JP4768000B2 - 基地局送信機及び電波放射方向制御方法 - Google Patents

Description

本発明は基地局アンテナより電波（ビーム）を移動局方向に指向性を持たせて放射する基地局送信機の電波放射方向制御方法及び該方法を実現する基地局送信機に係わり、特に、移動局の方位を測定し該方向にビームを向けて送信する基地局送信機及び電波放射方向制御方法に関する。

移動無線通信システムにおいて、通常、基地局は移動局との間の通信に固定した指向性パターンを用いることができず、無指向性アンテナを用いて通信が行う。しかし、無指向性アンテナによる送信は目的とする移動局の存在しない方向にも電波を放射するため電力効率が悪いだけでなく、目的とする移動局以外の移動局に干渉を与え通信品質を劣化させる。このため、ある移動局との通信に使用した周波数は電波が十分に減衰するだけの距離だけ離れた地点でしか再利用できず、周波数利用効率が低い。周波数利用効率を改善する方法としてセクタ化(扇形ゾーン)してセクタアンテナを使用する技術が知られている「奥村、進士、移動通信の基礎、電子情報通信学会1986年」。図２１はセクタアンテナの説明図であり、セクタアンテナは、(a)に示すように、基地局の周り360⁰を等分してセルを複数のセクタに分割したときの各セクタSCを担当するアンテナであり、セクタ内では無指向性である。セクタ化の技術は360°の無指向性範囲を120°などの無指向性範囲に縮小しただけで、セクタ内で他のユーザからの干渉を受け、あるいは他のユーザに干渉を与える。かかる干渉はチャネル容量の低下や伝送品質を劣化させる主な原因になっている。

このため、(b)に示すように移動局の方向に鋭い指向性を向けて電波を送信するためには、移動局の位置を逐次測定する必要がある。移動局の位置は移動局にGPS(Global Positioning System)などの位置測定システムを設定すれば知ることができる。しかしながら、全ての移動局が位置測定システムを利用できるとは限らず位置測定システムを用いる方法は適当ではない。位置測定システムを用いない方法として、受信信号の信号処理によって上り電波の到来方向を求めてその方向に電波を送信する方法が提案されている。例えば「L.C.Godara, "Applications of antenna arrays to mobile communications, Pt.II,： Beamforming and direction-of-arrival considerations,” Proc. IEEE, vol.85, no.8, pp. 1195-1245, Aug.1997.」を参照されたい。

しかしながら、上記受信信号の信号処理によって上り電波の到来方向を測定する提案方法では、固有値演算が要求されるなど演算負荷が高く、装置が複雑になる欠点がある。
以上より、本発明の目的は、簡単な構成により移動局の方向を測定にすることである。
本発明の別の目的は、簡単な構成で移動局の方向（無線基地局が電波を向けるべき方向）を正確に求め、その方向に電波を指向性を持たせて放射することである。
本発明の別の目的は、測定された移動局の方向にアレイアンテナを用いて電波放射することである。

本発明では、(1) 第1、第2の信号を放射する２つのアンテナの間隔をデータ送信用の等間隔直線アレーアンテナのアンテナ素子間隔と等しくし、(2) 受信機において各アンテナより送信された第１、第２の信号を受信し、該受信信号間の位相差φを求め、(3) 該位相差φを受信機より基地局にフィードバックし、(4) 基地局送信機において前記等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力するデータ信号に順次φづつ位相差を持たせることにより受信機に向けて指向性を持たせて電波を放射する。このようにすれば、位相差φを検出してフィードバックするだけで良く、受信機方位θを演算する必要がない。

又、別の本発明では、(1) 互いに直交する拡散コードで拡散した第１、第２の基準信号を発生し、(2) 第１の基準信号に順次所定の位相差を持たせて前記等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力すると共に、第１、第２の基準信号の位相基準点が等間隔直線アレーアンテナのアンテナ素子間隔分ずれるように、第２の基準信号に順次前記位相差を持たせて等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力し、(3) 受信機において基地局送信機より送られてくる前記第１、第２の基準信号を受信し、該受信した第１、第２の基準信号間の位相差φ₁を求め、(4) 該位相差φ₁を受信機より基地局にフィードバックし、(5) 基地局送信機において前記等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力するデータ信号に順次φ₁づつ位相差を持たせることにより受信機に向けて指向性持たせて電波を放射する。

第１、第２の基準信号の位相基準点が等間隔直線アレーアンテナのアンテナ素子の間隔分ずれるようにするには、(1) 第１の基準信号に順次所定の位相差を持たせて前記等間隔直線アレーアンテナの第１番目のアンテナ素子から順に第（ｎ−１）番目のアンテナ素子に入力すると共に、(2) 第２の基準信号に順次前記位相差を持たせて等間隔直線アレーアンテナの第２番目のアンテナ素子から順に第ｎ番目のアンテナ素子に入力する。
以上のようにすれば、方位測定用の基準信号をデータ送信用の等間隔直線アレーアンテナより放射できるため、方位測定用にアンテナを別設する必要がない。又、同一信号を時分割的に発生して第１、第２の基準信号として等間隔直線アレーアンテナに入力することもでき、構成を簡略化できる。

本発明によれば、簡単な演算で必要とする送信指向性が得られ、送信電力の低減、干渉電力の低減が可能となり、移動無線通信システムにおける加入者容量の増大に寄与することができる。
又、本発明によれば、方位測定用の第１、第２の信号を送出する２つのアンテナ間隔をデータ送信用の等間隔直線アレーアンテナの素子間隔と等しくし、移動局における第１、第２の信号の位相差をφを測定し、基地局において送信信号の位相を0, φ，2φ、3φ、...遅らせて等間隔直線アレーアンテナの各素子に入力し、これにより移動局の方向に送信信号を放射するようにしたから、移動局の方位θを算出する必要がなく、構成を簡略に出きる。
又、本発明によれば、方位測定用の基準信号をデータ送信用の等間隔直線アレーアンテナより放射できるようにしたから、方位測定用アンテナを別設する必要がない。
又、本発明によれば、同一信号を時分割的に発生して第１、第２の基準信号として方位測定用アンテナに入力することもでき、構成を簡略化できる。

（Ａ）本発明の原理及び概略
（ａ）原理
図１は本発明の原理説明図であり、(a)は移動局の方位θと移動局における受信信号位相との関係図、(b)は距離Ｄの間隔で配置された２つのアンテナから方位θ方向に電波を放射したときの各電波の行路差説明図、(c)は移動局で受信した２つの信号の位相差φと基地局から見た移動局の方位θとの関係図である。
無線基地局において、図１(a)に示すように、距離Ｄ離れた地点Ｐ₁,Ｐ₂に設置したアンテナAT1,AT2から２つの信号Ｓ₁，Ｓ₂を送信する。このときＡ方向の任意の地点Ｐ_Aに受信機（移動局）が存在すれば、各アンテナより放射される電波は地点Ｐ_Aの受信機に同時に到達する。このため、各アンテナからの受信信号に位相差は存在しない（φ＝０）。

しかし、移動局がＢ方向の任意の地点Ｐ_Bに存在すれば、第１の地点Ｐ₁から地点Ｐ_Bまでの距離の方が第２の地点Ｐ₂から地点Ｐ_Bまでの距離より長い。このため、移動局受信機において、第１の地点Ｐ₁に設置したアンテナAT1からの電波が第２の地点Ｐ₂に設置したアンテナAT2からの電波より遅れて到達し、位相差φ（＞０）が発生する。同様に、移動局がＣ方向の任意の地点Ｐ_Cに存在すれば、第１の地点Ｐ₁から地点Ｐ_Cまでの距離の方が第２の地点Ｐ₂から地点Ｐ_Cまでの距離より短い。このため、移動局受信機において、第１の地点Ｐ₁に設置したアンテナAT1からの電波が第２の地点Ｐ₂に設置したアンテナAT2からの電波より早く到達し、位相差φ（＜０）が発生する。上記位相差φの大きさは、第１地点Ｐ₁から移動局受信機までの距離と第２地点Ｐ₂から移動局受信機までの距離の差（行路差）に一対一に対応する。

すなわち、図１(b)に示すように、異なる地点Ｐ₁，Ｐ₂から送信された２波を受信すると、受信点（移動局受信機）の方角θによって２波の間にＤ・sinθの行路差が生じる。Ｄは２つの送信点間の距離、θは２つの送信点間の垂直方向を基準にした受信点の方角である。この行路差によって２つの受信波には
φ=kＤsinθ (1)
の位相差が生じる。ここでk=2π/λ、λは電波の波長である。例えば、Ｄ=λ/2に選んだとすると、φ=π・sinθとなり、受信点の方角θに対して、受信した２つの信号の位相差は、図１(c)に示すようになる。位相差φと方角θには一対一の関係があり、θ=sin^-1(φ/π)である。従って、移動局受信機は２つ信号の位相差φを測定することによって受信点の方角θを算出することが可能となり、この受信点の方角θを送信機側にフィードバックすれば、基地局送信機はその方位に向けてデータを送信することができ、これにより、送信電力を低減することができ、しかも、他の移動局に与える干渉を少なくすることができる。

（ｂ）信号の分離法
ところで、移動局受信機は基地局から送られてくる２つの信号Ｓ₁，Ｓ₂を重畳した状態で受信する。このため、受信機はこれら信号Ｓ₁，Ｓ₂を分離する必要が有り、換言すれば、基地局は受信機が重畳信号より信号Ｓ₁，Ｓ₂を分離できるように送信する必要がある。これには、２つの方法がある。
第１の方法は、基地局が方位測定用データを互いに直交する拡散コードＣ₁(t)，Ｃ₂(t)で拡散して得られる信号を第１、第２の信号Ｓ₁，Ｓ₂として送信し、移動局受信機が該拡散コードと同じコードＣ₁(t)，Ｃ₂(t)を用いて受信データに逆拡散処理を施して第１、第２の信号Ｓ₁，Ｓ₂を分離する方法である。
第２の方法は、同一の信号を時分割で２つのアンテナから交互に送信して第１、第２の信号とするものである。第２の方法のように、１つの信号を時間的に分割して異なる地点のアンテナから第１、第２の信号として送信している場合でも、両者の間に図１(a)〜(c)で説明したと同様の関係があり、その位相差φより受信点の方角θを知ることが可能となる。

（ｃ）位相あるいは位相差φの通知
受信点（移動局受信機）の方角を求める演算θ=sin^-1(φ/π)は必ずしも受信機側において行う必要はなく、測定した位相あるいは位相差をフィードバックして送信機側でこの計算を行うことができる。送信機側で受信点の方角を求め、指向性アンテナより受信機宛のデータをこの方位に向けて送信することによって、他の移動局に与える干渉を少なくすることができ、しかも、受信機側の回路構成を簡単にすることができる。

（ｄ）等間隔直線アレーアンテナの使用
基地局は指向性アンテナとして等間隔直線アレーアンテナを使用する。等間隔直線アレーアンテナは図２に示すように各アンテナ素子Ａ₀〜Ａm(m=4)を等間隔ｄで直線的に配置したアレイアンテナであり、移相器ＰＳ₀〜ＰＳm(m=4)において入力信号Ｓに順次φ=−kdsinθ(但し、k=2π/λ）の位相差を与えて各アンテナ素子Ａ₀〜Ａmに給電するとθの方向に指向性を生じる。従って、基地局はデータ送信用アンテナとして等間隔直線アレーアンテナを使用すれば、測定された方位θを用いて次式
φ=−kdsinθ (2)
により位相差φを求め、入力信号Ｓに順次φづつ位相差を与えて(0, φ,2φ,3φ,...)、各アンテナ素子Ａ₀〜Ａmに給電し、θの指向性を待たせてデータを受信機に向けて送信する。

（ｅ）方位計算の省略
基地局はデータ送信用アンテナとして等間隔直線アレーアンテナを使用する場合、第１、第２の信号Ｓ₁，Ｓ₂を放射するアンテナの間隔を等間隔直線アレーアンテナのアンテナ素子間隔ｄと等しくする。このようにすれば、受信機で検出される位相差φは(1)式より、
φ=kＤsinθ
=kｄsinθ
となる。この位相差φは（２）式を参照すると基地局側で求める位相差と符号が異なるだけである。従って、受信機は受信した第１、第２の信号の位相差φを基地局に送るだけでよく、基地局はデータ信号Ｓに順次該位相差-φを与えて等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子Ａ₀〜Ａmに給電すればθの指向性を待たせてデータを受信機に向けて送信できる。この結果、方位θの計算を省略でき、計算負荷の軽減及び構成の簡略化が可能になる。

（ｆ）第１、第２の信号Ｓ₁，Ｓ₂を放射するアンテナの省略
基地局はデータ送信用アンテナとして等間隔直線アレーアンテナLAAを使用するとき、第１、第２の信号Ｓ₁，Ｓ₂を該等間隔直線アレーアンテナより放射するようにして、方位測定用のアンテナを省略することができる。
すなわち、図３に示すように、移相器PSA₀〜PSAm-1(m=4)において信号Ｓ₁の位相を順次0, φ,2φ,3φ,.、(m-1) φ遅らせて合成部ADD₀〜AADm-1(m=4)を介して等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子Ａ₀〜Ａm-1に入力する。又、信号Ｓ₁と位相基準点が等間隔直線アレーアンテナのアンテナ素子間隔分ずれるように、移相器PSB₀〜PSBm-1(m=4)において別の信号Ｓ₂の位相を順次0, φ,2φ,3φ,.(m-1) φ遅らせて合成部ADD₁〜AAD₄(m=4)を介して各アンテナ素子Ａ₁〜Ａmに入力する。

以上のように等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に給電すると、あたかも間隔ｄ離れた２つのアンテナより第１、第２の基準信号
Ｓ₁′=Ｓ₁[1+exp(jφ）+exp(2jφ）+exp(3jφ）]
Ｓ₂′=Ｓ₂[1+exp(jφ）+exp(2jφ）+exp(3jφ）]
が放射されたのと同等になる。ただし、基地局からθ₁方向の移動局が受信する第１、第２の基準信号の位相差はφ₁となる。すなわち、φ₁は間隔ｄ離れた２つのアンテナからθ₁の方向の移動局が受信する信号の位相差である。
従って、移動局受信機は位相差φ₁を基地局にフィードバックし、基地局は、図５に示すように、データ信号Ｓの位相を順次0, φ₁、2φ₁、3φ₁,.、(m-1) φ₁遅らせて等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子Ａ₀〜Ａm-1に給電すれば、基地局はθ₁の指向性を持たせて信号を受信機に向けて送信できる。以上により、方位θの計算を省略でき、しかも、計算負荷の軽減が可能になり、更には、方位測定用のアンテナを省略できる。

（ｇ）マルチパス環境
マルチパス環境では受信機において、マルチパスのうち信号が最も早く到来するパスを求め、該パスを介して到来する第１、第２の信号間の位相差φを算出するようにする。このようにすれば、反射や散乱によって到来する電波の影響を受けずに方位を正確に測定することができる。

（Ｂ）第１実施例
（ａ）概略説明
図４は本発明の第１実施例の概略説明図であり、BSは基地局、MSは移動局である。基地局においてAT₁,AT₂は間隔Ｄをおいて異なる位置に配置した２つの方位測定用アンテナであり、直交する拡散コードＣ₁(t)，Ｃ₂(t)で所定のデータを拡散して得られる第１、第２の基準信号Ｓ₁，Ｓ₂を放射する。BFMは送信ビームフォーマ、ATDは指向性アンテナで、例えば、図２に示す等間隔直線アレイアンテナである。送信ビームフォーマBFMはビームフォーミング処理を行って指向性アンテナATDに給電し、これにより指向性アンテナATDは電波（ビーム）を移動局MSに向けて放射する。

移動局MSにおいて、ATRはアンテナ、PDTは各アンテナAT₁,AT₂より送信された第１、第２の基準信号Ｓ₁，Ｓ₂を受信し、該信号間の位相差φを検出する位相検出器、DESは位相差φより基地局BSより見た移動局MSの方位θを推定する方位推定部である。
アンテナAT₁,AT₂の間隔をＤ、基地局より見た移動局の方位をθとすれば、図１の原理図で説明したように、移動局MSの受信機で受信、復調した第１、第２の基準信号Ｓ₁′、Ｓ₂′には位相差が存在する。位相検出部PDTはこの位相差φ=kDsinθを検出し、方位推定部DESはθ=sin^-1(φ/kD)の演算を行って基地局BSより見た移動局MSの方位θを推定する。しかる後、図示しない移動局MSの送信機はこの方位θを基地局BSに送信し、基地局BSの送信機における送信ビームフォーマBMFは、該方位θに向けて電波が放射されるようにビームフォーミングを行って指向性アンテナATDに給電する。これにより指向性アンテナATNは電波（ビーム）を移動局MSに向けて放射する。

図５は基準信号を指向性アンテナで送信する実現例である。180⁰の範囲を３つの60⁰のゾーンSC1〜SC3に分割し、それぞれのゾーンに２本のアンテナAT₁₁,AT₁₂；AT₂₁,AT₂₂；AT₃₁,AT₃₂を設け、各ゾーンの２本のアンテナより60°のビーム幅で基準信号Ｓ₁，Ｓ₂；Ｓ₃，Ｓ₄；Ｓ₅，Ｓ₆を送信する。この場合、２つの基準信号を送信するアンテナ間の距離Ｄは、指向性が及ぶ範囲（θ＝−30°〜30°）で受信したときに位相差φが−π〜＋πとなるように選ぶ。このように選ぶことによってθを一意に定めることができる。図５に示した例では、２つの基準信号を送信する位相基準点（アンテナ位置）を電波の波長λだけ離すと（Ｄ＝λ）、方位θが−30°≦θ≦＋30°野範囲において移動局で受信した２つの基準信号の位相差φが−π≦φ≦＋πとなり、この範囲でθを一意に求めることができる。

すなわち、図６に示すようにD=λ、θ=30⁰とすると、アンテナAT₂₁,AT₂₂から放射される２つの信号Ｓ₃，Ｓ₄の行路差はλ/2となる。この行路差を位相差に直すと、(λ/2)×(2π/λ)= πとなる。同様に、D=λ、θ=−30⁰とすると、アンテナAT₂₁,AT₂₂から放射される２つの信号Ｓ₃，Ｓ₄の行路差は-λ/2となる。この行路差を位相差に直すと、(-λ/2)×(2π/λ)=- πとなる。以上より、方位θ＝−30°〜30°が、移動局で受信した２つの基準信号の位相差φ＝-π〜πに対応することを意味する。
基地局BSは図５に示す指向性アンテナAT₁₁,AT₁₂；AT₂₁,AT₂₂；AT₃₁,AT₃₂より第１、第２の基準信号Ｓ₁，Ｓ₂；Ｓ₃，Ｓ₄；Ｓ₅，Ｓ₆を送信する。移動局MSの受信機は受信電力の強い信号を選択することによって該信号が送信されているゾーンSC1〜SC3を決定することφにより受信位置のおよその方角を知ることができ、更に該ゾーン内における位相差φを測定することによってより正確な方位θを測定することができる。

以上は、移動局でθを演算して基地局にフィードバックする場合であるが、第１、第２の受信信号Ｓ₁′,Ｓ₂′の位相φ₁, φ₂、あるいは、これら信号Ｓ₁′,Ｓ₂′間の位相差φ（=φ₁−φ2）を基地局にフィードバックし、基地局側でθを演算するように構成することもできる。
又、以上では互いに直交する拡散コードＣ₁(t)，Ｃ₂(t)で所定のデータを拡散して得られる第１、第２の信号Ｓ₁，Ｓ₂をアンテナAT₁,AT₂より放射する場合であるが、同一の信号を時分割でアンテナAT₁AT₂に印加して第１、第２の信号Ｓ₁，Ｓ₂として送信することもできる。

(b) 概略構成
図７は第１実施例の概略構成図であり、図４と同一部分には同一符号を付している。基地局BSの基準信号発生部RSGは、２つの基準信号Ｓ₁=Ｃ₁(t)e^jωt，Ｓ₂=Ｃ₂(t)e^jωtを発生する。例えば、基準信号発生部RSGは方位測定データ列を同相成分（Ｉ成分：In-Phase component)と直交成分（Ｑ成分：Quadrature component)の２系列I(t),Q(t)に変換し、それぞれに拡散コードＣ₁(t)を乗算し（拡散）、ついで、QPSK直交変調することにより信号Ｃ₁(t)e^{j｛ωt+β｝}（β=0、±π/2、π)を発生し、同様に、同相成分と直交成分の２系列に拡散コードＣ₂(t)を乗算し、ついで、QPSK直交変調することにより信号Ｃ₂(t) e^{j｛ωt+β｝}(β=0、±π/2、π)を発生する。β＝０とすれば、第１、第２の基準信号Ｓ₁=Ｃ₁(t)e^jωt，Ｓ₂=Ｃ₂(t)e^jωtが得られる。尚、Ｃ₁(t),Ｃ₂(t)は∫C₁(t)C₂(t)dt=0の関係（直交関係）にある拡散コードを用いる。

これら基準信号Ｓ₁，Ｓ₂は図示しない送信部で周波数アップコンバート(IF→RF)、高周波増幅されてアンテナAT1,AT2に入力され、空間に放射される。
基準信号Ｓ₁，Ｓ₂は伝搬遅延によってφ₁, φ₂だけ位相回転した信号として移動局MSのアンテナATRに受信され、以後、図示しない受信部でRF→IFの周波数変換、QPSK直交検波されて方位測定用の逆拡散部RSC1,RSC2に入力する。逆拡散部RSC1,RSC2はそれぞれ入力信号に拡散コードＣ₁(t),Ｃ₂(t)を乗算し（逆拡散）、位相回転した第１、第２の信号Ｓ₁′=e^{j｛ωt+φ1｝}、Ｓ₂′=e^{j｛ωt+φ2｝}を位相差測定部PDTに入力する。第１、第２の信号Ｓ₁′=e^{j｛ωt+φ1｝}、Ｓ₂′=e^{j｛ωt+φ2｝}はI−jQ複素平面でベクトル表現すると図８に示すようになる。
位相差測定部PDTにおいて、複素共役算出部CONJは信号Ｓ₂′=e^{j｛ωt+φ2｝}の複素共役信号Ｓ₂′^*= e-^j{ωt+φ2}を出力し、乗算部MPLはＳ₁′・Ｓ₂′^*の演算を実行する。これによりローパスフィルタLPFよりｘ=e^{｛φ1-φ2｝}が得られ、位相差演算部 PDCは次式
φ=tan^-1[Im(x)/Re(x)] (3)
により位相差φを演算して方位推定部DESに入力する。ただし、Im(x)はｘの虚数部、Re(x)はｘの実数部である。

位相差φは(1)式より
φ=ｋＤsinθ
であり、ｋ＝2π/λ、Ｄ＝λ/2であるから、
φ=πsinθ (4)
が成り立つ。従って、方位推定部DESは次式
θ=sin^-1(φ/π) (5)
により、方位θを演算して出力する。しかる後、図示しない移動局MSの送信機はこの方位θを基地局BSに送信する。

基地局BSは移動局MSより方位θを受信すれば、該方位θを送信ビームフォーマBFMに入力する。送信ビームフォーマBFMの演算部CMPは次式
Φ=−kdsinθ
=−2πdsinθ/λ (6)
により、等間隔直線アレイアンテナATDの各アンテナ素子に入力する信号の位相差を演算し、移相器ＰＳ₀〜ＰＳnは入力信号(送信信号)Ｓに順次Φ=−kdsinθの位相差を与え、これらを各アンテナ素子Ａ₀〜Ａmに給電する。これにより等間隔直線アレイアンテナATDはθの方向に電波を放射してデータを送信する。

(c) 変形例
図９は同一信号を時分割で第１、第２信号として送信する第１実施例の変形例であり、図７と同一部分には同一符号を付している。基地局MSにおいて図７と異なる点は、
(1) 基準信号発生部RSGは１つの基準信号Ｃ(t)e^jωtを発生する点、
(2) 時分割スイッチTSW1を設け、該スイッチにより奇数タイムスロットt=1,3,5,...において基準信号を第１の送信アンテナAT1に入力し、偶数タイムスロットt=2,4,6,...において基準信号を第２の送信アンテナAT2に入力し、それぞれを第１、第２の基準信号Ｓ₁，Ｓ₂として送信する点、
(3) 送信ビームフォーマBFM、等間隔直線アレイアンテナATDの図示を省略している点、である。
移動局MSにおいて図７と異なる点は、
(1) １つの逆拡散部RSCを設け、逆拡散により位相回転を受けた第１、第２の基準信号Ｓ₁′，Ｓ₂′を出力する点、
(2) 時分割スイッチTSW2を設け、該スイッチにより奇数タイムスロットt=1,3,5,..において拡散部RSCから出力する信号を第１基準信号Ｓ₁′として出力し、偶数タイムスロットt=2,4,6,..において拡散部RSCから出力する信号を第２基準信号Ｓ₂′として出力する点である。

基準信号発生部RSGは、方位測定データ列を同相成分と直交成分の２系列に変換し、それぞれに拡散コードＣ(t)を乗算して拡散し、拡散データにQPSK直交変調を施してベースバンドの基準信号Ｓ=Ｃ(t)e^jωtを発生する。時分割スイッチTSW1は奇数タイムスロットt=1,3,5,...において基準信号Ｓを第１の基準信号Ｓ₁として出力し、偶数タイムスロットt=2,4,6,...において基準信号Ｓを第２の基準信号Ｓ₂として出力する。以後、これらの基準信号Ｓ₁，Ｓ₂は図示しない送信部で高周波信号にアップコンバートされ(IF→RF)、ついで、高周波増幅されてアンテナAT1,AT2に入力され、空間に放射される。

これら基準信号Ｓ₁，Ｓ₂は伝搬遅延によってφ₁, φ₂だけ位相回転した信号として移動局MSのアンテナATRに受信され、以後、図示しない受信部でRF→IFの周波数変換、QPSK直交検波されて方位測定用の逆拡散部RSCに入力する。逆拡散部RSCは入力信号に拡散コードＣ(t)を乗算して出力する（逆拡散）。時分割スイッチTSW2は奇数タイムスロットt=1,3,5,...において逆拡散信号を第１の基準信号Ｓ₁′=e^{j｛ωt+φ1｝}として位相差測定部PDTに入力し、偶数タイムスロットにおいて逆拡散信号を第２の基準信号Ｓ₂′=e^{j｛ωt+φ2｝}として位相差測定部PDTに入力する。以後、位相差測定部PDT、方位推定部DESは図７と同様に動作し、方位θを基地局BSに送信する。基地局BSも図７と同様に動作し、θの方向に指向性を持たせて入力信号を送信する。

（ｄ）基地局の構成
(d-1) 送信機の構成
図１０はｎチャネルの送信データを符号多重して伝送する基地局のCDMA送信機の構成図である。図中、１１₁〜１１nはそれぞれ第１〜第ｎチャネルの拡散変調部、１２はデータ通信用アンテナとしての等間隔直線アレイアンテナであり、アンテナ素子Ａ₁〜Ａmが等間隔（＝ｄ）で配列されている。１３₁〜１３mは等間隔直線アレイアンテナの各アンテナ素子Ａ₁〜Ａmに送信信号を入力する送信部であり、図示しないがDA変換器、QPSK変調部、周波数変換部(IF→RF)、高周波増幅器等を備えている。１４i₁，１４q₁は各チャンネルの拡散変調部１１₁〜１１nから出力する第１アンテナ素子Ａ₁に入力するＩ，Ｑ信号Ｖ_I1′，Ｖ_Q1′をそれぞれ合成する合成部、．．．１４im，１４qmは各チャンネルの拡散変調部１１₁〜１１nからそれぞれ第ｍアンテナ素子Ａmに入力するＩ，Ｑ信号Ｖ_Im′，Ｖ_Qm′を合成する合成部、１５は方位測定用信号送信部である。

各拡散変調部１１₁〜１１nはそれぞれ、フレーム生成部２１、フレームデータを並列データに変換する直列／並列変換部（S/P変換部）２２、拡散回路２３、送信ビームフォーマ２４を備えている。フレーム生成部２１は、直列の送信データＤ₁を発生する送信データ発生部２１ａ、パイロットＰを発生するパッロット発生部２１ｂ、直列データＤ₁を所定ビット数毎にブロック化し、その前後にパイロットその他の制御データを挿入してフレーム化するフレーム化部２１ｃを備えている。S/P変換部２２は、フレームデータ（制御データ及び送信データ）を１ビットづつ交互に振り分けて同相成分（Ｉ成分：In-Phase component)と直交成分（Ｑ成分：Quadrature component)の２系列Ｄ_I，Ｄ_Qに変換する。
拡散回路２３は基地局固有のpn系列（ロングコード）を発生するpn系列発生部２３ａ、ユーザ識別用の直交Gold符号(ショートコード）を発生する直交Gold符号発生器２３ｂ、pn系列と直交Gold符号の排他的論理和を演算して拡散符号Ｃを出力するEXOR回路２３ｃ、２系列のデータＤ_I，Ｄ_Qと符号Ｃの排他的論理和を演算して拡散変調するEXOR回路２３ｄ、２３ｅを備えている。”1”はレベル１、”0”はレベル−１のため、信号同士の排他的論理和は乗算と同じである。

送信ビームフォーマ２４はユーザ（移動局）から通知される移動局方位θ₁に基づいてビームフォーミングを行う。データ通信用アンテナとして等間隔直線アレイアンテナ１２を用いる場合、ビームをθ₁の方向に指向性をもって放射するには、既述の原理説明より明らかなように次式
Φ=−kdsinθ₁ =−2πdsinθ₁/λ (6)′
により位相差Φを求め、アンテナ入力信号に順次該位相差Φを与えて給電する必要がある。アンテナ入力信号に位相差Φを与えて給電するということは、図１１に示すように拡散回路２３から出力する拡散変調信号Ｖ_I，Ｖ_Qの信号点位置ベクトルＶをΦ回転することと同等である。そこで、ビームフォーマ２４は第１アンテナ素子Ａ₁に入力する信号を、次式に示すベクトル回転式
Ｖ_I1′＝Ｖ_I・cosΦ−Ｖ_Q・sinΦ
Ｖ_Q1′＝Ｖ_I・sinΦ＋Ｖ_Q・cosΦ
で演算して出力する。すなわち、信号点位置ベクトルＶをΦ回転した後の位置ベクトルＶ′のＩ，Ｑ成分Ｖ_I1′，Ｖ_Q1′を第１アンテナ素子入力信号として出力する。

同様にビームフォーマ２４は第ｊアンテナ素子Ａjに入力する信号を、次式に示すベクトル回転式
Ｖ_Ij′＝Ｖ_I・cosΦ_j−Ｖ_Q・sinΦ_j
Ｖ_Qj′＝Ｖ_I・sinΦ_j＋Ｖ_Q・cosΦ_j (ただし、Φ_j=j・Φ)
で演算して出力する。
上記信号を第１〜第ｍアンテナ素子Ａ₁〜Ａmに入力することにより第１チャンネルのデータをθ₁方向の第１チャンネルユーザの移動局に向けて指向性を持たせて放射することができる。各チャンネルの拡散変調部１１₁〜１１nも同様の動作を行い、各チャンネルの信号を該チャンネルに応じた移動局に向けて指向性を持たせて放射することができる。

合成部１４i₁は各チャンネルから第１アンテナ素子Ａ₁へ入力するＩ信号成分Ｖ_I1′を合成し、合成部１４q₁は各チャンネルから第１アンテナ素子Ａ₁へ入力するＱ信号成分Ｖ_Q1′を合成し、それぞれ第１アンテナ用送信部１３₁に入力する。同様に、合成部１４i_j(j=1〜m)は各チャンネルから第jアンテナ素子Ａjへ入力するＩ信号成分Ｖ_Ij′を合成し、合成部１４q_jは各チャンネルから第jアンテナ素子Ａjへ入力するＱ信号成分Ｖ_Qj′を合成し、それぞれ第ｊアンテナ用送信部１３jに入力する。
各送信部１３₁〜１３mは入力信号に対してQPSK直交変調を施し、得られたベースバンド信号を高周波信号に周波数アップコンバートし、高周波増幅して等間隔直線アレイアンテナ１２の各アンテナ素子Ａ₁〜Ａmに入力する。

方位測定用信号送信部１５は２つの基準信号Ｓ₁=Ｃ₁(t)e^jωt，Ｓ₂=Ｃ₂(t)e^jωtをアンテナAT₁,AT₂より送信する。すなわち、拡散変調部１６のS/P変換部１６ａは方向測定用データ列を１ビットづつ交互に振り分けて同相成分と直交成分の２系列Ｄ_I′，Ｄ_Q′に変換し、第１拡散部１６ｂは各系列Ｄ_I′，Ｄ_Q′に拡散コードＣ₁(t)を乗算して拡散し、第１の方位測定用送信部１７に入力する。又、第２拡散部１６ｃは上記各系列Ｄ_I′，Ｄ_Q′にそれぞれ拡散コードＣ₂(t)を乗算して拡散し、第２の方位測定用送信部１８に入力する。第１、第２方位測定用送信部１７，１８は、入力信号に対してQPSK直交変調を施してベースバンドの第１、第２の基準信号Ｓ₁=Ｃ₁(t)e^jωt，Ｓ₂=Ｃ₂(t)e^jωtを発生し、このベースバンド信号を高周波信号にアップコンバートし、高周波増幅して方位測定用のアンテナAT1,AT2に入力する。移動局MSはアンテナAT1,AT2より放射された方位測定用信号を受信し、基地局から見た移動局の方位θを算出し、基地局にフィードバックする。

(d-2) 受信機の構成
図１２は基地局のCDMA受信機における１チャンネル分の構成例で、各ブランチからの出力を最大比合成し、合成結果によりデータ判定するダイバーシティ構成を有している。各ブランチＢ１，Ｂ２の無線部３１は、アンテナ３０により受信した高周波信号をＩＦ信号に周波数変換(RF→IF変換)する。直交検波器３２はＩＦ信号を直交検波し、同相成分（Ｉ成分)データと直交成分（Ｑ成分)データを出力する。直交検波器３２において、３２ａは受信キャリア発生部、３２ｂは受信キャリアの位相をπ/2シフトする位相シフト部、３２ｃ，３２ｄは乗算器でありベースバンド信号に受信キャリアを乗算してＩ成分信号及びＱ信号成分を出力するものである。ローパスフィルタ(LPF)３３ａ，３３ｂは出力信号の帯域を制限し、ＡＤ変換器３５ａ，３５ｂはＩ成分信号、Ｑ成分信号をそれぞれディジタル信号に変換し、サーチャ３６と各フィンガー部３７ａ₁〜３７ａ₄と受信電力測定部３８に入力する。

サーチャ３６はマルチパスの影響を受けた直接拡散信号（DS信号）が入力すると、マッチトフィルタ（図示せず）を用いて自己相関演算を行ってマルチパスを検出し、各パスにおける逆拡散開始のタイミングデータ及び遅延時間調整データをフィンガー部３７ａ₁〜３７ａ₄に入力する。各フィンガー部３７ａ₁〜３７ａ₄の逆拡散／遅延時間調整部４１は、所定のパスを介して到来する直接波あるいは遅延波に拡散符号と同じ符号を用いて逆拡散処理を施してダンプ積分し、しかる後、パスに応じた遅延処理を施し、パイロット信号（参照信号）と情報信号の２種類の信号を出力する。位相補償部（チャネル推定部）４２はパイロット信号のＩ成分、Ｑ成分をそれぞれ所定スロット数分電圧平均して、チャネル推定信号Ｉt，Ｑtを出力する。同期検波部４３は受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号間の位相差θに基づいて、逆拡散された情報信号I′、Q′の位相を元に戻す。すなわち、チャネル推定信号Ｉt，Ｑtは位相差θのcos成分、sin成分であるから、同期検波部４３はチャネル推定信号(It，Qt)を用いて次式

により受信情報信号(I′,Q′)に位相回転処理を施して受信情報信号(I,Q)の復調(同期検波)を行う。

RAKE合成部３７ｂは各フィンガー部３７ａ₁〜３７ａ₄から出力する信号を合成し、乗算部３７ｄはRAKE合成出力に受信電力に応じた重みを乗算して出力する。最大比合成部３９は受信電力の大きさに応じた割合で各ブランチ出力を合成し、判定部４０は最大比合成出力に基づいてデータ判定を行い、方位識別部４４は移動局から送られてくる方位θを識別し、送信機（図１０）の対応するチャンネルの拡散変調部１１iに入力する。

（ｅ）移動局の構成
図１３は移動局におけるCDMA送受信機の構成図であり、５１はCDMA送信部、５２はCDMA受信部、５３はデュープレクサ、５４は送受信兼用アンテナである。送信部５１において、誤り訂正符号化部５１ａは送信データに誤り訂正符号化処理を施してマッピング部５１ｂに入力し、又、コントロールデータ発生部５１ｃはパイロットPILOT等の制御データを発生してマッピング部５１ｂに入力する。マッピング部５１ｂは誤り訂正符号データ列を直交変調の同相成分（IN-Phase component)として所定のシンボルレートで出力すると共に、パイロットを含む制御データ列を直交成分(Quadrature component)として一定シンボル速度で出力する。拡散器５１ｄ₁,５１ｄ₂はマッピング部から入力する同相成分（Ｉ成分）,直交成分（Ｑ成分）に所定の拡散コードを用いて拡散変調を施し、拡散データを波形成形用フィルタ５１ｅ₁，５１ｅ₂を介してDA変換器５１ｆ₁，５１ｆ₂に入力する。直交変調回路５１ｇは各DA変換器より出力するＩch信号、Ｑch信号にQPSK直交変調を施し、無線部５１ｈは直交変調回路５１ｇから出力するベースバンド信号を高周波数に周波数変換(IF→RF)すると共に、高周波増幅等を行ってアンテナ５４より送信する。

CDMA受信部５２において、無線部５２ａはアンテナにより受信した高周波信号を増幅すると共にＩＦ信号に周波数変換（RF→IF)し、直交検波部５２は直交検波によりＩch信号，Ｑch信号を復調してAD変換器５２ｃ₁，５２ｃ₂に入力する。逆拡散器５２ｄ₁，５２ｄ₂は基地局の拡散コードと同じコードをAD変換器出力に乗算して逆拡散を行い、同期検波部５２ｅは同期検波により受信データを判別し、誤り訂正復号化部５２ｆは受信データに誤り訂正復号化処理を施して出力する。以上は通常の通信データを受信する構成であるが、受信部には基地局から送られてくる方位測定用データを受信する構成もある。

方位測定用の第１逆拡散部５２ｇは拡散コードＣ₁(t)をAD変換器５２ｃ₁，５２ｃ₂の出力に乗算して逆拡散を行い、信号点位置ベクトルＲ₁（Ｒ_1I，Ｒ_1Q）を出力する（図１４参照）。方位測定用の第２逆拡散部５２ｈは、拡散コードＣ₂(t)をAD変換器５２ｃ₁，５２ｃ₂の出力に乗算して逆拡散を行い、信号点位置ベクトルＲ₂（Ｒ_2I，Ｒ_2Q）を出力する。Ｃ₁(t),Ｃ₂(t)は基地局が方位測定データを拡散するために該データに乗算する互いに直交する拡散コードと同一コードである。位相差検出部５２ｉは各信号点位置ベクトルＲ₁，Ｒ₂を用いて各ベクトルの位相差φを演算し、方位算出部５２ｊは次式θ=sin^-1(φ/π) (5)により基地局から見た移動局の方位θを演算し、送信部５１ｃのコントロールデータ発生部５１ｃに入力する。送信部５１は該方位θを制御データとして基地局に送信する。

（Ｃ）第２実施例
図１５は本発明の第２実施例の概略説明図であり、図４の第１実施例同一部分には同一符号を付している。異なる点は、
(1) データ通信用の指向性アンテナとして等間隔直線アレイアンテナLAAを用いる点、
(2) ２つの方位測定用アンテナAT1,AT2の間隔Ｄを等間隔直線アレイアンテナLAAの各アンテナ素子間距離ｄと等しくした点（Ｄ＝ｄ）、
(3) 移動局MSより位相差推定部を削除し、移動局MSより位相差φを基地局にフィードバックしている点、
(4) ビームフォーマBFMは移動局向けのデータ信号に順次Φづつ該位相差を与えて等間隔直線アレーアンテナLAAの各アンテナ素子Ａ₀〜Ａmに給電する、
点である。

基地局BSがデータ送信用アンテナとして等間隔直線アレーアンテナLAAを使用する場合、第１、第２の基準信号Ｓ₁，Ｓ₂を放射するアンテナAT1,AT2の間隔Ｄを等間隔直線アレーアンテナLAAのアンテナ素子間隔ｄと等しくする。このようにすれば、原理図に従って説明したように、移動局MSは受信した第１、第２の基準信号の位相差φを基地局BSにフィードバックするだけでよく、又、基地局BSの送信ビームフォーマBMFはデータ信号に順次0, φ、2φ、3φ,4φ...の位相差を与えて等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子Ａ₀〜Ａmに給電すればθの指向性を待たせてデータを移動局MSに向けて送信できる。
図１６は第２実施例の概略構成図であり、図７と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、上記(1)〜(4)と同じである。
図１７は同一信号を時分割で第１、第２の基準信号として送信する第２実施例の変形例であり、図９と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、移動局MSより位相差推定部を削除し、移動局MSより位相差φを基地局にフィードバックしている点である。

（Ｄ）第３実施例
（ａ）概略説明
図１８は本発明の第３実施例の概略説明図であり、図１５の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、方位測定用信号を送出するアンテナを省き、方位測定用信号をデータ通信用の等間隔直線アレーアンテナLAAより送出する点である。
図３で説明したように、信号Ｓ₁の位相を順次0, φ,2φ,3φ,.、(m-1) φ遅らせて等間隔直線アレーアンテナLAAの各アンテナ素子Ａ₀〜Ａm-1に入力する。又、信号Ｓ₁と位相基準点が等間隔直線アレーアンテナLAAのアンテナ素子間隔ｄ分ずれるように、別の信号Ｓ₂の位相を順次0, φ,2φ,3φ,.、(m-1) φ遅らせて各アンテナ素子Ａ₁〜Ａmに入力する。このように等間隔直線アレーアンテナLAAの各アンテナ素子に給電すると、あたかも間隔ｄ離れた２つの仮想アンテナPAT1,PAT2より第１、第２の基準信号
Ｓ₁′=Ｓ₁[1+exp(jφ）+exp(2jφ）+exp(3jφ）]
Ｓ₂′=Ｓ₂[1+exp(jφ）+exp(2jφ）+exp(3jφ）]
を放射したのと同等になる。このため、基地局BSからθ₁方向の移動局MSが受信する第１、第２の基準信号の位相差はφ₁となる。ただし、φ₁は間隔ｄ離れた２つのアンテナPAT1,PAT2からθ₁の方向の移動局MSが受信する第１、第２基準信号の位相差である。

従って、移動局MSの位相差検出部PDTは位相差φ₁を検出して基地局BSにフィードバックし、基地局のビームフォーマBFMは、図３（ｂ）に示すように、データ信号Ｓの位相を順次0, φ₁、2φ₁、3φ₁,.、(m-1) φ₁遅らせて等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子Ａ₀〜Ａm-1に給電する。これにより、基地局はθ₁の指向性を持たせて信号を受信機に向けて送信できる。

（ｂ）第３実施例の基地局送信機
図１９は第３実施例の基地局送信機の構成図であり、図１０に示す第１実施例の送信機と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、
(1) 方位測定用信号送出部１５の構成、
(2) 方位測定用信号送出部１５が方位測定信号を合成部１７i₁，１７q₁〜１７im,１７qm、送信部１３₁〜１３mを介して等間隔直線アレーアンテナLAAの各アンテナ素子Ａ₁〜Ａmに給電している、点である。

S/P変換部１６ａは方向測定用データ列を１ビットづつ交互に振り分けて同相成分と直交成分の２系列Ｄ_I′，Ｄ_Q′に変換し、第１拡散部１６ｂは各系列Ｄ_I′，Ｄ_Q′に拡散コードＣ₁(t)を乗算して拡散し、第１の位相回転部１９ａに入力する。又、第２拡散部１６ｃは上記各系列Ｄ_I′，Ｄ_Q′にそれぞれ拡散コードＣ₂(t)を乗算して拡散し、第２の位相回転部１９ｂに入力する。第１の位相回転部１９ａは第１拡散部１６ｂから入力する拡散変調信号Ｖ_I1，Ｖ_Q1の信号点位置ベクトルＶ₁を順次0, φ₁、2φ₁、3φ₁,.、(m-1) φ₁回転して出力する。すなわち、位相回転部１９ａは次式に示す位相回転式
Ｖ_Ij″＝Ｖ_I1・cosφ_j−Ｖ_Q1・sinφ_j
Ｖ_Qj″＝Ｖ_I1・sinφ_j＋Ｖ_Q1・cosφ_j
(ただし、φ_j=j・φ,j=0〜m-1)で演算して出力する。

第２の位相回転部１９ｂは第２拡散部１６ｃから入力する拡散変調信号Ｖ_I2，Ｖ_Q2の信号点位置ベクトルＶ₂を順次0, φ₁、2φ₁、3φ₁,.、(m-1) φ₁して出力する。すなわち、位相回転部１９ｂは次式に示す位相回転式
Ｖ_Ij″＝Ｖ_I2・cosφ_j−Ｖ_Q2・sinφ_j
Ｖ_Qj″＝Ｖ_I2・sinφ_j＋Ｖ_Q2・cosφ_j
(ただし、φ_j=j・φ,j=0〜m-1)で演算して出力する。
合成部２０i₁，２０q₁〜２０im，２０qmは第１、第２位相回転部１９ａ，１９ｂから出力する対応する信号を合成し、合成部１７i₁，１７q₁〜１７im,１７qm、送信部１３₁〜１３mを介して等間隔直線アレーアンテナLAAの各アンテナ素子Ａ₁〜Ａmに給電する。

以上により、あたかも間隔ｄ離れた２つの仮想アンテナより第１、第２の基準信号を放射したのと同等になり、基地局BSからθ₁方向の移動局MSが受信する第１、第２の基準信号の位相差はφ₁となる。移動局MSの位相差検出部PDTは位相差φ₁を検出して基地局BSにフィードバックし、基地局において、移動局MSに対応するチャンネルのビームフォーマ２４は入力データの位相を順次0, φ₁、2φ₁、3φ₁,.、(m-1) φ₁遅らせて等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子Ａ₁〜Ａmに給電する。これにより、基地局送信機はθ₁の指向性を持たせて信号を移動局に向けて送信できる。
以上では、異なる信号Ｓ₁，Ｓ₂を同時に等間隔直線アレイアンテナに入力した場合であるが、同一の信号を時分割的に信号Ｓ₁，Ｓ₂として等間隔直線アレイアンテナに交互に入力するように構成することもできる。

（Ｅ）第４実施例
移動通信における電波伝搬は一般に直接波(回折波）の他、ビルや山岳などで反射、散乱した波が同時に到来する多重波伝搬環境（マルチパス環境）となる。かかるマルチパス環境では受信信号の位相差を測定しても送信機からの方角を正確に知ることはできない。マルチパスを介して到来する波のうち時間的に最も早く到来する波は送信アンテナから直接到来する波か、あるいは直接回折波であると考えられる。そこで時間的に最も早く到来する波を選択して位相差を測定すれば、正確な移動局の方向を測定できる。
図２０は第４実施例の移動局受信機の概略構成図であり、図７の第１実施例の移動局受信機と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、パスサーチャPTSを設け、直接波の到来時刻ｔを検出し、該検出時刻ｔのタイミングで逆拡散部RSC1,RSC2において逆拡散を行っている点である。この時間的に最も早く到来する波を選択して位相差を測定する方法は各実施例に適用できる。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。

以上本発明によれば、簡単な演算で必要とする送信指向性が得られ、送信電力の低減、干渉電力の低減が可能となり、移動無線通信システムにおける加入者容量の増大に寄与することができる。
又、本発明によれば、方位測定用の２つのアンテナから送信された第１、第２の信号の位相差φを測定し、該位相差φに基づいて移動局の方位θを求めるようにしたから、簡単に受信機の方位を測定できる。
又、本発明によれば、マルチパスより到来する信号のうち最も到来時刻の早い信号を用いて方位を測定するため、反射や散乱によって到来する電波の影響を受けずに方位を正確に測定することができる。

又、本発明によれば、方位測定用の第１、第２の信号を送出する２つのアンテナ間隔をデータ送信用の等間隔直線アレーアンテナの素子間隔と等しくし、移動局における第１、第２の信号の位相差をφを測定し、基地局において送信信号の位相を0, φ，2φ、3φ、...遅らせて等間隔直線アレーアンテナの各素子に入力し、これにより移動局の方向に送信信号を放射するようにしたから、移動局の方位θを算出する必要がなく、構成を簡略に出きる。
又、本発明によれば、方位測定用の基準信号をデータ送信用の等間隔直線アレーアンテナより放射できるようにしたから、方位測定用アンテナを別設する必要がない。
又、本発明によれば、同一信号を時分割的に発生して第１、第２の基準信号として方位測定用アンテナに入力することもでき、構成を簡略化できる。

本発明の原理説明図である。 等間隔直線アレーアンテナの指向性説明図である。 方位測定用信号を送出するアンテナを省略する原理説明図である。 本発明の第１実施例の概略説明図である。 基準信号を指向性アンテナで送信する実現例である。 指向性アンテナの方位θと位相差φの関係説明図である。 第１実施例の概略構成図である。 位相回転した第1、第2の基準信号Ｓ₁′，Ｓ₂′のI-jQ複素平面におけるベクトル表現図である。 同一信号を時分割で送信する第１実施例の変形例である。 基地局のCDMA送信機の構成図である。 ビームフォーミングにおける位相回転説明図である。 基地局受信機の構成図である。 移動局の構成図である。 移動局における位相測定用データ（シンボル）の信号点位置ベクトル説明図である。 本発明の第２実施例の概略説明図である。 第２実施例の概略構成図である。 同一信号を時分割で送信する第２実施例の変形例である。 第３実施例の概略説明図である。 第３実施例の基地局送信機の構成図である。 第４実施例の説明図である。 セクタアンテナの説明図である。

符号の説明

BS・・基地局
MS・・移動局
AT1,AT2・・方位測定用アンテナ
BFM・・送信ビームフォーマ
ATD・・指向性アンテナ（例えば等間隔直線アレイアンテナ）
ATR・・移動局のアンテナ
PDT・・位相検出器
DES・・方位推定部

Claims (6)

1. 等間隔直線アレーアンテナより受信機方向に指向性を持たせて電波を放射する基地局送信機の電波放射方向制御方法において、
   等間隔直線アレーアンテナのアンテナ素子間隔と等しい距離だけ離れた位置に配置された２つのアンテナから、互いに直交する拡散コードで拡散した第１、第２の信号を送信し、あるいは、該２つのアンテナから同一の信号を時分割で第１、第２の信号として送信し、
   受信機において各アンテナより送信された第１、第２の信号を受信し、該受信信号間の位相差を求め、
   該位相差φを受信機より基地局にフィードバックし、
   基地局送信機において前記等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力するデータ信号に順次φづつ位相差を持たせることにより受信機に向けて指向性を持たせて電波を放射する、
   ことを特徴とする基地局送信機の電波放射方向制御方法。
2. 等間隔直線アレーアンテナより受信機方向に指向性を持たせて電波を放射する基地局送信機の電波放射方向制御方法において、
   互いに直交する拡散コードで拡散した第１、第２の基準信号を発生し、あるいは、1つの信号を時分割的に第１、第２の基準信号として発生し、
   第１の基準信号に順次所定の位相差を持たせて前記等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力すると共に、第１、第２の基準信号の位相基準点が等間隔直線アレーアンテナのアンテナ素子間隔分ずれるように、第２の基準信号に順次前記位相差を持たせて等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力し、
   受信機において基地局送信機より送られてくる前記第１、第２の基準信号を受信し、該受信した第１、第２の基準信号間の位相差φ₁を求め、
   該位相差φ₁を受信機より基地局にフィードバックし、
   基地局送信機において前記等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力するデータ信号に順次φ₁づつ位相差を持たせることにより受信機に向けて指向性を持たせて電波を放射する、
   ことを特徴とする基地局送信機の電波放射方向制御方法。
3. 第１の基準信号に順次所定の位相差を持たせて前記等間隔直線アレーアンテナの第１番目のアンテナ素子から順に第（ｎ−１）番目のアンテナ素子に入力すると共に、第２の基準信号に順次前記位相差を持たせて等間隔直線アレーアンテナの第２番目のアンテナ素子から順に第ｎ番目のアンテナ素子に入力し、第１、第２の基準信号の位相基準点が等間隔直線アレーアンテナのアンテナ素子の間隔分ずれるようにする、
   ことを特徴とする請求項２記載の基地局送信機の電波放射方向制御方法。
4. 受信機方向に指向性を持たせてアンテナより電波を放射する基地局送信機において、
   互いに直交する拡散コードで拡散した第１、第２の基準信号を発生する手段、
   前記基準信号及びデータ信号を放射する等間隔直線アレーアンテナ、
   第１の基準信号に順次所定の位相差を持たせて前記等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力すると共に、第１、第２の基準信号の位相基準点が等間隔直線アレーアンテナのアンテナ素子間隔分ずれるように、第２の基準信号に順次前記位相差を持たせて等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に順に入力する手段、
   前記各アンテナから送信された受信機における第１、第２の基準信号間の位相差φ₁を該受信機より受信して復調する復調部、
   データ信号に順次φ₁づつ位相差を持たせて前記等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力する手段、
   を備え、受信機方向に指向性を持たせて電波を放射して受信機向けデータを送信することを特徴とする基地局送信機。
5. 受信機方向に指向性を持たせてアンテナより電波を放射する基地局送信機において、
   同一の基準信号を時分割的に第１、第２の基準信号として発生する手段、
   前記基準信号及びデータ信号を放射する等間隔直線アレーアンテナ、
   第１の基準信号に順次所定の位相差を持たせて前記等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力すると共に、第１、第２の基準信号の位相基準点が等間隔直線アレーアンテナのアンテナ素子間隔分ずれるように、第２の基準信号に順次前記位相差を持たせて等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力する手段、
   前記各アンテナから時分割的に送信された受信機における第１、第２の基準信号間の位相差φ₁を該受信機より受信して復調する復調部、
   データ信号に順次φ₁づつ位相差を持たせて前記等間隔直線アレーアンテナの各アンテナ素子に入力する手段、
   を備え、受信機方向に指向性を持たせて電波を放射して受信機向けデータを送信することを特徴とする基地局送信機。
6. 受信機において、マルチパスのうち、信号が最も早く到来するパスを求め、該パスを介して到来する第１、第２の信号間の前記位相差を算出することを特徴とする請求項１または２の基地局送信機の電波放射方向制御方法。

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