くなるほど、出力電流供給能力は大きくなるため、点（Ｐ１１）から、ランプ電圧（ＶＬ）がさらに低下すると、ランプ電流（ＩＬ）が増加して、前記制限電流値ＩＬｈを超えようとするために、前記ランプ電流信号（Ｓｉ）に対応する前記制御対象信号（Ｓｄ５）は、前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）に対応する前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）の前記抵抗（Ｒｄ２）と抵抗（Ｒｄ３）による分圧電圧との差を解消することができるようになるため、前記誤差積分回路の出力信号（Ｓｄ１）が上昇し、前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）のデューテイサイクル比を低下させることにより、ランプ電流（ＩＬ）は前記制限電流値ＩＬｈに維持されるようになる。前記特性線（Ｆ１ａ）の点（Ｐ１１）から点（Ｐ１２）に至る、ランプ電流（ＩＬ）が一定の部分は、このようにして生ずる。

点（Ｐ１２）から、ランプ電圧（ＶＬ）がさらに低下して、前記制限電流値ＩＬｈ以下になると、前記したようにランプ電流（ＩＬ）は前記制限電流値ＩＬｈよりも大きい前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘに維持されるようになる。前記特性線（Ｆ１ａ）の点（Ｐ１３）から点（Ｐ０ｅ）に至る、ランプ電流（ＩＬ）が一定の部分は、このようにして生ずる。

したがって、前記放電ランプに投入される電力が前記放電ランプの定格電力の２倍以下となるようにするために、点（Ｐ１１）が、ランプの定格の２倍の一定電力に対応する電流電圧特性線（Ｆｐ１）を超えないように、前記した低い方のレベルのランプ電流上限信号（Ｓｋ）を決定し、また、前記した高い方のレベルのランプ電流上限信号（Ｓｋ）すなわち前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘのもとで、点（Ｐ１３）がランプの定格の２倍の一定電力に対応する電流電圧特性線（Ｆｐ１）を超えないように、前記基準電圧源（Ｖ１２）の電圧を決定すればよい。

このように給電装置を設計することにより、作用の部分において述べたように、図２に記載のグロー放電の出力電流電圧特性を実現する、図１、図７、図８に記載の構成を有する本発明になる給電装置は、グロー放電時の過電力がランプの定格電力の２倍以下に抑えられるために、前記したグロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発生する問題が解決され、照度維持率を改善することができる。

以下において、給電制御回路（Ｆｘ）として図８に記載の給電制御回路（Ｆｘ１）を有する、図１に記載の本発明の光源装置の始動前、始動、グロー放電、アーク放電移行、定常状態のアーク放電への収束の各過程と、実際的な制御の要点について、簡単に説明しておく。

この光源装置を始動する際には、総合制御部（Ｘｐｕ）は、前記したようにグロー放電のために、前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）として前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）が選択されるよう、前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）を十分に高く設定して、出力電流電圧特性を図２に記載の特性線（Ｆ１ａ）とした状態にする。

この時点では放電ランプ（Ｌｄ）は消灯しており、ランプ電流（ＩＬ）は流れないため、無負荷開放電圧を発生する状態、すなわち点（Ｐ０ａ）に対応する状態になる。

ここで、スタータ（Ｕｉ）を動作させることにより、前記したように前記電極（Ｅ１，Ｅ２）の間に高電を印加して絶縁破壊を発生させてグロー放電を開始させる。
グロー放電期間中の系の状態は、図２の特性線（Ｆ１ａ）上の点（Ｐ０ｃ）から点（Ｐ１２）に至る部分の何れかの点において暫く留まり、電極の温度が十分上昇すると、放電形態はアーク放電へと遷移する。

前記したように、ランプがアーク放電に移行するとランプ電圧（ＶＬ）が急激に低下するから、ＡＤ変換器（Ａｄｃ）を介してランプ電圧信号（Ｓｖ）を検出している総合制御部（Ｘｐｕ）は、ランプ電圧（ＶＬ）の急激な低下を検知することができる。
あるいは、ランプがアーク放電に移行後にグロー放電に戻った後にアーク放電に再移行したり、あるいはこれを何度か繰り返した上でアーク放電に移行する場合に備えて、適当な時間経過を待ってランプ電圧（ＶＬ）の急激な低下を検知することにより、ランプがアーク放電に移行したことを検知することができる。

ランプがアーク放電に移行したことを検知したならば、総合制御部（Ｘｐｕ）は、それまでのグロー放電のために前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）として前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）が選択されるよう、前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）を十分に高く設定する動作に代えて、略定期的にランプ電圧（ＶＬ）を検出し、設定されている目標電力を検出されたランプ電圧（ＶＬ）で除して目標電流を算出し、これを前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）として、繰り返し設定する動作を開始する。

前記したようにアーク放電の初期の期間（Ｔ３１）においては、未だランプの温度が十分に高くなっておらず、算出された目標電流が前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘを超えるために目標電流を達成することができないが、時間の経過とともに、ランプの電圧が上昇して、算出された目標電流が前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘ以下となり、設定されている目標電力をランプに投入することができるようになる。
そしてそれ以降は、光源装置の状態は、図２に記載の定電力特性線（Ｆｐ０）に沿って推移し、そして前記したように、光源装置の状態は定常状態（Ｔ３３）に落ち着く。

ただし、図２においては、グロー放電の特性線（Ｆ１ａ）が、点（Ｐ１２）近傍において、アーク放電の定電力特性線（Ｆｐ０）より下に位置している。前記したように、前記チョッパ能力制御回路（Ｕｄ）の前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）は、前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）に対応する信号（Ｓｄ３）または前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）に対応する信号（Ｓｄ４）のうちの、何れか大きくない方が選択されるため、グロー放電の特性線（Ｆ１ａ）が、アーク放電の定電力特性線（Ｆｐ０）より下に位置している条件では、放電がアーク放電であるにもかかわらず、アーク放電の定電力特性線（Ｆｐ０）より優先されて、グロー放電の特性線（Ｆ１ａ）が発現してしまうことになる。

このような不都合が生ずることを防止するため、前記した、ランプがアーク放電に移行したことを検知した時点で、前記総合制御部（Ｘｐｕ）は前記抑制信号（Ｓａ）をハイレベルにすることにより、前記トランジスタ（Ｑ１２）をオン状態にして、前記トランジスタ（Ｑ１１）がオン状態になることを阻止し、結果としてランプ電圧（ＶＬ）が前記境界電圧ＶＬｔ１より高い場合に、ランプ電流（ＩＬ）が前記ＶＬｔ１に制限される機能の発現を禁止することができる。

当然ながら、前記したような、グロー放電の特性線がアーク放電の特性線より下に位置する条件が存在しない場合は、前記したような、前記トランジスタ（Ｑ１２）による前記トランジスタ（Ｑ１１）の動作阻止機能の実装を省略することができる。

次に、第２の実施例について説明する。図９は、前記図７に記載の前記給電制御回路（Ｆｘ）のなかのランプ電流上限信号発生回路（Ｕｃ）に対して、これの具体的な構成を示したランプ電流上限信号発生回路（Ｕｃ２）とした給電制御回路（Ｆｘ２）の簡略化された構成を示すものである。

ランプ電流上限信号発生回路（Ｕｃ２）へは端子（Ｔｆ）よりランプ電圧信号（Ｓｖ）が入力され、比較器（Ｃｍ２１）により、基準電圧源（Ｖ２２）の電圧と比較され、もし、前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）の電圧が、前記基準電圧源（Ｖ２２）の電圧より高い場合は、トランジスタ（Ｑ２１）がオン状態にされるため、抵抗（Ｒ２５）が短絡され、演算増幅器（Ａ２２）の非反転入力端子からグランドに接続される抵抗値は、抵抗（Ｒ２４）によるもののみの小さい方の値となる。

逆に前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）の電圧が、前記基準電圧源（Ｖ２２）の電圧より低い場合は、前記トランジスタ（Ｑ２１）がオフまたは能動状態にされるため、抵抗（Ｒ２５）が短絡されず、演算増幅器（Ａ２２）の非反転入力端子からグランドに接続される抵抗値は、抵抗（Ｒ２４）と抵抗（Ｒ２５）の和による大きい方の値となる。

なお、前記比較器（Ｃｍ２１）については、その出力端子と非反転入力端子に正帰還抵抗を挿入する（図示を省略）などして、比較動作にヒステリシスを持たせることにより、比較出力が変化する際の意図しない発振現象を防止することができる。

前記演算増幅器（Ａ２２）の前記非反転入力端子には、適当な電圧値を有する基準電圧源（Ｖ２１）が、抵抗（Ｒ２３）を介して接続される。

一方、前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）は、必要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａ２１）を介し、また抵抗（Ｒ２１）を介して、前記演算増幅器（Ａ２２）の反転入力端子に入力される。

そして、前記演算増幅器（Ａ２２）の前記反転入力端子には、抵抗（Ｒ２２）を介して、前記演算増幅器（Ａ２２）の出力電圧がフィードバックされ、その結果、前記演算増幅器（Ａ２２）は差動増幅回路として機能する。

このとき、前記演算増幅器（Ａ２２）の出力電圧Ｅｏは、次の式１で表されるものとなる。
Ｅｏ＝Ａ＋Ｂ・Ｆ（Ｅｉ）−Ｃ・Ｅｉ …（式１）
ここでＥｉは前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）の電圧、Ａ、Ｂ、Ｃは正の定数であり、Ｆ（Ｅｉ）はＥｉの関数で、前記トランジスタ（Ｑ２１）がオンのときには０、オフのときには１となるものである。

ただし、前記定数Ａ、Ｂ、Ｃの値は、前記抵抗（Ｒ２１）、前記抵抗（Ｒ２２）、前記抵抗（Ｒ２３）、前記抵抗（Ｒ２４）、前記抵抗（Ｒ２５）の抵抗値、前記増幅器またはバッファ（Ａ２１）のゲイン、前記基準電圧源（Ｖ２１）の電圧値から計算される。

前記演算増幅器（Ａ２２）の出力電圧Ｅｏは、抵抗（Ｒ２６）を介して端子（Ｔｊ）より出力され、前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）として、前記チョッパ能力制御回路（Ｕｄ）に入力される。
式１より明らかなように、前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）は、前記トランジスタ（Ｑ２１）がオンである領域、およびオフである領域で、ランプ電圧（ＶＬ）が高いほど直線的に小さくなる。

前記バラスト回路（Ｂｘ）の出力電圧、すなわちランプ電圧（ＶＬ）は、前記比較器（Ｃｍｖ）のはたらきによって、最終的に前記無負荷開放電圧を超えないようにされるから、前記トランジスタ（Ｑ２１）がオンである条件において、ランプ電圧（ＶＬ）が前記無負荷開放電圧以上の適当な電圧になるときに、前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）が、ランプ電流（ＩＬ）を０Ａに制限するようにすればよいことがわかる。

ここで、もし前記トランジスタ（Ｑ２１）がオンである条件において、ランプ電圧（ＶＬ）が前記無負荷開放電圧になるときに、前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）が、ランプ電流（ＩＬ）を０Ａに制限するようにする場合は、前記した、図７に記載の、前記比較器（Ｃｍｖ）や前記トランジスタ（Ｑｄ１）などの、ランプ電圧（ＶＬ）が前記無負荷開放電圧を超えないようにするための回路部分を省略することができる。

また、前記バラスト回路（Ｂｘ）の出力電流、すなわちランプ電流（ＩＬ）は、前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘを超えないようにする必要があるから、前記トランジスタ（Ｑ２１）がオフである条件において、ランプ電圧（ＶＬ）が概ね０Ｖ（すなわち、前記したアーク放電の初期の期間（Ｔ３１）の低い放電電圧に対応する電圧で、出力電流電圧特性を考えるに際して、これを０Ｖと見なしても大差はない）になるときに、前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）が、ランプ電流（ＩＬ）を許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘに制限するようにすればよいことがわかる。

すなわち、図９に示した前記ランプ電流上限信号発生回路（Ｕｃ２）は、前記基準電圧源（Ｖ２２）の電圧で決まるバラスト回路（Ｂｘ）の出力電圧における境界電圧ＶＬｔ２をスレショルドとして、ランプ電圧（ＶＬ）がこの境界電圧ＶＬｔ２より高い場合は、ランプ電圧（ＶＬ）が前記無負荷開放電圧を超えないようにランプ電流（ＩＬ）を、ランプ電圧（ＶＬ）の低下とともに、直線的に増加するように制限し、ランプ電圧（ＶＬ）がこの境界電圧ＶＬｔ２より低い場合は、ランプ電流（ＩＬ）が前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘを超えないようにランプ電流（ＩＬ）を、ランプ電圧（ＶＬ）の低下とともに、直線的に増加するように制限することになる。

ただし、前記演算増幅器（Ａ２２）の出力電圧Ｅｏが、前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）として出力されるためには、総合制御部（Ｘｐｕ）よりの抑制信号（Ｓａ）をローレベルとして、トランジスタ（Ｑ２２）をオフ状態として、抵抗（Ｒ２７）によってトランジスタ（Ｑ２３）をオフ状態にしておく必要がある。

総合制御部（Ｘｐｕ）よりの抑制信号（Ｓａ）がハイレベルのときは、トランジスタ（Ｑ２２）はオン状態になり、また抵抗（Ｒ２８）を介して前記トランジスタ（Ｑ２３）もオン状態になるため、前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）は、前記演算増幅器（Ａ２２）の出力電圧Ｅｏによらず、概ね基準電圧源（Ｖ２３）に等しい電圧に固定される。そして、この電圧値が前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘに対応するように、基準電圧源（Ｖ２３）の電圧が決定される。

このようなバラスト回路（Ｂｘ）の構成により、グロー放電のために、前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）として前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）が選択されるよう、前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）が十分に高く設定されているときには、出力電流電圧特性は、図３の点（Ｐ２ａ）、点（Ｐ２１）、点（Ｐ２２）、点（Ｐ２ｆ）をつないだ特性線（Ｆ２ａ）として示すような特性になる。
ここで、点（Ｐ２１）および点（Ｐ２２）における電圧は概略同じで、前記境界電圧ＶＬｔ１で規定される値となる。

したがって、前記放電ランプに投入される電力が前記放電ランプの定格電力の２倍以下となるようにするために、特性線（Ｆ２ａ）がランプの定格の２倍の一定電力に対応する電流電圧特性線（Ｆｐ１）を超えないように、前記式１の定数Ａ，Ｂ，Ｃを決定すればよい。

ただし前記した、図２の点（Ｐ０ｂ）から点（Ｐ１１）に至る部分について説明したように、前記ゲート駆動信号（Ｓｇ）のデューティサイクル比が前記最大デューティサイクル比ＤＸｍａｘである降圧チョッパ回路における、断続モードで動作している状態に関する特徴、および連続モードで動作している状態に関する特徴に起因して生ずる、ランプ電圧（ＶＬ）の上限特性（Ｆｄｗ）によって、特性線（Ｆ２ａ）などの図３の出力電流電圧特性は、電力供給能力の制約を受けるが、これは問題にはならない。

このように給電装置を設計することにより、作用の部分において述べたように、図３に記載のグロー放電の出力電流電圧特性を実現する、図１、図７、図９に記載の構成を有する本発明になる給電装置は、グロー放電時の過電力がランプの定格電力の２倍以下に抑えられるために、前記したグロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発生する問題が解決され、照度維持率を改善することができる。

この光源装置を始動する際にも、総合制御部（Ｘｐｕ）は、前記した第１の実施例に記載の光源装置の場合と同様に、グロー放電のために、前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）として前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）が選択されるよう、前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）を十分に高く設定して、出力電流電圧特性を図３に記載の特性線（Ｆ２ａ）とした状態にする。あるいは、前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）が前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘに対応するものになるように前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）を設定してもよい。

そして、ランプがアーク放電に移行したことを検知した時点で、前記総合制御部（Ｘｐｕ）は、前記した第１の実施例に記載の光源装置の場合と同様に、前記抑制信号（Ｓａ）をハイレベルにすることにより、前記トランジスタ（Ｑ２２）を、そして前記トランジスタ（Ｑ２３）をオン状態にして、前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）が前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘに対応するものになるようにする。

このようにすることにより、アーク放電に移行後は、特性線（Ｆ２ａ）の出力電流電圧特性から離れて、図３に記載の点（Ｐ２ｅ）と点（Ｐ２ｆ）を結ぶ定電流特性線に沿って、定電力特性線（Ｆｐ０）に移ることができる。この方が、特性線（Ｆ２ａ）に沿って移動するよりも速やかに定電力特性線（Ｆｐ０）に達することができる。

このようなグロー放電の出力電流電圧特性の無効化は、定電力特性線（Ｆｐ０）への到達に速やかさを要しない場合は不要であるが、アーク放電の定電力特性線（Ｆｐ０）の常用領域（すなわち始動時や始動直後の発光が暗い領域を除いた、光源として利用される場合のアーク放電の領域）において、グロー放電の出力電流電圧特性の方が下に位置する条件が存在する場合は必要である。

図３の、前記特性線（Ｆ２ａ）は、常用領域において前記定電力特性線（Ｆｐ０）より上にあるため、前記したグロー放電の出力電流電圧特性の無効化機能を省略することが可能であるが、もし、点（Ｐ２１）がさらに下もしくは左にあって、前記定電力特性線（Ｆｐ０）を横切る場合は、前記したグロー放電の出力電流電圧特性の無効化機能が必要となる。

前記図９の回路ブロック（Ｕｉ１）については、これを図１０に記載の回路ブロック（Ｕｉ２）にすることにより、さらに改良することができる。

前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）は、必要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａ２ｉ１）を介して、演算増幅器（Ａ２ｉ２）と基準電圧源（Ｖ２ｉ１）、抵抗（Ｒ２ｉ１）、抵抗（Ｒ２ｉ２）、抵抗（Ｒ２ｉ３）、抵抗（Ｒ２ｉ４）よりなる差動増幅回路、および演算増幅器（Ａ２ｉ３）と基準電圧源（Ｖ２ｉ２）、抵抗（Ｒ２ｉ５）、抵抗（Ｒ２ｉ６）、抵抗（Ｒ２ｉ７）、抵抗（Ｒ２ｉ８）よりなる差動増幅回路に入力される。

これらの差動増幅回路の構造は、先に説明した、前記図９の演算増幅器（Ａ２２）と基準電圧源（Ｖ２１）、抵抗（Ｒ２１）、抵抗（Ｒ２２）、抵抗（Ｒ２３）、抵抗（Ｒ２４）、抵抗（Ｒ２５）、トランジスタ（Ｑ２１）よりなる差動増幅回路から抵抗（Ｒ２５）とトランジスタ（Ｑ２１）を除いたものに相当するから、これらの差動増幅回路の出力である信号（Ｓ２ｉ１）および信号（Ｓ２ｉ２）の電圧Ｅｏ１、Ｅｏ２は、それぞれ次の式２、式３で表されるものとなる。
Ｅｏ１＝Ａ１−Ｃ１・Ｅｉ …（式２）
Ｅｏ２＝Ａ２−Ｃ２・Ｅｉ …（式３）

ここで、Ｅｉは前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）の電圧で、正の定数Ａ１、Ｃ１は、前記増幅器またはバッファ（Ａ２ｉ１）のゲイン、前記抵抗（Ｒ２ｉ１）、前記抵抗（Ｒ２ｉ２）、前記抵抗（Ｒ２ｉ３）、前記抵抗（Ｒ２ｉ４）、の抵抗値、前記基準電圧源（Ｖ２ｉ１）の電圧値から計算され、また正の定数Ａ２、Ｃ２は、前記増幅器またはバッファ（Ａ２ｉ１）のゲイン、前記抵抗（Ｒ２ｉ５）、前記抵抗（Ｒ２ｉ６）、前記抵抗（Ｒ２ｉ７）、前記抵抗（Ｒ２ｉ８）、の抵抗値、前記基準電圧源（Ｖ２ｉ２）の電圧値から計算される。

信号（Ｓ２ｉ１）および信号（Ｓ２ｉ２）の電圧うちの小さくない方が、ダイオード（Ｄ２ｉ１）およびダイオード（Ｄ２ｉ２）により選択されて、抵抗（Ｒ２ｉ９）に現れるから、これが必要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａ２ｉ４）を介して、図９の演算増幅器（Ａ２２）よりの信号（Ｓｋ２）の代わりに抵抗（Ｒ２６）に接続される。

式２および式３より明らかなように、信号（Ｓ２ｉ１）および信号（Ｓ２ｉ２）の電圧Ｅｏ１、Ｅｏ２は、ランプ電圧（ＶＬ）が高いほど直線的に小さくなるものであり、これらのうちの小さくない方が選択され、ランプ電流上限信号（Ｓｋ）として機能するから、グロー放電のために、前記チョッパ駆動目標信号（Ｓｄ２）として前記ランプ電流上限信号（Ｓｋ）が選択されるよう、前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）が前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘに対応するものに設定されているときには、出力電流電圧特性は、図４の点（Ｐ２ａ）、点（Ｐ２６）、点（Ｐ２７）、点（Ｐ２ｅ）をつないだ特性線（Ｆ２ｅ）として示すような特性になる。

ここで、点（Ｐ２７）から点（Ｐ２ｅ）に至る定電流的部分は、前記した、前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）が前記許容ランプ電流上限値ＩＬｍａｘに対応するものに設定されていることにより生じたものである。

したがって、前記放電ランプに投入される電力が前記放電ランプの定格電力の２倍以下となるようにするために、特性線（Ｆ２ｅ）がランプの定格の２倍の一定電力に対応する電流電圧特性線（Ｆｐ１）を超えないように、前記式２，３の定数Ａ１，Ａ２，Ｃ１，Ｃ２を決定すればよい。

このように給電装置を設計することにより、作用の部分において述べたように、図４に記載のグロー放電の出力電流電圧特性を実現する、回路ブロック（Ｕｉ２）が図１０に記載の構成を有する本発明になる給電装置は、グロー放電時の過電力がランプの定格電力の２倍以下に抑えられるために、前記したグロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発生する問題が解決され、照度維持率を改善することができる。

ところで、前記図３の特性線（Ｆ２ａ）においては、前記点（Ｐ２１）から点（Ｐ２２）に至る部分は、前記図９の比較器（Ｃｍ２１）のはたらきによる不連続な跳躍として生じるものである。

通常、グロー放電からアーク放電に遷移する際は、ランプ電圧（ＶＬ）は急峻に下降して、前記境界電圧ＶＬｔ２を超えるために問題は無いが、前記境界電圧ＶＬｔ２より高い側から低い側へ、比較的ゆっくり低下して超えるようなランプの場合は、超えた直後に急激にランプ電流（ＩＬ）を増加しようとするために、電流による電圧降下によってランプ電圧（ＶＬ）が上昇して、再度、電圧の高い側へ戻ってしまい、これを繰り返すことになる。図４の特性線（Ｆ２ｅ）においては、このような不連続な跳躍が無いため、ランプ電圧（ＶＬ）の上昇と下降を繰り返す動作が生じにくい特徴がある。

次に、第３の実施例について説明する。図１２は、図１に記載のＤＣ電源（Ｍｘ）の、昇圧チョッパ型力率改善アクティブフィルタ構成による、簡略化された一例を示すものである。

商用電源（Ａｘ）はダイオードブリッジ（Ｈｂ）に接続され、その電流が全波整流されることにより、正弦波の絶対値波形を有する全波整流電圧が生成される。
この電圧は、チョークコイル（Ｌｂ）、ＦＥＴ等のスイッチ素子（Ｑｂ）、ダイオード（Ｄｂ）、平滑コンデンサ（Ｃｂ）を骨格とする、昇圧チョッパ回路に印加される。

前記スイッチ素子（Ｑｂ）は、ゲート駆動信号（Ｓｂｇ）に従うゲート駆動回路（Ｇｂ）に駆動されて、略周期的にオンオフを繰り返すことにより、前記全波整流電圧に対する、前記チョークコイル（Ｌｂ）の接続と接続解除を繰り返す。

前記スイッチ素子（Ｑｂ）がオン状態になって前記チョークコイル（Ｌｂ）が前記全波整流電圧に接続されている期間において、前記チョークコイル（Ｌｂ）の電流を増加させながら、前記チョークコイル（Ｌｂ）にエネルギーが磁気的に蓄積され、前記スイッチ素子（Ｑｂ）がオフ状態になって前記チョークコイル（Ｌｂ）が前記全波整流電圧に接続解除されている期間において、前記チョークコイル（Ｌｂ）に蓄積されたエネルギーが、前記ダイオード（Ｄｂ）を介して電流として解放され、前記平滑コンデンサ（Ｃｂ）に充電され、また端子（Ｔ０１）および端子（Ｔ０２）を介して、負荷である前記バラスト回路（Ｂｘ）に供給される。

ＤＣ電源制御回路（Ｆｂ）は、前記ゲート駆動信号（Ｓｂｇ）の生成のために、整流電圧検出手段（Ｖｂｅ）により生成された整流電圧信号（Ｓｂｅ）と、出力電圧検出手段（Ｖｂｆ）により生成された出力電圧信号（Ｓｂｆ）、出力電流検出手段（Ｉｂ）により生成された出力電流信号（Ｓｂｉ）が入力される。

なお、前記整流電圧検出手段（Ｖｂｅ）と出力電圧検出手段（Ｖｂｆ）については、分圧抵抗を用いて、また前記出力電流検出手段（Ｉｂ）については、シャント抵抗を用いて簡単に実現することができる。

図１３は、前記ＤＣ電源制御回路（Ｆｂ）の構成の、簡略化された一例を示すものである。

必要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａ３１）を介して入力された、前記出力電圧信号（Ｓｂｆ）に対応する信号（Ｓｂ１）は、ダイオード（Ｄ３１）を通じて抵抗（Ｒ３１）と抵抗（Ｒ３２）により分圧され、演算増幅器（Ａ３４）の反転入力端子に接続される。また、前記ＤＣ電源（Ｍｘ）の出力電圧の目標値を決めるための、適当な電圧を有する基準電圧源（Ｖ３１）が前記演算増幅器（Ａ３４）の非反転入力端子に接続される。

そして、前記演算増幅器（Ａ３４）の出力は、積分コンデンサ（Ｃ３１）を介して反転入力端子にフィードバックされているため、前記演算増幅器（Ａ３４）は、前記基準電圧源（Ｖ３１）により定められる出力電圧の目標値に対する、前記出力電圧信号（Ｓｂｆ）に対応する前記信号（Ｓｂ１）の電圧の差を積分する、誤差積分回路としてはたらき、出力電圧誤差積分信号（Ｓｂ４）を生成する。

必要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａ３２）を介して入力された、前記整流電圧信号（Ｓｂｅ）に対応する信号（Ｓｂ２）は、前記出力電圧誤差積分信号（Ｓｂ４）とともに、乗算器（Ｍ３１）に入力され、これら２信号の乗算された、電流目標信号（Ｓｂ５）が生成される。
なお、乗算に際しては、信号レベルの整合をとりやすくするために、前記信号（Ｓｂ２）および前記出力電圧誤差積分信号（Ｓｂ４）は、前記信号（Ｓｂ２）の平均値によって規格化される。

一方、極性整合など、必要に応じて設ける増幅器またはバッファ（Ａ３３）を介して入力された、前記出力電流信号（Ｓｂｉ）に対応する信号（Ｓｂ３）は、抵抗（Ｒ３３）と抵抗（Ｒ３４）により分圧され、演算増幅器（Ａ３５）の反転入力端子に接続される。また、前記電流目標信号（Ｓｂ５）が演算増幅器（Ａ３５）の非反転入力端子に接続される。

そして、前記演算増幅器（Ａ３５）の出力は、積分コンデンサ（Ｃ３２）を介して反転入力端子にフィードバックされているため、前記演算増幅器（Ａ３５）は、前記電流目標信号（Ｓｂ５）により定められる出力電流の目標値に対する、前記出力電流信号（Ｓｂｉ）に対応する前記信号（Ｓｂ３）の電圧の差を積分する、誤差積分回路としてはたらき、出力電流誤差積分信号（Ｓｂ６）を生成する。

発振器（Ｏｓｃｂ）は、先に発振器（Ｏｓｃ）に関して、図１１を用いて説明した場合と同様に、鋸歯状波信号（Ｓｂ０）を発生し、この鋸歯状波信号（Ｓｂ０）と、前記出力電流誤差積分信号（Ｓｂ６）とは、比較器（Ｃｍｂｇ）で比較される。

また先に比較器（Ｃｍｇ）における比較について説明した場合と同様に、比較に際しては、前記出力電流誤差積分信号（Ｓｂ６）に対してオフセット電圧（Ｖ３０）を加えた信号（Ｓｂ７）と前記鋸歯状波信号（Ｓｂ０）とが比較される。

前記鋸歯状波信号（Ｓｂ０）の電圧が前記信号（Ｓｂ７）の電圧よりも高い期間においてハイレベルとなる前記ゲート駆動信号（Ｓｂｇ）が生成され、前記ＤＣ電源制御回路（Ｆｂ）から出力される。

前記したように、前記信号（Ｓｂ７）は出力電流誤差積分信号（Ｓｂ６）にオフセットを加えたものであるため、前記出力電流誤差積分信号（Ｓｂ６）が仮に零であったとしても、前記ゲート駆動信号（Ｓｂｇ）のデューティサイクル比は、１００％より小さいある最大値、すなわち最大デューティサイクル比以下になるように構成されている。

いま、後述する出力電力制限回路（Ｗｂ）の信号（Ｓｂ９）が０Ｖであって、したがってダイオード（Ｄ３２）により前記信号（Ｓｂ９）が前記抵抗（Ｒ３１）と前記抵抗（Ｒ３２）とによる分圧回路から切り離されている場合を考えると、以上のようなＤＣ電源制御回路（Ｆｂ）の構成により、ＤＣ電源（Ｍｘ）は、力率改善アクティブフィルタ型電源として機能する。

すなわち、前記したように、前記基準電圧源（Ｖ３１）により定められる出力電圧の目標値に対する、前記出力電圧信号（Ｓｂｆ）（に対応する信号）の差が、前記演算増幅器（Ａ３４）などにより構成される誤差積分回路により積分された、前記出力電圧誤差積分信号（Ｓｂ４）により回路が駆動されるため、ＤＣ電源（Ｍｘ）の出力電圧は、常に目標値との差が小さくなるようにフィードバック制御され、安定化電源としてはたらく。

また、前記出力電圧誤差積分信号（Ｓｂ４）は、前記乗算器（Ｍ３１）を用いて、前記整流電圧信号（Ｓｂｅ）（に対応する信号）によって変調された、全波整流電圧波形を有する前記電流目標信号（Ｓｂ５）が生成され、そして、この前記電流目標信号（Ｓｂ５）に対する、前記出力電流信号（Ｓｂｉ）（に対応する信号）の差が、前記演算増幅器（Ａ３５）などにより構成される誤差積分回路により積分された、前記出力電流誤差積分信号（Ｓｂ６）により回路が駆動されるため、前記出力電流信号（Ｓｂｉ）は、常に前記目標値との差が小さくなるようにフィードバック制御され、結果として、ＤＣ電源（Ｍｘ）への商用電源（Ａｘ）からの入力電流波形が、商用電源（Ａｘ）の電圧と相似になって、高調波成分が抑制され、力率が改善される。

なお、前記図１３に記載のＤＣ電源制御回路（Ｆｂ）の構成に際しては、前記演算増幅器（Ａ３４）や乗算器（Ｍ３１）、演算増幅器（Ａ３５）、発振器（Ｏｓｃｂ）、比較器（Ｃｍｂｇ）などが集積された市販の集積回路として、テキサスインスツルメンツ社製ＵＣ３８５４などを利用することができる。

次に、前記出力電力制限回路（Ｗｂ）のはたらきについて説明する。前記出力電力制限回路（Ｗｂ）おいては、ＤＣ電源（Ｍｘ）の出力電圧に相当する信号（Ｓｂ１）と出力電流に相当する信号（Ｓｂ３）とが乗算器（Ｍ３２）に入力され、ＤＣ電源（Ｍｘ）の出力電力に相当する信号（Ｓｂ８）が生成される。
この信号は、演算増幅器（Ａ３６）の非反転入力端子に接続される。また、適当な電圧を有する基準電圧源（Ｖ３２）の電圧は、抵抗（Ｒ３５）と抵抗（Ｒ３６）により分圧され、前記演算増幅器（Ａ３６）の反転入力端子に接続される。

そして、前記演算増幅器（Ａ３６）の出力は、積分コンデンサ（Ｃ３３）を介して反転入力端子にフィードバックされているため、前記演算増幅器（Ａ３６）は、前記基準電圧源（Ｖ３２）により定められる出力電力の上限値に対する、出力電力に対応する前記信号（Ｓｂ８）の電圧の差を積分する、誤差積分回路としてはたらき、電力誤差積分信号（Ｓｂ９）を生成する。

ただし、前記演算増幅器（Ａ３６）の出力電圧は負にはならないものとして、ランプが消灯状態、あるいはアーク放電状態など、ＤＣ電源（Ｍｘ）の負荷である前記バラスト回路（Ｂｘ）の消費電力が定格電力程度、もしくはそれ以下の場合には、前記信号（Ｓｂ９）が０Ｖに飽和するよう、前記基準電圧源（Ｖ３２）の電圧を設定する。

このとき、もし出力電力が増加して、前記基準電圧源（Ｖ３２）の電圧で決められる出力電力の上限値を超えようとする場合は、前記信号（Ｓｂ９）が増加するため、抵抗（Ｒ３７）および前記ダイオード（Ｄ３２）を介して、前記抵抗（Ｒ３２）に余分の電流が注入される。

このため、前記演算増幅器（Ａ３４）によるＤＣ電源（Ｍｘ）の出力電圧の誤差積分回路は、ＤＣ電源（Ｍｘ）の出力電圧が目標電圧に対して過大になったように応答して、通常の場合よりもＤＣ電源（Ｍｘ）の出力電圧が低下する。

その結果、ＤＣ電源（Ｍｘ）の出力電力に相当する前記信号（Ｓｂ８）が低下し、前記基準電圧源（Ｖ３２）の電圧で決められる出力電力の上限値の近傍の値が維持されるようにフィードバック制御される。

このようにＤＣ電源（Ｍｘ）を構成し、前記出力電力の上限値がランプの定格の概ね２倍以下になるように、前記基準電圧源（Ｖ３２）の電圧を定めることにより、グロー放電の出力電流電圧特性が特性線（Ｆ０ａ）であるようなバラスト回路（Ｂｘ）を用いた場合でも、ＤＣ電源（Ｍｘ）とバラスト回路（Ｂｘ）とを合わせた給電装置（Ｅｘ）の出力電流電圧特性は、図５の点（Ｐ０ａ）、点（Ｐ０ｂ）、点（Ｐ０ｃ）、点（Ｐ３１）、点（Ｐ３２）、点（Ｐ０ｅ）をつないだ特性線（Ｆ３ａ）として示すような特性になる。

なお、前記バラスト回路（Ｂｘ）にはそれ自体の電力損失があるため、ランプに供給される電力は、前記ＤＣ電源（Ｍｘ）に設定した前記出力電力の上限値よりも小さくなるし、また、ランプ電流（ＩＬ）が大きいほど、前記バラスト回路（Ｂｘ）の各部における電力損失が増加するため、ランプに供給される電力は小さくなる。したがって、この点に考慮して、前記基準電圧源（Ｖ３２）の電圧を定めるべきである。

このように給電装置を設計することにより、作用の部分において述べたように、図５に記載のグロー放電の出力電流電圧特性を実現する、図１、図１２、図１３に記載の構成を有する本発明になる給電装置は、グロー放電時の過電力がランプの定格電力の２倍以下に抑えられるために、前記したグロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発生する問題が解決され、照度維持率を改善することができる。

なお、前記図１３の前記ＤＣ電源制御回路（Ｆｂ）においては、前記したように前記出力電力制限回路（Ｗｂ）の出力信号により、前記抵抗（Ｒ３２）に対して余分の電流を注入することにより、前記ＤＣ電源（Ｍｘ）の出力電圧を低下させたが、前記演算増幅器（Ａ３６）からの前記信号（Ｓｂ９）により、前記基準電圧源（Ｖ３１）の電圧を制御して、出力電圧の目標値を低下させるようにしてもよい。

また、前記演算増幅器（Ａ３６）を用いて、出力電力の上限値からの誤差積分回路を構成したが、前記特性線（Ｆ３ａ）の正確性を求めない場合は、前記出力電力制限回路（Ｗｂ）は、前記乗算器（Ｍ３２）よりの前記信号（Ｓｂ８）から出力電力の上限値を差し引いた信号を生成するものとしてもよい。
ただし当然ながら、それが負の場合は、ＤＣ電源（Ｍｘ）の出力電圧を低下させないように、必要に応じてクランプダイオードを挿入するなどするが、前記出力電力制限回路（Ｗｂ）が単電源で動作させるものの場合は不要である。

さらに、高価な前記乗算器（Ｍ３２）の代わりに、前記出力電圧信号（Ｓｂｆ）（またはこれに相当する前記信号（Ｓｂ１））と前記出力電流信号（Ｓｂｉ）（またはこれに相当する前記信号（Ｓｂ３））とに、それぞれ適当な係数を付けて加算する、安価な加算器を用いることもできる。この場合、前記図５の前記特性線（Ｆ３ａ）の前記点（Ｐ３１）から点（Ｐ３２）に至る部分は、記載のような、概ね双曲線状のものに代わって、概ね直線状のものとなるが、実用上全く問題は無い。

先に、課題を解決するための手段の部分で述べたように、グロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発生する問題を解決するためには、前記放電ランプに投入される電力が前記放電ランプの定格電力の２倍以下となるように給電装置を構成すればよい。
したがって、例えば前記図３に記載した、点（Ｐ２ａ）、点（Ｐ２３）、点（Ｐ２４）、点（Ｐ２ｅ）をつないだ特性線（Ｆ２ｂ）として示すような特性や、点（Ｐ２ａ）、点（Ｐ２ｅ）をつないだ特性線（Ｆ２ｃ）として示すような特性とすることもできる。

しかし、実験結果を記載した前記図６を詳細に見ると、前記特性線（Ｆ１ａ）によるものの照度維持率より前記特性線（Ｆ２ａ）によるものの照度維持率の方が若干高いという差が生じていることがわかる。
供試ランプのグロー放電電圧は概ね１５０Ｖ以上であるが、この電圧領域に限って見れば、前記特性線（Ｆ１ａ）の方は、ランプ定格電力の２倍近くの電力投入があるのに対し、前記特性線（Ｆ２ａ）の方は、ランプ定格電力の１．３３倍以下の電力投入しかないことが、前記差が生じた理由として考えられる。
なお、前記図３には、ランプの定格の１．３３倍の一定電力に対応する電流電圧特性線（Ｆｐ２）も記載してある。

したがって、放電ランプにおいて、実際に生じ得るグロー放電電圧の最低電圧以上のランプ領域において、前記放電ランプに投入される電力が前記放電ランプの定格電力の１．５倍以下とすることが望ましく、さらに、これを１．３３倍以下に抑えることができれば理想的であることがわかる。

前記図２および図４、図５には、ランプの定格の１．３３倍の一定電力に対応する電流電圧特性線（Ｆｐ２）も記載してあり、例えば、前記図２に記載の前記特性線（Ｆ１ａ）の特性よりも、点（Ｐ０ａ）、点（Ｐ０ｂ）、点（Ｐ０ｃ）、点（Ｐ１４）、点（Ｐ１５）、点（Ｐ１６）、点（Ｐ０ｅ）をつないだ特性線（Ｆ１ｂ）として示すような特性が、あるいは、前記図５に記載の前記特性線（Ｆ３ａ）の特性よりも、点（Ｐ０ａ）、点（Ｐ０ｂ）、点（Ｐ０ｃ）、点（Ｐ３３）、点（Ｐ３４）、点（Ｐ０ｅ）をつないだ特性線（Ｆ３ｂ）として示すような特性が望ましい。

本発明の光源装置の給電装置における、前記した特性線（Ｆ１ａ）、特性線（Ｆ１ｂ）、特性線（Ｆ２ａ）、特性線（Ｆ２ｂ）、特性線（Ｆ２ｃ）、特性線（Ｆ２ｅ）、特性線（Ｆ３ａ）、特性線（Ｆ３ｂ）などのグロー放電の出力電流電圧特性を生成するときの回路の応答速度について、高速性はあまり必要ない。
何となれば、グロー放電が生じている期間のうち、電圧の変化が小さい、前記した安定グロー放電期間（Ｔ１１）およびグロー電流が増加する期間（Ｔ１２）の割合が大きく、グロー電圧が下降する期間（Ｔ２１）は短いため、過渡的応答の詳細が、前記封体ガラス内面に黒化が発生することへの影響度合いは小さいと考えられるからである。

したがって、グロー放電の出力電流電圧特性を設計する場合は、図７や図８、図９、図１０、図１３などに含まれる演算増幅器や比較器、トランジスタなどの回路素子の周波数帯域や応答遅れに関する配慮はあまり必要ではなく、ＤＣ的設計にて十分である。

具体的には、放電ランプの代わりに、可変負荷を給電装置に接続し、グロー放電の出力電流電圧特性が発現される状態において、負荷をステップ的に変化させたときの、出力電流（ＩＬ）の変化を測定した場合、変化前の定常値を０％とし、変化後の定常値を１００％とするときの、１０％から９０％への所要時間が５ｍｓ以下であれば十分である。

なお、接続する可変負荷としては、抵抗値がステップ的に変化するようなもの、具体的には、２個の抵抗を直列接続したものを負荷とし、一方をＦＥＴ等のスイッチ素子で短絡するものでもよいが、言わばツェナー電圧がステップ的に変化するツェナーダイオードのようなもの、具体的には、ＦＥＴのソース端子に抵抗の一端を接続した、いわゆるソースフォロワ回路を構成し、前記ＦＥＴのドレイン端子と前記抵抗の他端とを負荷の両端として給電装置に接続し、前記ＦＥＴのゲート端子と前記抵抗の前記他端との間に制御電圧を印加しておき、前記制御電圧をステップ的に変化させるようなものの方が、実際のグロー放電状態のランプの特性に近いため適当である。

その結果として、例えば、放電ランプが負荷として接続された実際の光源装置において、ランプ電流（ＩＬ）とランプ電圧（ＶＬ）をオシロスコープで測定し、ＸＹモードと呼ばれる表示モードによって、図２や図３、図４、図５などの表現に相当する出力電流電圧特性を表示した場合に、仮に、表示された特性線が、設計した特性線に対して、過渡的に逸脱する部分を有するものであっても実用上の問題はない。

これまで、主として前記図１に記載のＤＣ駆動方式で内部トリガスタータ方式の光源装置に基づいて説明を行ってきたが、前記したように、この種の放電ランプの始動に際して、給電装置の働きと放電ランプの挙動は、ＡＣ駆動方式のものにおいても同様であるため、図１４に記載のような、バラスト回路の後段に、ＦＥＴ等のスイッチ素子（Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４）を追加してフルブリッジインバータを構成することにより、放電ランプ（Ｌｄ’）に交流的な放電電圧を印加するようにした、ＡＣ駆動方式の光源装置においても、本発明の効果は良好に発揮される。

また、スタータの方式には明らかに無関係であるため、図１や図１４に記載の内部トリガ方式のみならず、図１５に記載のような、放電ランプ（Ｌｄ）に補助電極（Ｅｔ）を設け、電極（Ｅ１，Ｅ２）の何れか一方と前記補助電極（Ｅｔ）との間に、スタータ（Ｕｅ）よりの高電圧を印加する、（ＤＣ駆動またはＡＣ駆動方式の）外部トリガ方式の光源装置においても、本発明の効果は良好に発揮される。

本明細書に記載の回路構成は、本発明の光源装置の動作や機能、作用を説明するために、必要最少限のものを記載したものである。したがって、実施例で説明した回路動作の詳細事項、例えば、信号の極性であるとか、具体的な回路素子の選択や追加、省略、或いは素子の入手の便や経済的理由に基づく変更などの創意工夫は、実際の装置の設計業務において、精力的に遂行されることを前提としている。

とりわけ過電圧や過電流、過熱などの破損要因から給電装置のＦＥＴ等のスイッチ素子などの回路素子を保護するための機構、または、給電装置の回路素子の動作に伴って発生する放射ノイズや伝導ノイズの発生を低減したり、発生したノイズを外部に出さないための機構、例えば、スナバ回路やバリスタ、クランプダイオード、（パルスバイパルス方式を含む）電流制限回路、コモンモードまたはノーマルモードのノイズフィルタチョークコイル、ノイズフィルタコンデンサなどは、必要に応じて、実施例に記載の回路構成の各部に追加されることを前提としている。

本発明になる光源装置の構成は、本明細書の実施例に記載の回路方式のものに限定されるものではなく、また、実施例に記載の出力電流電圧特性の特性線の形状に限定されるものではない。
さらに、例えば、前記図７における前記給電制御回路（Ｆｘ）の前記総合制御部（Ｘｐｕ）は、ランプ電圧（ＶＬ）に対応する前記ランプ電圧信号（Ｓｖ）をＡＤ変換し、これに基づいて前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）を設定するものとしたが、ランプ電流（ＩＬ）に対応する前記ランプ電流信号（Ｓｉ）についてもこれをＡＤ変換し、得られた電流値が目標電流値に一致するように前記チョッパ能力制御目標信号（Ｓｔ）を補正して設定することにより、各回路素子パラメータのバラツキの影響を補正するような高精度化や高機能化、あるいは逆に、例えば、前記マイクロプロセッサユニット（Ｍｐｕ）を廃して、より単純な制御回路に代えるような簡素化などの光源装置の構成の多様化のもとでも、本発明の効果は良好に発揮される。

本発明の請求項１の給電装置は、段落［０１１３］［０１１４］［０１１５］に記載するように、ランプがアーク放電に移行したことを検知して、抑制信号によってグロー放電の出力電流電圧特性を無効化することができるため、アーク放電に移行後は、出力電流電圧特性がグロー放電の特性線から離れて許容ランプ電流上限値のもとで定電力特性線に移ることができるようになるため、グロー放電の特性線に沿って移動するよりも速やかに定電力特性線に達することができる。また、アーク放電の定電力特性線の常用領域（すなわち始動時や始動直後の発光が暗い領域を除いた、光源として利用される場合のアーク放電の領域）においても、グロー放電の出力電流電圧特性の方が下に位置する条件を存在させることが可能となり、設計の自由度が増す。
本発明の請求項２の給電装置は、段落［００３４］に参照されるように、定電力特性線よりもグロー放電の特性線が原点側に位置するため、グロー放電時の電力を強く抑えることができる。

本発明の請求項３の給電装置は、段落［０１５９］に記載するように、点でつないだ特性線で実現できるため、安価な加算器を用いて構成することができ、低コストの給電装置とすることができる。
本発明の請求項４の給電装置は、段落［０１７４］に記載するように、グロー放電の出力電流電圧特性は、放電ランプに投入される電力が定格電力の２倍以下に抑えられるため、前記したグロー放電時に封体ガラス内面に黒化が発生する問題が解決され、照度維持率を改善することができる。

ＤＣ駆動方式で内部トリガスタータ方式の本発明の光源装置の構成の簡略化された一例を示す図である。 本発明の光源装置の給電装置の第１の実施例の出力電流電圧特性の一例を示す図である。 本発明の光源装置の給電装置の第２の実施例の出力電流電圧特性の一例を示す図である。 本発明の光源装置の給電装置の第２の実施例の出力電流電圧特性のさらなる一例を示す図である。 本発明の光源装置の給電装置の第３の実施例の出力電流電圧特性の一例を示す図である。 本発明の光源装置の照度維持率を測定した実験の結果を示すグラフである。 本発明の光源装置の給電装置の給電制御回路の構成の一例を示す図である。 本発明の光源装置の給電装置の第１の実施例の給電制御回路の構成の一例を示す図である。 本発明の光源装置の給電装置の第２の実施例の給電制御回路の構成の一例を示す図である。 本発明の光源装置の給電装置の第２の実施例の給電制御回路の一部の構成のさらなる一例を示す図である。 本発明の光源装置の給電装置の降圧チョッパ回路の動作を説明する図である。 本発明の光源装置の給電装置のＤＣ電源の構成の一例を示す図である。 本発明の光源装置の給電装置のＤＣ電源制御回路の構成の一例を示す図である。 ＡＣ駆動方式で内部トリガスタータ方式の本発明の光源装置の構成の簡略化された一例を示す図である。 ＤＣ駆動方式で外部トリガスタータ方式の本発明の光源装置の構成の簡略化された一例を示す図である。 高圧水銀ランプを用いた光源装置のランプ電圧とランプ電流の時間変化を概念的に示す図である。 実験の比較対照用として用いた、光源装置の給電装置の出力電流電圧特性を示す図である。

符号の説明

Ａ２１ 増幅器またはバッファ
Ａ２２ 演算増幅器
Ａ２ｉ１ 増幅器またはバッファ
Ａ２ｉ２ 演算増幅器
Ａ２ｉ３ 演算増幅器
Ａ２ｉ４ 増幅器またはバッファ
Ａ３１ 増幅器またはバッファ
Ａ３２ 増幅器またはバッファ
Ａ３３ 増幅器またはバッファ
Ａ３４ 演算増幅器
Ａ３５ 演算増幅器
Ａ３６ 演算増幅器
Ａｄ１ 増幅器またはバッファ
Ａｄ２ 増幅器またはバッファ
Ａｄ３ 増幅器またはバッファ
Ａｄｃ ＡＤ変換器
Ａｄｅ 演算増幅器
Ａｘ 商用電源
Ｂｘ バラスト回路
Ｃ３１ 積分コンデンサ
Ｃ３２ 積分コンデンサ
Ｃ３３ 積分コンデンサ
Ｃｂ 平滑コンデンサ
Ｃｄ０ コンデンサ
Ｃｅ コンデンサ
Ｃｉ コンデンサ
Ｃｍ１１ 比較器
Ｃｍ２１ 比較器
Ｃｍｂｇ 比較器
Ｃｍｇ 比較器
Ｃｍｖ 比較器
Ｃｘ 平滑コンデンサ
Ｄ２ｉ１ ダイオード
Ｄ２ｉ２ ダイオード
Ｄ３１ ダイオード
Ｄ３２ ダイオード
Ｄａｃ ＤＡ変換器
Ｄｂ ダイオード
Ｄｄ１ ダイオード
Ｄｄ２ ダイオード
Ｄｄ３ ダイオード
Ｄｄ４ ダイオード
Ｄｘ フライホイールダイオード
Ｅ１，Ｅ２ 電極
Ｅ１’，Ｅ２’ 電極
Ｅｔ 補助電極
Ｅｘ 給電装置
Ｆ０ａ 特性線
Ｆ１ａ 特性線
Ｆ１ｂ 特性線
Ｆ２ａ 特性線
Ｆ２ｂ 特性線
Ｆ２ｃ 特性線
Ｆ２ｅ 特性線
Ｆ３ａ 特性線
Ｆ３ｂ 特性線
Ｆｂ ＤＣ電源制御回路
Ｆｈ フルブリッジインバータ制御回路
Ｆｐ０ 定電力特性線
Ｆｐ１ 電流電圧特性線
Ｆｐ２ 電流電圧特性線
Ｆｘ 給電制御回路
Ｆｘ１ 給電制御回路
Ｆｘ２ 給電制御回路
Ｇ１、Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４ ゲート駆動回路
Ｇｂ ゲート駆動回路
Ｇｅ ゲート駆動回路
Ｇｉ ゲート駆動回路
Ｇｎｄｘ グランド
Ｇｘ ゲート駆動回路
Ｈｂ ダイオードブリッジ
Ｈｅ ２次側巻線
Ｈｉ ２次側巻線
Ｉｂ 出力電流検出手段
Ｉｘ 電流検出手段
Ｋｅ トランス
Ｋｉ トランス
Ｌｂ チョークコイル
Ｌｄ 放電ランプ
Ｌｄ’ 放電ランプ
Ｌｘ チョークコイル
Ｍ３１ 乗算器
Ｍ３２ 乗算器
Ｍｐｕ マイクロプロセッサユニット
Ｍｘ ＤＣ電源
Ｏｓｃ 発振器
Ｏｓｃｂ 発振器
Ｐｅ １次側巻線
Ｐｉ １次側巻線
Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４ スイッチ素子
Ｑ１１ トランジスタ
Ｑ１２ トランジスタ
Ｑ２１ トランジスタ
Ｑ２２ トランジスタ
Ｑ２３ トランジスタ
Ｑｂ スイッチ素子
Ｑｄ１ トランジスタ
Ｑｅ スイッチ素子
Ｑｉ スイッチ素子
Ｑｘ スイッチ素子
Ｒ１１ 抵抗
Ｒ１２ 抵抗
Ｒ１３ 抵抗
Ｒ２１ 抵抗
Ｒ２２ 抵抗
Ｒ２３ 抵抗
Ｒ２４ 抵抗
Ｒ２５ 抵抗
Ｒ２６ 抵抗
Ｒ２７ 抵抗
Ｒ２８ 抵抗
Ｒ２ｉ１ 抵抗
Ｒ２ｉ２ 抵抗
Ｒ２ｉ３ 抵抗
Ｒ２ｉ４ 抵抗
Ｒ２ｉ５ 抵抗
Ｒ２ｉ６ 抵抗
Ｒ２ｉ７ 抵抗
Ｒ２ｉ８ 抵抗
Ｒ２ｉ９ 抵抗
Ｒ３１ 抵抗
Ｒ３２ 抵抗
Ｒ３３ 抵抗
Ｒ３４ 抵抗
Ｒ３５ 抵抗
Ｒ３６ 抵抗
Ｒ３７ 抵抗
Ｒｄ０ 抵抗
Ｒｄ１ プルアップ抵抗
Ｒｄ２ 抵抗
Ｒｄ３ 抵抗
Ｒｄ４ 抵抗
Ｒｄ５ プルダウン抵抗
Ｒｅ 抵抗
Ｒｉ 抵抗
Ｓ２ｉ１ 信号
Ｓ２ｉ２ 信号
Ｓａ 抑制信号
Ｓｂ０ 鋸歯状波信号
Ｓｂ１ 信号
Ｓｂ２ 信号
Ｓｂ３ 信号
Ｓｂ４ 出力電圧誤差積分信号
Ｓｂ５ 電流目標信号
Ｓｂ６ 出力電流誤差積分信号
Ｓｂ７ 信号
Ｓｂ８ 信号
Ｓｂ９ 信号
Ｓｂｅ 整流電圧信号
Ｓｂｆ 出力電圧信号
Ｓｂｇ ゲート駆動信号
Ｓｂｉ 出力電流信号
Ｓｄ０ 鋸歯状波信号
Ｓｄ１ 誤差積分回路の出力信号
Ｓｄ２ チョッパ駆動目標信号
Ｓｄ３ 信号
Ｓｄ４ 信号
Ｓｄ５ 制御対象信号
Ｓｄ６ 信号
Ｓｄ７ 信号
Ｓｄ８ 信号
Ｓｇ ゲート駆動信号
Ｓｉ ランプ電流信号
Ｓｋ ランプ電流上限信号
Ｓｋ２ 信号
Ｓｔ チョッパ能力制御目標信号
Ｓｖ ランプ電圧信号
Ｓｘｔ チョッパ能力制御目標データ
Ｓｘｖ ランプ電圧データ
Ｔ０１ 端子
Ｔ０２ 端子
Ｔｆ 端子
Ｔｇ 端子
Ｔｉ 端子
Ｔｊ 端子
Ｔｋ 端子
Ｔｔ 端子
Ｔｖ 端子
Ｕｃ ランプ電流上限信号発生回路
Ｕｃ１ ランプ電流上限信号発生回路
Ｕｃ２ ランプ電流上限信号発生回路
Ｕｄ チョッパ能力制御回路
Ｕｅ スタータ
Ｕｉ スタータ
Ｕｉ’ スタータ
Ｕｉ１ 回路ブロック
Ｕｉ２ 回路ブロック
Ｖ０１ 基準電圧源
Ｖ１１ 電圧源
Ｖ１２ 基準電圧源
Ｖ２１ 基準電圧源
Ｖ２２ 基準電圧源
Ｖ２３ 基準電圧源
Ｖ２ｉ１ 基準電圧源
Ｖ２ｉ２ 基準電圧源
Ｖ３０ オフセット電圧
Ｖ３１ 基準電圧源
Ｖ３２ 基準電圧源
Ｖｂｅ 整流電圧検出手段
Ｖｂｆ 出力電圧検出手段
Ｖｄ１ 基準電圧源
Ｖｄ２ 基準電圧源
Ｖｄ３ 電圧源
Ｖｄ４ オフセット電圧
Ｖｘ 電圧検出手段
Ｗｂ 出力電力制限回路
Ｘｐｕ 総合制御部

Claims (3)

1. 放電空間に一対の電極が対向配置されるとともに、放電空間の容積１立方ミリメートル
   あたり０．１５ｍｇ以上の水銀を含む放電ランプに放電電流を供給するための給電装置に
   おいて、
   電流検出手段（Ｉｘ）よりのランプ電流信号（Ｓｉ）および電圧検出手段（Ｖｘ）よりのランプ電圧信号（Ｓｖ）に基づきデューティサイクル比が制御されるスイッチ素子（Ｑｘ）を有する給電制御回路は、前記放電ランプの放電状態がグロー放電状態であることの識別を行う機能を有し、
   かつ、前記給電制御回路は、前記グロー放電状態であることの識別が行われている期間においては、出力電流電圧特性がアーク放電時における定電力特性線とは異なり、かつ定格電力の２倍以下となるグロー放電時の特性線となるように制御し、
   前記放電ランプの放電状態がアーク放電に移行したことを検知したときは、抑制信号によって前記グロー放電の出力電流電圧特性を無効化するとともに、許容ランプ電流上限値のもとで出力電流電圧特性が定格電力となる定電力特性線となるように制御することを特徴とする給電装置。
2. 前記定電力特性線よりも前記グロー放電の特性線が原点側に位置する条件が存在するこ
   とを特徴とする請求項１に記載の給電装置。
3. 前記グロー放電の出力電流電圧特性は、点でつないだ特性線であることを特徴とする請
   求項１から２に記載の給電装置。

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