JP4823307B2 - 時間および周波数チャネル推定 - Google Patents

Description

本特許出願は、２００５年６月９日に出願の、米国の仮出願番号６０／６８８，７２１号からの優先権を主張する。前述の特許出願の内容は、本特許出願内において参照によって含まれている。

本発明の技術分野は通信に関し、特に、時間および周波数におけるチャネル推定に関する。

受信機は、チャネルにおいて信号を伝播する間に受ける信号の歪みを相殺するために、しばしば等化器を用いる。ほとんどの等化方法は、チャネルがどのように信号を歪めるかを明らかにするための、チャネル特性の推定を含んでいる。前述の歪みを明らかにする１つの方法は、受信機が知っている情報をチャネル上で送信する方法である。受信機は、受信された信号を既知の信号と比較し、チャネルの推定値を算出する。既知の信号の一例は、単純なパルス（ｓｉｍｐｌｅ ｐｕｌｓｅ）である。この場合、受信された信号は、チャネルインパルス応答と呼ばれ、チャネルの伝達関数ｈに対応する。さらに高度な既知の信号はパイロット信号であり、パイロット信号は、例えば、既知の一連のビットまたはシンボルを含む。受信された信号と既知の信号は、どの程度、どこが異なるかを明らかにするために、前述の既知のパイロットシーケンスは、受信されたシーケンスと比較される。等化器は、チャネルの歪みを受信された信号から取り除くためのある種のフィルタと考えられてもよい。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は、有線または無線通信媒体上で複数の信号を同時に送信する技術に関連する。特に、データは、正確な周波数に間隔を置いて配置された非常に多くのサブキャリア上に分割される。前述の間隔によって、それぞれの周波数の復調を容易にするために必要な直交性が提供される。

無線に基づくＯＦＤＭ受信機は、多数の並列するフラットフェージングチャネル上での複数のデータストリームの送信に用いられてもよい。等化は、１タップのデジタルフィルタを用いて、周波数領域内で行われてもよい。チャネルの推定は、既知のパイロットシーケンスを用いて行われる。パイロット信号は、送信機および受信機にとって既知の、特定のタイムスロットおよび周波数サブキャリアで送信される。これらのパイロットタイムスロットおよび周波数サブキャリアのチャネルは、ゼロフォーシング（ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇ）、最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ：ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ）等の、パイロットを用いた（ｐｉｌｏｔ−ａｓｓｉｓｔｅｄ）チャネル推定技術を使用して推定されてもよい。チャネルは、パイロットが送信されたタイムスロットおよびサブキャリアとは異なるタイムスロットおよびサブキャリアにおいて送信されたデータに関しても推定される必要がある。データに関するチャネル推定値は、線形補間（ｌｉｎｅａｒ ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）およびＭＭＳＥ補間（ＭＭＳＥ ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）等の予測方法を用いて決定されてもよい。

線形補間の実行は比較的簡単であるが、周波数選択的で時間変化のある環境内では、しばしば十分な結果を得られないことがある。言い換えると、受信されたパイロット信号に基づいてチャネルが推定される２つの要素間において、チャネルは著しく変化している。（このことは、無線環境においては珍しいことではない。）その結果、２つの要素間で補間されたチャネル推定値は、それらの要素における実際のチャネルとは、非常に異なる可能性がある。別の問題点としては、時間‐周波数グリッドの境界においては、推定されたチャネルと正しいチャネルとの間で、ＯＦＤＭにおいて著しい不一致が起こる点がある。

線形（ｌｉｎｅａｒ）ＭＭＳＥ補間は、時間および周波数におけるチャネルの変化を決定するモデルに基づいている。例えば、時間変化は、多くの場合、Ｊａｋｅｓモデル（正弦曲線の加算に基づく、レイリーフェージングに関するモデル）に従い、周波数応答は電力遅延プロファイルを用いて決定できる。正しい方法が選択された場合、線形ＭＭＳＥ補間方法は、十分に要件を満たす。しかし、モデルが不一致であれば、性能は損なわれる。この線形ＭＭＳＥ補間の別の問題点は、大きなメモリ消費量と計算の複雑さである。

ＯＦＤＭに基づく無線通信システムにおいて用いられる無線チャネル推定技術について記述される。ＯＦＤＭシンボルのブロックは、複数のアンテナから送信される。ＯＦＤＭシンボルのブロックは、受信機によって決定されるデータシンボルだけでなく既知のパイロットシンボルも含む。パイロットシンボルは、周期的なサブキャリア間隔で周期的な時間間隔であらかじめ決められたパターンで送信される。パイロットチャネル推定値は、受信されたＯＦＤＭシンボルのブロック内のそれぞれのパイロットシンボルに関して決定される。受信されたＯＦＤＭシンボルのブロックに対応する要素のＮ×Ｍ行列が形成される。Ｎはサブキャリアの数であり、ＭはＯＦＤＭシンボルのブロック内のＯＦＤＭシンボルの数である。あらかじめ決められたパイロットパターンに従って、Ｎ×Ｍ行列内のあらかじめ決められた位置にパイロットチャネル推定値を挿入し、Ｎ×Ｍ行列内の残りの位置にゼロを挿入することによって、前述の行列が形成される。Ｎ×Ｍ行列の２次元逆フーリエ変換が計算され、その結果、その時間領域内のチャネル推定値の複数のコピーが生成される。前述のうち１つのコピーが選択され、選択されたチャネル推定値の２次元フーリエ変換が計算され、ＯＦＤＭブロックのそれぞれの要素におけるチャネル推定値が取得される。受信されたＯＦＤＭデータシンボルは、その後、取得されたチャネル推定値に基づいて等化される。

無線チャネルの推定を容易にするために、複数のアンテナを備える送信機は、１以上の既知のパイロットシンボルと、周期的なパイロット送信パターンとを決定する。周期的なパイロット送信パターンでは、前述のパイロットシンボルが周期的なサブキャリア間隔で周期的な時間間隔で配置される。ＯＦＤＭシンボルのブロックは、あらかじめ決められたパターンに従って、１以上のパイロットシンボルとデータシンボルを含むように形成される。特定のＯＦＤＭシンボルが、複数のアンテナのうち対応する１つのアンテナに割り当てられ、それぞれのアンテナはＯＦＤＭシンボルストリームに関連付けられる。それぞれのＯＦＤＭシンボルストリームは、その後、対応するアンテナから送信される。周期的なパイロット送信パターンは、対称的なパターンであることが好ましい。しかし、非対称的なパターンである場合は、パイロット送信パターンは、ＯＦＤＭシンボルブロック内でデータシンボルと共にパイロットシンボルが対照的に配置された、対称的なパターンに変換されてもよい。

後述では、説明される技術の理解を可能とするために、限定ではなく例示の目的で、個々のノード、機能エンティティ、技術、プロトコル、基準等の詳細な情報が記述される。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、以下に開示される詳細な情報とは別の実施形態も実施されうることは、明らかに理解できる。別の場合には、不要な詳細の記述によって説明が不明瞭となることを避けるため、周知の方法、デバイス、技術等の詳細な記述は、省略される。個々の機能ブロックは図に示されている。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、それらのブロックの機能は、個々のハードウェア回路を用いて、または、適切にプログラムされたマイクロプロセッサまたは汎用コンピュータに連結されたデータおよびソフトウェアプログラムを用いて、または、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、１以上のＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等を用いて、実装されてもよいことが理解できるだろう。

図１は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）に基づく無線通信システム１０の一例を示している。ＯＦＤＭ送信機１２は、１以上の既知のパイロットシーケンスを結合部２２に提供するためのパイロット処理部１８を備える。送信機１２は、複数のアンテナＡ_１、Ａ_２、・・・、Ａ_ｘを備える。データ処理部２０は、ＯＦＤＭデータシンボルを結合部２２に提供し、前述のＯＦＤＭデータシンボルは、あらかじめ決められたパターン（以下でさらに詳述される）でＯＦＤＭパイロットシンボルと結合される。結合された信号は変換され、その後、対応するアンテナの１つを通して送信される前に、無線周波数部（ＲＦ部）２４において処理される。

アンテナ送信された信号は無線チャネル１６上を伝播し、ＯＦＤＭ受信機１４の１以上のアンテナＡ_１、Ａ_２、・・・、Ａ_ｙにおいて受信される。アンテナ信号は、ＲＦ部２６内で処理され、ベースバンドに変換される。ベースバンド信号は、等化のためのチャネル等化器２８、および、受信されたＯＦＤＭシンボルのブロックに関して無線チャネル１６を推定するためのチャネル推定器３０の両方に提供される。チャネル等化器２８は、チャネル推定器３０によって推定されたチャネルを用いて無線チャネル１６によって生じる歪みを相殺する。受信機１４が複数の受信アンテナを用いる場合は、等化されたシンボルストリームを提供するために、それぞれのアンテナ枝（ａｎｔｅｎｎａ ｂｒａｎｃｈ）が個々に処理される、すなわち、最大比合成部（ＭＲＣ：Ｍａｘｉｍｕｍ ｒａｔｉｏ ｃｏｍｂｉｎｅｒ）３２に提供され、処理される。最大比合成部３２は、典型的に、信号対干渉比あるいは他の品質基準がよりよいアンテナシンボルストリームにより重い重みをつけて、それぞれのアンテナからのシンボルストリームを合成する。合成されたシンボルストリームＢ’は、その後、復調器３４に提供される。復調器３４は、それぞれのＯＦＤＭサブキャリアに関する情報を復調し、復調されたビットをさらなる処理のために提供する。

背景技術で述べられたように、チャネル推定は、既知のパイロットシンボルに関して、１以上の既知のパイロット信号およびあらゆる周知のパイロットを用いたチャネル推定技術を用いて行われてよい。しかし、チャネルは、パイロットシンボルとは異なり、受信機によってあらかじめ知られていないデータシンボルに関しても推定される必要がある。ＯＦＤＭブロック内の未知のデータシンボルに関し、補間を用いてチャネル推定を行うことは、発明が解決しようとする課題において説明された理由により、最善とは言えない。発明者は、あらかじめ決められた周期的なパイロット送信パターンを用いたＯＦＤＭブロックの送信に基づき、データシンボルに関してチャネルを推定するための、より優れた、より正確で、より簡単な技術を考え出した。

図２は、前述の周期的なパイロット送信パターンをセットアップし、送信するための「送信」フローチャートにおける限定的でない手順を例示している。最初、１以上の既知のパイロットシンボルが、ステップＳ１において決定される。周期的なパイロット送信パターンは、ステップＳ２において決定される。図４は、ＯＦＤＭシンボルのブロックに関するあらかじめ決められたパイロットパターンの限定的でない例を示している。それぞれの縦列は、２６のサブキャリアを有する１つのＯＦＤＭシンボルに対応するタイムスロットに関連付けられている。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、タイムスロットの数とサブキャリアの数はあらゆる適切な数でありうることが理解できるであろう。パイロットシンボルは、サブキャリアとタイムスロットの両方に関して周期的に発生するように、ＯＦＤＭブロック内に配置される。図４においては、パイロットは、５サブキャリアごと、および４タイムスロットごとに挿入される。周波数および時間方向内のパイロットの数は、チャネルの最大遅延および最大ドップラー周波数に依存する。時間領域内のパイロットの周期性は、ナイキスト基準を満たすために、少なくともドップラー周波数の２倍の速さである必要がある。周波数領域においては、２つのパイロット間の周波数の隔たりは、最大でも無線チャネルのコヒーレンス帯域幅に等しい大きさまでである。

図２に話を戻すと、パイロットシンボルは、直前の段落で説明されたように、周期的なパイロットパターンに従って、周期的なサブキャリア間隔で周期的な時間間隔でＯＦＤＭデータシンボルのブロックに挿入される（ステップＳ３）。その後、異なるシンボルが、異なるタイムインタバルにおいて異なる送信アンテナから送信されるように、ＯＦＤＭシンボルのブロックに対して時空間のコーディングが行われる（ステップＳ４）。受信機におけるシンボル間干渉を低減するために、サイクリックプレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）がそれぞれのアンテナデータストリームに追加される（ステップＳ５）。前述のアンテナデータストリームは、周波数がアップコンバートされ、対応するアンテナを介して無線チャネル上で送信される（ステップＳ６）。

図３は、受信機１４によって実行される限定的でないステップの例を概説する「受信」フローチャートを示している。前述されたように、受信器は１または複数のアンテナを備えてもよい。それぞれの受信アンテナに関し、受信された信号はベースバンド周波数にダウンコンバートされ、サイクリックプレフィックスはデータストリームから取り除かれる（ステップＳ１０）。２次元フーリエ変換（高速フーリエ変換（ＦＦＴ）であることが望ましい）がそれぞれのアンテナシンボルストリームに関して実行され、既知のパイロットシンボルが検出される（ステップＳ１１）。第１のチャネル推定値は、検出されたそれぞれのパイロットシンボルに関して計算される（ステップＳ１２）。

その後、受信機内の処理回路は、受信されたＯＦＤＭシンボルブロックに対応する要素のＮ×Ｍ行列を形成する。ここで、Ｎはサブキャリアの数であり、ＭはＯＦＤＭブロック内のＯＦＤＭシンボルの数である。行列は、先に決定されたパイロットチャネル推定値を、あらかじめ決められたパイロットパターンに対応する行列の位置に挿入することによって形成される（ステップＳ１３）。ゼロは、現時点では未知のデータシンボルに対応する残りの行列の位置に挿入される（ステップＳ１４）。Ｎ×Ｍ行列の２次元逆フーリエ変換（２次元高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）であることが望ましい）は、そのとき受信されたシンボルのＯＦＤＭブロックに関する時間領域のチャネル推定値の複数のコピーを生成する（ステップＳ１５）。このことによって、チャネル推定値の複数のコピーが生成される。コピーの数は、１つのタイムスロット内でパイロットシンボル間に挿入されたゼロの数に対応する。図４の例においては、各ＯＦＤＭシンボル内のそれぞれのパイロット間に４つのゼロが存在する。したがって、チャネル推定値の４つのコピーが生成される。このチャネル推定値のコピーのうち、１つが選択される（ステップＳ１６）。前述のコピーは、例えば、ローパスフィルタ（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）を用いて選択されてもよい。２次元ＦＦＴは、その後、Ｎ×Ｍ行列内のそれぞれの位置に関する実際のチャネル推定値を得るために、選択されたチャネル推定値に関して計算される（ステップＳ１７）。受信されたＯＦＤＭデータシンボルは、その後、得られたチャネル推定値に基づいて等化される（ステップＳ１８）。

前記で説明されたように、シンボルのＯＦＤＭブロックに関するあらかじめ決められたパイロットパターンは、対称的である。対称的なパイロットパターンの限定的でない例は、図４に示されている。しかし、パイロットがＯＦＤＭデータのブロック内に、非対称的に配置された場合は、データのＯＦＤＭブロックは、パイロットシンボルがブロック内で対称的であり、かつ周期的に配置されるように、変換される。図５の左側（非対称なパイロット）には、パイロットが非対称に配置されたＯＦＤＭシンボルのブロックの例が示されている。非対称的なＯＦＤＭシンボルのブロックは、その後、図の右側（対称なパイロット）に示されるように、パイロットシンボルが対照的であり、かつ周期的に配置されるように変換される。チャネル推定値を得るためには、パイロットは、２次元ＦＦＴ／ＩＦＦＴ処理を行うために、時間／周波数領域において周期的に配置されている必要がある。

図６は、送信機１２の限定的でない一実装例を示している。前述で説明されたように、１つのＯＦＤＭシンボルは、対応するＮ個のサブキャリア上に変調されるＮ個のサンプルから構成されている。図４に示された例では、１つのＯＦＤＭシンボルはグラフ内の１列に対応し、Ｎは、例えば、２６である。それぞれの列は、２６のパイロットおよびデータシンボルを含むか、または、もっと適切な２６のシンボルのサンプルを含む。ブロック５０は、ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアへの割り当てを行い、Ｎ個の出力を生成する。Ｎ個の出力であるそれぞれの列は、その後、ブロックバッファ５２内に格納される。ＯＦＤＭブロックが完全にバッファ５２に格納されると、ＯＦＤＭブロックは、その後、２次元逆フーリエ変換器５４に提供される。変換機５４は、直列（ｓｅｒｉａｌ）シンボルストリームＳを生成し、直列シンボルストリームＳは、時空間コーダ５６に提供される。

時空間コーダ５６は、どのＯＦＤＭシンボルが特定のタイムスロットの間に特定の送信アンテナを介して送信されるかを決定する。１つのタイムスロットが、３つの送信されるＯＦＤＭシンボル１、２、３に対応する、簡略化された例を考える。タイムスロットの間に、ＯＦＤＭシンボル１、２および３は、第１のアンテナＡ１を介して１、２、３の順に送信される。同じタイムスロットの間に、そのＯＦＤＭシンボルは、アンテナＡ２を介して、２、３、１という異なる順で送信される。アンテナＡ２上で送信されるシーケンスは、アンテナＡ１上で送信されるシーケンスを循環的にシフトしたものである。前述のシフトは、１つのＯＦＤＭシンボルと等しい。循環遅延ダイバーシティと同様、送信データに適用された循環的なシフトは、人工的に無線チャネルを修正し、一方、受信機においては透過的なデータシーケンスを生成する。それぞれのアンテナシンボルストリームＳ１およびＳ２は、それぞれのサイクリックプレフィックス追加部５８に提供され、それぞれのサイクリックプレフィックス追加部５８によって修正されたシンボルストリームＳ１’およびＳ２’が、周波数アップコンバータ部６０に出力される。周波数アップコンバータ部６０は、ベースバンド信号を無線周波数に変換し、関連付けられたアンテナＡ１またはＡ２上で送信する。

図７は、１つのアンテナＡ１を備える受信機１４の限定的でない例を示している。受信された信号は、ダウンコンバータ７０内でＲＦからベースバンドにダウンコンバートされる。サイクリックプレフィックスはブロック７２内で除去される。その後、Ｎ×ＭのサイズのシンボルのＯＦＤＭブロックが形成される。２次元高速フーリエ変換７４がＯＦＤＭブロックに適用され、その後、適応されたＯＦＤＭブロックはチャネル推定器７８に提供される。チャネル推定器７８は、例えば図３で概説されるチャネル推定手順を実行する。受信されたＯＦＤＭデータシンボルは、その後、実際のチャネル推定値に従って、チャネル等化器７６によって等化される。等化された信号は、その後、ベースバンド処理部８０に提供され、さらにベースバンド処理が行われる。

２つのアンテナを備える送信機および１つのアンテナを備える受信機に関するチャネル推定の例は、次に、図８〜図１１に関して説明される。図８は、２つの送信アンテナＡ１およびＡ２のそれぞれに関する実際のチャネルインパルス応答ｈを示している。説明と単純化のための目的で、チャネルインパルス応答が、チャネル推定値に対応するものとして示されている。アンテナＡ１に関するチャネルインパルス応答は丸で示されており、アンテナＡ２に関するチャネルインパルス応答は四角で示されている。

図９は、両方のアンテナに関して、周波数および時間領域の両方におけるチャネル応答を示している。チャネル応答は、１つのＯＦＤＭブロック内の複数のＯＦＤＭシンボルも、それぞれのＯＦＤＭシンボルに関する複数のサブキャリアも示すために、３次元で示されている。図１０は、パイロットシンボル位置でのチャネル応答を示している。

図４に示されたあらかじめ決められたパイロットパターンの例を想起すると、それぞれのＯＦＤＭ列シンボル内の特定のシンボルのサンプルが既知のパイロットシンボルに対応する。例えば、図１０は、個々のパイロットシンボル（すなわち、ＯＦＤＭシンボル番号１とＯＦＤＭシンボル番号９）に関するチャネル応答を示している。それぞれのパイロットシンボルにおけるチャネル応答は、次に、既知のパイロットシンボルと比較され、そのパイロット位置におけるチャネルの推定値が決定される。データシンボル位置に関するチャネル応答は未知であるので、既知のパイロット位置に関するチャネル応答値のみがＯＦＤＭブロック内に保持される。その結果、この修正されたＯＦＤＭブロックの２次元ＩＦＦＴ処理を行うことによって、これらのデータ位置にゼロが挿入される。

２次元ＩＦＦＴ（２Ｄ−ＩＦＦＴ）の結果は、図１１Ａ〜図１１Ｃに示されている。図１１Ａは、チャネルインパルス応答が、２つの隣り合ったパイロット間に挿入されたゼロの数に対応する数のチャネルインパルス応答のコピーを周期的に生成したものであることを示している。チャネルのコピーは、最終的なチャネル推定値を得るために、１つだけ必要である。コピーは、データの最初の部分を選択し、後続の繰り返されるデータは無視するローパスフィルタを用いて選択されてもよい。図１１Ｂは、図１１Ａに示された３次元チャネルインパルス応答から得られた、ＯＦＤＭシンボルの１番目の「スライス」（アンテナＡ１に対応する）を示している。それぞれのアンテナに関するチャネルインパルス応答は周期的であり、サブキャリア周波数間に挿入されたゼロの数（この例では１５）に対応する周期性を有する。図１１Ｃは、全てのＯＦＤＭシンボルに対応する第１サブキャリア周波数の範囲（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）を示した別のスライスである。全てのアンテナ（Ａ２およびＡ１）に関するチャネルインパルス応答は周期的であり、ＯＦＤＭシンボル間に挿入されたゼロの数（この例では７）によって決定される周期性を有する。

その後、２次元ＦＦＴは選択されたコピーに関して実行され、図１２に示されるように、時間領域内における両方のアンテナに関するチャネルインパルス応答が得られる。図１２と図８との比較によって、２つのグラフが同じであることが明らかになる。このように、前述された技術は、パイロットシンボル間の線形補間を行わずに、ＯＦＤＭシンボルのブロックの全ての要素に関してチャネルを推定する。図８と図１２がよく一致することから、この技術の正確性は非常に明確である。

前述の記述は、数学によって確証されてもよい。Ｂを、図６の２Ｄ−ＩＦＦＴ部へ入力される時の、サイズＮ×Ｍの符号化されたＯＦＤＭシンボルのブロックとする。２Ｄ−ＩＦＦＴの出力はＳで示される。信号Ｓは、その後、線形動作に従い、前述で説明された複数のアンテナＡ_ｘ上で送信される。すなわち、Ｓの列は、周期的な方法で選択され、物理的なアンテナ上に送信される。Ｓ＝［ｓ_１，ｓ_２，Ｋ，ｓ_Ｍ］とし、ｓ_ｋがｋ番目のＯＦＤＭシンボルＳに対応するとする。Ｙ＝［ｙ_１，ｙ_２，Ｋ，ｙ_Ｍ］を移動局等の受信機において受信された信号とし、ｙ_ｋがｋ番目に受信されたＯＦＤＭシンボルに対応するとする。以下に立証されるように、Ｙの２Ｄ−ＦＦＴは、下式で与えられる。

ここで、Ｈ^ＦＦＴおよびＳ^ＦＦＴは、チャネル行列ＨおよびデータブロックＳの２次元高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を示している。Ｈ^ＦＦＴ・Ｓ^ＦＦＴ（・は、式（１）における白丸を示している）は、Ｈ^ＦＦＴおよびＳ^ＦＦＴの要素における乗算を示している。既知のパイロットは、周波数（および時間）においてＳ^ＦＦＴ内に等しく配置されており、かつ、パイロットの数は、周波数および時間におけるナイキスト基準を満たすように、チャネルインパルス応答（ＩＲ）の長さおよび送信アンテナの数より大きいため、Ｈの列と行はパイロットサンプルから十分に回復可能である。例えば、１９９９年にプレンティスホール（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ）により第２版が出版された、オッペンハイム（Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ）等著の「Ｄｉｓｃｒｅｔｅ−Ｔｉｍｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、５５８頁を参照されたい。

このことは、以下の例において立証される。Ｎが４と等しく、Ｍが２と等しく、２つの送信アンテナＡ１およびＡ２が用いられると仮定すると、Ｂはサイズ４×２のＯＦＤＭシンボルのブロックであり、下式に対応する。

次に、シンボルのブロックＢの２次元ＩＦＦＴであるＳは、下式と等しい。

チャネル行列Ｈが下式の無作為に選択された値を含むと仮定する。

Ｈの第1列および第２列は、それぞれ第１の送信アンテナおよび第２の送信アンテナからのチャネルインパルス応答に対応する。

第１送信時刻（ｔｉｍｅ ｉｎｓｔａｎｔ）ｔ_１において、ＯＦＤＭシンボルｓ_１は送信アンテナＡ１から送信され、ＯＦＤＭシンボルｓ_２は送信アンテナＡ２から送信される。次の送信時刻ｔ_２においては、ＯＦＤＭシンボルｓ_２は送信アンテナＡ１から送信され、ＯＦＤＭシンボルｓ_１は送信アンテナＡ２から送信される。受信機における第１および第２のＯＦＤＭシンボルに対応する受信信号は、下式で示される。

ここで、Ｈ_１およびＨ_２は、それぞれチャネルインパルス応答ｈ_１およびｈ_２に対応する。（この例では、Ｈ_１およびＨ_２の値は、再度無作為に選択されている。）チャネル行列および送信されたＯＦＤＭシンボルに、それぞれの値を代入すると、受信機における受信信号は、下式で与えられる。

Ｙ＝［ｙ_１ ｙ_２］の２Ｄ−ＦＦＴにより、下式のＹ^ＦＦＴが生成される。

２Ｄ−ＦＦＴを行ったＨであるＨ^ＦＦＴ、ＮＭの平方根、およびＢは下式で示される。

上式の３つの値を与えて、前述の式（１）を実行し、積を算出すると、下式の結果が得られる。

上式で得られる結果は、前述のＹ^ＦＦＴと等しい。前述の例が、あらゆるＮおよびＭの値に関しても成り立つことは、容易に示すことができる。

前述されたチャネル推定技術には、多くの利点がある。従来のＭＩＭＯ ＯＦＤＭ技術には、かなり大きな「付加（ｏｖｅｒｈｅａｄ）」情報の送信が必要であり、そのことがスループットを低減させている。前述されたアプローチでは、固有のパイロットをそれぞれの送信アンテナに関連付ける必要がない。また、受信機が送信アンテナの数を知る必要もない。したがって、どのような付加情報も無線チャネル上で送信される必要がないのである。また別の利点は、時間‐周波数グリッドの境界においてチャネルが正しく推定されることである。さらに、線形ＭＭＳＥ等のチャネル推定技術とは異なり、このチャネル推定のアプローチは、比較的小さいメモリ量しか必要とせず、計算の複雑さも大幅に少ない。

様々な実施形態が詳細に記述され、示されたが、特許請求の範囲は、これらのどの特定の実施形態および例にも限定されない。前述の記載は、あらゆる特定の要素、ステップ、範囲、あるいは機能が、特許請求の範囲に含まれるべき必要不可欠なものであることを暗示するものとして読まれるべきではない。特許を受ける対象事項は、特許請求の範囲によってのみ定義される。法的に保護される範囲は、認められた特許請求の範囲および同等のものの中に記載された言葉によって定義される。どの請求項も、「手段（ｍｅａｎｓ ｆｏｒ）」という言葉が用いられない限り、３５ＵＳＣ§１１２の６項を行使することを意図しない。

ＯＦＤＭ無線通信システムの一例を示した説明図である。 限定的でない一実施形態例に基づく、送信機の手順を示したフローチャートである。 限定的でない一実施形態例に基づく、受信機の手順を示したフローチャートである。 あらかじめ決められた対称的なパイロットパターンの限定的でない一例を示したグラフである。 非対称的なパイロットパターンの対称的なパイロットパターンへの変換の限定的でない一例を示した説明図である。 ＯＦＤＭ送信機の限定的でない一例を示した機能ブロック図である。 ＯＦＤＭ受信機の限定的でない一例を示した機能ブロック図である。 ２つのアンテナを備える送信機に関するチャネルインパルス応答対時間の限定的でない一例を示す２次元グラフである。 ２つのアンテナを備える送信機に関して、サブキャリア周波数とＯＦＤＭシンボル数（２次元ＦＦＴ領域）に対してチャネル応答の限定的でない一例をグラフ化した３次元グラフである。 既知のパイロットシンボルに関するチャネル応答の限定的でない一例をグラフ化した３次元グラフである。 図１１Ａは、パイロットシンボルのチャネルインパルス応答（ＩＲ：Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｃｅ）を用い、残りのデータシンボル位置にゼロを挿入したチャネルのチャネルＩＲの限定的でない例の３次元グラフである。 図１１Ｂは、アンテナＡ１に対応するＯＦＤＭシンボルのスライスを示すグラフである。 図１１Ｃは、ＯＦＤＭシンボルの範囲（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）内の第１サブキャリアに関する別のスライスを示すグラフである。 図１１に示されたコピーのうち１つを２次元フーリエ変換することによってそれぞれのアンテナに関して回復され、回復されたチャネル推定を示すグラフである。

Claims (26)

1. ＯＦＤＭシンボルのブロックは受信機によって決定されるデータシンボルおよび既知のパイロットシンボルを含み、前記ＯＦＤＭシンボルのブロックが前記受信機で受信される、ＯＦＤＭに基づく無線通信システム内において無線チャネルを推定する方法であって、
   前記パイロットシンボルは、前記ＯＦＤＭシンボルのブロックに、周期的なサブキャリア間隔で周期的な時間間隔で対称的なパターンで挿入され、
   前記パイロットシンボルが、複数のサブキャリア周波数上で、異なるタイムインタバルにおいて、複数の送信アンテナのうち異なる送信アンテナから送信されるように、前記ＯＦＤＭシンボルのブロックに対して時空間のコーディングが行われることを特徴とし、
   前記方法は、
   受信された前記ＯＦＤＭシンボルのブロックが処理され、それぞれのパイロットシンボルに関するパイロットチャネル推定値が決定されるステップと、
   あらかじめ決められたパイロットパターンに従ってＮ×Ｍ行列内のあらかじめ決められた位置に前記パイロットチャネル推定値が挿入され、前記Ｎ×Ｍ行列内の残りの位置にゼロが挿入されることにより、前記サブキャリアの数がＮであり前記ＯＦＤＭシンボルのブロック内のＯＦＤＭシンボルの数がＭである、受信された前記ＯＦＤＭシンボルのブロックに対応する要素を有する前記Ｎ×Ｍ行列が形成されるステップと、
   前記Ｎ×Ｍ行列の２次元逆フーリエ変換が計算され、時間領域のチャネル推定値の複数のコピーが生成されるステップと、
   前記チャネル推定値のコピーのうち１つが選択されるステップと、
   選択された前記チャネル推定値の２次元フーリエ変換が計算され、前記Ｎ×Ｍ行列内のそれぞれの位置に対応するチャネル推定値が取得されるステップと、
   を含むことを特徴とする方法。
2. 請求項１に記載の方法であって、さらに、受信されたＯＦＤＭデータシンボルが取得された前記チャネル推定値に基づいて等化されるステップを含むことを特徴とする方法。
3. 請求項１に記載の方法であって、前記パイロットシンボルに関する前記チャネル推定値はゼロフォーシング等化を用いて決定されることを特徴とする方法。
4. 請求項１に記載の方法であって、前記パイロットシンボルに関する前記チャネル推定値は線形最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ：ｍｅａｎ ｍｉｎｉｍｕｍ ｓｑｕａｒｅｄ ｅｒｒｏｒ）技術を用いて決定されることを特徴とする方法。
5. 請求項１に記載の方法であって、２次元フィルタを用いて前記チャネル推定値のコピーが選択されることを特徴とする方法。
6. 請求項１に記載の方法であって、前記受信機は１以上のアンテナで前記ＯＦＤＭシンボルのブロックを受信することを特徴とする方法。
7. ＯＦＤＭに基づく無線通信システム内において複数のアンテナを備える送信機内で用いられる、１以上の既知のパイロットシンボルを決定するステップを含む方法であって、
   周期的なパイロット送信パターンが決定されるステップと、
   あらかじめ決められたパターンに従って、１以上のパイロットシンボルとデータシンボルとを含むＯＦＤＭシンボルのブロックが形成されるステップと、
   特定のタイムスロット内で前記複数のアンテナのうち選択された１つのアンテナから送信されるべき前記ＯＦＤＭシンボルを決定することによって、時空間コーダを用いて時空間のコーディングが行われ、前記複数のアンテナのそれぞれに、対応するＯＦＤＭシンボルストリームが供給されるステップと、
   それぞれのＯＦＤＭシンボルストリームが対応するアンテナから送信されるステップと、
   を含み、
   前記パイロットシンボルが、複数のサブキャリア周波数上で、異なるタイムインタバルにおいて、複数の送信アンテナのうち異なる送信アンテナから送信されるように、前記ＯＦＤＭシンボルのブロックに対して時空間のコーディングが行われる、
   ことを特徴とする方法。
8. 請求項７に記載の方法であって、前記時空間コーダは、
   第１タイムスロットの期間での送信のために、第１の連続した順序で複数のシンボルの第１のＯＦＤＭシンボルストリームを第１のアンテナに提供し、
   第１の連続した順序とは異なる第２の連続した順序で同じ複数のシンボルの第２のＯＦＤＭシンボルストリームを第２のアンテナに提供する、
   ことを特徴とする方法。
9. 請求項８に記載の方法であって、前記第２のＯＦＤＭシンボルストリームは、前記第１の連続した順序のＯＦＤＭシンボルストリームを循環的にシフトしたものであることを特徴とする方法。
10. 請求項７に記載の方法であって、さらに、
    送信前にそれぞれのＯＦＤＭシンボルストリームにサイクリックプレフィックスを追加するステップと、
    ＯＦＤＭ時間‐周波数グリッドの境界におけるエッジ効果を避けるために、前記時空間コーダおよび前記サイクリックプレフィックスを用いて、前記ＯＦＤＭ時間‐周波数グリッドの境界においてチャネルを正しく推定するステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
11. 請求項７に記載の方法であって、前記あらかじめ決められたパターンは対称的なパターンであることを特徴とする方法。
12. 請求項７に記載の方法であって、前記あらかじめ決められたパターンは非対称的なパターンであり、前記方法はさらに、
    前記ＯＦＤＭシンボルのブロック内で前記データシンボルと共に前記パイロットシンボルが対称的に配置された対称的なパターンに、前記あらかじめ決められたパターンを変換するステップを含むことを特徴とする方法。
13. 請求項７に記載の方法であって、前記あらかじめ決められたパターンは、前記パイロットシンボルが周期的なサブキャリア間隔で周期的な時間間隔で送信されるパターンであることを特徴とする方法。
14. ＯＦＤＭシンボルのブロックを受信して当該ＯＦＤＭシンボルのブロックに含まれる既知のパイロットシンボルとデータシンボルとを決定する受信機を備える、ＯＦＤＭに基づく無線通信システム内で無線チャネルを推定する装置であって、
    前記パイロットシンボルは、前記ＯＦＤＭシンボルのブロックに周期的なサブキャリア間隔で周期的な時間間隔で対称的なパターンで挿入され、
    前記パイロットシンボルが、複数の（Ｎ）サブキャリア周波数上で、異なるタイムインタバルにおいて、複数の送信アンテナのうち異なる送信アンテナから送信されるように、前記ＯＦＤＭシンボルのブロックに対して時空間のコーディングが行われることを特徴とし、
    前記装置は、
    受信された前記ＯＦＤＭシンボルのブロックを処理し、それぞれのパイロットシンボルに関するパイロットチャネル推定値を決定するチャネル推定器と、
    あらかじめ決められたパイロットパターンに従ってＮ×Ｍ行列内のあらかじめ決められた位置に前記パイロットチャネル推定値を挿入し、前記Ｎ×Ｍ行列内の残りの位置にゼロを挿入することによって、前記サブキャリアの数がＮであり前記ＯＦＤＭシンボルのブロック内のＯＦＤＭシンボルの数がＭである、受信された前記ＯＦＤＭシンボルのブロックに対応する要素を有する前記Ｎ×Ｍ行列を形成する処理部と、
    前記Ｎ×Ｍ行列の２次元逆フーリエ変換を計算し、時間領域のチャネル推定値の複数のコピーを生成する第１変換回路と、
    前記チャネル推定値のコピーのうち１つを選択する選択部と、
    選択された前記チャネル推定値の２次元フーリエ変換を計算し、前記Ｎ×Ｍ行列内のそれぞれの位置に対応するチャネル推定値を取得する第２変換回路と、
    を備えることを特徴とする装置。
15. 請求項１４に記載の装置であって、さらに、受信されたＯＦＤＭデータシンボルを取得された前記チャネル推定値に基づいて等化する等化器を備えることを特徴とする装置。
16. 請求項１４に記載の装置であって、前記チャネル推定器はゼロフォーシング等化を用いて前記パイロットシンボルに関する前記チャネル推定値を決定するように構成されることを特徴とする装置。
17. 請求項１４に記載の装置であって、前記チャネル推定器は線形最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ：ｍｅａｎ ｍｉｎｉｍｕｍ ｓｑｕａｒｅｄ ｅｒｒｏｒ）技術を用いて前記パイロットシンボルに関する前記チャネル推定値を決定するように構成されることを特徴とする装置。
18. 請求項１４に記載の装置であって、前記選択部は２次元フィルタであることを特徴とする装置。
19. 請求項１４に記載の装置であって、前記受信機は１以上のアンテナを備えることを特徴とする装置。
20. ＯＦＤＭに基づく無線通信システム内において送信機内で用いられる、複数のアンテナと、１以上の既知のパイロットシンボルを決定するよう構成された電子回路と、前記電子回路に連結された送信器とを備える装置であって、
    前記電子回路は、
    周期的なパイロット送信パターンを決定し、
    あらかじめ決められたパターンに従って、１以上のパイロットシンボルとデータシンボルとを含むＯＦＤＭシンボルのブロックを形成し、
    特定のタイムスロット内で前記複数のアンテナのうち選択された１つのアンテナから送信されるべき前記ＯＦＤＭシンボルを決定することによって、時空間コーダを用いて時空間コーディングを行い、前記複数のアンテナのそれぞれに、対応するＯＦＤＭシンボルストリームを供給する、
    ように構成されており、
    前記送信器は、それぞれのＯＦＤＭシンボルストリームを対応するアンテナから送信するように構成されており、
    前記電子回路は、前記パイロットシンボルが、複数のサブキャリア周波数上で、異なるタイムインタバルにおいて、複数の送信アンテナのうち異なる送信アンテナから送信されるように、前記ＯＦＤＭシンボルのブロックに対して前記時空間コーディングを行う、
    ことを特徴とする装置。
21. 請求項２０に記載の装置であって、前記電子回路は、
    第１タイムスロットの期間での送信のために、第１の連続した順序で複数のシンボルの第１のＯＦＤＭシンボルストリームを第１のアンテナに提供し、
    第１の連続した順序とは異なる第２の連続した順序で同じ複数のシンボルの第２のＯＦＤＭシンボルストリームを第２のアンテナに提供する、
    前記時空間コーディングを実行するように構成されていることを特徴とする装置。
22. 請求項２１に記載の装置であって、前記第２のＯＦＤＭシンボルストリームは、前記第１の連続した順序のＯＦＤＭシンボルストリームを循環的にシフトしたものであることを特徴とする装置。
23. 請求項２０に記載の装置であって、前記電子回路は、送信前にそれぞれのＯＦＤＭシンボルストリームにサイクリックプレフィックスを追加するように構成されていることを特徴とする装置。
24. 請求項２０に記載の装置であって、前記あらかじめ決められたパターンは対称的なパターンであることを特徴とする装置。
25. 請求項２０に記載の装置であって、前記あらかじめ決められたパターンが非対称的なパターンである場合、前記電子回路は、前記ＯＦＤＭシンボルのブロック内で前記データシンボルと共に前記パイロットシンボルが対称的に配置された対称的なパターンに、前記あらかじめ決められたパターンを変換するように構成されていることを特徴とする装置。
26. 請求項２０に記載の装置であって、前記あらかじめ決められたパターンは、前記パイロットシンボルが周期的なサブキャリア間隔で周期的な時間間隔で送信されるパターンであることを特徴とする装置。

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