JP4734747B2 - Current limiting circuit and power supply circuit - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電流制限回路及び電源回路に係り、特に、過電流保護を行うための電流制限回路及び電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４は従来の一例の回路構成図を示す。
【０００３】
従来の電源回路１は、基準電圧生成回路１１、検出回路１２、制御回路１３、電流制御トランジスタＱ２、電流制限回路１４を含む構成とされている。
【０００４】
基準電圧生成回路１１は、電流源２１、ツェナーダイオード２２から構成され、入力端子Ｔinと接地端子Ｔgndとの間に接続される。基準電圧生成回路１１は、ツェナーダイオード２２のツェナー電圧により基準電圧Ｖzを生成する。基準電圧生成回路１１で生成された基準電圧Ｖzは、制御回路１３に供給される。
【０００５】
検出回路１２は、抵抗Ｒ５、Ｒ６から構成され、出力端子Ｔoutと接地端子Ｔgndとの間に接続される。検出回路１２は、抵抗Ｒ５、Ｒ６により出力端子Ｔoutと接地端子Ｔgndとの間の出力電圧Ｖoutを分圧する。抵抗Ｒ５、Ｒ６により分圧された電圧は、出力電圧Ｖoutに対応した電圧である。この電圧は、検出電圧Ｖsとして制御回路１３に供給される。
【０００６】
制御回路１３は、差動増幅回路３１、トランジスタＱ１から構成される。差動増幅回路３１の非反転入力端子には、基準電圧生成回路１１から基準電圧Ｖzが印加され、差動増幅回路３１の反転入力端子には、検出回路１２から分圧電圧が印加される。
【０００７】
差動増幅回路３１は、基準電圧Ｖzと検出電圧Ｖsとの差に応じた電流を出力する。差動増幅回路３１の出力電流は、トランジスタＱ１のベースに供給される。
【０００８】
トランジスタＱ１は、ＮＰＮトランジスタから構成される。トランジスタＱ１のベースには、差動増幅回路３１及び電流制限回路１４の出力が供給される。また、トランジスタＱ１のコレクタは電流制御トランジスタＱ２、及び電流制限回路１４を構成するトランジスタＱ３のベースに接続され、エミッタは接地端子Ｔgndに接続される。
【０００９】
トランジスタＱ１は、差動増幅回路３１及び電流制限回路１４の出力に応じて電流制御トランジスタＱ２及び電流制限回路１４を構成するトランジスタＱ３のベース電位を制御する。電流制御トランジスタＱ２は、ＰＮＰトランジスタから構成される。電流制御トランジスタＱ２は、エミッタが入力端子Ｔinに接続され、コレクタが出力端子Ｔoutに接続され、ベースがトランジスタＱ１のコレクタに接続される。電流制御トランジスタＱ２は、トランジスタＱ１のコレクタ電位に応じた電流を入力端子Ｔinから出力端子Ｔoutに供給する。
【００１０】
電流制限回路１４は、トランジスタＱ３〜Ｑ６、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、ダイオードＤ１を含む構成とされている。
【００１１】
抵抗Ｒ３、Ｒ４は、出力端子Ｔoutと接地端子Ｔgndとの間に直列に接続されており、出力電圧Ｖoutを分圧する。分圧された電圧は、トランジスタＱ４のベースに供給される。
【００１２】
トランジスタＱ４は、ＰＮＰトランジスタから構成される。トランジスタＱ４のベースは抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点に接続され、エミッタは抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ３のコレクタに接続され、コレクタはトランジスタＱ５のコレクタ及びベースに接続される。
【００１３】
トランジスタＱ５は、ＮＰＮトランジスタから構成される。トランジスタＱ５のコレクタはトランジスタＱ４のコレクタ接続され、エミッタは接地端子Ｔgndに接続され、ベースはトランジスタＱ４のコレクタ及びトランジスタＱ６のベースに接続される。
【００１４】
トランジスタＱ６は、ＮＰＮトランジスタから構成される。トランジスタＱ６のコレクタはトランジスタＱ１のベースに接続され、エミッタは接地端子Ｔgndに接続され、ベースはトランジスタＱ５のベース及びコレクタに接続されている。トランジスタＱ５、Ｑ６は、カレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ４のコレクタ電流に応じた電流をトランジスタＱ１のベースから引き込む。
【００１５】
抵抗Ｒ１及びダイオードＤ１は、トランジスタＱ３のコレクタと接地端子Ｔgndとの間に直列接続され、トランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉc4の温度補正を行う。
【００１６】
トランジスタＱ３はＰＮＰトランジスタから構成されている。トランジスタＱ３のエミッタは入力端子Ｔinに接続され、コレクタは抵抗Ｒ１、Ｒ２に接続され、ベースはトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ３は、トランジスタＱ１のコレクタ電位に応じた電流を抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２に供給する。なお、トランジスタＱ２、Ｑ３は、トランジスタＱ２のコレクタ電流をＩ0とすると、トランジスタＱ３のコレクタ電流が（Ｉ0／ｎ）となるように素子の面積が設定されている。
【００１７】
トランジスタＱ４がオフのときには、ダイオードＤ１の順方向電圧をＶD1とすると、トランジスタＱ３のコレクタ電位Ｖａは、
Ｖａ＝ＶD1＋Ｒ１×（Ｉ0／ｎ）
で表わすことができる。
【００１８】
抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点の電位をＶb、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧をＶbe4としたとき、トランジスタＱ３のコレクタ電位Ｖａが
Ｖａ＝Ｖb＋Ｖbe4
になると、トランジスタＱ４がオンする。
【００１９】
トランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉc4は、
【００２０】
上記トランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉc4がトランジスタＱ５、Ｑ６より構成されるカレントミラー回路によりトランジスタＱ１のベースより引き込まれる。これにより、トランジスタＱ１のコレクタ電流が減少し、トランジスタＱ２のコレクタ電流が低減し、出力電流Ｉ0が制限される。
【００２１】
このとき、出力電流Ｉ0と出力電圧Ｖ0との特性は、フの字特性を示す。
【００２２】
図４は従来の一例の電流−電圧特性図を示す。
【００２３】
上記電源回路１で、電圧Ｖbが低減し、トランジスタＱ４の飽和領域に入ると、トランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉc4が飽和する。このため、図４に示すように出力電流Ｉ0が所定の電流Ｉcで飽和していた。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、従来の電源回路１は、図４に示すような電流−電圧特性を持つため、素子によるショート電流にバラツキ、温度特性によるショート電流のバラツキが発生する。これにより電源回路毎に発熱量のバラツキが発生する。また、過電流負荷時の起動時に図４にＡで示す飽和部分で、出力電圧Ｖ0の立ち上がりなだらかになるので、起動不良が発生する可能性がある。
【００２５】
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、電流−電圧特性を理想のフの字特性に近似できる電流制限回路及び電源回路を提供することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１は、出力電圧（Ｖout）に応じた検出電圧（Ｖb）を生成する検出回路（Ｒ３、Ｒ４）と、前記検出電圧（Ｖb）に応じた制御電流を生成する制御電流生成回路（Ｑ４〜Ｑ６）とを有し、前記制御電流に応じて出力電流を制限する電流制限回路（１０１）において、
前記検出回路（Ｒ３、Ｒ４）と前記制御電流生成回路（Ｑ４〜Ｑ６）との間に設けられ、前記制御電流生成回路（Ｑ４〜Ｑ６）が飽和動作しないように前記検出電圧（Ｖb）を制御する飽和動作防止回路（Ｄ２）を設けてなる。
【００２７】
請求項２は、前記制御電流生成回路（Ｑ４〜Ｑ６）を、前記検出電圧（Ｖb）がベースに供給され、コレクタから前記制御電流を出力するトランジスタ（Ｑ４）を含む構成とし、前記飽和動作防止回路（Ｄ２）は、前記検出電圧を前記トランジスタ（Ｑ４）が飽和動作しないようにシフトさせるように動作させる。
【００２８】
請求項３は、前記飽和動作防止回路（Ｄ２）は、前記検出回路（Ｒ３、Ｒ４）と前記トランジスタ（Ｑ４）のベースとの間に直列に接続されたダイオードであることを特徴とする。
【００２９】
請求項４は、前記制御電流生成回路（Ｑ４、Ｑ６）から出力される制御電流を前記飽和動作防止回路（Ｄ２）の温度特性に応じて補正する温度特性補正回路（Ｄ３）を設けてなる。
【００３０】
請求項５は、出力電圧に応じて第１の検出電圧を生成する第１の検出回路（１２）と、前記第１の検出電圧に応じて出力電流を前記出力電圧が一定になるように制御する制御回路（１１，１３）と、前記出力電圧に応じて第２の検出電圧を生成する第２の検出回路（Ｒ３、Ｒ４）と、前記第２の検出電圧に応じて制御電流を生成し、前記制御回路（１１、１３）を制御する制御電流生成回路（Ｑ４〜Ｑ６）とを有する電源回路において、
前記第２の検出回路（Ｒ３、Ｒ４）と前記制御電流生成回路（Ｑ４〜Ｑ６）との間に設けられ、前記制御電流生成回路（Ｑ４〜Ｑ６）が飽和動作しないように前記検出電圧を制御する飽和動作防止回路（Ｄ２）を設けてなる。
【００３１】
本発明によれば、飽和動作防止回路（Ｄ２）により制御電流生成回路（Ｑ４〜Ｑ６）が飽和動作しないように前記検出電圧を制御することにより、制御電流生成回路（Ｑ４〜Ｑ６）が飽和動作して、出力電流を制限できなくなることがないので、出力電流を常に制限することができる。このため、所望の特性、例えば、正しいフの字特性を得ることができる。よって、出力電流のばらつきを防止でき、したがって、回路の発熱量を一定にできる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施例の回路構成図を示す。同図中、図３と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００３３】
本実施例の電源回路１００は、電流制限回路１０１の構成が図３に示す従来の電源回路１と相違する。本実施例の電源制限回路１０１は、図３に示す従来の電流制限回路１４において、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点と、トランジスタＱ４のベースとの間にダイオードＤ２を挿入するとともに、ダイオードＤ１と接地端子Ｔgndとの間にダイオードＤ３を挿入した構成とされている。
【００３４】
ダイオードＤ２は、アノードがトランジスタＱ４のベースに接続され、カソードが抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点に接続される。トランジスタＱ４のベース電圧は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点の電位ＶbをダイオードＤ３の順方向電圧分だけシフトアップした電圧となる。
【００３５】
このため、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点の電圧Ｖbが「０」になったとき、トランジスタＱ４のベース電圧は、ダイオードＤ２の順方向電圧に保持される。
このため、出力電圧Ｖ0が「０」になる前に、トランジスタＱ４が飽和することがない。すなわち、出力電圧Ｖ0が「０」になる前に、出力電流Ｉ0が飽和することがない。
【００３６】
ダイオードＤ３は、抵抗Ｒ１及びダイオードＤ１に直列に接続される。ダイオードＤ３は、ダイオードＤ２の温度特性による電圧変化を保証するための素子である。ダイオードＤ３は、ダイオードＤ２と略同じ温度特性を有するものを用いる。
【００３７】
例えば、ダイオードＤ２、Ｄ３が正の温度特性を有する場合、周囲温度が上昇すると、ダイオードＤ２に流れる電流が増加する。このため、トランジスタＱ４のコレクタ電流が増加しようとする。しかし、このとき、ダイオードＤ３に流れる電流が増加する。このため、トランジスタＱ４のエミッタ電流が減少する。よって、トランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉc4には変化が現れない。
【００３８】
図２は本発明の一実施例の電流−電圧特性図を示す。
【００３９】
本実施例の電源回路１００によれば、出力端子Ｔoutが短絡し、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点の電圧Ｖbが「０」、すなわち、出力電圧Ｖ0が「０」になったときに、トランジスタＱ４が飽和しない。このため、図２に示すように出力電流Ｉ0と出力電圧Ｖ0との特性を理想的なフの字特性とすることができる。
【００４０】
よって、ショート電流のバラツキ、温度特性によるショート電流のバラツキを低減でき、ショート電流を安定化できる。このため、電源回路毎の発熱量のバラツキを低減できる。
【００４１】
なお、本実施例では、ダイオードＤ２、Ｄ３は、ダイオード接続されたトランジスタで構成してもよい。また、単なる抵抗であってもよい。要はトランジスタＱ４のベース電圧を抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点からシフトアップできるものであればよい。
【００４２】
【発明の効果】
上述の如く、本発明によれば、飽和動作防止回路により制御電流生成回路が飽和動作しないように前記検出電圧を制御することにより、制御電流生成回路が飽和動作して、出力電流を制限できなくなることがないので、出力電流を常に制限することができ、よって、所望の特性、例えば、理想的なフの字特性を得ることができる。このため、出力電流のばらつきを防止でき、したがって、回路の発熱量を一定にできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の回路構成図である。
【図２】本発明の一実施例の電流−電圧特性図である。
【図３】従来の一例の回路構成図である。
【図４】従来の一例の電流−電圧特性図である。
【符号の説明】
１１ 基準電圧生成回路
１２ 検出回路
１３ 制御回路
２１ 電流源
２２ ツェナーダイオード
３１ 差動増幅回路
Ｑ２ 電流制御用トランジスタ
１００ 電源回路
１０１ 電流制限回路
Ｄ２、Ｄ３ ダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a current limiting circuit and a power supply circuit, and more particularly to a current limiting circuit and a power supply circuit for performing overcurrent protection.
[0002]
[Prior art]
FIG. 4 shows a circuit configuration diagram of an example of the prior art.
[0003]
The conventional power supply circuit 1 includes a reference
[0004]
The reference
[0005]
The
[0006]
The
[0007]
The
[0008]
The transistor Q1 is composed of an NPN transistor. The outputs of the
[0009]
The transistor Q1 controls the base potential of the transistor Q3 constituting the current control transistor Q2 and the current limiting
[0010]
The current limiting
[0011]
The resistors R3 and R4 are connected in series between the output terminal Tout and the ground terminal Tgnd, and divide the output voltage Vout. The divided voltage is supplied to the base of the transistor Q4.
[0012]
Transistor Q4 is formed of a PNP transistor. The base of the transistor Q4 is connected to a connection point between the resistors R3 and R4, the emitter is connected to the collector of the transistor Q3 via the resistor R2, and the collector is connected to the collector and base of the transistor Q5.
[0013]
Transistor Q5 is formed of an NPN transistor. The collector of the transistor Q5 is connected to the collector of the transistor Q4, the emitter is connected to the ground terminal Tgnd, and the base is connected to the collector of the transistor Q4 and the base of the transistor Q6.
[0014]
Transistor Q6 is formed of an NPN transistor. The collector of the transistor Q6 is connected to the base of the transistor Q1, the emitter is connected to the ground terminal Tgnd, and the base is connected to the base and collector of the transistor Q5. Transistors Q5 and Q6 constitute a current mirror circuit, and draw a current corresponding to the collector current of transistor Q4 from the base of transistor Q1.
[0015]
The resistor R1 and the diode D1 are connected in series between the collector of the transistor Q3 and the ground terminal Tgnd, and perform temperature correction of the collector current Ic4 of the transistor Q4.
[0016]
The transistor Q3 is composed of a PNP transistor. The emitter of the transistor Q3 is connected to the input terminal Tin, the collector is connected to the resistors R1 and R2, and the base is connected to the collector of the transistor Q1. The transistor Q3 supplies a current corresponding to the collector potential of the transistor Q1 to the resistor R1 and the resistor R2. Transistors Q2 and Q3 have their element areas set such that the collector current of transistor Q3 is (I0 / n), where I0 is the collector current of transistor Q2.
[0017]
When the transistor Q4 is off and the forward voltage of the diode D1 is VD1, the collector potential Va of the transistor Q3 is
Va = VD1 + R1 × (I0 / n)
It can be expressed as
[0018]
When the potential at the connection point between the resistor R3 and the resistor R4 is Vb and the base-emitter voltage of the transistor Q4 is Vbe4, the collector potential Va of the transistor Q3 is Va = Vb + Vbe4.
Then, the transistor Q4 is turned on.
[0019]
The collector current Ic4 of the transistor Q4 is
[0020]
The collector current Ic4 of the transistor Q4 is drawn from the base of the transistor Q1 by a current mirror circuit composed of transistors Q5 and Q6. As a result, the collector current of the transistor Q1 is reduced, the collector current of the transistor Q2 is reduced, and the output current I0 is limited.
[0021]
At this time, the characteristics of the output current I0 and the output voltage V0 indicate a U-shaped characteristic.
[0022]
FIG. 4 shows a current-voltage characteristic diagram of a conventional example.
[0023]
When the voltage Vb decreases in the power supply circuit 1 and enters the saturation region of the transistor Q4, the collector current Ic4 of the transistor Q4 is saturated. For this reason, as shown in FIG. 4, the output current I0 was saturated at a predetermined current Ic.
[0024]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the conventional power supply circuit 1 has current-voltage characteristics as shown in FIG. 4, variations in short-circuit current due to elements and variations in short-circuit current due to temperature characteristics occur. As a result, variations in the amount of heat generated between the power supply circuits occur. Further, since the output voltage V0 rises gently at the saturated portion indicated by A in FIG. 4 at the time of start-up under an overcurrent load, a start-up failure may occur.
[0025]
The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a current limiting circuit and a power supply circuit capable of approximating the current-voltage characteristic to an ideal U-shaped characteristic.
[0026]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a detection circuit (R3, R4) that generates a detection voltage (Vb) according to an output voltage (Vout), and a control current generation that generates a control current according to the detection voltage (Vb). A current limiting circuit (101) having a circuit (Q4 to Q6) and limiting an output current according to the control current,
Provided between the detection circuits (R3, R4) and the control current generation circuits (Q4 to Q6), and controls the detection voltage (Vb) so that the control current generation circuits (Q4 to Q6) do not operate in saturation. A saturation operation prevention circuit (D2) is provided.
[0027]
According to a second aspect of the present invention, the control current generation circuit (Q4 to Q6) includes a transistor (Q4) that is supplied with the detection voltage (Vb) to a base and outputs the control current from a collector, and prevents the saturation operation. The circuit (D2) operates to shift the detection voltage so that the transistor (Q4) does not saturate.
[0028]
According to a third aspect of the present invention, the saturation operation prevention circuit (D2) is a diode connected in series between the detection circuit (R3, R4) and the base of the transistor (Q4).
[0029]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a temperature characteristic correction circuit (D3) for correcting the control current output from the control current generation circuit (Q4, Q6) according to the temperature characteristic of the saturation operation prevention circuit (D2).
[0030]
According to a fifth aspect of the present invention, the first detection circuit (12) that generates the first detection voltage according to the output voltage, and the output current according to the first detection voltage is controlled so that the output voltage becomes constant. A control circuit (11, 13) for generating, a second detection circuit (R3, R4) for generating a second detection voltage in accordance with the output voltage, and a control current in accordance with the second detection voltage. In a power supply circuit having a control current generation circuit (Q4 to Q6) for controlling the control circuit (11, 13),
Provided between the second detection circuit (R3, R4) and the control current generation circuit (Q4 to Q6), and controls the detection voltage so that the control current generation circuit (Q4 to Q6) does not saturate. A saturation operation prevention circuit (D2) is provided.
[0031]
According to the present invention, the control current generation circuit (Q4 to Q6) is operated in saturation by controlling the detection voltage so that the control current generation circuit (Q4 to Q6) is not operated in saturation by the saturation operation prevention circuit (D2). Thus, since the output current cannot be limited, the output current can always be limited. For this reason, a desired characteristic, for example, a correct U-shaped characteristic can be obtained. Therefore, variations in output current can be prevented, and therefore the amount of heat generated by the circuit can be made constant.
[0032]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those in FIG.
[0033]
The power supply circuit 100 of this embodiment is different from the conventional power supply circuit 1 shown in FIG. The power
[0034]
The diode D2 has an anode connected to the base of the transistor Q4 and a cathode connected to a connection point between the resistor R3 and the resistor R4. The base voltage of the transistor Q4 is a voltage obtained by shifting up the potential Vb at the connection point between the resistors R3 and R4 by the forward voltage of the diode D3.
[0035]
Therefore, when the voltage Vb at the connection point between the resistor R3 and the resistor R4 becomes “0”, the base voltage of the transistor Q4 is held at the forward voltage of the diode D2.
Therefore, the transistor Q4 does not saturate before the output voltage V0 becomes “0”. That is, the output current I0 does not saturate before the output voltage V0 becomes “0”.
[0036]
The diode D3 is connected in series with the resistor R1 and the diode D1. The diode D3 is an element for guaranteeing a voltage change due to the temperature characteristic of the diode D2. As the diode D3, a diode having substantially the same temperature characteristics as the diode D2 is used.
[0037]
For example, when the diodes D2 and D3 have positive temperature characteristics, the current flowing through the diode D2 increases as the ambient temperature increases. For this reason, the collector current of the transistor Q4 tends to increase. However, at this time, the current flowing through the diode D3 increases. For this reason, the emitter current of the transistor Q4 decreases. Therefore, no change appears in the collector current Ic4 of the transistor Q4.
[0038]
FIG. 2 shows a current-voltage characteristic diagram of one embodiment of the present invention.
[0039]
According to the power supply circuit 100 of the present embodiment, when the output terminal Tout is short-circuited and the voltage Vb at the connection point between the resistor R3 and the resistor R4 is “0”, that is, the output voltage V0 is “0”, Transistor Q4 is not saturated. For this reason, as shown in FIG. 2, the characteristics of the output current I0 and the output voltage V0 can be made an ideal U-shaped characteristic.
[0040]
Therefore, variation in short-circuit current and variation in short-circuit current due to temperature characteristics can be reduced, and short-circuit current can be stabilized. For this reason, variation in the amount of heat generated for each power supply circuit can be reduced.
[0041]
In the present embodiment, the diodes D2 and D3 may be constituted by diode-connected transistors. Further, it may be a simple resistance. The point is that the base voltage of the transistor Q4 can be shifted up from the connection point of the resistors R3 and R4.
[0042]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, by controlling the detection voltage so that the control current generating circuit does not saturate by the saturation operation preventing circuit, the control current generating circuit saturates and the output current cannot be limited. Therefore, it is possible to always limit the output current, so that a desired characteristic, for example, an ideal U-shaped characteristic can be obtained. For this reason, variation in output current can be prevented, and therefore the amount of heat generated by the circuit can be made constant.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a current-voltage characteristic diagram of one embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a conventional example.
FIG. 4 is a current-voltage characteristic diagram of a conventional example.
[Explanation of symbols]
11 Reference
Claims (6)
前記検出回路と前記トランジスタのベースとの間に直列に設けられ、前記トランジスタが飽和動作しないように前記検出電圧をシフトさせる第１のダイオードと、
前記トランジスタのエミッタ側とグランドとの間にカソードをグランド側にして直列に設けられた第２のダイオード及び第３のダイオードとを有することを特徴とする電流制限回路。A detection circuit that generates a detection voltage according to the output voltage; and a control current generation circuit that generates a control current according to the detection voltage, the control current generation circuit being supplied with the detection voltage as a base; In a current limiting circuit that includes a transistor that outputs the control current from a collector and limits the output current according to the control current,
A first diode which is provided in series between the detection circuit and the base of the transistor and shifts the detection voltage so that the transistor does not saturate ;
A current limiting circuit comprising: a second diode and a third diode provided in series with a cathode as a ground side between an emitter side of the transistor and a ground .
前記検出回路と前記トランジスタのベースとの間に直列に設けられ、前記トランジスタが飽和動作しないように前記検出電圧をシフトさせる第１のダイオードと、
前記トランジスタのエミッタ側とグランドとの間にカソードをグランド側にして直列に設けられた第２のダイオードとを有し、
前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの温度特性が同じ、ことを特徴とする電流制限回路。A detection circuit that generates a detection voltage according to the output voltage; and a control current generation circuit that generates a control current according to the detection voltage, the control current generation circuit being supplied with the detection voltage as a base; In a current limiting circuit that includes a transistor that outputs the control current from a collector and limits the output current according to the control current,
A first diode which is provided in series between the detection circuit and the base of the transistor and shifts the detection voltage so that the transistor does not saturate ;
A second diode provided in series with the cathode on the ground side between the emitter side of the transistor and the ground;
A current limiting circuit , wherein the temperature characteristics of the first diode and the second diode are the same .
前記第２の検出回路と前記トランジスタのベースとの間に直列に設けられ、前記トランジスタが飽和動作しないように前記第２の検出電圧をシフトさせる第１のダイオードと、
前記トランジスタのエミッタ側とグランドとの間にカソードをグランド側にして直列に設けられた第２のダイオード及び第３のダイオードとを有することを特徴とする電源回路。A first detection circuit that generates a first detection voltage according to an output voltage; a control circuit that controls an output current according to the first detection voltage so that the output voltage is constant; and the output voltage generating a second detection voltage in response to a second detection circuit, said to have a control current generating circuit for controlling the control circuit in response to the second detection voltage, wherein said control current generating circuit, said In a power supply circuit including a transistor in which a second detection voltage is supplied to a base and outputs a control current from a collector ,
A first diode which is provided in series between the second detection circuit and the base of the transistor and shifts the second detection voltage so that the transistor does not saturate ;
2. A power supply circuit comprising: a second diode and a third diode provided in series with a cathode as a ground side between an emitter side of the transistor and a ground .
前記第２の検出回路と前記トランジスタのベースとの間に直列に設けられ、前記トランジスタが飽和動作しないように前記第２の検出電圧をシフトさせる第１のダイオードと、
前記トランジスタのエミッタ側とグランドとの間にカソードをグランド側にして直列に設けられた第２のダイオードとを有し、
前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの温度特性が同じ、ことを特徴とする電源回路。A first detection circuit that generates a first detection voltage according to an output voltage; a control circuit that controls an output current according to the first detection voltage so that the output voltage is constant; and the output voltage generating a second detection voltage in response to a second detection circuit, said to have a control current generating circuit for controlling the control circuit in response to the second detection voltage, wherein said control current generating circuit, said In a power supply circuit including a transistor in which a second detection voltage is supplied to a base and outputs a control current from a collector ,
A first diode which is provided in series between the second detection circuit and the base of the transistor and shifts the second detection voltage so that the transistor does not saturate ;
A second diode provided in series with the cathode on the ground side between the emitter side of the transistor and the ground;
The power supply circuit, wherein the first diode and the second diode have the same temperature characteristics .
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