JP4809754B2

JP4809754B2 - Switching power supply

Info

Publication number: JP4809754B2
Application number: JP2006313089A
Authority: JP
Inventors: 一宏堀井
Original assignee: Cosel Co Ltd
Current assignee: Cosel Co Ltd
Priority date: 2006-11-20
Filing date: 2006-11-20
Publication date: 2011-11-09
Anticipated expiration: 2026-11-20
Also published as: JP2008131721A

Description

本発明は、直流電圧を所望の電圧に変換し電子機器に供給するための、入力電圧フィードフォワード制御方式のスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to an input voltage feedforward control type switching power supply device for converting a DC voltage into a desired voltage and supplying it to an electronic device.

従来、スイッチング電源装置の入力電源電圧が急激に変動した際における、スイッチング電源装置の出力電圧安定性を改善する方法として、スイッチング電源装置の入力電源電圧に対して、スイッチング素子のパルス幅を調整する制御方法である入力電圧フィードフォワード制御が知られている。例えば、特許文献1に開示された降圧チョッパ回路は、入力電圧フィードフォワード制御を適用した例を開示している。 Conventionally, as a method of improving the output voltage stability of a switching power supply device when the input power supply voltage of the switching power supply device changes rapidly, the pulse width of the switching element is adjusted with respect to the input power supply voltage of the switching power supply device. An input voltage feedforward control which is a control method is known. For example, the step-down chopper circuit disclosed in Patent Document 1 discloses an example in which input voltage feedforward control is applied.

ここで、図５に従来の入力電圧フィードフォワード制御を、絶縁型フォワードコンバータに適用したスイッチング電源装置の一例を示す。また、図６は、図５のスイッチング電源装置の動作波形を示し、入力電圧が低い場合（Ａ）と、高い場合（Ｂ）の２つの波形を示す。 Here, FIG. 5 shows an example of a switching power supply device in which the conventional input voltage feedforward control is applied to an isolated forward converter. FIG. 6 shows operation waveforms of the switching power supply device of FIG. 5, and shows two waveforms when the input voltage is low (A) and when the input voltage is high (B).

このスイッチング電源装置は、直流入力電源１０の出力端子と並列に抵抗１１とコンデンサ１３の直列回路からなる積分回路１２が設けられ、抵抗１１の一方の端子が直流電源１０の＋側端子に接続され、コンデンサ１３の一方の端子が直流入力電源１０の−側端子に接続されている。抵抗１１とコンデンサ１３の中点が、リセット回路１４に接続されているとともに、スイッチング素子駆動回路１６のコンパレータ１７の反転入力端子に接続されている。リセット回路１４の他方の端子は、コンデンサ１３の一方の端子および直流入力電源１０の−側端子に接続されている。 In this switching power supply device, an integrating circuit 12 comprising a series circuit of a resistor 11 and a capacitor 13 is provided in parallel with the output terminal of the DC input power supply 10, and one terminal of the resistor 11 is connected to the + side terminal of the DC power supply 10. One terminal of the capacitor 13 is connected to the negative terminal of the DC input power supply 10. The middle point of the resistor 11 and the capacitor 13 is connected to the reset circuit 14 and to the inverting input terminal of the comparator 17 of the switching element drive circuit 16. The other terminal of the reset circuit 14 is connected to one terminal of the capacitor 13 and the negative terminal of the DC input power supply 10.

さらに、直流入力電源１０の＋側端子は、トランス１８の１次巻線Ｎ１のドットを付した側の端子に接続され、ドットの無い方がＭＯＳ−ＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１のソースは、直流入力電源１０の−側端子に接続され、ゲートがスイッチング素子駆動回路１６のコンパレータ１７の出力に接続されている。 Further, the + side terminal of the DC input power source 10 is connected to the terminal on the side of the primary winding N1 of the transformer 18 where the dot is attached, and the one without the dot is connected to the drain of the switching element Q1 which is a MOS-FET. ing. The source of the switching element Q1 is connected to the negative terminal of the DC input power supply 10, and the gate is connected to the output of the comparator 17 of the switching element drive circuit 16.

トランス１８の２次巻線Ｎ２は、ドットを付した方の端子が電源装置の出力端子２０に接続され、ドットの無い方の端子は、ＭＯＳ−ＦＥＴであるフォワード側同期整流素子Ｔｒ１のドレインに接続されている。さらに、フォワード側同期整流素子Ｔｒ１のソースは、フライホイール側同期整流素子Ｔｒ２のソースに接続され、チョークコイルＬ１を介して、電源装置の出力端子２１に接続されている。ＭＯＳ−ＦＥＴであるフライホイール側同期整流素子Ｔｒ２のドレインは、トランス１８の２次巻線Ｎ２のドットを付した方の端子に接続されている。そして、フライホイール側同期整流素子Ｔｒ２のドレインとチョークコイルＬ１の出力２１側の端子との間に出力コンデンサＣ１が設けられている。フォワード側同期整流素子Ｔｒ１とフライホイール側同期整流素子Ｔｒ２のゲートには、各々別々に同期整流素子駆動回路２２の各出力が接続され、相補的にオンするように形成されている。そして、トランス１８の２次側に接続された回路が整流平滑回路２３を構成している。 The secondary winding N2 of the transformer 18 has a dot-attached terminal connected to the output terminal 20 of the power supply device, and a terminal without a dot connected to the drain of the forward-side synchronous rectifier element Tr1 that is a MOS-FET. It is connected. Further, the source of the forward side synchronous rectifier element Tr1 is connected to the source of the flywheel side synchronous rectifier element Tr2, and is connected to the output terminal 21 of the power supply device via the choke coil L1. The drain of the flywheel side synchronous rectification element Tr2 which is a MOS-FET is connected to the terminal of the secondary winding N2 of the transformer 18 which is marked with a dot. An output capacitor C1 is provided between the drain of the flywheel side synchronous rectifier element Tr2 and the output 21 side terminal of the choke coil L1. The outputs of the synchronous rectifier driving circuit 22 are connected to the gates of the forward-side synchronous rectifier element Tr1 and the flywheel-side synchronous rectifier element Tr2, respectively, and are configured to be turned on complementarily. A circuit connected to the secondary side of the transformer 18 constitutes a rectifying / smoothing circuit 23.

さらに、出力端子２０は、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを制御するため、フィードバック制御回路２４の誤差アンプ２５の反転入力端子に接続されている。誤差アンプ２５の非反転入力端子には、基準電圧２６が接続され、誤差アンプ２５の出力が、コンパレータ１７の非反転入力端子に接続されている。 Furthermore, the output terminal 20 is connected to the inverting input terminal of the error amplifier 25 of the feedback control circuit 24 in order to control the output voltage Vo of the switching power supply device. The reference voltage 26 is connected to the non-inverting input terminal of the error amplifier 25, and the output of the error amplifier 25 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 17.

次に、従来のスイッチング電源装置の動作について説明する。まず、リセット回路１４は、所定の周期Ｔで積分回路１２内のコンデンサ１３をリセットする（図６（ａ）のタイミング）。リセット回路１４の所定の周期Ｔが、このスイッチング電源装置のスイッチング周波数となる。そして、積分回路１２内のコンデンサ１３がリセットされると、スイッチング素子駆動回路１６は、スイッチング素子Ｑ１をオンさせる（図６（ａ）のタイミング）。この後、積分回路１２内のコンデンサ１３は、直流入力電源１０から積分回路１２内の抵抗１１を通して充電される。積分回路１２内のコンデンサ１３の充電電圧は、積分回路出力電圧Ｖｉとして、スイッチング素子制御回路１６に出力される。 Next, the operation of the conventional switching power supply device will be described. First, the reset circuit 14 resets the capacitor 13 in the integration circuit 12 at a predetermined period T (timing in FIG. 6A). A predetermined period T of the reset circuit 14 is a switching frequency of the switching power supply device. When the capacitor 13 in the integrating circuit 12 is reset, the switching element driving circuit 16 turns on the switching element Q1 (timing in FIG. 6A). Thereafter, the capacitor 13 in the integrating circuit 12 is charged from the DC input power supply 10 through the resistor 11 in the integrating circuit 12. The charging voltage of the capacitor 13 in the integration circuit 12 is output to the switching element control circuit 16 as the integration circuit output voltage Vi.

積分回路１２の出力電圧Ｖｉと、フィードバック制御回路２４の誤差アンプ２５の出力電圧制御信号電圧Ｖｓは、スイッチング素子駆動回路１６内のコンパレータ１７で比較され、コンデンサ１３の充電電圧が出力電圧制御信号電圧Ｖｓと等しくなったときに、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。 The output voltage Vi of the integrating circuit 12 and the output voltage control signal voltage Vs of the error amplifier 25 of the feedback control circuit 24 are compared by the comparator 17 in the switching element driving circuit 16, and the charging voltage of the capacitor 13 is the output voltage control signal voltage. When it becomes equal to Vs, the switching element Q1 is turned off.

ここで、直流入力電源１０の電圧Ｖｉｎが低い場合は、積分回路１２内のコンデンサ１３の充電電圧Ｖｃの上昇速度が遅いため、スイッチング素子Ｑ１がオフするタイミングは、周期Ｔ内で比較的遅いタイミングとなる（図６（Ａ）の（ｂ）のタイミング）。一方、直流入力電源１０の電圧が高い場合は、積分回路１２内のコンデンサ１３の電圧Ｖｃの上昇速度が速いため、スイッチング素子Ｑ１がオフするタイミングは相対的に速くなる（図６（Ｂ）の（ｃ）のタイミング）。 Here, when the voltage Vin of the DC input power supply 10 is low, the rising speed of the charging voltage Vc of the capacitor 13 in the integrating circuit 12 is slow, so the timing at which the switching element Q1 is turned off is a relatively late timing within the period T. (Timing (b) in FIG. 6A). On the other hand, when the voltage of the DC input power supply 10 is high, the rising speed of the voltage Vc of the capacitor 13 in the integrating circuit 12 is fast, so the timing at which the switching element Q1 is turned off is relatively fast (as shown in FIG. 6B). (Timing (c)).

上記動作が繰り返されることで、トランス１８の１次側にパルス状の電圧が印加され、２次側に伝送される。トランス１８の２次側に発生したパルス状の電圧は、整流平滑回路２３により直流に変換され、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏとなる。 By repeating the above operation, a pulsed voltage is applied to the primary side of the transformer 18 and transmitted to the secondary side. The pulsed voltage generated on the secondary side of the transformer 18 is converted into direct current by the rectifying and smoothing circuit 23 and becomes the output voltage Vo of the switching power supply device.

スイッチング素子駆動回路１６は、積分回路１２の出力電圧Ｖｉと、出力電圧制御信号電圧Ｖｓにより、電圧パルス幅Ｔｏｎを制御することで、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを制御している。なお、出力電圧制御信号電圧Ｖｓは、フィードバック制御回路２４内の基準電圧２６の基準電圧Ｖｒｅｆとスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが、フィードバック制御回路２４内の誤差アンプ２５に入力され、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏがフィードバック制御回路２４内の基準電圧２６の電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように、フィードバック制御回路２４内の誤差アンプ２５によって決定される。 The switching element driving circuit 16 controls the output voltage Vo of the switching power supply device by controlling the voltage pulse width Ton by the output voltage Vi of the integrating circuit 12 and the output voltage control signal voltage Vs. As for the output voltage control signal voltage Vs, the reference voltage Vref of the reference voltage 26 in the feedback control circuit 24 and the output voltage Vo of the switching power supply device are input to the error amplifier 25 in the feedback control circuit 24, and the switching power supply device It is determined by the error amplifier 25 in the feedback control circuit 24 so that the output voltage Vo becomes equal to the voltage Vref of the reference voltage 26 in the feedback control circuit 24.

次に、図５のスイッチング電源装置が理想的に動作した場合に、スイッチング電源装置の出力電圧がどのように制御されるかを説明する。 Next, how the output voltage of the switching power supply device is controlled when the switching power supply device of FIG. 5 operates ideally will be described.

図５のスイッチング電源装置の出力電圧は、理想的な動作をした場合、式(1)のように決定される。式(1)から、直流入力電源１０の電圧Ｖｉｎが低い場合は、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎを長くし、直流入力電源１０の電圧が高い場合は、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎを短くする制御を行うことで、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを一定に制御する。 The output voltage of the switching power supply device of FIG. 5 is determined as shown in Equation (1) when an ideal operation is performed. From equation (1), when the voltage Vin of the DC input power supply 10 is low, the ON time Ton of the switching element Q1 is lengthened, and when the voltage of the DC input power supply 10 is high, the ON time Ton of the switching element Q1 is shortened. By performing the control, the output voltage Vo of the switching power supply device is controlled to be constant.

ここで、Ｖｏ：スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｉｎ：入力電源電圧、Ｎ１：トランス１８の１次側の巻数、Ｎ２：トランスの２次側の巻数、Ｔ：スイッチング周期、Ｔｏｎ：スイッチング素子のオン時間、である。 Here, Vo: output voltage of the switching power supply device Vin: input power supply voltage, N1: number of turns on the primary side of the transformer 18, N2: number of turns on the secondary side of the transformer, T: switching period, Ton: on time of the switching element .

図５のスイッチング電源装置は、積分回路１２のコンデンサ１３がリセットされるとスイッチング素子Ｑ１がオンされる。リセット後、直流入力電源１０から積分回路１２内の抵抗１１を通して充電電流Ｉｃが流れ、コンデンサ１３の電圧が上昇する。充電電流Ｉｃは、コンデンサ１３の充電電圧Ｖｃが入力電源電圧Ｖｉｎに対して十分に小さいとき、式（２）で表すことができる。また、コンデンサ１３の充電電圧Ｖｃは、式（３）で表される。式（３）から、コンデンサ１３の充電電圧Ｖｃは、直流入力電源１０の電圧Ｖｉｎと充電時間ｔに比例することが分かる。 In the switching power supply device of FIG. 5, when the capacitor 13 of the integrating circuit 12 is reset, the switching element Q1 is turned on. After the reset, the charging current Ic flows from the DC input power supply 10 through the resistor 11 in the integrating circuit 12, and the voltage of the capacitor 13 increases. The charging current Ic can be expressed by Expression (2) when the charging voltage Vc of the capacitor 13 is sufficiently smaller than the input power supply voltage Vin. In addition, the charging voltage Vc of the capacitor 13 is expressed by Expression (3). From equation (3), it can be seen that the charging voltage Vc of the capacitor 13 is proportional to the voltage Vin of the DC input power supply 10 and the charging time t.

ここで、Ｉｃ：積分回路１２のコンデンサ１３の充電電流、Ｖｃ：積分回路１２のコンデンサ１３の電圧、Ｃｉ：積分回路のコンデンサ１３の容量、Ｒｉ：積分回路１２の抵抗１１の抵抗値、t：積分回路１２のコンデンサ１３の充電時間である。 Here, Ic: charging current of the capacitor 13 of the integrating circuit 12, Vc: voltage of the capacitor 13 of the integrating circuit 12, Ci: capacitance of the capacitor 13 of the integrating circuit, Ri: resistance value of the resistor 11 of the integrating circuit 12, t: This is the charging time of the capacitor 13 of the integrating circuit 12.

図５のスイッチング電源装置は、コンデンサ１３の電圧Ｖｃが出力電圧制御信号電圧Ｖｓの電圧と等しくなったときに、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。つまり、図５のスイッチング電源装置では、以下の関係が成り立つ。 In the switching power supply device of FIG. 5, the switching element Q1 is turned off when the voltage Vc of the capacitor 13 becomes equal to the voltage of the output voltage control signal voltage Vs. That is, the following relationship is established in the switching power supply device of FIG.

コンデンサ１３の充電時間ｔ＝スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎ（４）
積分回路１２のコンデンサ１３の電圧Ｖｃ＝出力電圧制御信号電圧Ｖｓ（５）
以上から、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏと出力電圧制御信号電圧Ｖｓは以下の関係が得られる。 Charging time t of capacitor 13 = on time Ton of switching element Q1 (4)
Voltage Vc of capacitor 13 of integrating circuit 12 = output voltage control signal voltage Vs (5)
From the above, the following relationship is obtained between the output voltage Vo of the switching power supply apparatus and the output voltage control signal voltage Vs.

式(６)から、理想的に動作する図５のスイッチング電源装置は、出力電圧制御信号電圧Ｖｓが一定の値となるように制御を行なうことで、入力電圧が変動しても出力電圧Ｖｏを一定とすることができることが分かる。 From the equation (6), the switching power supply device of FIG. 5 that operates ideally performs the control so that the output voltage control signal voltage Vs becomes a constant value, so that the output voltage Vo is changed even if the input voltage varies. It can be seen that it can be constant.

ここで、図５のスイッチング電源装置を、実在の部品で構成した場合の問題点を、図７を基に説明する。スイッチング素子駆動回路１６内のコンパレータ１７は理想的には、遅れ時間ゼロであるが、実在の部品の場合、比較判断に遅れ時間Ｔｄを持つ。スイッチング素子駆動回路１６内のコンパレータ１７が遅れ時間Ｔｄを持つと、積分回路１２内のコンデンサ１３の電圧Ｖｃ＝出力電圧制御信号電圧Ｖｓとなってから、実際にスイッチング素子Ｑ１がオフするまでのタイミングが遅れることになる。 Here, a problem when the switching power supply device of FIG. 5 is configured with actual parts will be described with reference to FIG. The comparator 17 in the switching element drive circuit 16 ideally has a delay time of zero, but in the case of an actual component, it has a delay time Td for comparison judgment. If the comparator 17 in the switching element driving circuit 16 has a delay time Td, the timing until the switching element Q1 is actually turned off after the voltage Vc of the capacitor 13 in the integrating circuit 12 becomes equal to the output voltage control signal voltage Vs. Will be delayed.

スイッチング素子駆動回路１６内のコンパレータ１７の遅れ時間Ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１がオフするまでのタイミングを遅らせてしまうため、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎが長くなり、結果として、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを上昇させてしまう。そこで、フィードバック制御回路２４によって、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように、出力電圧制御信号電圧Ｖｓを低下させる制御が行なわれる。 Since the delay time Td of the comparator 17 in the switching element driving circuit 16 delays the timing until the switching element Q1 is turned off, the on-time Ton of the switching element Q1 becomes longer. As a result, the output voltage of the switching power supply device is increased. Vo will be raised. Therefore, the feedback control circuit 24 performs control to reduce the output voltage control signal voltage Vs so that the output voltage Vo of the switching power supply device becomes equal to the reference voltage Vref.

即ち、図５のスイッチング電源装置は、入力電源電圧Ｖｉｎが高いと、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎを短くし、入力電源電圧Ｖｉｎが低いと、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎを長くすることで、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが一定となるように制御を行なっている。 That is, the switching power supply device of FIG. 5 shortens the on-time Ton of the switching element Q1 when the input power supply voltage Vin is high, and lengthens the on-time Ton of the switching element Q1 when the input power supply voltage Vin is low. Control is performed so that the output voltage Vo of the switching power supply device is constant.

ここで、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎは、積分回路１２の出力電圧Ｖｉ（積分回路１２内のコンデンサ１３の電圧Ｖｃ）が出力電圧制御信号電圧Ｖｓに達するまでの時間とコンパレータ１７の遅れ時間Ｔｄの和である。コンパレータ１７の遅れ時間Ｔｄは、入力電源電圧Ｖｉｎによらず一定であるので、入力電圧が高いとき（スイッチング素子のオン時間Ｔｏｎが短くなるように制御されるとき）ほど、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎに占めるコンパレータ１７の遅れ時間Ｔｄ割合が大きくなる。従って、フィードバック制御回路２４は、入力電圧Ｖｉｎが高い場合は、低い場合に比べて、出力電圧制御信号電圧ＶｓをδＶ低下させるように制御を行なうことで、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが所定の値となるようにしている。
特開平３−１８３３５７号公報 Here, the ON time Ton of the switching element Q1 is the time until the output voltage Vi of the integration circuit 12 (the voltage Vc of the capacitor 13 in the integration circuit 12) reaches the output voltage control signal voltage Vs and the delay time Td of the comparator 17. Is the sum of Since the delay time Td of the comparator 17 is constant regardless of the input power supply voltage Vin, the on-time of the switching element Q1 increases as the input voltage becomes higher (when the on-time Ton of the switching element is controlled to be shorter). The ratio of the delay time Td of the comparator 17 to Ton increases. Therefore, when the input voltage Vin is high, the feedback control circuit 24 performs control so that the output voltage control signal voltage Vs is reduced by δV compared to when the input voltage Vin is low, so that the output voltage Vo of the switching power supply device is predetermined. Value.
JP-A-3-183357

しかし、フィードフォワード制御に遅れ時間の有るコンパレータ１７を使用した、図５のスイッチング電源装置では、スイッチング電源装置の入力電源電圧Ｖｉｎが急激に変動した場合、即ちフィードバック制御回路２４の応答速度よりも急激な変動に際しては、フィードバック制御回路２４が出力電圧制御信号電圧Ｖｓを変化させるまでの時間、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが入力電源電圧Ｖｉｎの変化による影響を受けて変動し、所定の値とはならない。 However, in the switching power supply device of FIG. 5 using the comparator 17 having a delay time in the feedforward control, when the input power supply voltage Vin of the switching power supply device fluctuates rapidly, that is, more rapidly than the response speed of the feedback control circuit 24. In such a case, the time until the feedback control circuit 24 changes the output voltage control signal voltage Vs, the output voltage Vo of the switching power supply device is affected by the change of the input power supply voltage Vin, and the predetermined value is Don't be.

即ち、入力電圧により出力電圧をフィードフォワード制御するスイッチング電源装置では、スイッチング周期Ｔに対して、コンパレータ１７の遅れ時間Ｔｄが十分に小さくないと、入力電源電圧が急激に変動した際のスイッチング電源装置の出力電圧安定性が悪化してしまう問題点があった。 That is, in a switching power supply apparatus that feedforward-controls an output voltage with an input voltage, the switching power supply apparatus when the input power supply voltage changes rapidly unless the delay time Td of the comparator 17 is sufficiently small with respect to the switching period T. There was a problem that the output voltage stability deteriorated.

一方、スイッチング電源装置の小型・高性能化には、スイッチング周波数を高周波化する必要があり、入力電圧フィードフォワード制御のスイッチング電源装置を高周波化する場合、コンパレータの遅れ時間Ｔｄの小さな制御回路を用いなければならず、制御回路の高コスト化を招いていた。 On the other hand, in order to reduce the size and performance of the switching power supply device, it is necessary to increase the switching frequency. When the switching power supply device of the input voltage feedforward control is increased in frequency, a control circuit with a small comparator delay time Td is used. This has led to an increase in cost of the control circuit.

本発明は、上記従来の技術に鑑みて成されたもので、低コストで遅れ時間が比較的大きなコンパレータを制御回路に使用しても、入力電源電圧の急変に際してスイッチング電源装置の出力電圧安定性を高め、スイッチング周波数を高周波化することが可能となり、低コストで電源装置の高性能化を実現することが可能なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above-described conventional technology. Even when a low-cost comparator with a relatively large delay time is used in the control circuit, the output voltage stability of the switching power supply device can be changed when the input power supply voltage changes suddenly. An object of the present invention is to provide a switching power supply device that can increase the switching frequency and increase the switching frequency and can realize high performance of the power supply device at low cost.

この発明は、直流入力電源にトランスの１次巻線とスイッチング素子が直列に接続され、前記スイッチング素子にスイッチング素子駆動回路が接続され、前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路の出力電圧を前記スイッチング素子駆動回路へフィードバックするフィードバック制御回路と、前記入力電源の電圧信号が入力され前記入力電源の電圧に応じた傾きで上昇する鋸波状の電圧を出力する積分回路とを有し、この積分回路の積分出力電圧と前記フィードバック制御回路からの出力電圧制御信号とを前記スイッチング素子駆動回路に入力して比較し、前記スイッチング素子駆動回路のスイッチング素子駆動パルス幅を制御して、前記整流平滑回路の出力電圧を所定の値に制御するフィードフォワード制御を行うスイッチング電源装置であって、前記入力電源の電圧信号に比例した電圧を発生する入力比例電圧発生回路を前記積分回路内に備え、前記積分回路の出力は、前記入力電源の電圧信号を積分した積分出力電圧と、前記入力比例電圧発生回路の出力である入力比例電圧とを重畳させた値とし、前記入力電源の電圧信号の変化に対して、前記入力比例電圧が変化して、前記出力電圧制御信号がほぼ一定の状態で、前記整流平滑回路の出力電圧が所定の値に制御されるスイッチング電源装置である。 According to the present invention, a transformer primary winding and a switching element are connected in series to a DC input power source, a switching element driving circuit is connected to the switching element, and a rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding of the transformer. a feedback control circuit to feed back the output voltage to the switching element driving circuit, an integration circuit voltage signal of the input power is input to output a voltage of sawtooth increases with a gradient corresponding to the voltage of the input power supply The integrated output voltage of the integrating circuit and the output voltage control signal from the feedback control circuit are input to the switching element driving circuit for comparison, and the switching element driving pulse width of the switching element driving circuit is controlled, switching power to perform the feed forward control for controlling the output voltage of the rectifying smoothing circuit to a predetermined value An apparatus, comprising an input proportional voltage generating circuit for generating a voltage proportional to the voltage signal of the input power into the integrator circuit, the output of the integrating circuit integrating the output voltage obtained by integrating the voltage signal of the input power And an input proportional voltage that is an output of the input proportional voltage generation circuit , and the input proportional voltage changes with respect to a change in the voltage signal of the input power supply, and the output voltage control signal In this switching power supply apparatus, the output voltage of the rectifying and smoothing circuit is controlled to a predetermined value in a substantially constant state .

前記整流平滑回路の整流回路は、双方向に導通可能な整流素子を用いた同期整流回路である。The rectifying circuit of the rectifying / smoothing circuit is a synchronous rectifying circuit using a rectifying element capable of conducting in both directions.

前記入力比例電圧発生回路は、積分用の抵抗及びコンデンサで構成された前記積分回路内の前記積分用のコンデンサに直列接続された抵抗素子である。 The input proportional voltage generation circuit is a resistance element connected in series to the integration capacitor in the integration circuit composed of an integration resistor and a capacitor.

また、前記トランスに３次巻線を設け、前記積分回路への入力を前記直流入力電源の電圧信号に代えて、前記３次巻線の出力を前記積分回路に入力したスイッチング電源装置である。 In the switching power supply apparatus, a tertiary winding is provided in the transformer, and an input to the integration circuit is replaced with a voltage signal of the DC input power supply, and an output of the tertiary winding is input to the integration circuit.

この発明は、入力電圧により出力電圧をフィードフォワード制御するスイッチング電源装置において、入力電源電圧の変動に伴う出力電圧制御信号の変化を打ち消し、入力電源電圧が急激に変動した際にも、スイッチング電源装置の出力電圧安定性を向上させることが可能となるものである。これにより、遅れ時間が比較的大きな安価なコンパレータを用いて、スイッチング周波数を上げることも可能であり、低コストで小型の高性能なスイッチング電源装置を提供することができる。 The present invention relates to a switching power supply that performs feedforward control of an output voltage using an input voltage, canceling a change in an output voltage control signal accompanying a change in the input power supply voltage, and even when the input power supply voltage fluctuates rapidly. It is possible to improve the output voltage stability. Accordingly, it is possible to increase the switching frequency by using an inexpensive comparator having a relatively long delay time, and it is possible to provide a low-cost and small high-performance switching power supply device.

さらに、請求項２記載の発明によれば、整流回路を同期整流回路としたので、入力電圧の急変だけでなく、出力電流の急変に際しても、フィードバック制御回路の応答速度に関係なく、スイッチング電源装置の出力電圧の安定性を高めることができる。 Furthermore, according to the second aspect of the present invention, since the rectifier circuit is a synchronous rectifier circuit, not only when the input voltage suddenly changes, but also when the output current suddenly changes, the switching power supply device regardless of the response speed of the feedback control circuit The output voltage stability can be improved .

請求項３記載の発明によれば、簡単な回路構成で上記効果を得ることができる。また、請求項４記載の発明によれば、入力電圧の値にかかわらず、高効率の制御や高精度の制御を可能にするものである。 According to invention of Claim 3 , the said effect can be acquired with a simple circuit structure. According to the fourth aspect of the invention , high-efficiency control and high-precision control are possible regardless of the value of the input voltage.

以下、この発明の実施の形態について図面に基づいて説明する。図１は、この発明の第一実施形態のスイッチング電源装置を示すもので、図５に示す回路と同様の部材は同一符号を付して説明する。このスイッチング電源装置は、直流入力電源１０の出力端子と並列に抵抗１１とコンデンサ１３の直列回路からなる積分回路３２が設けられ、抵抗１１の一方の端子が直流電源１０の＋側端子に接続され、コンデンサ１３の一方の端子が直流入力電源１０の−側端子に接続されている。抵抗１１とコンデンサ１３の間には、直流入力電源１０に比例した電圧を発生する入力比例電圧発生回路３０が接続されている。そして、コンデンサ１３の積分出力電圧に入力比例電圧発生回路３０の入力比例電圧を重畳させた電圧が、積分回路３２の出力電圧として、スイッチング素子駆動回路１６に入力している。また、コンデンサ１３はリセット回路１４に接続され、リセット回路１４の他方の端子は、コンデンサ１３の一方の端子および直流入力電源１０の−側端子に接続されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows a switching power supply device according to a first embodiment of the present invention. The same members as those in the circuit shown in FIG. In this switching power supply device, an integrating circuit 32 including a series circuit of a resistor 11 and a capacitor 13 is provided in parallel with the output terminal of the DC input power supply 10, and one terminal of the resistor 11 is connected to the + side terminal of the DC power supply 10. One terminal of the capacitor 13 is connected to the negative terminal of the DC input power supply 10. An input proportional voltage generation circuit 30 that generates a voltage proportional to the DC input power supply 10 is connected between the resistor 11 and the capacitor 13. A voltage obtained by superimposing the input proportional voltage of the input proportional voltage generation circuit 30 on the integral output voltage of the capacitor 13 is input to the switching element drive circuit 16 as the output voltage of the integration circuit 32. The capacitor 13 is connected to the reset circuit 14, and the other terminal of the reset circuit 14 is connected to one terminal of the capacitor 13 and the negative terminal of the DC input power supply 10.

スイッチング素子駆動回路１６はコンパレータ１７から成り、入力比例電圧発生回路３０の入力比例電圧を重畳させた積分回路３２の出力電圧が、コンパレータ１７の反転入力端子接続されている。コンパレータ１７の非反転入力端子には、後述する誤差アンプ２５の出力が接続されている。 Switching element driving circuit 16 consists of the comparator 17, the output voltage of the input proportional voltage generating circuit integrating circuit 32 inputs proportional voltage by superimposing the 30 is an inverting input terminal connected to the comparator 17. The output of an error amplifier 25 described later is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 17.

トランス１８の２次巻線Ｎ２は、ドットを付した方の端子が出力端子２０に接続され、ドットの無い方の端子は、ＭＯＳ−ＦＥＴであるフォワード側同期整流素子Ｔｒ１のドレインに接続されている。さらに、フォワード側同期整流素子Ｔｒ１のソースは、ＭＯＳ−ＦＥＴであるフライホイール側同期整流素子Ｔｒ２のソースに接続され、チョークコイルＬ１を介して、出力端子２１に接続されている。フライホイール側同期整流素子Ｔｒ２のドレインは、トランス１８の２次巻線Ｎ２のドットを付した方の端子に接続されている。そして、フライホイール側同期整流素子Ｔｒ２のドレインとチョークコイルＬ１の出力２１側の端子との間に出力コンデンサＣ１が設けられている。フォワード側同期整流素子Ｔｒ１とフライホイール側同期整流素子Ｔｒ２のゲートには、各々別々に同期整流素子駆動回路２２の各出力が接続され、相補的にオンするように形成されている。そして、トランス１８の２次側に接続された回路が整流平滑回路２３を構成している。 The secondary winding N2 of the transformer 18 has a dot-attached terminal connected to the output terminal 20 and a dot-free terminal connected to the drain of the forward-side synchronous rectifier element Tr1 that is a MOS-FET. Yes. Further, the source of the forward side synchronous rectifier element Tr1 is connected to the source of the flywheel side synchronous rectifier element Tr2 which is a MOS-FET, and is connected to the output terminal 21 via the choke coil L1. The drain of the flywheel side synchronous rectifier element Tr2 is connected to the terminal of the secondary winding N2 of the transformer 18 with a dot. An output capacitor C1 is provided between the drain of the flywheel side synchronous rectifier element Tr2 and the output 21 side terminal of the choke coil L1. The outputs of the synchronous rectifier driving circuit 22 are connected to the gates of the forward-side synchronous rectifier element Tr1 and the flywheel-side synchronous rectifier element Tr2, respectively, and are configured to be turned on complementarily. A circuit connected to the secondary side of the transformer 18 constitutes a rectifying / smoothing circuit 23.

図２は、図１のスイッチング電源装置の入力比例電圧発生回路３０の例を示す。ここでは、直流入力電源１０に比例した電圧を発生する回路として、抵抗素子３４を用いている。抵抗素子３４は、積分回路３２内の抵抗１１に対して、十分に小さな値となるように設定する。このとき、抵抗素子３４を流れる電流は、上記の式（２）のＩｃとなる。従って、直流入力電源１０に比例した電圧を発生する回路の電圧、つまり、抵抗素子３４に発生する入力比例電圧Ｖａは、以下の式で求められる。 FIG. 2 shows an example of the input proportional voltage generation circuit 30 of the switching power supply device of FIG. Here, a resistance element 34 is used as a circuit that generates a voltage proportional to the DC input power supply 10. The resistance element 34 is set to have a sufficiently small value with respect to the resistance 11 in the integration circuit 32. At this time, the current flowing through the resistance element 34 is Ic in the above equation (2). Therefore, the voltage of the circuit that generates a voltage proportional to the DC input power supply 10, that is, the input proportional voltage Va generated in the resistance element 34 is obtained by the following equation.

Ｖａ：入力比例電圧
Ｒａ：入力電源に比例した電圧を発生する回路を構成する抵抗素子の値
Ｖｉｎ：直流入力電源電圧
Ｉｃ：積分回路のコンデンサの充電電流
Ｒｉ：積分回路の抵抗の値
式（７）より、Ｒｉ、Ｒａは定数であるので、直流入力電源１０に比例した電圧を発生する回路の補正電圧Ｖａは、入力電源電圧Ｖｉｎに比例していることが分かる。

Va: input proportional voltage Ra: value of a resistance element constituting a circuit that generates a voltage proportional to the input power supply Vin: DC input power supply voltage Ic: charging current Ri of the capacitor of the integrating circuit Ri: value equation of the resistance of the integrating circuit (7 ) Since Ri and Ra are constants, it can be seen that the correction voltage Va of the circuit that generates a voltage proportional to the DC input power supply 10 is proportional to the input power supply voltage Vin.

次に、図３を基に図２のスイッチング電源装置の動作を示す。図１のスイッチング電源装置における積分回路３２の出力電圧Ｖｉは、積分回路内のコンデンサ１３の積分出力電圧Ｖｃに、入力比例電圧Ｖａを重畳させた値となっている。入力比例電圧Ｖａは、直流入力電源電圧Ｖｉｎが低い場合は小さく、直流入力電源電圧Ｖｉｎが高い場合は大きい。 Next, the operation of the switching power supply device of FIG. 2 will be described based on FIG. The output voltage Vi of the integrating circuit 32 in the switching power supply device of FIG. 1 is a value obtained by superimposing the input proportional voltage Va on the integrated output voltage Vc of the capacitor 13 in the integrating circuit. The input proportional voltage Va is small when the DC input power supply voltage Vin is low, and is large when the DC input power supply voltage Vin is high.

スイッチング素子駆動回路１６のコンパレータ１７に遅れ時間がある場合において、図５のスイッチング電源装置では、図７に示すように、入力電源電圧Ｖｉｎが低いときは、出力電圧制御信号電圧Ｖｓが高く設定されたようになり、入力電源電圧Ｖｉｎが高いときは、出力電圧制御信号電圧Ｖｓが低く設定されたようになる。しかし、図１のスイッチング電源装置では、このようなコンパレータ１７を備えた電源装置であっても、積分回路出力電圧Ｖｉに入力比例電圧Ｖａが加算されて補正されることで、入力電源電圧Ｖｉｎの変動に対応して、積分回路出力電圧Ｖｉが瞬時に変化し、出力電圧制御信号電圧Ｖｓをほぼ一定の値に保持した状態で出力電圧Ｖｏを所定の値に制御することができる。 When the comparator 17 of the switching element drive circuit 16 has a delay time, the switching power supply device of FIG. 5 sets the output voltage control signal voltage Vs high when the input power supply voltage Vin is low, as shown in FIG. Thus, when the input power supply voltage Vin is high, the output voltage control signal voltage Vs is set to be low. However, in the switching power supply device of FIG. 1, even if the power supply device includes such a comparator 17, the input proportional voltage Va is added to the integrating circuit output voltage Vi to be corrected, thereby correcting the input power supply voltage Vin. and corresponds to the variation, the integration circuit output voltage Vi is instantaneously changed, it is possible to control the output voltage Vo an output voltage control signal voltage Vs while maintaining a substantially constant value to a predetermined value.

この実施形態のスイッチング電源装置によれば、積分回路３２に抵抗素子３４等の簡単な回路を加えるだけで、出力電圧制御信号電圧Ｖｓを一定とした制御をすることができ、出力電圧制御を、安価な回路構成で正確に行うことができ、フィードフォワード制御によるスイッチング電源装置における入力電源電圧の急変に際して、スイッチング電源装置の出力電圧安定性を高めることができる。 According to the switching power supply device of this embodiment, the output voltage control signal voltage Vs can be controlled to be constant only by adding a simple circuit such as the resistance element 34 to the integrating circuit 32. This can be performed accurately with an inexpensive circuit configuration, and the stability of the output voltage of the switching power supply device can be improved when the input power supply voltage in the switching power supply device by feedforward control changes suddenly.

次に、この発明の第二実施形態について図４を基に説明する。ここで、上記実施形態と同様の部材は同一の符号を付して説明を省略する。図４に示すスイッチング電源装置は、トランス１８に３次巻線Ｎ３を設け、３次巻線Ｎ３の出力電圧を積分回路３２へ入力している点が上記実施形態と異なる。これにより、このスイッチング電源装置は、高電圧入力のスイッチング電源装置では、電源装置の変換効率を改善することができる。また、低入力電圧のスイッチング電源装置では、スイッチング電源装置の出力電圧の制御精度を改善することができる。 Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Here, the same members as those in the above embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. The switching power supply device shown in FIG. 4 is different from the above embodiment in that the transformer 18 is provided with the tertiary winding N3 and the output voltage of the tertiary winding N3 is input to the integrating circuit 32. As a result, this switching power supply device can improve the conversion efficiency of the power supply device in a switching power supply device with a high voltage input. Moreover, in the switching power supply device with a low input voltage, the control accuracy of the output voltage of the switching power supply device can be improved.

即ち、直流入力電源１０が高電圧の場合、上記実施形態のように入力電圧Ｖｉｎを積分回路３２に直接入力すると、積分回路３２に高入力電圧が印加されることとなり、積分回路３２内の抵抗１１による損失が大きくなる。この抵抗１１による損失は、入力電圧Ｖｉｎの２乗に比例して大きくなる。そこで、この実施形態の電源装置では、トランス１８に３次巻線Ｎ３を設け、入力電圧Ｖｉｎと比較して低い電圧にした３次巻線Ｎ３の出力電圧を積分回路３２へ入力している。このため、入力電圧Ｖｉｎが高くても、３次巻線Ｎ３の出力電圧を低く設定することにより、積分回路３２の抵抗１１での損失を小さくすることができる。 That is, when the DC input power supply 10 has a high voltage, when the input voltage Vin is directly input to the integration circuit 32 as in the above embodiment, the high input voltage is applied to the integration circuit 32, and the resistance in the integration circuit 32 is reduced. 11 increases the loss. The loss due to the resistor 11 increases in proportion to the square of the input voltage Vin. Therefore, in the power supply device of this embodiment, the transformer 18 is provided with the tertiary winding N3, and the output voltage of the tertiary winding N3, which is lower than the input voltage Vin, is input to the integrating circuit 32. For this reason, even if the input voltage Vin is high, the loss in the resistor 11 of the integrating circuit 32 can be reduced by setting the output voltage of the tertiary winding N3 low.

また、低電圧入力のスイッチング電源装置においては、上記実施形態の回路構成とした場合では、入力電圧Ｖｉｎを積分回路３２に直接入力していたため、積分回路３２に低電圧が印加されることとなり、積分回路３２内のコンデンサ１３の電圧Ｖｃの振幅を大きく設定することができない。従って、積分回路３２の出力電圧Ｖｉも大きく設定することができず、積分回路出力電圧Ｖｉとフィードバック制御回路２４から出力される出力電圧制御信号電圧Ｖｓをコンパレータ１７で比較する際にも、積分回路出力電圧Ｖｉおよび出力電圧制御信号電圧Ｖｓが小さいのでコンパレータ１７による制御精度が相対的に低くなるものである。また、制御精度を上げるには、コンパレータ１７の高精度で高価なものを用いなければならい。 Further, in the low-voltage input switching power supply device, in the case of the circuit configuration of the above embodiment, the input voltage Vin is directly input to the integration circuit 32, so that a low voltage is applied to the integration circuit 32. The amplitude of the voltage Vc of the capacitor 13 in the integrating circuit 32 cannot be set large. Accordingly, the output voltage Vi of the integrating circuit 32 cannot be set large, and the integrating circuit also compares the integrating circuit output voltage Vi with the output voltage control signal voltage Vs output from the feedback control circuit 24 by the comparator 17. Since the output voltage Vi and the output voltage control signal voltage Vs are small, the control accuracy by the comparator 17 is relatively low. In order to increase the control accuracy, a high-precision and expensive comparator 17 must be used.

これに対して、この実施形態のスイッチング電源装置では、トランス１８に３次巻線Ｎ３を設け、３次巻線Ｎ３の出力電圧を積分回路３２へ入力しているので、入力電圧Ｖｉｎが低い場合、３次巻線Ｎ３の出力電圧を高く設定することで、積分回路３２へ印加する電圧を高くすることが可能となり、積分回路出力電圧Ｖｉや出力電圧制御信号電圧Ｖｓを高く設定することができ、スイッチング電源装置の出力電圧の制御精度を向上させることができる。 On the other hand, in the switching power supply device of this embodiment, since the tertiary winding N3 is provided in the transformer 18 and the output voltage of the tertiary winding N3 is input to the integrating circuit 32, the input voltage Vin is low. By setting the output voltage of the tertiary winding N3 high, the voltage applied to the integration circuit 32 can be increased, and the integration circuit output voltage Vi and the output voltage control signal voltage Vs can be set high. The control accuracy of the output voltage of the switching power supply device can be improved.

なお、この発明のスイッチング電源装置は上記実施形態に限定されるものではなく、入力比例電圧発生回路の構成は抵抗の他、適宜の回路を設定することができるものであり、入力電圧に比例した出力が可能な回路であればよい。 The switching power supply device of the present invention is not limited to the above embodiment, and the configuration of the input proportional voltage generation circuit can set an appropriate circuit in addition to the resistor, and is proportional to the input voltage. Any circuit capable of outputting may be used.

この発明の第一実施形態のスイッチング電源装置の概略回路図である。1 is a schematic circuit diagram of a switching power supply device according to a first embodiment of the present invention. この発明の第一実施形態のスイッチング電源装置の入力比例電圧発生回路の例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the example of the input proportional voltage generation circuit of the switching power supply device of 1st embodiment of this invention. この発明の第一実施形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows operation | movement of the switching power supply device of 1st embodiment of this invention. この発明の第二実施形態のスイッチング電源装置の概略回路図である。It is a schematic circuit diagram of the switching power supply device of 2nd embodiment of this invention. 従来のフィードフォワード制御のスイッチング電源装置を示す概略回路図である。It is a schematic circuit diagram which shows the switching power supply device of the conventional feedforward control. 従来のスイッチング電源装置が理想的に制御された場合を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the case where the conventional switching power supply device is ideally controlled. 従来のスイッチング電源装置の実際の制御を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the actual control of the conventional switching power supply device.

１０直流入力電源
１１抵抗
１２,３２積分回路
１３コンデンサ
１４リセット回路
１６スイッチング素子駆動回路
１７コンパレータ
１８トランス
２０，２１出力端子
２２同期整流素子駆動回路
２３整流平滑回路
２４フィードバック制御回路
２５誤差アンプ
２６基準電圧
３０入力比例電圧発生回路
Ｑ１スイッチング素子
ＴＲ１フォワード側同期整流素子
ＴＲ２フライホイール側同期整流素子 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 DC input power supply 11 Resistance 12,32 Integration circuit 13 Capacitor 14 Reset circuit 16 Switching element drive circuit 17 Comparator 18 Transformer 20, 21 Output terminal 22 Synchronous rectification element drive circuit 23 Rectification smoothing circuit 24 Feedback control circuit 25 Error amplifier 26 Reference voltage 30 Input proportional voltage generation circuit Q1 Switching element TR1 Forward side synchronous rectifier TR2 Flywheel side synchronous rectifier

Claims

A transformer primary winding and a switching element are connected in series to a DC input power source, a switching element driving circuit is connected to the switching element, and an output voltage of a rectifying and smoothing circuit connected to the secondary winding of the transformer is a feedback control circuit that feeds back to the switching element driving circuit, an integration circuit voltage signal of the input power is input to output a voltage of sawtooth increases with a gradient corresponding to the voltage of the input power, the integrating circuit the integrated output voltage and an output voltage control signal from the feedback control circuit compares enter to the switching element driving circuit, and controls the switching element driving pulse width of the switching element driving circuit, the rectification smoothing circuit switching power supply apparatus odor that performs feedforward control for controlling an output voltage to a predetermined value ,
An input proportional voltage generation circuit for generating a voltage proportional to the voltage signal of the input power supply is provided in the integration circuit,
The output of the integration circuit is a value obtained by superimposing an integral output voltage obtained by integrating the voltage signal of the input power supply and an input proportional voltage that is an output of the input proportional voltage generation circuit,
The input proportional voltage changes with respect to the change of the voltage signal of the input power supply, and the output voltage of the rectifying and smoothing circuit is controlled to a predetermined value while the output voltage control signal is substantially constant. A switching power supply device.

2. The switching power supply device according to claim 1, wherein the rectifying circuit of the rectifying and smoothing circuit is a synchronous rectifying circuit using a rectifying element capable of conducting in both directions.

3. The switching according to claim 1, wherein the input proportional voltage generation circuit is a resistance element connected in series to the integration capacitor in the integration circuit configured by an integration resistor and a capacitor. Power supply.

2. A tertiary winding is provided in the transformer, and the output of the tertiary winding is input to the integrating circuit instead of the voltage signal of the DC input power source being input to the integrating circuit. Or the switching power supply device of 2.