JP4682545B2

JP4682545B2 - Motor rotational position angle estimation method, motor rotational position angle estimation device, inverter control method, and inverter control device

Info

Publication number: JP4682545B2
Application number: JP2004188450A
Authority: JP
Inventors: 直人小林; 敏行前田
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2004-06-25
Filing date: 2004-06-25
Publication date: 2011-05-11
Anticipated expiration: 2024-06-25
Also published as: JP2006014496A

Description

この発明はモータの回転位置角推定方法及びモータの回転位置角推定装置並びにインバータ制御方法及びインバータ制御装置に関し、例えばインバータの制御技術に適用することができる。 The present invention relates to a motor rotational position angle estimation method, a motor rotational position angle estimation device, an inverter control method, and an inverter control device, and can be applied to, for example, an inverter control technique.

従来から、回転位置角に同期させて電圧及び電流を制御することでトルク及び回転速度を制御して、突極性を有するモータ（以下、「突極モータ」という）を効率良く動作させている。このため、回転位置角を検出する必要がある。検出するために例えば位置センサを設けてもよいが、コストの増加及び制御装置の大型化を招き、あまり実用的でない。 Conventionally, a motor having saliency (hereinafter referred to as a “saliency pole motor”) is operated efficiently by controlling the torque and the rotational speed by controlling the voltage and current in synchronization with the rotational position angle. For this reason, it is necessary to detect the rotational position angle. For example, a position sensor may be provided for detection, but this increases the cost and enlarges the control device, and is not practical.

そこで従来から、センサレスで回転位置角を推定する制御技術が開発されている。例えば、回転子が突極性を有する場合において、その突極性を利用して回転位置角を推定する方法が提案されている。 Therefore, conventionally, a control technique for estimating the rotational position angle without a sensor has been developed. For example, when the rotor has a saliency, a method for estimating the rotational position angle using the saliency has been proposed.

なお、本発明に関連する技術を以下に示す。上記したセンサレス制御技術は、例えば非特許文献１に示されている。 In addition, the technique relevant to this invention is shown below. The sensorless control technique described above is disclosed in Non-Patent Document 1, for example.

陳志謙、他３名，「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレス位置推定法と安定性の検討」，平成１０年電気学会産業応用部門全国大会論文集，Ｎｏ．５９，１９９８年，ｐ．１７９−１８２Chen Zhen, 3 others, “Sensorless position estimation method and stability of salient pole type brushless DC motor”, 1998 IEEJ National Conference on Industrial Applications, No. 59, 1998, p. 179-182 山田和範、他３名，「高周波電流注入方式による突極形ＰＭモータの低速領域におけるセンサレス位置・速度推定法」，平成８年電気学会産業応用部門全国大会論文集，Ｎｏ．１０３，１９９６年，ｐ．３０７−３１０Kazunori Yamada and three others, “Sensorless position / speed estimation method in the low speed region of salient pole type PM motor by high frequency current injection method”, 1996 Annual Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, No. 103, 1996, p. 307-310 藍原隆司、他２名，「センサレス方式による突極形同期モータのゼロ速トルク制御」，平成８年電気学会産業応用部門全国大会論文集，Ｎｏ．１７０，１９９６年，ｐ．１−２Takashi Aihara and two others, “Zero-speed torque control of salient pole type synchronous motor by sensorless method”, Proceedings of the 1996 Annual Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, No. 170, 1996, p. 1-2

センサレス制御技術には、突極モータを駆動する駆動電圧に重畳した高周波電圧に基づいて回転位置角を推定するものがある。すなわち、高周波電圧が重畳した駆動電圧に基づいて電圧、電流及び磁束鎖交数等の物理量を得て、それらの物理量から高周波成分が抽出される。そして、当該高周波成分を用いて回転位置角が推定される。 Some sensorless control techniques estimate a rotational position angle based on a high-frequency voltage superimposed on a drive voltage for driving a salient pole motor. That is, physical quantities such as voltage, current, and number of flux linkages are obtained based on the drive voltage on which the high frequency voltage is superimposed, and high frequency components are extracted from these physical quantities. Then, the rotational position angle is estimated using the high frequency component.

物理量から高周波成分を抽出する際には、例えばＢＰＦ（Band Pass Filter）やＦＦＴ（Fast Fourier Transform）が用いられる。この技術は、例えば上記した非特許文献２及び非特許文献３で紹介されている。 When extracting a high frequency component from a physical quantity, for example, BPF (Band Pass Filter) or FFT (Fast Fourier Transform) is used. This technique is introduced in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3, for example.

しかし、ＢＰＦ等に入力される物理量は、突極モータの固定子に対する固定座標系で与えられるため、駆動電圧の周波数成分と高周波電圧の周波数成分とを含む。このため、高周波電圧の周波数近傍の狭い通過帯域でＢＰＦ等を設計する必要があり、そのような設計は、ＢＰＦ等において位相ずれを生じる原因にもなっていた。また、位相ずれを考慮しつつも狭い通過帯域でＢＰＦ等を設計することは、困難であった。 However, since the physical quantity input to the BPF or the like is given in a fixed coordinate system for the stator of the salient pole motor, it includes a frequency component of the drive voltage and a frequency component of the high-frequency voltage. For this reason, it is necessary to design a BPF or the like in a narrow pass band near the frequency of the high-frequency voltage, and such a design also causes a phase shift in the BPF or the like. In addition, it has been difficult to design a BPF or the like with a narrow passband while considering phase shift.

本発明は、上述の事情に鑑みてなされたものであり、位相ずれの発生を妨げつつ、物理量の高周波成分を効率良く抽出することが目的とされる。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to efficiently extract a high-frequency component of a physical quantity while preventing the occurrence of a phase shift.

この発明の請求項１にかかるモータの回転位置角推定方法は、突極性を有するモータを駆動する駆動電圧に、前記駆動電圧の第１周波数（ω）よりも高い第２周波数（ω_h）の高周波電圧（ｖ_h,α，ｖ_h,β）が重畳しており、（ａ）前記高周波電圧が重畳した前記駆動電圧（ｖ_α，ｖ_β）に基づき前記モータの固定子に対する固定座標系で与えられる物理量（λ_α，λ_β；ｖ_α，ｖ_β；ｉ_α，ｉ_β）を、前記モータの回転子について設定された回転座標系へと変換するステップと、（ｂ）前記ステップ（ａ）で変換された前記物理量を濾波して、少なくともその直流成分を除去するステップと、（ｃ）前記ステップ（ｂ）で濾波された前記物理量を、前記固定座標系へと変換するステップと、（ｄ）前記ステップ（ｃ）で変換された前記物理量を用いて回転位置角を求めるステップとを備える。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a method for estimating a rotational position angle of a motor, wherein a driving voltage for driving a motor having saliency has a second frequency (ω _h ) higher than the first frequency (ω) of the driving voltage. High-frequency voltages (v _{h, α} , v _{h, β} ) are superimposed, and (a) a fixed coordinate system for the stator of the motor based on the drive voltages (v _α , v _β ) on which the high-frequency voltages are superimposed. Converting a given physical quantity (λ _α , λ _β ; v _α , v _β ; i _α , i _β ) into a rotational coordinate system set for the rotor of the motor; and (b) the step (a Filtering the physical quantity converted in step (b) to remove at least its direct current component; (c) converting the physical quantity filtered in step (b) to the fixed coordinate system ; d) The product converted in the step (c) Obtaining a rotational position angle using a rationale .

この発明の請求項２にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項１記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記ステップ（ｂ）は、所定の周波数帯域に属する成分だけを通過させる。 According to a second aspect of the present invention, there is provided a method for estimating a rotational position angle of a motor according to the first aspect, wherein the step (b) passes only components belonging to a predetermined frequency band. Let

この発明の請求項３にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項２記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記所定の周波数帯域は、周波数の上限と下限を有する。 According to a third aspect of the present invention, there is provided a method for estimating a rotational position angle of a motor according to the second aspect, wherein the predetermined frequency band has an upper limit and a lower limit of the frequency.

この発明の請求項４にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法であって、（Ａ）前記高周波電圧が重畳した前記駆動電圧（ｖ_α，ｖ_β）と、これに従って流れる電流（ｉ_α，ｉ_β）と、前記モータのインダクタンス（Ｌ_q；Ｌ_d）とに基づいて磁束鎖交数（λ_α，λ_β）を求めるステップと、（Ｂ）前記ステップ（ａ）乃至前記ステップ（ｃ）に従って、前記磁束鎖交数の高周波成分（λ_h,α，λ_h,β）を求めるステップとを備え、前記ステップ（ｄ）は、（Ｃ）少なくとも前記磁束鎖交数の前記高周波成分を用いて回転位置角（θ_re）を求めるステップを備える。 According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a method for estimating the rotational position angle of a motor according to any one of the first to third aspects, wherein (A) the high-frequency voltage Based on the superimposed drive voltages (v _α , v _β ), currents (i _α , i _β ) flowing in accordance with the superposed drive voltages (v _α , v _β ), and the motor inductance (L _q ; L _d ), the number of flux linkages (λ _α , λ _β ), and (B) obtaining high-frequency components (λ _{h, α} , λ _{h, β} ) of the flux linkage number according to steps (a) to (c) , the step (d) comprises the steps of obtaining the (C) the rotational position angle by using the high frequency components of at least the flux linkage (θ _re).

この発明の請求項５にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項４記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記ステップ（Ｃ）は、前記回転座標系で与えられる前記電流の高周波成分（ｉ_ｈ，ｄ；ｉ_ｈ，ｑ）を求め、前記磁束鎖交数の前記高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）及び前記電流の前記高周波成分を用いて回転位置角（θ_ｒｅ）を求める。 According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a method for estimating a rotational position angle of a motor according to the fourth aspect of the present invention, wherein the step (C) includes the step of calculating the current given by the rotational coordinate system. A high frequency component (i _{h, d} ; i _{h, q} ) is obtained, and the rotational position angle (( _{h, α} , λ _{h, β} ) of the flux linkage number and the high frequency component of the current are θ _re ) is obtained.

この発明の請求項６にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項４記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記ステップ（Ａ）〜（Ｃ）が繰り返し実行され、前記ステップ（Ｃ）は、前記磁束鎖交数の高周波成分（λ_h,α，λ_h,β）から多値で求まる前記回転位置角（θ_re）を、前回のステップ（Ｃ）において求められた前記回転位置角（θ_re1）に基づいて一つ選定する。 According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a motor rotational position angle estimating method according to the fourth aspect, wherein the steps (A) to (C) are repeatedly executed, and the step ( C) represents the rotation position angle (θ _re ) obtained in multiple values from the high frequency components (λ _{h, α} , λ _{h, β} ) of the flux linkage number, and the rotation obtained in the previous step (C). Select one based on the position angle (θ _re1 ).

この発明の請求項７にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項１乃至請求項６のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記第１周波数（ω）の値が増加／減少するに従って、前記第２周波数（ω_ｈ）の値が増加／減少する。 A motor rotational position angle estimation method according to a seventh aspect of the present invention is the motor rotational position angle estimation method according to any one of the first to sixth aspects, wherein the high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) increases / decreases in value of the second frequency (ω _h ) as the value of the first frequency (ω) increases / decreases.

この発明の請求項８にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項１乃至請求項７のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記第２周波数（ω_ｈ）の複数を有する。 A motor rotational position angle estimating method according to an eighth aspect of the present invention is the motor rotational position angle estimating method according to any one of the first to seventh aspects, wherein the high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) has a plurality of the second frequencies (ω _h ).

この発明の請求項９にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項４乃至請求項６のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、時間的に間欠なパルスである。 A method for estimating a rotational position angle of a motor according to a ninth aspect of the present invention is the method for estimating the rotational position angle of a motor according to any one of the fourth to sixth aspects, wherein the high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) are temporally intermittent pulses.

この発明の請求項１０にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項１乃至請求項６のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記駆動電圧を発生させる際に生じるリプルである。 A method for estimating a rotational position angle of a motor according to a tenth aspect of the present invention is the method for estimating a rotational position angle of a motor according to any one of the first to sixth aspects, wherein the high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) are ripples generated when the drive voltage is generated.

この発明の請求項１１にかかるインバータ制御方法は、前記モータは、電圧指令値（ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，β）に基づいてインバータ（５）を介して制御され、請求項１乃至請求項１０のいずれか一つにかかる回転位置角推定方法で得られる前記回転位置角（θ_ｒｅ）を用いて、前記インバータに入力する前記電圧指令値を求める。 In an inverter control method according to an eleventh aspect of the present invention, the motor is controlled via an inverter (5) based on voltage command values (v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β} ). The voltage command value to be input to the inverter is obtained using the rotational position angle (θ _re ) obtained by the rotational position angle estimation method according to claim 10.

この発明の請求項１２にかかるモータの回転位置角推定装置は、第１座標変換部（１２１）と、第２座標変換部（１２２）と、濾波部（１２３）と、位置角演算部とを備え、突極性を有するモータを駆動する駆動電圧に、前記駆動電圧の第１周波数（ω）よりも高い第２周波数（ω_h）の高周波電圧（ｖ_h,α，ｖ_h,β）が重畳しており、前記第１座標変換部は、前記高周波電圧が重畳した前記駆動電圧に基づき前記モータの固定子に対する固定座標系で与えられる物理量（λ_α，λ_β；ｖ_α，ｖ_β；ｉ_α，ｉ_β）を、前記モータの回転子について設定された回転座標系へと変換し、前記濾波部は、前記第１座標変換部で変換された前記物理量を濾波して、少なくともその直流成分を除去し、前記第２座標変換部は、前記濾波部で濾波された前記物理量を、前記固定座標系へと変換し、前記位置角演算部は、前記第２座標変換部で変換された前記物理量を用いて回転位置角を求める。 According to a twelfth aspect of the present invention, there is provided a motor rotational position angle estimating device comprising: a first coordinate conversion unit (121); a second coordinate conversion unit (122); a filtering unit (123); and a position angle calculation unit . A high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) having a second frequency (ω _h ) higher than the first frequency (ω) of the drive voltage is superimposed on the drive voltage for driving the motor having saliency. The first coordinate conversion unit is a physical quantity (λ _α , λ _β ; v _α , v _β ; i) given in a fixed coordinate system for the stator of the motor based on the drive voltage on which the high-frequency voltage is superimposed. _α , i _β ) to a rotating coordinate system set for the rotor of the motor, and the filtering unit filters the physical quantity converted by the first coordinate converting unit, and at least the DC component thereof And the second coordinate conversion unit is filtered by the filtering unit. The serial physical quantity, converted to the fixed coordinate system, the position angle calculation unit obtains the rotational position angle by using the physical quantity converted by the second coordinate conversion unit.

この発明の請求項１３にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１２記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記濾波部（１２３）は、所定の周波数帯域に属する成分だけを通過させる。 According to a thirteenth aspect of the present invention, there is provided the rotational position angle estimating device for a motor according to the twelfth aspect, wherein the filtering unit (123) extracts only components belonging to a predetermined frequency band. Let it pass.

この発明の請求項１４にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１３記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記濾波部（１２３）は、バンドパスフィルタである。 According to a fourteenth aspect of the present invention, there is provided the rotational position angle estimating device for a motor according to the thirteenth aspect, wherein the filtering section (123) is a bandpass filter.

この発明の請求項１５にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１２乃至請求項１４のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置であって、第１演算部（１１）を更に備え、前記位置角演算部は第２演算部を備え、前記第１演算部は、前記高周波電圧が重畳した前記駆動電圧（ｖ_α，ｖ_β）と、これに従って流れる電流（ｉ_α，ｉ_β）と、前記モータのインダクタンス（Ｌ_q；Ｌ_d）とに基づいて磁束鎖交数（λ_α，λ_β）を求め、前記第１座標変換部（１２１）、前記第２座標変換部（１２２）及び前記濾波部（１２３）は、前記磁束鎖交数の高周波成分（λ_h,α，λ_h,β）を求め、前記第２演算部は、少なくとも前記磁束鎖交数の前記高周波成分を用いて回転位置角（θ_re）を求める。
A motor rotational position angle estimating apparatus according to a fifteenth aspect of the present invention is the motor rotational position angle estimating apparatus according to any one of the twelfth to fourteenth aspects, wherein the first computing section (11 ). The position angle calculation unit includes a second calculation unit, and the first calculation unit includes the drive voltage (v _α , v _β ) on which the high-frequency voltage is superimposed, and a current (i _α , i _β ) and the inductance (L _q ; L _d ) of the motor, the flux linkage numbers (λ _α , λ _β ) are obtained, and the first coordinate conversion unit (121) and the second coordinate conversion unit are obtained. (122) and the filtering unit (123) obtain a high frequency component (λ _{h, α} , λ _{h, β} ) of the magnetic flux linkage number, and the second calculation unit at least the high frequency component of the magnetic flux linkage number. The rotational position angle (θ _re ) is obtained using the component.

この発明の請求項１６にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１５記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記第１座標変換部（１２１）及び前記濾波部（１２３）は、前記回転座標系で与えられる前記電流の高周波成分（ｉ_ｈ，ｄ；ｉ_ｈ，ｑ）を更に求め、前記第２演算部（１３）は、前記磁束鎖交数の前記高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）及び前記電流の前記高周波成分を用いて回転位置角（θ_ｒｅ）を求める。 According to a sixteenth aspect of the present invention, there is provided a motor rotational position angle estimating device according to the fifteenth aspect, wherein the first coordinate conversion unit (121) and the filtering unit (123) are The high-frequency component (i _{h, d} ; i _{h, q} ) of the current given in the rotating coordinate system is further obtained, and the second calculation unit (13) is configured to obtain the high-frequency component (λ _{h of the} flux linkage number). _{, Α} , λh _{, β} ) and the high-frequency component of the current, the rotational position angle (θ _re ) is obtained.

この発明の請求項１７にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１５記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記第１演算部（１１）が前記鎖交磁束を求め、前記第１座標変換部（１２１）、前記第２座標変換部（１２２）及び前記濾波部（１２３）が前記鎖交磁束の高周波成分を求め、前記第２演算部（２３）が前記高周波成分を用いて前記回転位置角を求める工程が繰り返し実行され、前記第２演算部（２３）は、前記磁束鎖交数の高周波成分（λ_h,α，λ_h,β）から多値で求まる前記回転位置角（θ_re）を、前回の前記工程において求められた前記回転位置角に基づいて一つ選定する。

According to a seventeenth aspect of the present invention, the rotational position angle estimating apparatus for a motor according to the fifteenth aspect is the rotational position angle estimating apparatus for a motor according to the fifteenth aspect, wherein the first calculation unit (11) determines the interlinkage magnetic flux, The first coordinate conversion unit (121), the second coordinate conversion unit (122), and the filtering unit (123) obtain a high frequency component of the flux linkage, and the second calculation unit (23) uses the high frequency component. step of determining the rotation position angle are repeatedly executed Te, the second arithmetic unit (23) is pre-Symbol flux linkage of the high-frequency component _{_{(λ h, α, λ h}} , β) the rotation obtained by multi-value from One position angle (θ _re ) is selected based on the rotational position angle obtained in the previous step .

この発明の請求項１８にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１２乃至請求項１７のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記第１周波数（ω）が増加／減少するに従って、前記第２周波数（ω_ｈ）が増加／減少する。 According to an eighteenth aspect of the present invention, there is provided a rotational position angle estimating device for a motor according to any one of the twelfth to seventeenth aspects, wherein the high frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) increases / decreases in the second frequency (ω _h ) as the first frequency (ω) increases / decreases.

この発明の請求項１９にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１２乃至請求項１８のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記第２周波数（ω_ｈ）の複数を有する。 A motor rotational position angle estimating device according to a nineteenth aspect of the present invention is the motor rotational position angle estimating device according to any one of the twelfth to eighteenth aspects, wherein the high frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) has a plurality of the second frequencies (ω _h ).

この発明の請求項２０にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１５乃至請求項１７のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、時間的に間欠なパルスである。 A motor rotational position angle estimating apparatus according to a twentieth aspect of the present invention is the motor rotational position angle estimating apparatus according to any one of the fifteenth to seventeenth aspects, wherein the high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) are temporally intermittent pulses.

この発明の請求項２１にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１２乃至請求項１７のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記駆動電圧（ｖ_１，α，ｖ_１，β）を発生させる際に生じるリプルである。 A motor rotational position angle estimating device according to a twenty-first aspect of the present invention is the motor rotational position angle estimating device according to any one of the twelfth to seventeenth aspects, wherein the high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) is a ripple generated when the drive voltage (v _{1, α} , v _{1, β} ) is generated.

この発明の請求項２２にかかるインバータ制御装置は、請求項１２乃至請求項２１のいずれか一つにかかる回転位置角推定装置と、電流制御部（４）とを備え、前記電流制御部は、前記回転位置角推定装置で得られる前記回転位置角（θ_ｒｅ）を用いて、電圧指令値（ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，β）を求め、前記モータは、前記電圧指令値に基づいてインバータ（５）を介して制御される。 An inverter control device according to a twenty-second aspect of the present invention includes the rotational position angle estimation device according to any one of the twelfth to twenty-first aspects, and a current control unit (4), wherein the current control unit includes: A voltage command value (v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β} ) is obtained using the rotation position angle (θ _re ) obtained by the rotation position angle estimation device, and the motor is based on the voltage command value. And is controlled via an inverter (5).

この発明の請求項１にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１２にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、電圧、磁束鎖交数及び電流等の物理量を回転座標系へ変換することで、その第１周波数成分は直流成分となる。よって、濾波により物理量の第１周波数成分が除去され、その高周波成分だけが効率良く取り出される。しかも、濾波部において周波数の通過帯域を広く設定することができるので、濾波部での位相ずれの発生が妨げられる。 According to the method for estimating the rotational position angle of the motor according to the first aspect of the present invention or the apparatus for estimating the rotational position angle of the motor according to the twelfth aspect, physical quantities such as voltage, flux linkage number, and current are converted into the rotational coordinate system. Thus, the first frequency component becomes a direct current component. Therefore, the first frequency component of the physical quantity is removed by filtering, and only the high frequency component is efficiently extracted. In addition, since the frequency pass band can be set wide in the filtering unit, the occurrence of a phase shift in the filtering unit is prevented.

この発明の請求項２にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１３にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、物理量の第１周波数成分を除去しつつも、高周波成分のうち所望の周波数成分だけが得られる。 According to the method for estimating the rotational position angle of the motor according to the second aspect of the present invention or the rotational position angle estimating device for the motor according to the thirteenth aspect, while removing the first frequency component of the physical quantity, Only frequency components are obtained.

この発明の請求項３にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１４にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、高周波ノイズが除去される。 According to the method for estimating the rotational position angle of the motor according to the third aspect of the present invention or the rotational position angle estimating apparatus for the motor according to the fourteenth aspect, high frequency noise is removed.

この発明の請求項４または請求項５にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１５または請求項１６にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、物理量として磁束鎖交数が採用され、その高周波成分だけが効率良く取り出される。よって、回転位置角が精度良く求まる。 According to the rotational position angle estimation method of the motor according to claim 4 or claim 5 of the present invention or the rotational position angle estimation device of the motor according to claim 15 or claim 16, the number of magnetic flux linkages is adopted as a physical quantity, Only the high frequency components are extracted efficiently. Therefore, the rotational position angle can be obtained with high accuracy.

この発明の請求項６にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１７にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、電流の高周波成分を求める必要がないので、当該高周波成分が含む誤差による影響が妨げられ、より精度良く回転位置角が求まる。 According to the method for estimating the rotational position angle of the motor according to the sixth aspect of the present invention or the rotational position angle estimating device of the motor according to the seventeenth aspect, it is not necessary to obtain the high frequency component of the current. The influence is hindered, and the rotational position angle can be obtained with higher accuracy.

この発明の請求項７にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１８にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、第１周波数の値の減少に従って、高周波電圧の第２周波数の値も減少するので、高周波電圧による騒音が低減される。 According to the method for estimating the rotational position angle of the motor according to claim 7 of the present invention or the rotational position angle estimating device of the motor according to claim 18, the value of the second frequency of the high-frequency voltage is also reduced as the value of the first frequency decreases. Since it decreases, the noise due to the high frequency voltage is reduced.

この発明の請求項８にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１９にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、高周波電圧が単一の周波数を有する場合に比べて、突出音が低減される。 According to the method for estimating the rotational position angle of the motor according to the eighth aspect of the present invention or the rotational position angle estimating device of the motor according to the nineteenth aspect, the projecting noise is reduced as compared with the case where the high frequency voltage has a single frequency. Is done.

この発明の請求項９にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項２０にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、高周波電圧が断続的に注入されるので、高周波電圧による騒音が低減される。 According to the method for estimating the rotational position angle of the motor according to the ninth aspect of the present invention or the rotational position angle estimating device of the motor according to the twentieth aspect, since the high frequency voltage is intermittently injected, noise due to the high frequency voltage is reduced. The

この発明の請求項１０にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項２１にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、高周波電圧を注入する必要がなくなるので、高周波電圧による騒音がより一層低減される。 According to the method for estimating the rotational position angle of the motor according to the tenth aspect of the present invention or the rotational position angle estimating apparatus for the motor according to the twenty-first aspect, since it is not necessary to inject a high frequency voltage, noise due to the high frequency voltage is further reduced. Is done.

この発明の請求項１１にかかるインバータ制御方法もしくは請求項２２にかかるインバータ制御装置によれば、回転位置角を考慮した電圧指令値が得られるので、モータが精度良く制御される。 According to the inverter control method according to the eleventh aspect of the present invention or the inverter control device according to the twenty-second aspect, since the voltage command value in consideration of the rotational position angle is obtained, the motor is controlled with high accuracy.

第１の実施の形態．
図１は、本実施の形態にかかるモータの回転位置角推定装置Ａ１を概念的に示すブロック図である。回転位置角推定装置Ａ１は、回転位置角推定部１、突極モータ２、高周波電圧発生部３、電流制御部４、インバータ５、３／２相変換部６、スイッチング部７２、初期位置検出部８、速度制御部３１、回転速度計算部３２及び回転座標変換部３３を備える。 First embodiment.
FIG. 1 is a block diagram conceptually showing a rotational position angle estimation device A1 for a motor according to the present embodiment. The rotational position angle estimation device A1 includes a rotational position angle estimation unit 1, a salient pole motor 2, a high frequency voltage generation unit 3, a current control unit 4, an inverter 5, a 3/2 phase conversion unit 6, a switching unit 72, and an initial position detection unit. 8. A speed control unit 31, a rotation speed calculation unit 32, and a rotation coordinate conversion unit 33 are provided.

電流制御部４は、電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βを発生させる。電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βは、突極モータ２の回転速度ｍと極対数ｎとの積で表される駆動電源角周波数ωを有する。ここで、下付きで示されるα及びβは、突極モータ２の固定子に対する固定座標系の直交する座標軸をそれぞれ示し、以下において同様である。 The current control unit 4 generates voltage command values v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β} . The voltage command values v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β} have a drive power supply angular frequency ω represented by the product of the rotational speed m of the salient pole motor 2 and the number of pole pairs n. Here, α and β shown as subscripts indicate orthogonal coordinate axes of the fixed coordinate system with respect to the stator of the salient pole motor 2, and the same applies hereinafter.

高周波電圧発生部３は、入力される位相θ_ｈに従って高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βを発生させる。このとき高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βは、駆動電源角周波数ωよりも高い一定の角周波数ω_ｈを有する。 High-frequency voltage generator 3, the high-frequency voltage command value v ^* _h in accordance with the phase theta _h _{inputted, alpha,} v ^* _h, to generate _beta. At this time, the high-frequency voltage command values v ^* _{h, α} , v ^* _{h, β} have a constant angular frequency ω _h that is higher than the drive power supply angular frequency ω.

加算器３４は、電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βに、高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βを重畳する。そして、高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βが重畳した電圧指令値ｖ^* _α，ｖ^* _βは、インバータ５へと入力される。 The adder 34 superimposes the high-frequency voltage command values v ^* _{h, α} , v ^* _{h, β} on the voltage command values v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β} . Then, high-frequency voltage command value ^{_{^{v * h, α, v *}}} h, β is the voltage command value obtained by superposing v ^{^*} _{_α,} v ^* β is inputted to the inverter 5.

インバータ５は、３／２相変換要素５１とＰＷＭ（Pulse Width Modulation）部５２、インバータ回路５３とを含む。入力された電圧指令値ｖ^* _α，ｖ^* _βは、３／２相変換要素５１において２相の電圧指令値ｖ^* _α，ｖ^* _βから３相の電圧指令値ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗへと変換される。 Inverter 5 includes a 3/2 phase conversion element 51, a PWM (Pulse Width Modulation) unit 52, and an inverter circuit 53. Inputted voltage command value _v ^{^*} _α, v ^* β is 3/2-phase conversion element voltage command value of two phases at 51 v ^{^*} _α, v ^* voltage command values of the three phases from the _β _v ^{^*} _u, v ^* v , V ^* _w .

ＰＷＭ部５２は、３相電圧指令値ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗのパルス幅をそれぞれ変調して、それらをインバータ回路５３に与える。インバータ回路５３は、パルス幅が変調された３相電圧指令値ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗに基づいて３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを発生させて、突極モータ２へと３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを供給する。 The PWM unit 52 modulates the pulse widths of the three-phase voltage command values v ^* _u , v ^* _v , v ^* _w , respectively, and supplies them to the inverter circuit 53. The inverter circuit 53 generates the three-phase voltages v _u , v _v , v _w based on the three-phase voltage command values v ^* _u , v ^* _v , v ^* _w whose pulse widths are modulated, and the salient pole motor 2 The three-phase currents i _u , i _v , i _w are supplied.

３／２相変換部６は、３／２相変換要素６１，６２を含む。３／２相変換要素６１には、インバータ５から検出される３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗが与えられる。３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは、インバータ５から直接に測定して得ることができる。このとき、３相電圧のうち２相分だけを検出し、残りの１相分の電圧を計算で求めても良い。また、インバータ回路５３の直流部電圧とＰＷＭパターンから演算して３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを求めてもよいし、ハードウェアにより相電圧あるいは相関電圧を検出してもよい。 The 3/2 phase conversion unit 6 includes 3/2 phase conversion elements 61 and 62. Three-phase voltages v _u , v _v and v _w detected from the inverter 5 are applied to the 3 / 2-phase conversion element 61. The three-phase voltages v _u , v _v , and v _w can be obtained by directly measuring from the inverter 5. At this time, only two phases of the three-phase voltages may be detected, and the remaining one-phase voltage may be obtained by calculation. Further, the three-phase voltages v _u , v _v , and v _w may be obtained by calculating from the DC part voltage of the inverter circuit 53 and the PWM pattern, or the phase voltage or the correlation voltage may be detected by hardware.

３／２相変換要素６２には、インバータ５から検出された３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが与えられる。３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗは、例えばインバータ５から直接に測定して得られる。 Three-phase currents i _u , i _v and i _w detected from the inverter 5 are applied to the 3 / 2-phase conversion element 62. The three-phase currents i _u , i _v , i _w are obtained, for example, by directly measuring from the inverter 5.

３／２相変換要素６１は、電圧３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを２相電圧ｖ_α，ｖ_βへと変換する。２相電圧ｖ_α，ｖ_βは、駆動電源角周波数ωの駆動電圧に角周波数ω_ｈの高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βが重畳している。このとき、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βは、高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βに基づいて生じている。３／２相変換要素６２は、３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを２相電流ｉ_α，ｉ_βへと変換する。そして、２相電圧ｖ_α，ｖ_β及び２相電流ｉ_α，ｉ_βは、後述する回転位置角推定部１のλ演算部１１に与えられる。 The 3 / 2-phase conversion element 61 converts the voltage three-phase voltages v _u , v _v , and v _w into two-phase voltages v _α and v _β . In the two-phase voltages v _α and v _β , high-frequency voltages v _{h, α} , v _{h and β} having an angular frequency ω _h are superimposed on a driving voltage having a driving power source angular frequency ω. At this time, the high frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} are generated based on the high frequency voltage command values v ^* _{h, α} , v ^* _{h, β} . The 3 / 2-phase conversion element 62 converts the three-phase currents i _u , i _v and i _w into the two-phase currents i _α and i _β . Then, the two-phase voltages v _α and v _β and the two-phase currents i _α and i _β are given to the λ calculating unit 11 of the rotational position angle estimating unit 1 described later.

回転位置角演算部１は、λ演算部１１、座標変換濾波部１２、位置角演算部１３を有する。λ演算部１１は、２相電圧ｖ_α，ｖ_β、２相電流ｉ_α，ｉ_β及び突極モータ２のｑ軸インダクタンスＬ_ｑに基づいて、固定座標系で与えられる磁束鎖交数λ_α，λ_βを式（１）に従って求め、これを座標変換濾波部１２に与える。 The rotational position angle calculation unit 1 includes a λ calculation unit 11, a coordinate conversion filtering unit 12, and a position angle calculation unit 13. The λ calculating unit 11 is based on the two-phase voltages v _α and v _β , the two-phase currents i _α and i _β and the q-axis inductance L _q of the salient pole motor 2, and the flux linkage number λ _α given in the fixed coordinate system. , Λ _β is obtained according to the equation (1), and this is given to the coordinate conversion filtering unit 12.

式（１）で求まる磁束鎖交数λ_α，λ_βは、式（２）で表される電圧方程式に基づいて、式（３）の関係を満たす。ここで、Ｒは突極モータの抵抗、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス、Ｋ_ｅは電機子鎖交磁束及びｐは時間微分演算子をそれぞれ示す。 The magnetic flux linkage numbers λ _α and λ _β obtained by Expression (1) satisfy the relationship of Expression (3) based on the voltage equation expressed by Expression (2). Here, R represents the resistance of the salient pole motor, L _d represents the d-axis inductance, K _e represents the armature flux linkage, and p represents the time differential operator.

図２は、座標変換濾波部１２を概念的に示すブロック図である。座標変換濾波部１２は、座標変換部１２１，１２２及び濾波部１２３を有する。 FIG. 2 is a block diagram conceptually showing the coordinate conversion filtering unit 12. The coordinate conversion filtering unit 12 includes coordinate conversion units 121 and 122 and a filtering unit 123.

座標変換部１２１は、磁束鎖交数λ_α，λ_β及び電流ｉ_α，ｉ_βを、突極モータ２の回転子について設定された回転座標系へと変換して、磁束鎖交数λ_ｄ，λ_ｑ及び電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑをそれぞれ求める。ここで、下付きで示されるｄ及びｑは、回転座標系の直交する座標軸をそれぞれ示し、以下において同様である。また、座標変換部１２１での最初の変換では、初期位置検出部８で検出される初期回転位置角θ_ｒｅ０が採用される。その後の演算では、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１が採用される。 The coordinate conversion unit 121 converts the flux linkage numbers λ _α , λ _β and the currents i _α , i _β into the rotational coordinate system set for the rotor of the salient pole motor 2, and the flux linkage number λ _d. , Λ _q and currents i _d , i _q , respectively. Here, d and q indicated by subscripts indicate orthogonal coordinate axes of the rotating coordinate system, and the same applies hereinafter. Further, in the first conversion by the coordinate conversion unit 121, the initial rotation position angle _θre0 detected by the initial position detection unit 8 is employed. In the subsequent calculation, the previously estimated rotational position angle θ _re1 is employed.

濾波部１２３は、磁束鎖交数λ_ｄ，λ_ｑ及び電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを濾波して、少なくともその直流成分を除去する。これにより、磁束鎖交数λ_ｄ，λ_ｑの高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑ及び電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑを得る。高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑ及び高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑは角周波数ω_ｈを有する。高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑは座標変換部１２２に与えられ、高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑのうち高周波成分ｉ_ｈ，ｄが位置角演算部１３に与えられる。 The filtering unit 123 filters the flux linkage numbers λ _d and λ _q and the currents i _d and i _q to remove at least the DC component. This gives flux linkage lambda _d, lambda _q high-frequency component _{_{λ h, d, λ h,}} q and current _i d, _{i q} of the high-frequency component _i h, _{d, i h,} the _q. The high frequency components λ _{h, d} , λ _{h, q} and the high frequency components i _{h, d} , i _{h, q} have an angular frequency ω _h . The high frequency components λ _{h, d} , λ _{h, q} are _supplied to the coordinate conversion unit 122, and the high frequency components i _{h, d} out of the high frequency components i _{h, d} , i _{h, q} are _supplied to the position angle calculation unit 13.

高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑは、式（３）から高周波成分が抽出された式（４）の関係を満たす。 The high frequency components λ _{h, d} , λ _{h, q} satisfy the relationship of Expression (4) in which the high frequency components are extracted from Expression (3).

濾波部１２３には、例えばＨＰＦ（High Pass Filter）やＢＰＦが採用できる。特にＢＰＦを採用した場合には、磁束鎖交数λ_ｄ，λ_ｑの高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑ及び電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑを得つつも、不要な高周波ノイズを除去することができる。 For the filtering unit 123, for example, an HPF (High Pass Filter) or a BPF can be employed. Particularly in the case of employing a BPF is flux linkage lambda _d, lambda _q high-frequency components lambda _{h, d,} lambda _{h, q} and current _i d, _{i q} of the high-frequency component _i h, _{d, i h,} the _q While obtaining, unnecessary high frequency noise can be removed.

座標変換部１２２は、高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑを固定座標系へと変換して、高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βを求める。このとき、座標変換部１２１と同様に、初期回転位置角θ_ｒｅ０もしくは前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１が用いられる。高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βは、位置角演算部１３に与えられる。 The coordinate conversion unit 122 converts the high frequency components λ _{h, d} , λ _{h, q} into a fixed coordinate system to obtain the high frequency components λ _{h, α} , λ _{h, β} . At this time, similarly to the coordinate conversion unit 121, the initial rotational position angle θ _re0 or the previously estimated rotational position angle θ _re1 is used. The high-frequency components λ _{h, α} , λ _{h, β} are given to the position angle calculation unit 13.

電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑは、座標変換濾波部１２が有する座標変換部１２１及び濾波部１２３とは別に設けられた座標変換部１２１及び濾波部１２３で求めてもよい。また、電流ｉ_ｄの高周波成分ｉ_ｈ，ｄを得る際には、座標変換部１２１は電流ｉ_ｄだけを求めてもよい。 The high-frequency components i _{h, d} , i _{h, q} of the currents i _d , i _q are generated by the coordinate conversion unit 121 and the filtering unit 123 provided separately from the coordinate conversion unit 121 and the filtering unit 123 of the coordinate conversion filtering unit 12. You may ask for it. Further, the high-frequency component _{i h} of the current _{i _d,} in obtaining the _d is, the coordinate transformation unit 121 may obtain only the current _{i d.}

位置角演算部１３は、高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βを用いて式（５）に従って回転位置角θ_ｒｅを求める。 The position angle calculation unit 13 obtains the rotation position angle θ _re according to the equation (5) using the high frequency components λ _{h, α} , λ _{h, β} .

このとき、高周波成分ｉ_ｄｈ及びインダクタンスＬ_ｄ，Ｌ_ｑに基づいて、次のようにして回転位置角θ_ｒｅを選定する。つまり、（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）・ｉ_ｈ，ｄ＞０ならば、λ_ｈ，α＞０のときは−π／２から＋π／２の範囲で、λ_ｈ，α＜０のときは＋π／２から＋３π／２の範囲で、それぞれ回転位置角θ_ｒｅを求める。また、（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）・ｉ_ｈ，ｄ＜０ならば、λ_ｈ，α＞０のときは＋π／２から＋３π／２の範囲で、λ_ｈ，α＜０のときは−π／２から＋π／２の範囲で、それぞれ回転位置角θ_ｒｅを求める。 At this time, based on the high frequency component i _dh and the inductances L _d and L _q , the rotational position angle θ _re is selected as follows. That is, if (L _d −L _q ) · i _{h, d} > 0, then in the range of −π / 2 to + π / 2 when λ _{h, α} > 0, and + π when λ _{h, α} <0. The rotational position angle _θre is determined in the range of / 2 to + 3π / 2. If (L _d −L _q ) · i _{h, d} <0, then in the range of + π / 2 to + 3π / 2 when λ _{h, α} > 0, and −π when λ _{h, α} <0. The rotational position angle _θre is determined in the range of / 2 to + π / 2.

λ演算部１１は、２相電圧ｖ_α，ｖ_β、２相電流ｉ_α，ｉ_β及び突極モータ２のｄ軸インダクタンスＬ_ｄに基づいて、固定座標系で与えられる磁束鎖交数λ_α，λ_βを式（６）に従って求めてもよい。 The λ calculating unit 11 is based on the two-phase voltages v _α and v _β , the two-phase currents i _α and i _β and the d-axis inductance L _d of the salient pole motor 2, and the flux linkage number λ _α given in the fixed coordinate system. , Λ _β may be obtained according to equation (6).

式（６）で求まる磁束鎖交数λ_α，λ_βは、式（７）で表される電圧方程式に基づいて、式（８）の関係を満たす。 The magnetic flux linkage numbers λ _α and λ _β obtained by Equation (6) satisfy the relationship of Equation (8) based on the voltage equation represented by Equation (7).

この場合、濾波部１２３からは高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑのうち高周波成分ｉ_ｈ，ｑが、位置角演算部１３に与えられる。このとき、座標変換部１２１は、電流ｉ_ｑだけを求めてもよい。 In this case, the filtering unit 123 supplies the high-frequency components i _h _{, q} out of the high-frequency components i _{h, d} , i _{h, q} to the position angle calculation unit 13. At this time, the coordinate conversion unit 121 may obtain only the current _iq .

また、濾波部１２３で得られる高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑは、式（８）から高周波成分が抽出された式（９）の関係を満たす。 Further, the high frequency components λ _{h, d} , λ _{h, q} obtained by the filtering unit 123 satisfy the relationship of the equation (9) in which the high frequency components are extracted from the equation (8).

そして、位置角演算部１３は、高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βを用いて式（５）に従って回転位置角θ_ｒｅを求める。このとき高周波成分ｉ_ｑｈ及びインダクタンスＬ_ｄ，Ｌ_ｑに基づいて、次のようにして回転位置角θ_ｒｅを選定する。つまり、（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）・ｉ_ｈ，ｑ＞０ならば、λ_ｈ，α＞０のときは０から＋πの範囲で、λ_ｈ，α＜０のときは＋πから＋２πの範囲で、それぞれ回転位置角θ_ｒｅを求める。また、（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）・ｉ_ｈ，ｑ＜０ならば、λ_ｈ，α＞０のときは＋πから＋２πの範囲で、λ_ｈ，α＜０のときは０から＋πの範囲で、それぞれ回転位置角θ_ｒｅを求める。 Then, the position angle calculation unit 13 obtains the rotation position angle θ _re according to the equation (5) using the high frequency components λ _{h, α} , λ _{h, β} . At this time, based on the high-frequency component i _qh and the inductances L _d and L _q , the rotational position angle θ _re is selected as follows. That is, if (L _d −L _q ) · i _{h, q} > 0, then in the range of 0 to + π when λ _{h, α} > 0, and in the range of + π to + 2π when λ _{h, α} <0. Then, the rotational position angle θ _re is obtained. If (L _d −L _q ) · i _{h, q} <0, then in the range of + π to + 2π when λ _{h, α} > 0, and in the range of 0 to + π when λ _{h, α} <0. Then, the rotational position angle θ _re is obtained.

スイッチング７２は、入力端子７２ａ，７２ｂと出力端子７２ｃを有する。初期回転位置角θ_ｒｅ０を検出する場合には、スイッチング部７２は入力端子７２ａ側にスイッチして、初期位置検出部８に接続する。また、回転位置角θ_ｒｅを推定する場合には、スイッチング部７２は入力端子７２ｂ側にスイッチして、位置角演算部１３に接続する。そして、回転位置角推定部１で推定された回転位置角θ_ｒｅもしくは初期位置検出部８で検出された初期回転位置角θ_ｒｅ０は、回転速度計算部３２、回転座標変換部３３及び座標変換部１２１，１２２へと与えられる。 The switching 72 has input terminals 72a and 72b and an output terminal 72c. When detecting the initial rotation position angle θ _re0 , the switching unit 72 switches to the input terminal 72 a side and connects to the initial position detection unit 8. When estimating the rotational position angle θ _re , the switching unit 72 switches to the input terminal 72 b side and connects to the position angle calculation unit 13. The rotation position angle θ _re estimated by the rotation position angle estimation unit 1 or the initial rotation position angle θ _re0 detected by the initial position detection unit 8 is the rotation speed calculation unit 32, the rotation coordinate conversion unit 33, and the coordinate conversion unit. 121,122.

回転速度計算部３２は、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１を記憶しつつ、新しく推定された回転位置角θ_ｒｅがスイッチング部７２から与えられる。そして、回転速度ｍを、（θ_ｒｅ−θ_ｒｅ１）／Δｔにより求める。ここで、回転位置角推定が時間間隔Δｔ毎に行われているとする。求められた回転速度ｍは、速度制御部３１へと与えられる。前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１は、例えば別途設けられた記憶部で記憶して、当該記憶部から与えられてもよい。 The rotation speed calculation unit 32 stores the previously estimated rotation position angle θ _re1 and the newly estimated rotation position angle θ _re is given from the switching unit 72. Then, the rotational speed m is obtained by (θ _re −θ _re1 ) / Δt. Here, it is assumed that the rotational position angle is estimated every time interval Δt. The obtained rotation speed m is given to the speed control unit 31. The previously estimated rotational position angle θ _re1 may be stored, for example, in a separately provided storage unit and may be given from the storage unit.

速度制御部３１は、回転速度の指令値ｍ^*及び回転速度ｍが与えられ、これらに基づいて電流の指令値ｉ^*を出力する。電流の指令値ｉ^*は、電流制御部４に与えられる。 The speed controller 31 is given a rotational speed command value m ^* and a rotational speed m, and outputs a current command value i ^* based on these values. The current command value i ^* is given to the current control unit 4.

回転座標変換部３３は、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１を記憶しつつ、３／２相変換要素６２から２相電流ｉ_α，ｉ_βが与えられる。そして、２相電流ｉ_α，ｉ_βを回転座標系での２相電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑへと変換する。回転座標は、固定座標に対して、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１だけ回転している。そして、２相電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑは、電流制御部４へと与えられる。前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１は、例えば別途設けられた記憶部で記憶して、当該記憶部から与えられてもよい。 The rotational coordinate conversion unit 33 receives the two-phase currents i _α and i _β from the 3 / 2-phase conversion element 62 while storing the rotational position angle θ _re1 estimated last time. Then, the two-phase currents i _α and i _β are converted into the two-phase currents i _d and i _q in the rotating coordinate system. The rotational coordinates are rotated by the rotational position angle θ _re1 estimated last time with respect to the fixed coordinates. Then, the two-phase currents i _d and i _q are given to the current control unit 4. The previously estimated rotational position angle θ _re1 may be stored, for example, in a separately provided storage unit and may be given from the storage unit.

電流制御部４は、電流の指令値ｉ^*及び２相電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑに基づいて、回転座標系での電圧指令値ｖ^* _１，ｄ，ｖ^* _１，ｑを新たに発生させる。そして、電流制御部４は、座標変換部を更に有し、電圧指令値ｖ^* _１，ｄ，ｖ^* _１，ｑを固定座標系での電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βへと変換して出力する。これにより、突極モータ２の回転速度とトルクとが制御される。 The current control unit 4 newly generates voltage command values v ^* _{1, d} , v ^* _{1, q} in the rotating coordinate system based on the current command value i ^* and the two-phase currents i _d , i _q . The current control unit 4 further includes a coordinate conversion unit, and converts the voltage command values v ^* _{1, d} , v ^* _{1, q} into voltage command values v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β in a} fixed coordinate system. Convert to and output. Thereby, the rotational speed and torque of the salient pole motor 2 are controlled.

電流制御部４が有する座標変換部は、例えばインバータ５内において、電流制御部４と３／２相変換要素５１との間に設けられてもよい。この場合、電流制御部４からは、回転座標系での電圧指令値ｖ^* _１，ｄ，ｖ^* _１，ｑが出力され、高周波電圧発生部３からは、回転座標系での高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，ｄ，ｖ^* _ｈ，ｑが出力される。そして、加算器３４で重畳された電圧指令値ｖ^* _ｄ，ｖ^* _ｑは、インバータ５内の座標変換部により固定座標系の電圧指令値ｖ^* _α，ｖ^* _βに変換されて、３／２相変換要素５１へと与えられる。 The coordinate conversion unit included in the current control unit 4 may be provided between the current control unit 4 and the 3/2 phase conversion element 51 in the inverter 5, for example. In this case, the current control unit 4 outputs voltage command values v ^* _{1, d} , v ^* _{1, q} in the rotating coordinate system, and the high frequency voltage generating unit 3 outputs the high frequency voltage command values in the rotating coordinate system. v ^* _{h, d} , v ^* _{h, q} are output. Then, the voltage command values v ^* _d and v ^* _q superimposed by the adder 34 are converted into voltage command values v ^* _α and v ^* _β in a fixed coordinate system by the coordinate conversion unit in the inverter 5 to be 3 / The two-phase conversion element 51 is provided.

上述したモータの回転位置角推定装置Ａ１によれば、磁束鎖交数λ_α，λ_βを回転座標系へと変換することで、その駆動電圧角周波数ωの成分は直流成分となる。よって、濾波により磁束鎖交数λ_α，λ_βの駆動電圧角周波数ωの成分が除去され、その高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βだけが効率良く取り出される。しかも、回転位置角が精度良く求められる。 According to the rotational position angle estimation device A1 of the motor described above, the component of the drive voltage angular frequency ω becomes a direct current component by converting the flux linkage numbers λ _α and λ _β into the rotational coordinate system. Therefore, the components of the drive voltage angular frequency ω of the flux linkage numbers λ _α , λ _β are removed by filtering, and only the high frequency components λ _{h, α} , λ _{h, β} are efficiently extracted. In addition, the rotational position angle can be obtained with high accuracy.

さらには、濾波部１２３において周波数の通過帯域を広く設定することができるので、濾波部１２３での位相ずれの発生が妨げられる。 Furthermore, since the frequency pass band can be set wide in the filtering unit 123, the occurrence of a phase shift in the filtering unit 123 is prevented.

第２の実施の形態．
図３は、本実施の形態にかかるモータの回転位置角推定装置Ａ２を概念的に示すブロック図である。回転位置角推定装置Ａ２は、図１で示される高周波電圧発生部３に換えて、高周波電圧発生部３０を備える。図３で示される構成要素のうち図１で示される構成要素と同じ機能を有するものには、同符号が付されている。 Second embodiment.
FIG. 3 is a block diagram conceptually showing the rotational position angle estimating apparatus A2 for the motor according to the present embodiment. The rotational position angle estimation device A2 includes a high frequency voltage generator 30 instead of the high frequency voltage generator 3 shown in FIG. 3 that have the same functions as those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals.

高周波電圧発生部３０は、回転速度計算部３２から回転速度ｍが与えられる。そして、回転速度ｍと極対数ｎとの積で求まる駆動電源角周波数ωに従って、所定の角周波数ω_ｈの高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βを発生させる。このとき、駆動電圧角周波数ωの値が増加／減少するに従って、高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βの角周波数ω_ｈを増加／減少させる。例えば、角周波数ω_ｈがω_ｈ＝１０ｎ・ｍ＝１０・ωにより求められる。 The high-frequency voltage generator 30 is given a rotational speed m from the rotational speed calculator 32. Then, high-frequency voltage command values v ^* _{h, α} , v ^* _{h, β} having a predetermined angular frequency ω _h are generated in accordance with the drive power supply angular frequency ω determined by the product of the rotational speed m and the pole pair number n. At this time, as the value of the drive voltage angular frequency ω increases / decreases _, the angular frequency ω _h of the high-frequency voltage command values v ^* _{h, α} , v ^* _{h, β} increases / decreases. For example, the angular frequency ω _h is obtained by ω _h = 10 n · m = 10 · ω.

上述の内容によれば、駆動電圧角周波数ωの値が減少すると角周波数ω_ｈとの差が小さくなる。しかし、このような場合であっても、座標変換濾波部１２は駆動電圧角周波数ωの成分だけを除去できる。なぜなら、駆動電圧角周波数ωの成分が直流成分に変換されるので、濾波部１２３において除去しやすいからである。 According to the above description, when the value of the drive voltage angular frequency ω decreases, the difference from the angular frequency ω _h decreases. However, even in such a case, the coordinate conversion filtering unit 12 can remove only the component of the drive voltage angular frequency ω. This is because the component of the drive voltage angular frequency ω is converted into a direct current component, and thus is easily removed by the filtering unit 123.

第１の実施の形態で説明したように、２相電圧ｖ_α，ｖ_βは、駆動電源角周波数ωの駆動電圧に角周波数ω_ｈの高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βが重畳しており、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βは、高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βに基づいて生じている。従って上述の内容は、駆動電圧角周波数ωの値が増加／減少するに従って、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βの角周波数ω_ｈを増加／減少させると、把握することができる。 As described in the first embodiment, the two-phase voltages v _α and v _β are obtained by superimposing the high-frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} having the angular frequency ω _{h on} the driving voltage having the driving power source angular frequency ω. The high-frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} are generated based on the high-frequency voltage command values v ^* _{h, α} , v ^* _{h, β} . Therefore, the above contents can be grasped by increasing / decreasing the angular frequency ω _h of the high-frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} as the value of the driving voltage angular frequency ω increases / decreases.

上述した回転位置角推定装置Ａ２よれば、駆動電圧角周波数ωの値の減少に従って、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βの角周波数ω_ｈの値も減少されるので、第１の実施の形態で説明した効果を得つつも、高周波電圧による騒音が低減される。 According to the rotational position angle estimation device A2 described above, the value of the angular frequency ω _h of the high-frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} is also decreased as the value of the drive voltage angular frequency ω is decreased. While obtaining the effect described in the embodiment, noise due to the high frequency voltage is reduced.

上述したいずれの実施の形態においても、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βは、複数の角周波数ω_ｈを有してもよい。図４は、複数の角周波数ω_ｈを有する高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βを概念的に示す。高周波電圧ｖ_ｈ，αは実線で、高周波電圧ｖ_ｈ，βは破線でそれぞれ示されている。いずれにしても複数の角周波数ω_ｈを含むため、正弦波とは異なった波形を有する。 In any of the above-described embodiments, the high-frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} may have a plurality of angular frequencies ω _h . FIG. 4 conceptually shows high-frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} having a plurality of angular frequencies ω _h . The high frequency voltages v _{h and α} are indicated by solid lines, and the high frequency voltages v _{h and β} are indicated by broken lines. To include a plurality of angular frequencies omega _h Anyway, I have a different waveform from the sine wave.

この内容によれば、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βが単一の周波数ω_ｈを有する場合に比べて、突出音が低減される。 According to this content, the protruding sound is reduced as compared with the case where the high-frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} have a single frequency ω _h .

また、濾波部１２３にＨＰＦやＢＰＦを採用することで、所定の周波数帯域に属する成分だけを通過させることができる。よって、磁束鎖交数λ_α，λ_βの駆動電源角周波数ωの成分を除去しつつも、その高周波成分のうち所望の周波数成分だけを得ることができる。しかも、ＢＰＦを採用した場合には、不要な高周波ノイズを除去することもできる。 Further, by adopting HPF or BPF in the filtering unit 123, only components belonging to a predetermined frequency band can be passed. Therefore, it is possible to obtain only a desired frequency component among the high-frequency components while removing the component of the drive power supply angular frequency ω of the flux linkage numbers λ _α and λ _β . In addition, when BPF is adopted, unnecessary high frequency noise can be removed.

上述したいずれの実施の形態においても、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βは、時間的に間欠なパルスであってもよい。図５は、時間的に間欠な高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βを概念的に示す。高周波電圧ｖ_ｈ，αは実線で、高周波電圧ｖ_ｈ，βは破線でそれぞれ示されている。いずれにしても、短期間では周期的に変化するものの、高周波電圧を生じない期間を有する。 In any of the above-described embodiments, the high frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} may be temporally intermittent pulses. FIG. 5 conceptually shows temporally intermittent high-frequency voltages vh _{, α} , vh _{, β} . The high frequency voltages v _{h and α} are indicated by solid lines, and the high frequency voltages v _{h and β} are indicated by broken lines. In any case, although it changes periodically in a short period, it has a period in which no high-frequency voltage is generated.

この内容によれば、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βが断続的に注入されるので、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βによる騒音が低減される。 According to this content, since the high-frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} are intermittently injected _, noise due to the high-frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} is reduced.

第３の実施の形態．
図６は、本実施の形態にかかるモータの回転位置角推定装置Ａ３を概念的に示すブロック図である。図６で示される構成要素のうち図１で示される構成要素と同じ機能を有するものには、同符号が付されている。 Third embodiment.
FIG. 6 is a block diagram conceptually showing the rotational position angle estimating apparatus A3 for the motor according to the present embodiment. 6 that have the same functions as those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals.

回転位置角推定装置Ａ３では、電流制御部４から出力された電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βがインバータ５に入力される。インバータ５では、まず３／２相変換要素５１において、電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βが３相電圧指令値ｖ^* _１，ｕ，ｖ^* _１，ｖ，ｖ^* _１，ｗに変換される。 In the rotational position angle estimation device A3, the voltage command values v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β} output from the current control unit 4 are input to the inverter 5. In the inverter 5, first, in the 3/2 phase conversion element 51, the voltage command values v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β} are changed to the three phase voltage command values v ^* _{1, u} , v ^* _{1, v} , v ^* _{1, 1.} converted to _w .

ＰＷＭ部５２は、３相電圧指令値ｖ^* _１，ｕ，ｖ^* _１，ｖ，ｖ^* _１，ｗのパルス幅をそれぞれ変調させる。このとき、３相電圧指令値ｖ^* _１，ｕ，ｖ^* _１，ｖ，ｖ^* _１，ｗには、高い角周波数ω_ｈを有するリプルが生じる。そして、インバータ回路５３は、リプルを含む３相電圧指令値ｖ^* _１，ｕ，ｖ^* _１，ｖ，ｖ^* _１，ｗに基づいて３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを発生させる。 The PWM unit 52 modulates the pulse widths of the three-phase voltage command values v ^* _{1, u} , v ^* _{1, v} , v ^* _{1, w} . In this case, 3-phase voltage command value ^{_{^{v * 1, u, v *}}} 1, v, v * to the _{1, w,} ripple having a high angular frequency omega _h occurs. Then, the inverter circuit 53 generates the three-phase voltages v _u , v _v , v _w based on the three-phase voltage command values v ^* _{1, u} , v ^* _{1, v} , v ^* _{1, w} including ripples.

３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは、３／２相変換要素６１において、リプルが重畳した２相電圧ｖ_α，ｖ_βへと変換される。このとき、リプルを角周波数ω_ｈの高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βとして扱うこととすれば、第１の実施の形態と同様にして、回転位置角推定部１において回転位置角θ_ｒｅが推定できる。 The three-phase voltages v _u , v _v and v _w are converted into two-phase voltages v _α and v _β on which ripples are superimposed in the 3 / 2-phase conversion element 61. At this time, if the ripple is treated as the high frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} of the angular frequency ω _h , the rotational position angle θ in the rotational position angle estimator 1 is the same as in the first embodiment. _re can be estimated.

上述した回転位置角推定装置Ａ３によれば、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βを注入する必要がなくなるので、第１の実施の形態で説明した効果を得つつも、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βによる騒音がより一層低減される。 According to the rotational position angle estimation device A3 described above, since it is not necessary to inject the high frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} , the high frequency voltage v _h can be obtained while obtaining the effect described in the first embodiment. _{, Α} , v _{h and β} are further reduced.

第４の実施の形態．
上述したいずれの実施の形態においても、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１に基づいて回転位置角θ_ｒｅを推定してもよい。 Fourth embodiment.
In any of the above-described embodiments, the rotational position angle θ _re may be estimated based on the previously estimated rotational position angle θ _re1 .

図７は、本実施の形態にかかる回転位置角推定部２を概念的に示すブロック図である。回転位置角推定部２は、図１、図３及び図６で示される回転位置角推定部１に代えて採用される。 FIG. 7 is a block diagram conceptually showing the rotational position angle estimation unit 2 according to the present embodiment. The rotational position angle estimator 2 is employed in place of the rotational position angle estimator 1 shown in FIGS. 1, 3 and 6.

回転位置角推定部２は、λ演算部１１、座標変換濾波部１２、位置角演算部２３を有する。λ演算部１１及び座標変換濾波部１２は、第１の実施の形態で説明したと同様に動作する。ただし、座標変換濾波部１２は、磁束鎖交数λ_α，λ_βの高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βだけを求める。 The rotational position angle estimation unit 2 includes a λ calculation unit 11, a coordinate conversion filtering unit 12, and a position angle calculation unit 23. The λ calculation unit 11 and the coordinate conversion filtering unit 12 operate in the same manner as described in the first embodiment. However, the coordinate conversion filtering unit 12 obtains only the high-frequency components λ _{h, α} , λ _{h, β} of the flux linkage numbers λ _α , λ _β .

図８は、位置角演算部２３を概念的に示すブロック図である。位置角演算部２３は、逆正接部２３１及び選定部２３２を有する。演算部２３には、高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βと、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１とが与えられる。 FIG. 8 is a block diagram conceptually showing the position angle calculation unit 23. The position angle calculation unit 23 includes an arc tangent unit 231 and a selection unit 232. The high-frequency components λ _{h, α} , λ _{h, β} and the previously estimated rotational position angle θ _re1 are given to the calculation unit 23.

逆正接部２３１は、高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βが与えられ、式（５）に従って（λ_ｈ，β／λ_ｈ，α）の逆正接を求める。このとき、２相電圧ｖ_α，ｖ_β、２相電流ｉ_α，ｉ_β及び突極モータ２のｑ軸インダクタンスＬ_ｑに基づいて磁束鎖交数λ_α，λ_βが求められる場合には、角度θ^* _ｒｅは−π／２から＋π／２の範囲に限定される。また、２相電圧ｖ_α，ｖ_β、２相電流ｉ_α，ｉ_β及び突極モータ２のｄ軸インダクタンスＬ_ｄに基づいて磁束鎖交数λ_α，λ_βが求められる場合には、角度θ^* _ｒｅは０から＋πの範囲に限定される。そして、角度θ^* _ｒｅは選定部２３２に与えられる。 The arc tangent unit 231 is provided with the high frequency components λ _{h, α} , λ _{h, β} and calculates the arc tangent of (λ _{h, β} / λ _{h, α} ) according to the equation (5). At this time, when the flux linkage numbers λ _α and λ _β are obtained based on the two-phase voltages v _α and v _β , the two-phase currents i _α and i _β and the q-axis inductance L _q of the salient pole motor 2, The angle θ ^* _re is limited to a range of −π / 2 to + π / 2. When the magnetic flux linkage numbers λ _α and λ _β are obtained based on the two-phase voltages v _α and v _β , the two-phase currents i _α and i _β and the d-axis inductance L _d of the salient pole motor 2, θ ^* _re is limited to a range of 0 to + π. The angle θ ^* _re is given to the selection unit 232.

選定部２３２は、図９で示されるフローチャートに従って、回転位置角θ_ｒｅを選定する。逆正接部２３１で求められた角度θ^* _ｒｅは、ステップ１０１で用いられる。角度θ^* _ｒｅが前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１よりも大きい場合には、ステップ１０２において角度θ^* _ｒｅから回転位置角θ_ｒｅ１を差し引くことで差分Δθ_１が求められる。また、角度θ^* _ｒｅが回転位置角θ_ｒｅ１よりも小さい場合には、ステップ１０３において回転位置角θ_ｒｅ１から角度θ^* _ｒｅを差し引くことで差分Δθ_１が求められる。 The selection unit 232 selects the rotational position angle θ _re according to the flowchart shown in FIG. The angle θ ^* _re obtained at the arctangent 231 is used in step 101. If the angle theta ^* _re is larger than the rotational position angle theta _re1 the previously estimated, the difference [Delta] [theta] ₁ is determined by the angle theta ^* _re subtracting the rotational position angle theta _re1 at step 102. Further, when the angle theta ^* _re is smaller than the rotational position angle theta _re1, the difference [Delta] [theta] ₁ is calculated by subtracting the angle theta ^* _re from the rotational position angle theta _re1 at step 103.

ステップ１０４において差分Δθ_１がπよりも大きいと判断された場合には、ステップ１０５において２πから差分Δθ_１を差し引いた値を、新たな差分Δθ_１として更新する。また、ステップ１０４において差分Δθ_１がπよりも小さいと判断された場合には、差分Δθ_１は更新されない。 If the difference [Delta] [theta] ₁ is determined to be larger than π at step 104, a value obtained by subtracting the difference [Delta] [theta] ₁ from 2π in step 105, updates the new difference [Delta] [theta] _1. If it is determined in step 104 that the difference Δθ ₁ is smaller than π, the difference Δθ ₁ is not updated.

選定部２３２に与えられた角度θ^* _ｒｅは、ステップ１０６でも用いられる。角度（θ^* _ｒｅ＋π）が前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１よりも大きい場合には、ステップ１０７において角度（θ^* _ｒｅ＋π）から回転位置角θ_ｒｅ１を差し引くことで差分Δθ_２が求められる。また、角度（θ^* _ｒｅ＋π）が回転位置角θ_ｒｅ１よりも小さい場合には、ステップ１０８において回転位置角θ_ｒｅ１から角度（θ^* _ｒｅ＋π）を差し引くことで差分Δθ_２が求められる。 The angle θ ^* _re given to the selection unit 232 is also used in step 106. When the angle (θ ^* _re + π) is larger than the rotational position angle theta _re1 the previously estimated, the difference [Delta] [theta] ₂ is calculated by subtracting the rotational position angle theta _re1 from the angle (θ ^* _re + π) in step 107 . Further, when the angle (θ ^* _re + π) is smaller than the rotational position angle theta _re1 is the difference [Delta] [theta] ₂ is determined by subtracting the angle (θ ^* _re + π) from the rotational position angle theta _re1 at step 108.

ステップ１０９において差分Δθ_２がπよりも大きいと判断された場合には、ステップ１１０において２πから差分Δθ_２を差し引いた値を、新たな差分Δθ_２として更新する。また、ステップ１０９において差分Δθ_２がπよりも小さいと判断された場合には、差分Δθ_２は更新されない。 If it is determined in step 109 that the difference Δθ ₂ is greater than π, the value obtained by subtracting the difference Δθ ₂ from 2π in step 110 is updated as a new difference Δθ ₂ . If it is determined in step 109 that the difference Δθ ₂ is smaller than π, the difference Δθ ₂ is not updated.

ステップ１１１において差分Δθ_１が差分Δθ_２よりも大きいと判断された場合には、ステップ１１２において回転位置角θ_ｒｅとして角度（θ^* _ｒｅ＋π）を採用する。また、ステップ１１１において差分Δθ_１が差分Δθ_２よりも小さいと判断された場合には、回転位置角θ_ｒｅとして角度θ^* _ｒｅを採用する。そして、回転位置角θ_ｒｅは位置角演算部２３から出力される。 If it is determined in step 111 that the difference Δθ ₁ is greater than the difference Δθ ₂ , an angle (θ ^* _re + π) is adopted as the rotational position angle θ _re in step 112. When it is determined in step 111 that the difference Δθ ₁ is smaller than the difference Δθ ₂ , the angle θ ^* _re is adopted as the rotational position angle θ _re . The rotational position angle θ _re is output from the position angle calculation unit 23.

上述した内容は、多値で求まる回転位置角θ_ｒｅを、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１に基づいて一つ選定すると把握することができる。 The above-described content can be grasped by selecting one rotational position angle θ _re obtained in multiple values based on the previously estimated rotational position angle θ _re1 .

上述した回転位置角推定部２によれば、第１乃至第３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。しかも、電流の高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑを求める必要がないので、高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑが含む誤差による影響が妨げられ、より精度良く回転位置角θ_ｒｅが求まる。 According to the rotational position angle estimation unit 2 described above, the same effects as those of the first to third embodiments can be obtained. Moreover, the high-frequency component _i h of the current, _{d, i h,} there is no need to seek _q, the high-frequency component _{_{i h, d, i h,}} q is affected by the error is prevented include, more accurately the rotation position angle theta _re Is obtained.

上述したいずれの実施の形態も、磁束鎖交数を用いずに回転位置角θ_ｒｅを推定する突極モータの回転位置角推定装置に適用することができる。この場合には、電圧ｖ_α，ｖ_βや電流ｉ_α，ｉ_β等の物理量に対して座標変換濾波部１２を適用することで、それらの高周波成分が抽出される。ただし、時間的に間欠な高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βは、磁束鎖交数を用いて回転位置角θ_ｒｅを推定する場合に適用することが望ましい。 Form of any of the above-described embodiment can also be applied to a rotational position angle estimating apparatus of the salient pole motor for estimating a rotation position angle theta _re without a flux linkage. In this case, by applying the coordinate conversion filtering unit 12 to physical quantities such as voltages v _α and v _β and currents i _α and i _β , those high frequency components are extracted. However, it is desirable to apply the intermittent high frequency voltages v _{h, α} , v _{h, β} when estimating the rotational position angle θ _re using the number of magnetic flux linkages.

上述したいずれの実施の形態においても、次のように把握することができる。つまり、電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βは、回転位置角推定部１で得られる回転位置角θ_ｒｅを用いて電流制御部４において求められる。そして、電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βに基づいて、インバータ５を介して突極モータ２が制御される。 In any of the above-described embodiments, it can be grasped as follows. That is, the voltage command values v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β} are obtained by the current control unit 4 using the rotational position angle θ _re obtained by the rotational position angle estimation unit 1. The salient pole motor 2 is controlled via the inverter 5 based on the voltage command values v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β} .

これによれば、回転位置角θ_ｒｅを考慮した電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βが得られるので、突極モータ２が精度良く制御される。 According to this, the voltage command values v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β} in consideration of the rotational position angle _θre are obtained, so that the salient pole motor 2 is controlled with high accuracy.

第１の実施の形態で説明される、モータの回転位置角推定装置を概念的に示すブロック図である。It is a block diagram which shows notionally the rotation position angle estimation apparatus of the motor demonstrated by 1st Embodiment. 座標変換濾波部を概念的に示すブロック図である。It is a block diagram which shows a coordinate conversion filter part notionally. 第２の実施の形態で説明される、モータの回転位置角推定装置を概念的に示すブロック図である。It is a block diagram which shows notionally the rotational position angle estimation apparatus of the motor demonstrated by 2nd Embodiment. 高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βを概念的に示す図である。It is a figure which shows notionally the high frequency voltage vh _{, (alpha)} , vh _{, (beta} ). 高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βを概念的に示す図である。It is a figure which shows notionally the high frequency voltage vh _{, (alpha)} , vh _{, (beta} ). 第３の実施の形態で説明される、モータの回転位置角推定装置を概念的に示すブロック図である。It is a block diagram which shows notionally the rotational position angle estimation apparatus of the motor demonstrated by 3rd Embodiment. 第４の実施の形態で説明される、回転位置角推定部２を概念的に示すブロック図である。It is a block diagram which shows notionally the rotation position angle estimation part 2 demonstrated by 4th Embodiment. 位置角演算部２３を概念的に示すブロック図である。4 is a block diagram conceptually showing a position angle calculation unit 23. FIG. 回転位置角の選定方法を概念的に示すフローチャート図である。It is a flowchart figure which shows the selection method of a rotation position angle notionally.

Explanation of symbols

１１ λ演算部（第１演算部）
１３，２３位置角演算部（第２演算部）
１２１，１２２座標変換部
１２３濾波部
ω 駆動電圧角周波数（第１周波数）
ω_ｈ高周波電圧の角周波数（第２周波数）
ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β 高周波電圧
λ_α，λ_β 磁束鎖交数（物理量）
ｖ_α，ｖ_β 電圧（物理量）
ｉ_α，ｉ_β 電流（物理量）
Ｌ_ｑ，Ｌ_ｄインダクタンス
ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑ電流の高周波成分
λ_ｈ，α，λ_ｈ，β 磁束鎖交数の高周波成分
θ_ｒｅ，θ_ｒｅ１回転位置角
11 λ operation unit (first operation unit)
13, 23 Position angle calculation unit (second calculation unit)
121, 122 Coordinate converter 123 Filter unit ω Drive voltage angular frequency (first frequency)
ω _h Angular frequency of high-frequency voltage (second frequency)
v _{h, α} , v _{h, β} high frequency voltage λ _α , λ _β flux linkage number (physical quantity)
v _α , v _β voltage (physical quantity)
i _α , i _β current (physical quantity)
L _q , L _d Inductances i _{h, d} , i _{h, q} High-frequency components of current λ _{h, α} , λ _{h, β} High-frequency components of flux linkage number θ _re , θ _re1 Rotational position angle

Claims

A high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) having a second frequency (ω _h ) higher than the first frequency (ω) of the drive voltage is superimposed on the drive voltage for driving the motor having saliency. And
(A) physical quantities (λ _α , λ _β ; v _α , v _β ; i _α , i), given in a fixed coordinate system for the stator of the motor based on the drive voltage (v _α , v _β ) on which the high-frequency voltage is superimposed. converting i _β ) to a rotating coordinate system set for the rotor of the motor;
(B) filtering the physical quantity converted in step (a) to remove at least its DC component;
(C) converting the physical quantity filtered in the step (b) into the fixed coordinate system ;
(D) A method for estimating a rotational position angle of a motor, comprising: obtaining a rotational position angle using the physical quantity converted in the step (c) .

The method according to claim 1, wherein in step (b), only components belonging to a predetermined frequency band are passed.

The method according to claim 2, wherein the predetermined frequency band has an upper limit and a lower limit of the frequency.

(A) Magnetic flux based on the drive voltage (v _α , v _β ) on which the high-frequency voltage is superimposed, the current (i _α , i _β ) flowing in accordance with the drive voltage (v _α , v _β ), and the inductance (L _q ; L _d ) of the motor. Obtaining a linkage number (λ _α , λ _β );
According (B) said step (a) to the step (c), the flux linkage of the high-frequency component _{_{(λ h, α, λ h}} , β) a step of obtaining a
With
The step (d)
(C) at least the flux linkage the rotational position angle by using a high-frequency component obtaining the (theta _re) steps of
A method for estimating a rotational position angle of a motor according to claim 1, comprising:

The step (C)
Obtaining a high frequency component (i _{h, d} ; i _{h, q} ) of the current given in the rotating coordinate system;
The rotational position angle of the motor according to claim 4, wherein the rotational position angle (θ _re ) is obtained by using the high frequency component (λ _{h, α} , λ _{h, β} ) of the flux linkage number and the high frequency component of the current. Estimation method.

The steps (A) to (C) are repeatedly executed, and the step (C) includes the rotational position angle (multi-value) obtained from the high-frequency component (λ _{h, α} , λ _{h, β} ) of the flux linkage number ( The motor rotational position angle estimation method according to claim 4, wherein one of θ _re ) is selected based on the rotational position angle (θ _re1 ) obtained in the previous step (C) .

The high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) increases / decreases in value of the second frequency (ω _h ) as the value of the first frequency (ω) increases / decreases. The motor rotational position angle estimation method according to any one of claims 1 to 6.

8. The motor rotational position angle estimation according to claim 1, wherein the high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) has a plurality of the second frequencies (ω _h ). Method.

The method for estimating a rotational position angle of a motor according to any one of claims 4 to 6, wherein the high-frequency voltage (vh _{, α} , vh _{, β} ) is a temporally intermittent pulse.

7. The rotational position angle estimation of the motor according to claim 1, wherein the high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) is a ripple generated when the drive voltage is generated. Method.

The motor is controlled via an inverter (5) based on voltage command values (v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β} ),
Inverter control which calculates _| requires the said voltage command value input into the said inverter using the said rotational position angle ((theta) _re ) obtained by the rotational position angle estimation method of the motor concerning any one of Claim 1 thru | or 10. Method.

A first coordinate converter (121);
A second coordinate converter (122);
A filtering section (123) ;
A position angle calculation unit, and
A high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) having a second frequency (ω _h ) higher than the first frequency (ω) of the drive voltage is superimposed on the drive voltage for driving the motor having saliency. And
The first coordinate conversion unit is a physical quantity (λ _α , λ _β ; v _α , v _β ; i _α , i _β) given in a fixed coordinate system for the stator of the motor based on the drive voltage on which the high-frequency voltage is superimposed. ) To the rotating coordinate system set for the rotor of the motor,
The filtering unit filters the physical quantity converted by the first coordinate conversion unit to remove at least the DC component thereof,
The second coordinate conversion unit converts the physical quantity filtered by the filtering unit into the fixed coordinate system ,
The said position angle calculating part is a rotation position angle estimation apparatus of a motor which calculates | requires a rotation position angle using the said physical quantity converted by the said 2nd coordinate conversion part .

The rotation position angle estimation device for a motor according to claim 12, wherein the filtering unit (123) passes only components belonging to a predetermined frequency band.

The motor rotation position angle estimation device according to claim 13, wherein the filtering unit (123) is a band-pass filter.

A first computing unit (11 ) ;
The position angle calculation unit includes a second calculation unit,
The first calculation unit includes the driving voltage (v _α , v _β ) on which the high-frequency voltage is superimposed, a current (i _α , i _β ) flowing in accordance with the driving voltage (v _α , i _β ), and an inductance (L _q ; L _d ) of the motor. To determine the number of flux linkages (λ _α , λ _β )
The first coordinate conversion unit (121), the second coordinate conversion unit (122), and the filtering unit (123) obtain high-frequency components (λ _{h, α} , λ _{h, β} ) of the flux linkage number,
The rotational position angle of the motor according to any one of claims 12 to 14, wherein the second calculation unit obtains a rotational position angle (θ _re ) using at least the high-frequency component of the flux linkage number. Estimating device.

The first coordinate conversion unit (121) and the filtering unit (123) further obtain a high-frequency component (i _{h, d} ; i _{h, q} ) of the current given in the rotating coordinate system,
The second calculation unit (13) obtains a rotational position angle (θ _re ) using the high-frequency component (λ _{h, α} , λ _{h, β} ) of the flux linkage number and the high-frequency component of the current. The motor rotation position angle estimation device according to claim 15.

The first calculation unit (11) calculates the interlinkage magnetic flux, and the first coordinate conversion unit (121), the second coordinate conversion unit (122), and the filtering unit (123) are high-frequency components of the interlinkage magnetic flux. And the step of the second computing unit (23) obtaining the rotational position angle using the high frequency component is repeatedly executed,
The second arithmetic unit (23) is pre-Symbol flux linkage of the high-frequency component _{_{(λ h, α, λ h}} , β) the rotation position angle obtained by multi-value from the (theta _re), in the last of the steps The motor rotational position angle estimating device according to claim 15, wherein one is selected based on the obtained rotational position angle.

13. The high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) increases / decreases in the second frequency (ω _h ) as the first frequency (ω) increases / decreases. The motor rotation position angle estimation device according to any one of 17.

19. The rotational position angle estimation of the motor according to claim 12, wherein the high-frequency voltage (v _{h, α} , v _{h, β} ) has a plurality of the second frequencies (ω _h ). apparatus.

18. The motor rotational position angle estimation device according to claim 15, wherein the high-frequency voltages (v _{h, α} , v _{h, β} ) are temporally intermittent pulses.

The said high frequency voltage (vh _, ( _alpha ) _{, vh} , ( _beta )) is a ripple produced when the said drive voltage (v1 _, ( _alpha ), v1 _{, [beta]} ) is generated, Any one of Claim 12 thru | or 17 The rotational position angle estimation apparatus of the motor as described in one.

A rotational position angle estimation device for a motor according to any one of claims 12 to 21,
A current control unit (4),
The current control unit obtains a voltage command value (v ^* _{1, α} , v ^* _{1, β} ) using the rotational position angle (θ _re ) obtained by the rotational position angle estimation device,
The said motor is an inverter control apparatus controlled via an inverter (5) based on the said voltage command value.