JP2008131721A - Switching power supply device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電圧を所望の電圧に変換し電子機器に供給するための、入力電圧フィードフォワード制御方式のスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to an input voltage feedforward control type switching power supply device for converting a DC voltage into a desired voltage and supplying it to an electronic device.
従来、スイッチング電源装置の入力電源電圧が急激に変動した際における、スイッチング電源装置の出力電圧安定性を改善する方法として、スイッチング電源装置の入力電源電圧に対して、スイッチング素子のパルス幅を調整する制御方法である入力電圧フィードフォワード制御が知られている。例えば、特許文献1に開示された降圧チョッパ回路は、入力電圧フィードフォワード制御を適用した例を開示している。 Conventionally, as a method of improving the output voltage stability of a switching power supply device when the input power supply voltage of the switching power supply device changes rapidly, the pulse width of the switching element is adjusted with respect to the input power supply voltage of the switching power supply device. An input voltage feedforward control which is a control method is known. For example, the step-down chopper circuit disclosed in Patent Document 1 discloses an example in which input voltage feedforward control is applied.
ここで、図5に従来の入力電圧フィードフォワード制御を、絶縁型フォワードコンバータに適用したスイッチング電源装置の一例を示す。また、図6は、図5のスイッチング電源装置の動作波形を示し、入力電圧が低い場合(A)と、高い場合(B)の2つの波形を示す。 Here, FIG. 5 shows an example of a switching power supply device in which the conventional input voltage feedforward control is applied to an isolated forward converter. FIG. 6 shows operation waveforms of the switching power supply device of FIG. 5, and shows two waveforms when the input voltage is low (A) and when the input voltage is high (B).
このスイッチング電源装置は、直流入力電源10の出力端子と並列に抵抗11とコンデンサ13の直列回路からなる積分回路12が設けられ、抵抗11の一方の端子が直流電源10の+側端子に接続され、コンデンサ13の一方の端子が直流入力電源10の−側端子に接続されている。抵抗11とコンデンサ13の中点が、リセット回路14に接続されているとともに、スイッチング素子駆動回路16のコンパレータ17の反転入力端子に接続されている。リセット回路14の他方の端子は、コンデンサ13の一方の端子および直流入力電源10の−側端子に接続されている。
In this switching power supply device, an
さらに、直流入力電源10の+側端子は、トランス18の1次巻線N1のドットを付した側の端子に接続され、ドットの無い方がMOS−FETであるスイッチング素子Q1のドレインに接続されている。また、スイッチング素子Q1のソースは、直流入力電源10の−側端子に接続され、ゲートがスイッチング素子駆動回路16のコンパレータ17の出力に接続されている。
Further, the + side terminal of the DC
トランス18の2次巻線N2は、ドットを付した方の端子が電源装置の出力端子20に接続され、ドットの無い方の端子は、MOS−FETであるフォワード側同期整流素子Tr1のドレインに接続されている。さらに、フォワード側同期整流素子Tr1のソースは、フライホイール側同期整流素子Tr2のソースに接続され、チョークコイルL1を介して、電源装置の出力端子21に接続されている。MOS−FETであるフライホイール側同期整流素子Tr2のドレインは、トランス18の2次巻線N2のドットを付した方の端子に接続されている。そして、フライホイール側同期整流素子Tr2のドレインとチョークコイルL1の出力21側の端子との間に出力コンデンサC1が設けられている。フォワード側同期整流素子Tr1とフライホイール側同期整流素子Tr2のゲートには、各々別々に同期整流素子駆動回路22の各出力が接続され、相補的にオンするように形成されている。そして、トランス18の2次側に接続された回路が整流平滑回路23を構成している。
The secondary winding N2 of the
さらに、出力端子20は、スイッチング電源装置の出力電圧Voを制御するため、フィードバック制御回路24の誤差アンプ25の反転入力端子に接続されている。誤差アンプ25の非反転入力端子には、基準電圧26が接続され、誤差アンプ25の出力が、コンパレータ17の非反転入力端子に接続されている。
Furthermore, the
次に、従来のスイッチング電源装置の動作について説明する。まず、リセット回路14は、所定の周期Tで積分回路12内のコンデンサ13をリセットする(図6(a)のタイミング)。リセット回路14の所定の周期Tが、このスイッチング電源装置のスイッチング周波数となる。そして、積分回路12内のコンデンサ13がリセットされると、スイッチング素子駆動回路16は、スイッチング素子Q1をオンさせる(図6(a)のタイミング)。
この後、積分回路12内のコンデンサ13は、直流入力電源10から積分回路12内の抵抗11を通して充電される。積分回路12内のコンデンサ13の充電電圧は、積分回路出力電圧Viとして、スイッチング素子制御回路16に出力される。
Next, the operation of the conventional switching power supply device will be described. First, the
Thereafter, the
積分回路12の出力電圧Viと、フィードバック制御回路24の誤差アンプ25の出力電圧制御信号電圧Vsは、スイッチング素子駆動回路16内のコンパレータ17で比較され、コンデンサ13の充電電圧が出力電圧制御信号電圧Vsと等しくなったときに、スイッチング素子Q1がオフされる。
The output voltage Vi of the
ここで、直流入力電源10の電圧Vinが低い場合は、積分回路12内のコンデンサ13の充電電圧Vcの上昇速度が遅いため、スイッチング素子Q1がオフするタイミングは、周期T内で比較的遅いタイミングとなる(図6(A)の(b)のタイミング)。一方、直流入力電源10の電圧が高い場合は、積分回路12内のコンデンサ13の電圧Vcの上昇速度が速いため、スイッチング素子Q1がオフするタイミングは相対的に速くなる(図6(B)の(c)のタイミング)。
Here, when the voltage Vin of the DC
上記動作が繰り返されることで、トランス18の1次側にパルス状の電圧が印加され、2次側に伝送される。トランス18の2次側に発生したパルス状の電圧は、整流平滑回路23により直流に変換され、スイッチング電源装置の出力電圧Voとなる。
By repeating the above operation, a pulsed voltage is applied to the primary side of the
スイッチング素子駆動回路16は、積分回路12の出力電圧Viと、出力電圧制御信号電圧Vsにより、電圧パルス幅Tonを制御することで、スイッチング電源装置の出力電圧Voを制御している。なお、出力電圧制御信号電圧Vsは、フィードバック制御回路24内の基準電圧26の基準電圧Vrefとスイッチング電源装置の出力電圧Voが、フィードバック制御回路24内の誤差アンプ25に入力され、スイッチング電源装置の出力電圧Voがフィードバック制御回路24内の基準電圧26の電圧Vrefと等しくなるように、フィードバック制御回路24内の誤差アンプ25によって決定される。
The switching
次に、図5のスイッチング電源装置が理想的に動作した場合に、スイッチング電源装置の出力電圧がどのように制御されるかを説明する。 Next, how the output voltage of the switching power supply device is controlled when the switching power supply device of FIG. 5 operates ideally will be described.
図5のスイッチング電源装置の出力電圧は、理想的な動作をした場合、式(1)のように決定される。式(1)から、直流入力電源10の電圧Vinが低い場合は、スイッチング素子Q1のオン時間Tonを長くし、直流入力電源10の電圧が高い場合は、スイッチング素子Q1のオン時間Tonを短くする制御を行うことで、スイッチング電源装置の出力電圧Voを一定に制御する。
The output voltage of the switching power supply device of FIG. 5 is determined as shown in Equation (1) when an ideal operation is performed. From equation (1), when the voltage Vin of the DC
ここで、Vo:スイッチング電源装置の出力電圧 Vin:入力電源電圧、N1:トランス18の1次側の巻数、N2:トランスの2次側の巻数、T:スイッチング周期、Ton:スイッチング素子のオン時間、である。
Here, Vo: output voltage of the switching power supply device Vin: input power supply voltage, N1: number of turns on the primary side of the
図5のスイッチング電源装置は、積分回路12のコンデンサ13がリセットされるとスイッチング素子Q1がオンされる。リセット後、直流入力電源10から積分回路12内の抵抗11を通して充電電流Icが流れ、コンデンサ13の電圧が上昇する。充電電流Icは、コンデンサ13の充電電圧Vcが入力電源電圧Vinに対して十分に小さいとき、式(2)で表すことができる。また、コンデンサ13の充電電圧Vcは、式(3)で表される。式(3)から、コンデンサ13の充電電圧Vcは、直流入力電源10の電圧Vinと充電時間tに比例することが分かる。
In the switching power supply device of FIG. 5, when the
ここで、Ic:積分回路12のコンデンサ13の充電電流、Vc:積分回路12のコンデンサ13の電圧、Ci:積分回路のコンデンサ13の容量、Ri:積分回路12の抵抗11の抵抗値、t:積分回路12のコンデンサ13の充電時間である。
Here, Ic: charging current of the
図5のスイッチング電源装置は、コンデンサ13の電圧Vcが出力電圧制御信号電圧Vsの電圧と等しくなったときに、スイッチング素子Q1がオフされる。つまり、図5のスイッチング電源装置では、以下の関係が成り立つ。
In the switching power supply device of FIG. 5, the switching element Q1 is turned off when the voltage Vc of the
コンデンサ13の充電時間t=スイッチング素子Q1のオン時間Ton (4)
積分回路12のコンデンサ13の電圧Vc=出力電圧制御信号電圧Vs (5)
以上から、スイッチング電源装置の出力電圧Voと出力電圧制御信号電圧Vsは以下の関係が得られる。
Charging time t of
Voltage Vc of
From the above, the following relationship is obtained between the output voltage Vo of the switching power supply apparatus and the output voltage control signal voltage Vs.
式(6)から、理想的に動作する図5のスイッチング電源装置は、出力電圧制御信号電圧Vsが一定の値となるように制御を行なうことで、入力電圧が変動しても出力電圧Voを一定とすることができることが分かる。 From the equation (6), the switching power supply device of FIG. 5 that operates ideally performs the control so that the output voltage control signal voltage Vs becomes a constant value, so that the output voltage Vo is changed even if the input voltage varies. It can be seen that it can be constant.
ここで、図5のスイッチング電源装置を、実在の部品で構成した場合の問題点を、図7を基に説明する。スイッチング素子駆動回路16内のコンパレータ17は理想的には、遅れ時間ゼロであるが、実在の部品の場合、比較判断に遅れ時間Tdを持つ。スイッチング素子駆動回路16内のコンパレータ17が遅れ時間Tdを持つと、積分回路12内のコンデンサ13の電圧Vc=出力電圧制御信号電圧Vsとなってから、実際にスイッチング素子Q1がオフするまでのタイミングが遅れることになる。
Here, a problem when the switching power supply device of FIG. 5 is configured with actual parts will be described with reference to FIG. The
スイッチング素子駆動回路16内のコンパレータ17の遅れ時間Tdは、スイッチング素子Q1がオフするまでのタイミングを遅らせてしまうため、スイッチング素子Q1のオン時間Tonが長くなり、結果として、スイッチング電源装置の出力電圧Voを上昇させてしまう。そこで、フィードバック制御回路24によって、スイッチング電源装置の出力電圧Voが基準電圧Vrefと等しくなるように、出力電圧制御信号電圧Vsを低下させる制御が行なわれる。
Since the delay time Td of the
即ち、図5のスイッチング電源装置は、入力電源電圧Vinが高いと、スイッチング素子Q1のオン時間Tonを短くし、入力電源電圧Vinが低いと、スイッチング素子Q1のオン時間Tonを長くすることで、スイッチング電源装置の出力電圧Voが一定となるように制御を行なっている。 That is, the switching power supply device of FIG. 5 shortens the on-time Ton of the switching element Q1 when the input power supply voltage Vin is high, and lengthens the on-time Ton of the switching element Q1 when the input power supply voltage Vin is low. Control is performed so that the output voltage Vo of the switching power supply device is constant.
ここで、スイッチング素子Q1のオン時間Tonは、積分回路12の出力電圧Vi(積分回路12内のコンデンサ13の電圧Vc)が出力電圧制御信号電圧Vsに達するまでの時間とコンパレータ17の遅れ時間Tdの和である。コンパレータ17の遅れ時間Tdは、入力電源電圧Vinによらず一定であるので、入力電圧が高いとき(スイッチング素子のオン時間Tonが短くなるように制御されるとき)ほど、スイッチング素子Q1のオン時間Tonに占めるコンパレータ17の遅れ時間Td割合が大きくなる。従って、フィードバック制御回路24は、入力電圧Vinが高い場合は、低い場合に比べて、出力電圧制御信号電圧VsをδV低下させるように制御を行なうことで、スイッチング電源装置の出力電圧Voが所定の値となるようにしている。
しかし、フィードフォワード制御に遅れ時間の有るコンパレータ17を使用した、図5のスイッチング電源装置では、スイッチング電源装置の入力電源電圧Vinが急激に変動した場合、即ちフィードバック制御回路24の応答速度よりも急激な変動に際しては、フィードバック制御回路24が出力電圧制御信号電圧Vsを変化させるまでの時間、スイッチング電源装置の出力電圧Voが入力電源電圧Vinの変化による影響を受けて変動し、所定の値とはならない。
However, in the switching power supply device of FIG. 5 using the
即ち、入力電圧により出力電圧をフィードフォワード制御するスイッチング電源装置では、スイッチング周期Tに対して、コンパレータ17の遅れ時間Tdが十分に小さくないと、入力電源電圧が急激に変動した際のスイッチング電源装置の出力電圧安定性が悪化してしまう問題点があった。
That is, in a switching power supply apparatus that feedforward-controls an output voltage with an input voltage, the switching power supply apparatus when the input power supply voltage changes rapidly unless the delay time Td of the
一方、スイッチング電源装置の小型・高性能化には、スイッチング周波数を高周波化する必要があり、入力電圧フィードフォワード制御のスイッチング電源装置を高周波化する場合、コンパレータの遅れ時間Tdの小さな制御回路を用いなければならず、制御回路の高コスト化を招いていた。 On the other hand, in order to reduce the size and performance of the switching power supply device, it is necessary to increase the switching frequency. When the switching power supply device of the input voltage feedforward control is increased in frequency, a control circuit with a small comparator delay time Td is used. This has led to an increase in cost of the control circuit.
本発明は、上記従来の技術に鑑みて成されたもので、低コストで遅れ時間が比較的大きなコンパレータを制御回路に使用しても、入力電源電圧の急変に際してスイッチング電源装置の出力電圧安定性を高め、スイッチング周波数を高周波化することが可能となり、低コストで電源装置の高性能化を実現することが可能なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above-described conventional technology. Even when a low-cost comparator with a relatively large delay time is used in the control circuit, the output voltage stability of the switching power supply device can be changed when the input power supply voltage changes suddenly. An object of the present invention is to provide a switching power supply device that can increase the switching frequency and increase the switching frequency and can realize high performance of the power supply device at low cost.
この発明は、直流入力電源にトランスの1次巻線とスイッチング素子が直列に接続され、前記スイッチング素子にスイッチング素子駆動回路が接続され、前記トランスの2次巻線に接続された整流平滑回路の出力電圧を前記スイッチング素子駆動回路へフィードバックするフィードバック制御回路を有し、前記入力電源の電圧信号が積分回路へ入力され、この積分回路の出力電圧と前記フィードバック制御回路からの出力電圧制御信号を前記スイッチング素子駆動回路に入力して比較し、前記スイッチング素子駆動回路のスイッチング素子駆動パルス幅を制御して、前記整流平滑回路の出力を所定の値に制御するフィードフォワード制御を行うスイッチング電源装置であって、前記積分回路の出力電圧は、前記入力電源の電圧信号を積分した電圧に、前記直流入力電源の電圧信号に比例した電圧を発生する入力比例電圧発生回路の電圧を重畳させた値としたスイッチング電源装置である。 According to the present invention, a transformer primary winding and a switching element are connected in series to a DC input power source, a switching element driving circuit is connected to the switching element, and a rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding of the transformer. A feedback control circuit that feeds back an output voltage to the switching element drive circuit; a voltage signal of the input power supply is input to an integration circuit; and an output voltage of the integration circuit and an output voltage control signal from the feedback control circuit are A switching power supply apparatus that performs feed-forward control for controlling the output of the rectifying and smoothing circuit to a predetermined value by controlling the switching element drive pulse width of the switching element drive circuit by inputting to the switching element drive circuit for comparison. The output voltage of the integration circuit is obtained by integrating the voltage signal of the input power supply. The pressure, a switching power supply a value obtained by superimposing the voltage of the input proportional voltage generating circuit for generating a voltage proportional to the voltage signal of the DC input power source.
前記入力比例電圧発生回路は、前記積分回路内のコンデンサに直列接続された抵抗素子である。 The input proportional voltage generation circuit is a resistance element connected in series to a capacitor in the integration circuit.
また、前記トランスに3次巻線を設け、前記積分回路への入力を前記直流入力電源の電圧信号に代えて、前記3次巻線の出力を前記積分回路に入力したスイッチング電源装置である。 In the switching power supply apparatus, a tertiary winding is provided in the transformer, and an input to the integration circuit is replaced with a voltage signal of the DC input power supply, and an output of the tertiary winding is input to the integration circuit.
さらに、前記入力比例電圧発生回路により発生する電圧は、前記スイッチング素子駆動回路の応答遅れ時間による前記積分回路の電圧上昇分にほぼ等しいものである。 Further, the voltage generated by the input proportional voltage generation circuit is approximately equal to the voltage increase of the integration circuit due to the response delay time of the switching element drive circuit.
この発明は、入力電圧により出力電圧をフィードフォワード制御するスイッチング電源装置において、入力電源電圧の変動に伴う出力電圧制御信号の変化を打ち消し、入力電源電圧が急激に変動した際にも、スイッチング電源装置の出力電圧安定性を向上させることが可能となるものである。これにより、遅れ時間が比較的大きな安価なコンパレータを用いて、スイッチング周波数を上げることも可能であり、低コストで小型の高性能なスイッチング電源装置を提供することができる。 The present invention relates to a switching power supply that performs feedforward control of an output voltage using an input voltage, canceling a change in an output voltage control signal accompanying a change in the input power supply voltage, and even when the input power supply voltage fluctuates rapidly. It is possible to improve the output voltage stability. Accordingly, it is possible to increase the switching frequency by using an inexpensive comparator having a relatively long delay time, and it is possible to provide a low-cost and small high-performance switching power supply device.
さらに、請求項2記載の発明によれば、簡単な回路構成で上記効果を得ることができる。 Furthermore, according to the second aspect of the present invention, the above effect can be obtained with a simple circuit configuration.
また請求項3記載の発明によれば、入力電圧の値にかかわらず、高効率の制御や高精度の制御を可能にするものである。 According to the third aspect of the present invention, high-efficiency control and high-precision control are possible regardless of the value of the input voltage.
以下、この発明の実施の形態について図面に基づいて説明する。図1は、この発明の第一実施形態のスイッチング電源装置を示すもので、図5に示す回路と同様の部材は同一符号を付して説明する。このスイッチング電源装置は、直流入力電源10の出力端子と並列に抵抗11とコンデンサ13の直列回路からなる積分回路32が設けられ、抵抗11の一方の端子が直流電源10の+側端子に接続され、コンデンサ13の一方の端子が直流入力電源10の−側端子に接続されている。抵抗11とコンデンサ13の間には、コンデンサ13の発生電圧に、直流入力電源10に比例した電圧を発生する入力比例電圧発生回路30が接続されている。そして、コンデンサ13の電圧に入力比例電圧発生回路30による電圧を重畳させた電圧が、積分回路32の出力電圧として、スイッチング素子駆動回路16に入力している。また、コンデンサ13はリセット回路14に接続され、リセット回路14の他方の端子は、コンデンサ13の一方の端子および直流入力電源10の−側端子に接続されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows a switching power supply device according to a first embodiment of the present invention. The same members as those in the circuit shown in FIG. In this switching power supply device, an integrating
スイッチング素子駆動回路16はコンパレータ17から成り、入力比例電圧発生回路30の電圧を重畳させた積分回路32の出力電圧が、コンパレータ17の反転入力端子接続されている。コンパレータ17の非反転入力端子には、後述する誤差アンプ25の出力が接続されている。
The switching
さらに、直流入力電源10の+側端子は、トランス18の1次巻線N1のドットを付した側の端子に接続され、ドットの無い方がMOS−FETであるスイッチング素子Q1のドレインに接続されている。また、スイッチング素子Q1のソースは、直流入力電源10の−側端子に接続され、ゲートがスイッチング素子駆動回路16のコンパレータ17の出力に接続されている。
Further, the + side terminal of the DC
トランス18の2次巻線N2は、ドットを付した方の端子が出力端子20に接続され、ドットの無い方の端子は、MOS−FETであるフォワード側同期整流素子Tr1のドレインに接続されている。さらに、フォワード側同期整流素子Tr1のソースは、MOS−FETであるフライホイール側同期整流素子Tr2のソースに接続され、チョークコイルL1を介して、出力端子21に接続されている。フライホイール側同期整流素子Tr2のドレインは、トランス18の2次巻線N2のドットを付した方の端子に接続されている。そして、フライホイール側同期整流素子Tr2のドレインとチョークコイルL1の出力21側の端子との間に出力コンデンサC1が設けられている。フォワード側同期整流素子Tr1とフライホイール側同期整流素子Tr2のゲートには、各々別々に同期整流素子駆動回路22の各出力が接続され、相補的にオンするように形成されている。そして、トランス18の2次側に接続された回路が整流平滑回路23を構成している。
The secondary winding N2 of the
さらに、出力端子20は、スイッチング電源装置の出力電圧Voを制御するため、フィードバック制御回路24の誤差アンプ25の反転入力端子に接続されている。誤差アンプ25の非反転入力端子には、基準電圧26が接続され、誤差アンプ25の出力が、コンパレータ17の非反転入力端子に接続されている。
Furthermore, the
図2は、図1のスイッチング電源装置の入力比例電圧発生回路30の例を示す。ここでは、直流入力電源10に比例した電圧を発生する回路として、抵抗素子34を用いている。抵抗素子34は、積分回路32内の抵抗11に対して、十分に小さな値となるように設定する。このとき、抵抗素子34を流れる電流は、上記の式(2)のIcとなる。従って、直流入力電源10に比例した電圧を発生する回路の電圧、つまり、抵抗素子34に発生する補正電圧Vaは、以下の式で求められる。
FIG. 2 shows an example of the input proportional
Va:入力電源に比例した電圧を発生する回路の補正電圧
Ra:入力電源に比例した電圧を発生する回路を構成する抵抗素子の値
Vin:直流入力電源電圧
Ic:積分回路のコンデンサの充電電流
Ri:積分回路の抵抗の値
式(7)より、Ri、Raは定数であるので、直流入力電源10に比例した電圧を発生する回路の補正電圧Vaは、入力電源電圧Vinに比例していることが分かる。
Va: Correction voltage of a circuit that generates a voltage proportional to the input power supply
Ra: Value of a resistance element constituting a circuit that generates a voltage proportional to the input power supply Vin: DC input power supply voltage Ic: Charging current of the capacitor of the integration circuit Ri: Value of the resistance of the integration circuit Ri (7) Since Ra is a constant, it can be seen that the correction voltage Va of the circuit that generates a voltage proportional to the DC
次に、図3を基に図2のスイッチング電源装置の動作を示す。図1のスイッチング電源装置における積分回路32の出力電圧Viは、積分回路内のコンデンサ13の電圧Vcに、直流入力電源10の入力電圧Vinに比例した電圧を発生する回路の補正電圧Vaを重畳させた値となっている。直流入力電源10に比例した電圧を発生する回路の補正電圧Vaは、直流入力電源電圧Vinが低い場合は小さく、直流入力電源電圧Vinが高い場合は大きい。
Next, the operation of the switching power supply device of FIG. 2 will be described based on FIG. The output voltage Vi of the integrating
スイッチング素子駆動回路16のコンパレータ17に遅れ時間がある場合において、図5のスイッチング電源装置では、図7に示すように、入力電源電圧Vinが低いときは、出力電圧制御信号電圧Vsが高く設定されたようになり、入力電源電圧Vinが高いときは、出力電圧制御信号電圧Vsが低く設定されたようになる。しかし、図1のスイッチング電源装置では、このようなコンパレータ17を備えた電源装置であっても、積分回路出力電圧Viに補正電圧Vaが加算されて補正されることで、入力電源電圧Vinの変動に対して、入力電源電圧Vinの変動に比例した補正電圧Vaを加えることにより、出力電圧制御信号電圧Vsを常にほぼ等しくなるように制御することができる。
When the
この実施形態のスイッチング電源装置によれば、積分回路32に抵抗素子34等の簡単な回路を加えるだけで、出力電圧制御信号電圧Vsを一定とした制御をすることができ、出力電圧制御を、安価な回路構成で正確に行うことができ、フィードフォワード制御によるスイッチング電源装置における入力電源電圧の急変に際して、スイッチング電源装置の出力電圧安定性を高めることができる。
According to the switching power supply device of this embodiment, the output voltage control signal voltage Vs can be controlled to be constant only by adding a simple circuit such as the
次に、この発明の第二実施形態について図4を基に説明する。ここで、上記実施形態と同様の部材は同一の符号を付して説明を省略する。図4に示すスイッチング電源装置は、トランス18に3次巻線N3を設け、3次巻線N3の出力電圧を積分回路32へ入力している点が上記実施形態と異なる。これにより、このスイッチング電源装置は、高電圧入力のスイッチング電源装置では、電源装置の変換効率を改善することができる。また、低入力電圧のスイッチング電源装置では、スイッチング電源装置の出力電圧の制御精度を改善することができる。
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Here, the same members as those in the above embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. The switching power supply device shown in FIG. 4 is different from the above embodiment in that the
即ち、直流入力電源10が高電圧の場合、上記実施形態のように入力電圧Vinを積分回路32に直接入力すると、積分回路32に高入力電圧が印加されることとなり、積分回路32内の抵抗11による損失が大きくなる。この抵抗11による損失は、入力電圧Vinの2乗に比例して大きくなる。そこで、この実施形態の電源装置では、トランス18に3次巻線N3を設け、入力電圧Vinと比較して低い電圧にした3次巻線N3の出力電圧を積分回路32へ入力している。このため、入力電圧Vinが高くても、3次巻線N3の出力電圧を低く設定することにより、積分回路32の抵抗11での損失を小さくすることができる。
That is, when the DC
また、低電圧入力のスイッチング電源装置においては、上記実施形態の回路構成とした場合では、入力電圧Vinを積分回路32に直接入力していたため、積分回路32に低電圧が印加されることとなり、積分回路32内のコンデンサ13の電圧Vcの振幅を大きく設定することができない。従って、積分回路32の出力電圧Viも大きく設定することができず、積分回路出力電圧Viとフィードバック制御回路24から出力される出力電圧制御信号電圧Vsをコンパレータ17で比較する際にも、積分回路出力電圧Viおよび出力電圧制御信号電圧Vsが小さいのでコンパレータ17による制御精度が相対的に低くなるものである。また、制御精度を上げるには、コンパレータ17の高精度で高価なものを用いなければならい。
Further, in the low-voltage input switching power supply device, in the case of the circuit configuration of the above embodiment, the input voltage Vin is directly input to the
これに対して、この実施形態のスイッチング電源装置では、トランス18に3次巻線N3を設け、3次巻線N3の出力電圧を積分回路32へ入力しているので、入力電圧Vinが低い場合、3次巻線N3の出力電圧を高く設定することで、積分回路32へ印加する電圧を高くすることが可能となり、積分回路出力電圧Viや出力電圧制御信号電圧Vsを高く設定することができ、スイッチング電源装置の出力電圧の制御精度を向上させることができる。
On the other hand, in the switching power supply device of this embodiment, since the tertiary winding N3 is provided in the
なお、この発明のスイッチング電源装置は上記実施形態に限定されるものではなく、入力比例電圧発生回路の構成は抵抗の他、適宜の回路を設定することができるものであり、入力電圧に比例した出力が可能な回路であればよい。 The switching power supply device of the present invention is not limited to the above embodiment, and the configuration of the input proportional voltage generation circuit can set an appropriate circuit in addition to the resistor, and is proportional to the input voltage. Any circuit capable of outputting may be used.
10 直流入力電源
11 抵抗
12,32 積分回路
13 コンデンサ
14 リセット回路
16 スイッチング素子駆動回路
17 コンパレータ
18 トランス
20,21 出力端子
22 同期整流素子駆動回路
23 整流平滑回路
24フィードバック制御回路
25 誤差アンプ
26 基準電圧
30 入力比例電圧発生回路
Q1 スイッチング素子
TR1 フォワード側同期整流素子
TR2 フライホイール側同期整流素子
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記積分回路の出力電圧は、前記入力電源の電圧信号を積分した電圧に、前記直流入力電源の電圧信号に比例した電圧を発生する入力比例電圧発生回路の電圧を重畳させた値としたことを特徴とするスイッチング電源装置。 A transformer primary winding and a switching element are connected in series to a DC input power source, a switching element driving circuit is connected to the switching element, and an output voltage of a rectifying and smoothing circuit connected to the secondary winding of the transformer is A feedback control circuit that feeds back to the switching element driving circuit, a voltage signal of the input power supply is input to the integrating circuit, and an output voltage of the integrating circuit and an output voltage control signal from the feedback control circuit are input to the switching element driving circuit; In the switching power supply device that performs feedforward control for controlling the switching element driving pulse width of the switching element driving circuit to control the output of the rectifying and smoothing circuit to a predetermined value,
The output voltage of the integration circuit is a value obtained by superimposing the voltage of the input proportional voltage generation circuit that generates a voltage proportional to the voltage signal of the DC input power supply on the voltage obtained by integrating the voltage signal of the input power supply. A switching power supply device.
4. The switching power supply device according to claim 1, wherein the voltage generated by the input proportional voltage generation circuit is substantially equal to a voltage increase of the integration circuit due to a response delay time of the switching element driving circuit.
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