JP4799103B2

JP4799103B2 - 低ノイズ増幅器及びその方法

Info

Publication number: JP4799103B2
Application number: JP2005278175A
Authority: JP
Inventors: ラザヴィベーザット; 漢彰康
Original assignee: Realtek Semiconductor Corp
Current assignee: Realtek Semiconductor Corp
Priority date: 2004-09-24
Filing date: 2005-09-26
Publication date: 2011-10-26
Anticipated expiration: 2025-09-26
Also published as: TW200611487A; US7084707B2; TWI323555B; US20060066410A1; JP2006094532A

Description

本発明は、低ノイズ増幅器に関し、具体的に、広帯域通信システムにおける低ノイズ増幅器及びその方法に関する。

低ノイズ増幅器（Low Noise Amplifier：LNA）は、通信システムの端末が受信した入力信号のノイズを除去するために使用される装置である。一般的に言えば、LNAは、入ってくるノイズの大部分を減らし、一定の周波数範囲における所望の信号を利得し、通信システムのSN比(Signal to Noise Ratio：SNR)を増大し、受信信号の品質を改善することができる。所望の信号はキャリヤにより伝送されるので、所望の信号の周波数範囲はキャリヤの周波数に近いと想定されている。よって、LNAは、キャリヤの周波数に近い周波数の入力信号を増幅し、また、周波数に依存する負荷を用いた共通ゲート又は共通ソース増幅器（例えば、パラレルにキャパシタと接続されるインダクタ）を介して、キャリヤの周波数と離れた周波数の入力信号を減衰するように構成されている。

図１は、従来の狭帯域LNAの周波数応答10を示す図である。無線通信システムの狭帯域LNAを例として、LNAの周波数応答10は、2.43GHzの中心周波数と200MHzの帯域幅を有する。図１に示すように、周波数2.43GHzの入力信号は、LNAにより処理され、最大の振幅が得られる。しかし、パラレルにキャパシタと接続されるインダクタにより形成される負荷特性により、2.43ＧＨzと異なる周波数の入力信号は、LNAにより減衰され、また、周波数が許容帯域幅2.42〜2.44GHzの範囲外にある入力信号は完全に除去される。なお、インダクタとキャパシタの組み合わせは、図1に示される周波数応答10の動作帯域幅と中心周波数を決める。

しかし、その種のLNAは、特に、高周波数のキャリヤを用いデータを伝送する広帯域通信システムに適用できない。超広帯域（Ultra Wideband：UWB）通信システムについて、10GHz〜66GHzの大きい帯域幅を有するLNAが必要である。従来の狭帯域LNAのようなインダクタとキャパシタの組み合わせは、このような大きい帯域幅の周波数応答を生成することができない。一方、従来の広帯域LNAを使用する場合、大部分のノイズは、単一のフィルタリング帯域幅により除去されず、通信システムの超広帯域に入力され、信号の品質を低下させる。

本発明の目的は、固定帯域幅の代わりに切り替え可能な帯域幅を有する低ノイズ増幅器を提供することにある。

本発明の一実施例は、低ノイズ増幅器（LNA）を提供する。このLNAは、複数の負荷ユニットを有する切り替え負荷回路を含む。各負荷ユニットは、このLNAの対応する中心周波数を定める。切り替え負荷回路は、選択的に、対応する中心周波数を有する負荷ユニットの少なくとも一つをイネーブルし、前記低ノイズ増幅器の動作帯域幅を所定値にシフトする場合、複数の前記負荷ユニットを同時にイネーブルにする。切り替え負荷回路と結合される少なくとも一つのコンバータは、入力信号を負荷電流に変換し、そして、この負荷電流とイネーブルされた負荷ユニットのインピーダンスにより出力信号を生成する。

また、本発明の一実施例は、入力信号をフィルタリングし、出力信号を生成する低ノイズ増幅器であって、所望の利得により、第一のコンバータと第二のコンバータを駆動する利得制御器を有する低ノイズ増幅器を提供する。また、本発明の一実施例は、入力信号をフィルタリングし、出力信号を生成する低ノイズ増幅器であって、電流ミラーであり、前記コンバータにバイアス電流を提供するバイアス回路を有する低ノイズ増幅器を提供する。

本発明は、低ノイズ増幅器を提供する。

次に、添付した図面を参照しながら、本発明の好適な実施形態を詳細に説明する。

図２は、本発明の一実施形態に係るLNA１００を示す図である。この実施形態において、LNA１００は、広帯域通信システム（例えば、超広帯域通信システム）に使用される。LNA１００は、切り替え負荷回路２０と、電圧電流変換器４０と、バイアス回路６０とを含む。切り替え負荷回路２０は、切り替え可能な負荷を提供し、所望の中心周波数と帯域幅を生成する。図２に示すように、切り替え負荷回路２０は、この実施形態において、三つの負荷ユニット、即ち、負荷ユニット２２、負荷ユニット２４と負荷ユニット２６、及び、三つのスイッチ、即ち、スイッチ３２、スイッチ３４とスイッチ３６を含む。NMOS トランジスタは、それらのスイッチを制御する。しかし、周知のように、NMOSトランジスタ又はPMOSトランジスタは、トランジスタ・スイッチとして機能することができるので、図２に示すスイッチ３２、３４と３６の具体的な形態は、一例であり、本発明を限定するものではない。

図２に示すように、コントロール信号CS1のロジック・レベルが“High”である場合、スイッチ32はオンになり、逆に、コントロール信号CS1のロジック・レベルが“Low”である場合、スイッチ32はオフになる。同様に、コントロール信号CS2のロジック・レベルが“High”であれば、スイッチ34はオンになり、逆に、コントロール信号CS2のロジック・レベルが“Low”である場合、スイッチ34はオフになる。コントロール信号CS3のロジック・レベルが“High”である場合、スイッチ36はオンになり、逆に、コントロール信号CS3のロジック・レベルが“Low”である場合、スイッチ36はオフになる。これにより、コントロール信号CS1、CS2、CS3は、それぞれのロジック・レベルが“High”、“Low”、“Low”になるように制御されれば、負荷ユニット22は、選択され、イネーブルされ、LNA１００に所定の負荷を提供する。同じように、負荷ユニット２４と２６は、それぞれコントロール信号CS2とCS3を“High”にすることにより、選択され、イネーブルされる。よって、本発明のLNA１００は、利得、中心周波数と帯域幅の要求に基づき、所望の負荷ユニットを選択することができる。負荷ユニット22、24と26の電気的な構造については、以下に説明する。

図２に示す負荷ユニット22、24と26は、それぞれ複数のインピーダンスZ1、Z2とZ3に対応する。図2に示すように、負荷ユニット22は、キャパシタ２２２、インダクタ２２４と抵抗２２６を含む。同様に、負荷ユニット24は、キャパシタ２４２、インダクタ２４４と抵抗２４６を含む。負荷ユニット2６は、キャパシタ２６２、インダクタ２６４と抵抗２６６を含む。抵抗226、246、266とシリアルに接続され、また、キャパシタ222、242、262とパラレルに接続されるインダクタ224、244、264を、各インピーダンスの具体的な形態とすることができる。よって。インピーダンスZ1、Z2とZ3の数学モデルは、以下の通りである。

数式１において、L_iは、インダクタのインダクタンスであり、C_iは、実際のインダクタの寄生容量であり、R_iは、実際のインダクタの内部抵抗である。

なお、負荷ユニット22、24、26の各々の抵抗は、必須ではない。即ち、追加される抵抗は、より大きい利得をLNA１００に与えることができる。一般的に、任意の回路要素は、寄生キャパシタを有する。インダクタの寄生容量は十分大きい場合、図２に示すインダクタとキャパシタとの組み合わせを、一つのインダクタにしても良い。しかし、半導体プロセスにより製造されたインダクタは負荷ユニット２２、２４、２６に寄与した寄生容量が小さい場合、図２に示す負荷ユニット２２、２４、２６は、インダクタとパラレルに接続される他のキャパシタを含む必要がある。数式１により、負荷ユニット22、24、26の各々は、所定の中心周波数（即ち、通信システムの所定のキャリヤの周波数）と、所定の負荷ユニット22、24、26のインピーダンスに関連する周波数応答の３−dＢ周波数に基づく所定の動作帯域幅とに対応する。よって、入力信号の周波数は、選択された中心周波数と同じである場合、負荷ユニット22、24、26の各々のインピーダンスは最大値を有する。言い換えれば、LNA１００は、入力信号に最大の利得を与える。

しかし、入力信号の周波数は動作帯域幅以外にある場合、負荷ユニット22、24、26のインピーダンスは、非常に小さくなる。また、ノイズとして扱われる入力信号の大きさを減衰するために、入力信号に与えるLNA100の利得は１より小さい。LNA１００の利得とインピーダンスとの関係は、以下の通りである。

数式２において、A_vは、LNA100の電圧利得であり、gmは、電圧電流変換器４０におけるNMOSトランジスタの相互コンダクタンスである。電圧電流変換器４０の動作と機能は、以下に説明する。

図２に示す電圧電流変換器４０は、NMOSトランジスタ42とインダクタ44により実現され、入力信号電圧V_inを負荷電流Iに変換する。UWB通信システムにおいて、キャリヤの周波数は10ＧＨz〜66GHｚであり、入力信号の大きさは小さい。これにより、最大送信パワーレベルは、15dBm（送信器のアンテナポートで測定される）より低いので、NMOS４２の小さい信号モデルを用い、電圧電流変換器４０の動作を示しても良い。好適な実施形態において、NMOS４２は、共通ゲート増幅器として機能するので、入力信号電圧V_inと生成された負荷電流Iとの関係は、以下の通りである。

数式3において、gmは、NMOS42の相互コンダクタンスである。数式３により、LNAの出力電圧V_outは、イネーブルされた負荷ユニット22、24、26によるインピーダンスZ_iに負荷電流Iをかけた値と等しい。即ち、その関係は、以下の通りである。

数式３と数式４により、LNA100の電圧利得A_vは、数式２により算出できる。即ち、

バイアス回路６０は、代表的な電流ミラーであり、電圧電流変換器４０にバイアス電流I_biasを提供する。なお、電流ミラーは、当業者にとって周知技術であるので、ここでは、バイアス回路60についての説明を省略する。

図３は、図２に示されたLNA100による複数の周波数応答120、140、160を示す図である。図３に示すように、中心周波数fc1を有する周波数応答120は、イネーブルされた負荷ユニット22により生成され、中心周波数fc2を有する周波数応答140は、イネーブルされた負荷ユニット24により生成され、中心周波数fc3を有する周波数応答160は、イネーブルされた負荷ユニット26により生成される。また、図3に示す周波数応答180は、UWB通信システムに使用される従来の広帯域の特性であり、その中心周波数fc1、fc2、fc3は、それぞれ三つの異なるキャリヤの周波数に対応する。本実施形態において、スイッチ32、34、36の内、一つのみ選択的にオンされるので、周波数応答120、124、126のうち、一つのみ選択される。従って、本発明のLNA100は、広帯域通信システムが他のキャリヤの周波数を用いデータを送る場合、他のスイッチをオンすることができる。一つの帯域幅を用いそれらの三つのキャリヤの周波数をカバーするのではなく、LNA100は、切り替え帯域幅を用い、効率よくノイズを除去する。その結果、本発明の広帯域通信システムは、LNA100を介して、ノイズ耐性が高められる。

なお、イネーブルされた負荷ユニットの数が一つに限らない。即ち、本発明のLNA100は、同時に複数の負荷ユニットをイネーブルにすることができる。よって、これらの負荷ユニットは、パラレルに接続され、新たなインピーダンスZ_eqを生成し、LNAの動作帯域幅をシフトする。二つの負荷ユニットが同時にイネーブルされた場合、インピーダンスZ_eqは、以下の通りに定義される。

数式6において、Z₁とZ₂は、イネーブルされた二つの負荷ユニットのインピーダンスの値である。

図4は、本発明の他の実施形態におけるLNA300を示す図である。LNA300とLNA100との相違は、LNA300が電圧電流変換器320と利得制御器３４０により電圧利得を調整することができる。利得制御器３４０は、所望の電圧利得により、電圧電流変換器３６０と３２０を制御する。電圧電流変換器320は、NMOSトランジスタ３２２と３２４により実現される。最大の電圧利得が採用される場合、電圧電流変換器320は、入力信号電圧V_inを負荷電流I2に変換することができ、同時に、電圧電流変換器３６０は、図２に示される電圧電流変換器４０のように、入力信号電圧V_inを負荷電流I1に変換することもできる。即ち、電圧電流変換器３６０と３２０によりLNA３００に与える電圧利得は、LNA１００に与える電圧利得より大きい。しかし、小さい電圧利得が採用される場合、NMOSトランジスタ３２２は無効（即ち、オフ）され、同時に、入力インピーダンスを５０ohmsにマッチングするために、NMOSトランジスタ３２４はイネーブル（即ち、オン）される。これにより、LNA３００は、本実施形態により、二つの種類の電圧利得を提供することができる。

従来のLNAと比べると、本発明のLNAは、広帯域通信システムに用いるキャリヤの周波数に基づき、適切な負荷ユニットを選択的にイネーブルにすることができる。即ち、本発明のLNAは、所定の中心周波数を有する狭帯域である候補帯域幅を複数有し、広帯域通信システムにおける異なるキャリヤの周波数により送信される信号を増幅する。ゆえに、本発明のLNAにより、広帯域通信システムは、より高い利得特性を有し、異なるキャリヤ周波数を持つ入力信号を受信する際に、望ましくないノイズを除去することができる。

以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこの実施形態に限定されず、本発明の趣旨を離脱しない限り、本発明に対するあらゆる変更は本発明の範囲に属する。

従来のLNAの周波数応答を示す図である。本発明のLNAを示す図である。図２に示されるLNAの周波数応答を示す図である。本発明の他の実施形態におけるLNAを示す図である。

符号の説明

１０、１２０、１４０、１６０、１８０周波数応答
１００ LNA
２０切り替え負荷回路
４０電圧電流変換器
４２ NMOS トランジスタ
４４インダクタ
６０バイアス回路
２２、２４、２６負荷ユニット
３２、３４、３６スイッチ
２２４、２４４、２６４インダクタ
２２６、２４６、２６６抵抗
２２２、２４２、２６２キャパシタ
fc１、fc２、fc３中心周波数
３００ LNA
３２０、３６０電圧電流変換器
３４０利得制御器
３２２、３２４ NMOSトランジスタ

Claims

入力信号をフィルタリングし、出力信号を生成する低ノイズ増幅器であって、
複数の負荷ユニットと複数のスイッチとを含む切り替え負荷回路と、
前記切り替え負荷回路と結合される少なくとも一つのコンバータと、
を有し、
前記負荷ユニットは、それぞれに前記低ノイズ増幅器の対応する中心周波数を定め、
前記スイッチは、それぞれに対応する前記負荷ユニット及び前記少なくとも一つのコンバータと結合され、
前記切り替え負荷回路は、前記複数の負荷ユニットのうちの一つのみをイネーブルし、前記複数の負荷ユニットのうちの二つを同時にイネーブルし、あるいは複数の前記負荷ユニットを同時にイネーブルするように、前記複数の負荷ユニットの少なくとも一つを選択的にイネーブルし、切り替え可能な帯域幅を生成し、
前記コンバータは、前記入力信号を負荷電流に変換し、前記負荷電流と前記イネーブルされた負荷ユニットのインピーダンスにより前記出力信号を生成する低ノイズ増幅器。
所望の利得により、前記少なくとも一つのコンバータを制御する利得制御器を更に含む請求項１に記載の低ノイズ増幅器。
前記少なくとも一つのコンバータは、
前記切り替え負荷回路と結合され、前記入力信号を第一の負荷電流に変換する第一のコンバータと、
前記切り替え負荷回路と結合され、前記入力信号を第二の負荷電流に変換する第二のコンバータとを有し、
前記低ノイズ増幅器は、
所望の利得により、前記第一のコンバータと第二のコンバータを駆動する利得制御器と更に含み、
前記複数のスイッチは、それぞれに前記第一のコンバータ、前記第一のコンバータ及び対応する前記負荷ユニットと結合され、
前記出力信号は、前記第一の負荷電流と前記第二の負荷電流との少なくとも一つと、前記イネーブルされた負荷ユニットのインピーダンスとにより生成される請求項１に記載の低ノイズ増幅器。
前記第一のコンバータと第二のコンバータの動作状況により、前記切り替え負荷回路は、前記負荷ユニットをイネーブルする請求項３に記載の低ノイズ増幅器。
前記負荷ユニットは、
第一の負荷ユニットと、
第二の負荷ユニットと、
第三の負荷ユニットと、
を有し、
前記切り替え負荷回路は、更に、
前記第一の負荷ユニット及びコンバータと結合される第一のスイッチと、
前記第二の負荷ユニット及びコンバータと結合される第二のスイッチと、
前記第三の負荷ユニット及びコンバータと結合される第三のスイッチと、
を有し、
前記第一のスイッチはオンである場合、前記第一の負荷ユニットは、前記少なくとも一つのコンバータと結合され、
前記第二のスイッチはオンである場合、前記第二の負荷ユニットは、前記少なくとも一つのコンバータと結合され、
前記第三のスイッチはオンである場合、前記第三の負荷ユニットは、前記少なくとも一つのコンバータと結合される請求項１に記載の低ノイズ増幅器。
前記負荷ユニットの各々は、インダクタを含む請求項１に記載の低ノイズ増幅器。
前記負荷ユニットの各々は、前記インダクタとパラレルに結合されるキャパシタを更に含む請求項６に記載の低ノイズ増幅器。
前記負荷ユニットの各々は、前記インダクタとシリアルに結合される抵抗を更に含む請求項７に記載の低ノイズ増幅器。
電流ミラーであり、前記コンバータにバイアス電流を提供するバイアス回路とを更に含む請求項１に記載の低ノイズ増幅器。
前記少なくとも一つのコンバータは、入力インピーダンスを所定の値に調整する制御される負荷ユニットを含む請求項２に記載の低ノイズ増幅器。
請求項１に記載の低ノイズ増幅器を使用する広帯域通信システム。