JP5401500B2 - Power converter, motor control system - Google Patents

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Description

本発明は、電力変換装置および電動機制御システムに関する。 The present invention relates to a power converter and an electric motor control system.

同期モータや誘導モータ等の交流電動機（以下、単に「電動機」と称する。）の駆動システムでは、直流電力を交流電力に変換して電動機を駆動する電動機駆動装置として、電圧型インバータに代表される電力変換装置が多用される。こうした電動機駆動用電力変換装置を高性能化するためには、電動機の回転子の制御情報として、回転子の磁極位置や回転速度などを精度よく検出する必要がある。近年の電力変換装置は、位置センサや速度検出器などを電動機に取りつけて実際に回転子の回転状態を測定するのではなく、電動機に発生する逆起電圧情報から回転子の回転状態を推定することで高精度な制御量推定を行う制御方法を使用している。   In a drive system for an AC electric motor (hereinafter simply referred to as “motor”) such as a synchronous motor or an induction motor, a voltage-type inverter is represented as a motor driving device that converts DC power into AC power to drive the motor. A power converter is frequently used. In order to improve the performance of such a power conversion device for driving a motor, it is necessary to accurately detect the magnetic pole position of the rotor, the rotation speed, and the like as control information for the rotor of the motor. Recent power converters do not actually measure the rotational state of the rotor by attaching a position sensor, speed detector, etc. to the motor, but estimate the rotational state of the rotor from back electromotive voltage information generated in the motor. Therefore, a control method that performs highly accurate control amount estimation is used.

しかし、このように逆起電圧情報から回転子の回転状態を推定する電動機の制御方法は、電動機の回転速度が極低速付近では逆起電圧が絶対的に小さくなることから、適用が困難である。そこで、低速での制御量推定方法として、電動機の突極性または磁束飽和特性を利用する方法がある。   However, the motor control method for estimating the rotation state of the rotor from the counter electromotive voltage information is difficult to apply because the counter electromotive voltage becomes absolutely small when the motor rotation speed is very low. . Therefore, as a control amount estimation method at a low speed, there is a method using the saliency or magnetic flux saturation characteristics of the motor.

特許文献１には、特に永久磁石同期電動機の突極性を利用して、回転子の回転状態を表す磁極位置の推定を行う磁極位置検出装置が記載されている。この磁極位置検出装置は、電動機の磁極軸（dc軸）に交番磁界を発生させ、このdc軸に対して直交する推定トルク軸（qc軸）成分の脈動電流（あるいは電圧）を検出し、これに基づいて電動機内部の磁極位置を推定演算する。この技術は、実際の磁極軸と推定磁極軸との間に誤差がある場合に、dc軸からqc軸に対してインダクタンスの干渉項が存在する特徴を利用している。これは、高周波の電圧または電流を電動機に重畳し、これによって発生する高周波の電流または電圧の変動分を検出することで、インダクタンスを逐次計測し、制御量として二次磁束の位相を推定するものである。   Patent Document 1 describes a magnetic pole position detection device that estimates a magnetic pole position that represents the rotation state of a rotor, particularly using the saliency of a permanent magnet synchronous motor. This magnetic pole position detection device generates an alternating magnetic field on the magnetic pole axis (dc axis) of the motor, detects the pulsating current (or voltage) of the estimated torque axis (qc axis) component orthogonal to the dc axis, Is used to estimate and calculate the magnetic pole position inside the motor. This technique uses a feature in which there is an inductance interference term from the dc axis to the qc axis when there is an error between the actual magnetic pole axis and the estimated magnetic pole axis. This is by superimposing high-frequency voltage or current on the motor and detecting the high-frequency current or voltage fluctuations generated by this, thereby measuring the inductance sequentially and estimating the phase of the secondary magnetic flux as the controlled variable. It is.

特許文献２には、電動機の磁気飽和特性を利用して回転子の回転状態を表す磁極位置を推定演算する方法が記載されている。この演算方法では、電動機に対して、ある方向へ電圧を印加したことで発生する電流の大きさに基づいて、磁極位置を推定演算する。   Patent Document 2 describes a method for estimating and calculating a magnetic pole position that represents the rotation state of a rotor using the magnetic saturation characteristics of an electric motor. In this calculation method, the magnetic pole position is estimated and calculated based on the magnitude of current generated by applying a voltage in a certain direction to the motor.

また、特許文献３には、高周波電流指令を重畳し、電流制御を行うことで発生する高周波電圧の変動分からインダクタンスを逐次計測する方式において、その電流指令値を低トルク時と高トルク時で変更することが記載されている。   Further, in Patent Document 3, in a method in which an inductance is sequentially measured from a variation of a high-frequency voltage generated by superimposing a high-frequency current command and performing current control, the current command value is changed between low torque and high torque. It is described to do.

これらの方法により、回転子の回転状態を検出するためのセンサを用いることなく、電動機の運転情報を精度良く推定することができる。これにより、センサおよびセンサの検出信号を出力するケーブル等のコストや、これらの設置の手間を削減することができる。更には、センサの組み付け誤差や周囲環境に起因するノイズ、センサの故障などによる電動機駆動の不適切な挙動を抑制することができる。   By these methods, it is possible to accurately estimate the operation information of the electric motor without using a sensor for detecting the rotation state of the rotor. Thereby, the cost of a sensor and a cable for outputting a detection signal of the sensor, and the trouble of installing them can be reduced. Furthermore, inappropriate behavior of the motor drive due to sensor assembly error, noise due to the surrounding environment, sensor failure, and the like can be suppressed.

特許第３３１２４７２号Japanese Patent No. 331472 特開２００２−７８３９２号公報JP 2002-78392 A 特開２０１０−１５４５９７号公報JP 2010-154597 A

特許文献１および特許文献２に記載の技術のように、電圧指令に高周波電圧を加算して高周波電流を発生させる電動機の制御方法は、重畳する高周波電圧の振幅が一定であるか、または発生する高周波電流が比較的小さい範囲において特に有効である。しかし、電動機は高トルク運転時、電流が増大すると磁束飽和現象によって高周波電圧に対するインダクタンスが減少するため、高周波電流の振幅が増大する傾向がある。そのため、高トルク運転時に電圧指令に高周波電圧を加算して高周波電流を発生させると、所定の電流限界値を高周波電流が超過してしまい、電動機の運転を持続できなくなるという問題が生じることがある。   As in the techniques described in Patent Document 1 and Patent Document 2, a method for controlling a motor that generates a high-frequency current by adding a high-frequency voltage to a voltage command has a constant or generated amplitude of the superimposed high-frequency voltage. This is particularly effective in a range where the high-frequency current is relatively small. However, the motor tends to increase the amplitude of the high-frequency current because the inductance with respect to the high-frequency voltage decreases due to the magnetic flux saturation phenomenon when the current increases during high torque operation. Therefore, when a high frequency voltage is added to a voltage command during high torque operation to generate a high frequency current, the high frequency current exceeds a predetermined current limit value, which may cause a problem that the operation of the motor cannot be continued. .

一方、特許文献３に記載の技術は、電流指令に高周波電流指令を加算して電流制御を行う方法であり、高周波電流振幅を指令値として与えているため、上記のような問題は発生しない。しかし、このように電流指令に高周波電流指令を加算する電動機の制御方法では、重畳する交番信号の周波数を電流制御系の応答速度以上に上げることができないため、磁極位置の検出応答速度が制限される。そのため、衝撃外乱などによる電動機の回転状態の変動に対して磁極位置を精度よく検出することが困難な場合がある。また、高周波重畳により発生する電磁音の周波数がヒトの可聴音域まで低くなることで騒音になりやすいなどの問題も発生することがある。   On the other hand, the technique described in Patent Document 3 is a method of performing current control by adding a high-frequency current command to a current command. Since the high-frequency current amplitude is given as a command value, the above problem does not occur. However, in the motor control method that adds the high-frequency current command to the current command in this way, the frequency of the superimposed alternating signal cannot be increased beyond the response speed of the current control system, so the detection response speed of the magnetic pole position is limited. The For this reason, it may be difficult to accurately detect the magnetic pole position with respect to fluctuations in the rotation state of the electric motor due to impact disturbance or the like. In addition, there may be a problem that the frequency of the electromagnetic sound generated by high frequency superposition is lowered to the human audible sound range, so that noise is likely to occur.

本発明による電力変換装置は、直流電力を交流電力に変換して交流電動機に供給する電力変換手段と、交流電動機を所定の運転周波数に応じて動作させるための基本電圧指令値に対して、運転周波数よりも高い所定の周波数で周期的に変化する高周波の交番電圧を重畳し、その重畳結果を交流電力の電圧を指令するための電圧指令値として電力変換手段へ出力する電圧出力手段と、交流電力の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段により検出された電流から交番電圧に応じた高周波電流成分を抽出する高周波成分抽出手段と、高周波成分抽出手段により抽出された高周波電流成分の大きさを表す高周波電流ノルムを求めるノルム演算手段と、ノルム演算手段により求められた高周波電流ノルムに基づいて、交番電圧の振幅を調整するための重畳電圧振幅指令値を電圧出力手段へ出力する重畳電圧振幅調整手段と、電流検出手段により検出された電流から基本電圧指令値に応じた基本波電流成分を抽出する基本波成分抽出手段と、交流電力の励磁電流成分とトルク電流成分に対する電流指令値をそれぞれ生成する電流指令生成手段と、基本波成分抽出手段により抽出された基本波電流成分と、電流指令生成手段により生成された電流指令値とに基づいて、運転周波数に応じた所定の制御応答速度で基本電圧指令値を演算して電圧出力手段へ出力するベクトル演算手段と、基本波電流成分の励磁電流成分、基本波電流成分のトルク電流成分、基本波電流成分のノルム、電流指令値の励磁電流成分、電流指令値のトルク電流成分および電流指令値のノルムのうちいずれか少なくとも一つに基づいて、重畳電圧振幅指令値を調整するための高周波電流ノルム指令値を出力する高周波電流ノルム指令生成手段とを備える。この電力変換装置において、重畳電圧振幅調整手段は、高周波電流ノルムが高周波電流ノルム指令値と一致するように、重畳電圧振幅指令値を電圧出力手段へ出力する。
本発明による電動機制御システムは、交流電動機と、直流電力を交流電力に変換して交流電動機に供給する電力変換手段と、交流電動機を所定の運転周波数に応じて動作させるための基本電圧指令値に対して、運転周波数よりも高い所定の周波数で周期的に変化する高周波の交番電圧を重畳し、その重畳結果を交流電力の電圧を指令するための電圧指令値として電力変換手段へ出力する電圧出力手段と、交流電力の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段により検出された電流から交番電圧に応じた高周波電流成分を抽出する高周波成分抽出手段と、高周波成分抽出手段により抽出された高周波電流成分の大きさを表す高周波電流ノルムを求めるノルム演算手段と、ノルム演算手段により求められた高周波電流ノルムに基づいて、交番電圧の振幅を調整するための重畳電圧振幅指令値を電圧出力手段へ出力する重畳電圧振幅調整手段と、電流検出手段により検出された電流から基本電圧指令値に応じた基本波電流成分を抽出する基本波成分抽出手段と、交流電力の励磁電流成分とトルク電流成分に対する電流指令値をそれぞれ生成する電流指令生成手段と、基本波成分抽出手段により抽出された基本波電流成分と、電流指令生成手段により生成された電流指令値とに基づいて、運転周波数に応じた所定の制御応答速度で基本電圧指令値を演算して電圧出力手段へ出力するベクトル演算手段と、基本波電流成分の励磁電流成分、基本波電流成分のトルク電流成分、基本波電流成分のノルム、電流指令値の励磁電流成分、電流指令値のトルク電流成分および電流指令値のノルムのうちいずれか少なくとも一つに基づいて、重畳電圧振幅指令値を調整するための高周波電流ノルム指令値を出力する高周波電流ノルム指令生成手段とを備える。この電動機制御システムにおいて、重畳電圧振幅調整手段は、高周波電流ノルムが高周波電流ノルム指令値と一致するように、重畳電圧振幅指令値を電圧出力手段へ出力する。
The power conversion device according to the present invention operates with respect to power conversion means for converting DC power to AC power and supplying the AC motor to the AC motor, and a basic voltage command value for operating the AC motor according to a predetermined operating frequency. A voltage output unit that superimposes a high-frequency alternating voltage that periodically changes at a predetermined frequency higher than the frequency, and outputs the superimposed result to the power conversion unit as a voltage command value for commanding the voltage of AC power; and AC Current detection means for detecting a current of power; high-frequency component extraction means for extracting a high-frequency current component corresponding to an alternating voltage from the current detected by the current detection means; and a magnitude of the high-frequency current component extracted by the high-frequency component extraction means A norm calculation means for obtaining a high-frequency current norm representing the amplitude, and adjusting an amplitude of the alternating voltage based on the high-frequency current norm obtained by the norm calculation means A superposed voltage amplitude adjustment means for outputting a superposed voltage amplitude command value because the voltage output means, the fundamental wave component extracting means for extracting a fundamental wave current component corresponding the current detected by the current detector to the basic voltage command value , Current command generating means for generating current command values for excitation current component and torque current component of AC power, fundamental wave current component extracted by fundamental wave component extracting means, and current command generated by current command generating means Based on the value, vector calculation means for calculating the basic voltage command value at a predetermined control response speed according to the operating frequency and outputting it to the voltage output means, the excitation current component of the fundamental current component, and the fundamental current component of the fundamental current component Torque current component, norm of fundamental current component, excitation current component of current command value, torque current component of current command value, or norm of current command value Based on one, and a high frequency current norm command generation means for outputting a high-frequency current norm command value for adjusting the superposed voltage amplitude command value. In this power converter, the superimposed voltage amplitude adjusting means outputs the superimposed voltage amplitude command value to the voltage output means so that the high frequency current norm matches the high frequency current norm command value.
The motor control system according to the present invention includes an AC motor, power conversion means for converting DC power into AC power and supplying the AC motor, and a basic voltage command value for operating the AC motor according to a predetermined operating frequency. On the other hand, a high-frequency alternating voltage that periodically changes at a predetermined frequency higher than the operating frequency is superimposed, and the superimposed result is output to the power conversion means as a voltage command value for commanding the AC power voltage. Means, current detecting means for detecting the current of AC power, high frequency component extracting means for extracting a high frequency current component corresponding to the alternating voltage from the current detected by the current detecting means, and a high frequency extracted by the high frequency component extracting means A norm calculation means for obtaining a high frequency current norm representing the magnitude of the current component, and an alternating on the basis of the high frequency current norm obtained by the norm calculation means. Extracting a superposed voltage amplitude adjustment means for outputting a superposed voltage amplitude command value for adjusting the amplitude of the pressure to the voltage output means, the fundamental current component corresponding to the fundamental voltage command value from the current detected by the current detection means Fundamental wave component extracting means; current command generating means for generating current command values for excitation current component and torque current component of AC power; fundamental wave current component extracted by fundamental wave component extracting means; and current command generating means A vector calculation means for calculating a basic voltage command value at a predetermined control response speed according to the operating frequency based on the current command value generated by the operation frequency, and outputting it to the voltage output means, and an excitation current component of the fundamental wave current component Torque current component of fundamental wave current component, norm of fundamental current component, excitation current component of current command value, torque current component of current command value and norm of current command value Chiizure or at least based on one, a and a high-frequency current norm command generation means for outputting a high-frequency current norm command value for adjusting the superposed voltage amplitude command value. In this motor control system, the superimposed voltage amplitude adjusting means outputs the superimposed voltage amplitude command value to the voltage output means so that the high frequency current norm matches the high frequency current norm command value.

本発明によれば、回転子の回転状態を検出するためのセンサを用いずに電動機を制御する電動機の制御方法において、電動機が高トルク運転時でも電動機の運転を持続しつつ、回転子の回転状態を精度よく検出すると共に騒音の発生を抑制することができる。   According to the present invention, in an electric motor control method for controlling an electric motor without using a sensor for detecting the rotational state of the rotor, the rotation of the rotor is continued while the electric motor continues to operate even during high torque operation. The state can be detected with high accuracy and the generation of noise can be suppressed.

本発明の第１実施形態による電動機制御システム１００ａの構成図である。It is a lineblock diagram of electric motor control system 100a by a 1st embodiment of the present invention. 本発明による電動機制御において使用される座標系と記号の定義を示す図である。It is a figure which shows the definition of the coordinate system and symbol used in the motor control by this invention. 電圧出力手段３の内部構成図である。3 is an internal configuration diagram of voltage output means 3. FIG. 電流成分分離手段５の内部構成図である。3 is an internal configuration diagram of a current component separating unit 5. FIG. 電流成分分離手段５の動作を説明するための各信号の波形例を示す図である。It is a figure which shows the example of a waveform of each signal for demonstrating operation | movement of the electric current component separation means. 軸偏差基準量の特性説明図である。It is characteristic explanatory drawing of an axis deviation reference amount. 位相調整手段１０の内部構成図である。FIG. 3 is an internal configuration diagram of a phase adjusting unit 10. 高周波電流ノルム指令生成手段７の内部構成図である。7 is an internal configuration diagram of a high-frequency current norm command generation means 7. FIG. 重畳電圧振幅調整手段９の内部構成図である。6 is an internal configuration diagram of superposed voltage amplitude adjusting means 9. FIG. 電流とインダクタンスの特性説明図である。It is a characteristic explanatory view of current and inductance. 本発明の効果の説明図である。It is explanatory drawing of the effect of this invention. 本発明の第２実施形態による電動機制御システム１００ｂの構成図である。It is a block diagram of the electric motor control system 100b by 2nd Embodiment of this invention. 電圧出力手段１２の内部構成図である。3 is an internal configuration diagram of a voltage output means 12. FIG. 電流成分分離手段１３の内部構成図である。FIG. 6 is an internal configuration diagram of current component separation means 13. 本発明の第３実施形態による電動機制御システム１００ｃの構成図である。It is a block diagram of the electric motor control system 100c by 3rd Embodiment of this invention. 位相調整手段１５の内部構成図である。FIG. 3 is an internal configuration diagram of a phase adjustment unit 15. 本発明の第４実施形態による電動機制御システム１００ｄの構成図である。It is a block diagram of the motor control system 100d by 4th Embodiment of this invention.

以下、本発明の第１から第４の各実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明において、各図で共通する構成要素には同一の符号をそれぞれ付しており、それらの重複する構成要素についての説明を省略する。   Hereinafter, first to fourth embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the following description, the same reference numerals are given to the components common to the drawings, and the description of the overlapping components is omitted.

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態による電動機制御システム１００ａの構成図である。 (First embodiment)
FIG. 1 is a configuration diagram of an electric motor control system 100a according to a first embodiment of the present invention.

図１において、電動機制御システム１００ａは、電力変換装置５０ａと電動機１とを備える。電力変換装置５０ａは、電動機制御装置４０ａと、電力変換手段１１と、電流検出手段２とを備える。   In FIG. 1, an electric motor control system 100 a includes a power conversion device 50 a and an electric motor 1. The power conversion device 50 a includes an electric motor control device 40 a, a power conversion unit 11, and a current detection unit 2.

電流検出手段２は、電力変換手段１１から電動機１に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出し、その検出結果に応じた三相電流信号Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを電動機制御装置４０ａへ出力する。電流検出手段２は、たとえばホール素子を用いた電流センサにより実現される。   The current detection means 2 detects the three-phase AC currents Iu, Iv, Iw flowing from the power conversion means 11 to the motor 1, and outputs the three-phase current signals Iuc, Ivc, Iwc corresponding to the detection results to the motor control device 40a. To do. The current detection means 2 is realized by a current sensor using a Hall element, for example.

電力変換手段１１は、電動機制御装置４０ａで生成された三相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて、直流電源（不図示）からの直流電力を三相交流電力に変換し、電動機１へ供給する。このとき、電力変換手段１１から電動機１に対して、交流電力の電圧である三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、交流電力の電流である三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとが出力される。電力変換手段１１は、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などをスイッチング素子として用いたインバータにより実現される。 The power conversion means 11 converts DC power from a DC power source (not shown) into three-phase AC power based on the three-phase AC voltage command values Vu * , Vv * , Vw * generated by the motor control device 40a. , Supplied to the motor 1. At this time, three-phase AC voltages Vu, Vv, and Vw that are AC power voltages and three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw that are AC power currents are output from the power conversion unit 11 to the electric motor 1. The The power conversion means 11 is realized by an inverter using, for example, a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) as a switching element.

電動機１は、三相の同期電動機であり、電力変換手段１１から供給される三相交流電力によって動作する。電動機１は、複数の永久磁石が組み込まれた回転子が固定子の内部を回転するように構成されている。なお、こうした電動機１の構成の詳細については図示を省略する。   The electric motor 1 is a three-phase synchronous motor and operates with three-phase AC power supplied from the power conversion means 11. The electric motor 1 is configured such that a rotor incorporating a plurality of permanent magnets rotates inside the stator. The details of the configuration of the electric motor 1 are not shown.

図２は、本発明による電動機制御において使用される座標系と記号の定義を示す図である。図２において、ａ軸とｂ軸により定義されるａｂ軸座標系は、固定子の位置を表すための固定子座標系であり、ａ軸は一般的に電動機１のｕ相巻線位相を基準にとられる。一方、ｄ軸とｑ軸により定義されるｄｑ軸座標系は、回転子の磁極位置を表すための回転子座標系であり、電動機１の回転子と同期して回転する。電動機１が永久磁石同期電動機の場合、ｄ軸は一般的に回転子に取り付けられた永久磁石の位相を基準にとられる。ｄ軸は磁極軸とも呼ばれる。ｄｃ軸とｑｃ軸は、磁極位置の推定位相、すなわち電動機制御装置４０ａが行う制御において想定しているｄ軸とｑ軸の方向をそれぞれ表している。これらの座標軸によりｄｃ−ｑｃ軸座標系が定義される。ｄｃ軸は制御軸とも呼ばれている。ｐ軸とｚ軸により定義されるｐｚ軸座標系は、電圧指令の基本波に対して重畳される高周波電圧を表すための座標系である。なお、各座標系において組み合わされる座標軸同士はいずれも互いに直交している。   FIG. 2 is a diagram showing the definition of the coordinate system and symbols used in the motor control according to the present invention. In FIG. 2, the ab axis coordinate system defined by the a axis and the b axis is a stator coordinate system for representing the position of the stator, and the a axis is generally based on the u-phase winding phase of the electric motor 1. To be taken. On the other hand, the dq axis coordinate system defined by the d axis and the q axis is a rotor coordinate system for representing the magnetic pole position of the rotor, and rotates in synchronization with the rotor of the electric motor 1. When the motor 1 is a permanent magnet synchronous motor, the d axis is generally based on the phase of the permanent magnet attached to the rotor. The d-axis is also called a magnetic pole axis. The dc axis and the qc axis represent the estimated phase of the magnetic pole position, that is, the directions of the d axis and the q axis assumed in the control performed by the motor control device 40a, respectively. These coordinate axes define a dc-qc axis coordinate system. The dc axis is also called the control axis. The pz-axis coordinate system defined by the p-axis and the z-axis is a coordinate system for representing a high-frequency voltage superimposed on the fundamental wave of the voltage command. Note that the coordinate axes combined in each coordinate system are orthogonal to each other.

上記の各座標系において、図２に示すように、ａ軸を基準としたｄ軸、ｄｃ軸、ｐ軸の各軸の位相をθｄ、θｄｃ、θｐとそれぞれ表す。また、ｄ軸に対するｄｃ軸、ｐ軸の偏差をΔθ、θｐｄとそれぞれ表す。さらに、高周波電圧を重畳することで生じる高周波電流のｐ軸に対する位相差をθｉｖｈと表す。   In each of the above coordinate systems, as shown in FIG. 2, the phases of the d-axis, dc-axis, and p-axis with respect to the a-axis are represented as θd, θdc, and θp, respectively. Further, the deviations of the dc axis and the p axis with respect to the d axis are expressed as Δθ and θpd, respectively. Furthermore, the phase difference with respect to the p-axis of the high-frequency current generated by superimposing the high-frequency voltage is expressed as θivh.

図１において、電動機制御装置４０ａは、電圧出力手段３と、ベクトル演算手段４と、電流成分分離手段５と、電流指令生成手段６と、高周波電流ノルム指令生成手段７と、軸偏差基準量指令生成手段８と、重畳電圧振幅調整手段９と、位相調整手段１０とを備える。なお、電動機制御装置４０ａは、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、プログラムなどによって構成されている。すなわち、電動機制御装置４０ａが有する上記の各手段は、ＣＰＵがプログラムに応じて実行する処理としてそれぞれ実現されるものである。   In FIG. 1, the motor control device 40a includes a voltage output means 3, a vector calculation means 4, a current component separation means 5, a current command generation means 6, a high frequency current norm command generation means 7, an axis deviation reference amount command. A generation unit 8, a superimposed voltage amplitude adjustment unit 9, and a phase adjustment unit 10 are provided. The motor control device 40a includes a ROM (Read Only Memory), a RAM (Random Access Memory), a CPU (Central Processing Unit), a program, and the like. In other words, each of the above-described means included in the electric motor control device 40a is realized as processing executed by the CPU according to the program.

続いて、電動機制御装置４０ａの動作について説明する。電動機制御装置４０ａの主な目的は、電力変換手段１１が電動機１に供給する交流電力における励磁電流成分（ｄ軸電流）Ｉｄおよびトルク電流成分（ｑ軸電流）Ｉｑを任意の電流指令値Ｉｄｃ＊、Ｉｑｃ＊にそれぞれ一致させることにある。その実現のために、電動機制御装置４０ａでは電流制御系と位相制御系が動作する。位相制御系の目的は、電動機１の回転子の位置を表すｄ軸に制御軸であるｄｃ軸を一致（同期）させることであり、図１では主に位相調整手段１０がその役割を担う。一方、電流制御系の目的は、ｄｃ−ｑｃ軸座標系上のｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃとｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃを任意の電流指令値Ｉｄｃ＊、Ｉｑｃ＊にそれぞれ一致させることであり、主にベクトル演算手段４がその役割を担う。 Next, the operation of the motor control device 40a will be described. The main purpose of the motor control device 40a is to set the excitation current component (d-axis current) Id and torque current component (q-axis current) Iq in the AC power supplied from the power conversion means 11 to the motor 1 to an arbitrary current command value Idc *. , Iqc * . For this purpose, the current control system and the phase control system operate in the motor control device 40a. The purpose of the phase control system is to match (synchronize) the dc axis that is the control axis with the d axis that represents the position of the rotor of the electric motor 1, and in FIG. 1, the phase adjusting means 10 mainly plays the role. On the other hand, the purpose of the current control system is to make the dc axis current detection value Idc and the qc axis current detection value Iqc on the dc-qc axis coordinate system coincide with arbitrary current command values Idc * and Iqc * , respectively. In addition, the vector calculation means 4 plays the role.

まず、位相制御系が位置センサ類を用いずに高周波電圧を重畳することでｄ軸とｄｃ軸を同期させる動作について以下に説明する。   First, the operation in which the phase control system synchronizes the d-axis and the dc-axis by superimposing a high-frequency voltage without using position sensors will be described below.

図３は、電圧出力手段３の内部構成を示している。図３に示すように、電圧出力手段３は、交番電圧波形発生手段３ａと、乗算器３ｂと、結合器３ｃと、座標変換手段３ｄおよび３ｅと、加算器３ｆと、２相３相変換手段３ｇとを備える。これらの各構成は、前述の電動機制御装置４０ａが有する各手段と同様に、ＣＰＵがプログラムに応じて実行する処理としてそれぞれ実現される。なお、この実施形態では、電動機制御装置４０ａからの三相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊においてそれぞれ重畳される交番電圧の波形が矩形波であるものとする。 FIG. 3 shows the internal configuration of the voltage output means 3. As shown in FIG. 3, the voltage output means 3 includes an alternating voltage waveform generating means 3a, a multiplier 3b, a combiner 3c, coordinate conversion means 3d and 3e, an adder 3f, and a two-phase three-phase conversion means. 3g. Each of these configurations is realized as a process executed by the CPU according to a program, similarly to each unit included in the electric motor control device 40a. In this embodiment, the waveform of the alternating voltage superimposed on the three-phase AC voltage command values Vu * , Vv * , Vw * from the motor control device 40a is a rectangular wave.

交番電圧波形発生手段３ａから出力された高周波の矩形波信号は、乗算器３ｂへ出力される。この矩形波信号の周波数は、電動機１が動作する運転周波数、すなわち電動機制御装置４０ａによる電動機１の制御周波数よりも高い。交番電圧波形発生手段３ａからの矩形波信号は、さらに交番電圧波形waveとして電圧出力手段３の外へも出力される。この交番電圧波形waveは、図１に示すように電圧出力手段３から電流成分分離手段５へと出力される。   The high-frequency rectangular wave signal output from the alternating voltage waveform generating means 3a is output to the multiplier 3b. The frequency of this rectangular wave signal is higher than the operating frequency at which the electric motor 1 operates, that is, the control frequency of the electric motor 1 by the electric motor control device 40a. The rectangular wave signal from the alternating voltage waveform generating means 3a is further output to the outside of the voltage output means 3 as an alternating voltage waveform wave. This alternating voltage waveform wave is output from the voltage output means 3 to the current component separation means 5 as shown in FIG.

乗算器３ｂは、交番電圧波形発生手段３ａから入力された矩形波信号を、図１に示すように重畳電圧振幅調整手段９から入力される重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊と掛け合わせることで、重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊に応じた振幅の矩形波信号を生成する。こうして生成された矩形波信号は、結合器３ｃへと出力される。 The multiplier 3b multiplies the rectangular wave signal input from the alternating voltage waveform generating means 3a by the superimposed voltage amplitude command value Vh * input from the superimposed voltage amplitude adjusting means 9 as shown in FIG. A rectangular wave signal having an amplitude corresponding to the voltage amplitude command value Vh * is generated. The rectangular wave signal thus generated is output to the coupler 3c.

結合器３ｃは、乗算器３ｂから入力された矩形波信号をｐ軸上の交番電圧Ｖｐｈ＊およびｚ軸上の交番電圧Ｖｚｈ＊に変換し、ｐｚ軸座標系のベクトル量を表す交番電圧ベクトルとして座標変換手段３ｄに出力する。 The coupler 3c converts the rectangular wave signal input from the multiplier 3b into an alternating voltage Vph * on the p-axis and an alternating voltage Vzh * on the z-axis, and as an alternating voltage vector representing a vector quantity in the pz-axis coordinate system. It outputs to the coordinate conversion means 3d.

座標変換手段３ｄは、図１に示すように位相調整手段１０から入力されるｐ軸の位相情報θｐに基づいて、結合器３ｃから入力された交番電圧ベクトルをａｂ軸座標系のベクトル量に変換する。そして、変換後の交番電圧ベクトルを加算器３ｆに出力する。   As shown in FIG. 1, the coordinate conversion unit 3d converts the alternating voltage vector input from the coupler 3c into a vector amount in the ab axis coordinate system based on the p-axis phase information θp input from the phase adjustment unit 10. To do. Then, the converted alternating voltage vector is output to the adder 3f.

座標変換手段３ｅは、図１に示すように位相調整手段１０から入力されるｄｃ軸の位相情報θｄｃに基づいて、図１のベクトル演算手段４から入力される電圧指令の基本波ベクトルをｄｃ−ｑｃ軸座標系のベクトル量からａｂ軸座標系のベクトル量へと変換する。なお、ベクトル演算手段４から入力される電圧指令の基本波ベクトルは、ｄｃ軸上の基本電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑｃ軸上の基本電圧指令値Ｖｑｃ＊によって表される。そして、変換後の基本波ベクトルを加算器３ｆに出力する。 As shown in FIG. 1, the coordinate conversion unit 3 e converts the fundamental wave vector of the voltage command input from the vector calculation unit 4 of FIG. 1 to dc− based on the dc-axis phase information θdc input from the phase adjustment unit 10. The vector quantity in the qc axis coordinate system is converted into the vector quantity in the ab axis coordinate system. The fundamental wave vector of the voltage command input from the vector calculation means 4 is represented by the fundamental voltage command value Vdc * on the dc axis and the fundamental voltage command value Vqc * on the qc axis. Then, the converted fundamental wave vector is output to the adder 3f.

加算器３ｆは、座標変換手段３ｄからの交番電圧ベクトルを座標変換手段３ｅからの基本波ベクトルに加算する。これにより、ベクトル演算手段４から入力された基本電圧指令値Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊に対して、交番電圧ベクトルに応じた高周波の交番電圧が重畳される。加算器３ｆによる重畳結果を表す加算後のベクトルは、加算器３ｆから２相３相変換手段３ｇに出力される。 The adder 3f adds the alternating voltage vector from the coordinate conversion means 3d to the fundamental wave vector from the coordinate conversion means 3e. As a result, a high-frequency alternating voltage corresponding to the alternating voltage vector is superimposed on the basic voltage command values Vdc * and Vqc * input from the vector calculation means 4. The added vector representing the result of superposition by the adder 3f is output from the adder 3f to the two-phase / three-phase conversion means 3g.

２相３相変換手段３ｇは、加算器３ｆから入力された加算後のベクトルをｕ相、ｖ相、ｗ相の各相に対応する電圧値へと変換し、三相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊として出力する。これらの三相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は、前述のように電動機制御装置４０ａが生成したものとして電力変換手段１１へ出力される。 The two-phase / three-phase conversion means 3g converts the vector after addition input from the adder 3f into voltage values corresponding to the u-phase, v-phase, and w-phase, and a three-phase AC voltage command value Vu *. , Vv * and Vw * . These three-phase AC voltage command values Vu * , Vv * , Vw * are output to the power conversion means 11 as generated by the motor control device 40a as described above.

以上説明したようにして、電圧出力手段３により、電動機制御装置４０ａが生成する三相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊において矩形波の高周波電圧が重畳される。なお、本実施形態では交番電圧ベクトルと基本波ベクトルをａｂ軸座標系にそれぞれ変換してから加算器３ｆにより足し合わせているが、たとえばｄｃ−ｑｃ軸座標系やｕｖｗ座標系など、その他の座標系で足し合わせてもよい。 As described above, the voltage output means 3 superimposes a rectangular wave high-frequency voltage on the three-phase AC voltage command values Vu * , Vv * , Vw * generated by the motor control device 40a. In this embodiment, the alternating voltage vector and the fundamental wave vector are respectively converted into the ab axis coordinate system and then added by the adder 3f. However, other coordinates such as a dc-qc axis coordinate system and an uvw coordinate system are used. You may add together.

図４は、電流成分分離手段５の内部構成を示している。図４に示すように、電流成分分離手段５は、座標変換手段５ａと、基本波成分抽出手段５ｂと、高周波成分抽出手段５ｃと、符号補償手段５ｄと、軸偏差基準量演算手段５ｅと、ノルム演算手段５ｆとを備える。これらの各構成は、前述の電動機制御装置４０ａや電圧出力手段３の各構成と同様に、ＣＰＵがプログラムに応じて実行する処理としてそれぞれ実現される。   FIG. 4 shows the internal configuration of the current component separating means 5. As shown in FIG. 4, the current component separating means 5 includes a coordinate converting means 5a, a fundamental wave component extracting means 5b, a high frequency component extracting means 5c, a sign compensating means 5d, an axis deviation reference amount calculating means 5e, Norm calculating means 5f. Each of these components is realized as a process executed by the CPU according to a program, similarly to the components of the electric motor control device 40a and the voltage output means 3 described above.

図５は、電流成分分離手段５の動作を説明するための各信号の波形例を示す図である。図５において、図５（ａ）は、図３の電圧出力手段３において交番電圧波形発生手段３ａが発生する矩形波信号の周期を決める三角波キャリアの波形例を示している。図５（ｂ）は、電圧出力手段３において結合器３ｃから座標変換手段３ｄに出力される前述のｐ軸上の交番電圧Ｖｐｈ＊の波形例を示している。図５（ｃ）は、ｄｃ−ｑｃ軸座標系でのｄ軸電流検出値Ｉｄｃの波形例とその平均値である基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧを示している。図５（ｄ）は、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃの１回当たりの差分値ΔＩｄｃの波形例を示している。図５（ｅ）は、電圧出力手段３において交番電圧波形発生手段３ａから出力される前述の交番電圧波形waveの波形例を示している。図５（ｆ）は、図５（ｄ）の波形と図５（ｅ）の波形とを掛け合わせた波形例を示している。 FIG. 5 is a diagram showing a waveform example of each signal for explaining the operation of the current component separating means 5. 5A shows a waveform example of a triangular wave carrier that determines the period of the rectangular wave signal generated by the alternating voltage waveform generating means 3a in the voltage output means 3 of FIG. FIG. 5B shows a waveform example of the above-described alternating voltage Vph * on the p-axis output from the coupler 3 c to the coordinate conversion unit 3 d in the voltage output unit 3. FIG. 5C shows a waveform example of the d-axis current detection value Idc in the dc-qc axis coordinate system and a fundamental wave current component IdcAVG that is an average value thereof. FIG. 5D shows a waveform example of the difference value ΔIdc per time of the detected d-axis current value Idc. FIG. 5 (e) shows a waveform example of the aforementioned alternating voltage waveform wave output from the alternating voltage waveform generating means 3 a in the voltage output means 3. FIG. 5F shows a waveform example obtained by multiplying the waveform of FIG. 5D and the waveform of FIG.

電動機制御装置４０ａにおいて、電流検出手段２から出力された三相電流信号Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃは、図１に示すように電流成分分離手段５へと入力される。これらの信号は、ベクトル演算手段４からの基本電圧指令値Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊に応じた基本波電流成分（電圧指令の基本波ベクトルに対応する電流成分）と、重畳電圧振幅調整手段９からの重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊に応じた高周波電流成分（交番電圧ベクトルに対応する電流成分）とを含む。ここで、電動機制御装置４０ａが行う制御において、電流制御系では基本波電流成分が必要であり、位相制御系では高周波電流成分が必要となる。そのため、電流成分分離手段５では、次のようにして電流検出手段２からの三相電流信号Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを基本波電流成分と高周波電流成分に分離する操作を行う。 In the motor control device 40a, the three-phase current signals Iuc, Ivc and Iwc output from the current detection means 2 are input to the current component separation means 5 as shown in FIG. These signals include a fundamental wave current component corresponding to the fundamental voltage command values Vdc * and Vqc * from the vector computing unit 4 (a current component corresponding to the fundamental wave vector of the voltage command) and a superimposed voltage amplitude adjusting unit 9. And a high-frequency current component corresponding to the superimposed voltage amplitude command value Vh * (current component corresponding to the alternating voltage vector). Here, in the control performed by the motor control device 40a, a fundamental current component is required in the current control system, and a high frequency current component is required in the phase control system. Therefore, the current component separating unit 5 performs an operation of separating the three-phase current signals Iuc, Ivc, and Iwc from the current detecting unit 2 into a fundamental wave current component and a high frequency current component as follows.

図４、５を参照して、電流成分分離手段５の動作を説明する。図４において、座標変換手段５ａは、図１に示すように位相調整手段１０から入力されるｄｃ軸の位相情報θｄｃに基づいて、電流検出手段２からの三相電流信号Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃをｄｃ−ｑｃ軸座標系のベクトル量に変換する座標変換を行う。この座標変換により、前述のｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃおよびｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃが求められる。これらの電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、座標変換手段５ａから基本波成分抽出手段５ｂおよび高周波成分抽出手段５ｃへと出力される。なお、図５（ｃ）ではｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃの波形例のみを示している。   The operation of the current component separating means 5 will be described with reference to FIGS. In FIG. 4, the coordinate conversion means 5a receives the three-phase current signals Iuc, Ivc, Iwc from the current detection means 2 based on the dc-axis phase information θdc input from the phase adjustment means 10 as shown in FIG. Coordinate conversion is performed for conversion into a vector quantity in the dc-qc axis coordinate system. By this coordinate conversion, the aforementioned dc-axis current detection value Idc and qc-axis current detection value Iqc are obtained. These current detection values Idc and Iqc are output from the coordinate conversion means 5a to the fundamental wave component extraction means 5b and the high frequency component extraction means 5c. FIG. 5C shows only a waveform example of the dc axis current detection value Idc.

基本波成分抽出手段５ｂは、座標変換手段５ａから入力されたｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃおよびｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃをそれぞれ所定のタイミングごとにサンプリングする。図５（ｃ）ではｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃをサンプリングする検出点を例示しているが、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃについても同様である。そして、逐次平均処理を実施することにより、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃおよびｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃの各サンプリング値の平均値を逐次求め、これらに含まれる高周波成分をそれぞれキャンセルして、ｄｃ軸の基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧおよびｑｃ軸の基本波電流成分ＩｑｃＡＶＧを抽出する。こうして抽出された基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧ、ＩｑｃＡＶＧは、図１に示すように電流成分分離手段５からベクトル演算手段４および高周波電流ノルム指令生成手段７へと出力される。   The fundamental wave component extraction unit 5b samples the dc-axis current detection value Idc and the qc-axis current detection value Iqc input from the coordinate conversion unit 5a at each predetermined timing. FIG. 5C illustrates a detection point for sampling the dc axis current detection value Idc, but the same applies to the qc axis current detection value Iqc. Then, by performing the sequential averaging process, the average values of the respective sampling values of the dc-axis current detection value Idc and the qc-axis current detection value Iqc are sequentially obtained, and the high-frequency components included in these are canceled, respectively. The fundamental wave current component IdcAVG and the fundamental wave current component IqcAVG of the qc axis are extracted. The fundamental wave current components IdcAVG and IqcAVG thus extracted are output from the current component separation means 5 to the vector calculation means 4 and the high frequency current norm command generation means 7 as shown in FIG.

高周波成分抽出手段５ｃは、座標変換手段５ａから入力されたｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃおよびｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃに対して、今回の検出値から前回の検出値をそれぞれ減算することにより、１回当たりの差分値ΔＩｄｃおよびΔＩｑｃをそれぞれ算出する。図５（ｄ）ではｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃに対して算出される差分値ΔＩｄｃを示しているが、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃに対して算出される差分値ΔＩｑｃについても同様である。ここで、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃおよびｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃの基本波成分の周波数は交番電圧の周波数に対して十分低いため、上記の差分値ΔＩｄｃ、ΔＩｑｃはほぼ交番電圧による電流変化量とみなすことが出来る。すなわち、特殊なフィルタ等を使用することなく、電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃから交番電圧に応じた高周波電流成分を表す差分値ΔＩｄｃ、ΔＩｑｃの抽出が高速に実現できることになる。なお、図５（ｂ）、（ｄ）から分かるように、ｄｃ軸の差分値ΔＩｄｃは、交番電圧Ｖｐｈ＊の正負符号の交代に伴って半周期分だけ遅れて符号が反転する。ｑｃ軸の差分値ΔＩｑｃと交番電圧Ｖｚｈ＊についても同様である。算出されたｄｃ軸の差分値ΔＩｄｃおよびｑｃ軸の差分値ΔＩｑｃは、高周波成分抽出手段５ｃから符号補償手段５ｄへと出力される。 The high-frequency component extraction unit 5c performs one time by subtracting the previous detection value from the current detection value to the dc-axis current detection value Idc and the qc-axis current detection value Iqc input from the coordinate conversion unit 5a. Winning difference values ΔIdc and ΔIqc are calculated, respectively. FIG. 5D shows the difference value ΔIdc calculated for the dc axis current detection value Idc, but the same applies to the difference value ΔIqc calculated for the qc axis current detection value Iqc. Here, since the frequency of the fundamental wave component of the dc-axis current detection value Idc and the qc-axis current detection value Iqc is sufficiently lower than the frequency of the alternating voltage, the above difference values ΔIdc and ΔIqc are substantially equal to the current change amount due to the alternating voltage. Can be considered. That is, the differential values ΔIdc and ΔIqc representing the high-frequency current component corresponding to the alternating voltage can be extracted at high speed from the current detection values Idc and Iqc without using a special filter or the like. As can be seen from FIGS. 5B and 5D, the dc-axis difference value ΔIdc is inverted by a half period with the change of the positive / negative sign of the alternating voltage Vph * . The same applies to the qc axis difference value ΔIqc and the alternating voltage Vzh * . The calculated dc-axis difference value ΔIdc and qc-axis difference value ΔIqc are output from the high-frequency component extraction means 5c to the code compensation means 5d.

符号補償手段５ｄは、高周波成分抽出手段５ｃから入力されたｄｃ軸の差分値ΔＩｄｃとｑｃ軸の差分値ΔＩｑｃに対して、図１に示すように電圧出力手段３から入力される交番電圧波形waveに基づく符号補償を行う。前述のように差分値ΔＩｄｃ、ΔＩｑｃは、交番電圧における正負符号の交代に伴ってそれぞれの符号が反転する。そのため、これらの差分値に対して交番電圧波形waveをそれぞれ掛け合わせることで、符号の反転を打ち消して符号補償を行うことができる。図５（ｆ）では、図５（ｄ）に示すｄｃ軸の差分値ΔＩｄｃに対して図５（ｅ）に示す交番電圧波形waveを掛け合わせた例を示しているが、ｑｃ軸の差分値ΔＩｑｃについても同様である。このとき、必要に応じて逐次平均を施してもよい。こうして符号補償が行われた後の差分値ΔＩｄｃおよびΔＩｑｃは、高周波電流ベクトルΔＩｄｃＡＶＧ、ΔＩｑｃＡＶＧとして、符号補償手段５ｄから軸偏差基準量演算手段５ｅおよびノルム演算手段５ｆへそれぞれ出力される。   The sign compensator 5d applies an alternating voltage waveform wave input from the voltage output means 3 to the dc axis difference value ΔIdc and qc axis difference value ΔIqc input from the high frequency component extraction means 5c as shown in FIG. Code compensation based on As described above, the difference values ΔIdc and ΔIqc are inverted in sign as the sign of the alternating voltage is changed. Therefore, by multiplying these differential values by the alternating voltage waveform wave, it is possible to cancel the inversion of the code and perform the code compensation. FIG. 5F shows an example in which the dc-axis difference value ΔIdc shown in FIG. 5D is multiplied by the alternating voltage waveform wave shown in FIG. 5E, but the qc-axis difference value is shown. The same applies to ΔIqc. At this time, you may perform an average sequentially as needed. The difference values ΔIdc and ΔIqc after the code compensation is performed in this way are output as high-frequency current vectors ΔIdcAVG and ΔIqcAVG from the code compensation unit 5d to the axis deviation reference amount calculation unit 5e and the norm calculation unit 5f, respectively.

軸偏差基準量演算手段５ｅは、図１に示すように位相調整手段１０から入力されるｄｃ軸の位相情報θｄｃおよびｐ軸の位相情報θｐと、符号補償手段５ｄから入力された高周波電流ベクトルΔＩｄｃＡＶＧ、ΔＩｑｃＡＶＧとに基づいて、基本波に重畳される高調波電圧とそれによって生じる高周波電流との間の位相差を算出する。この位相差は、図２に示した高周波電流のｐ軸に対する位相差θｉｖｈで表すことができる。図２から分かるように、位相差θｉｖｈにはθｐとθｄの位相差情報が含まれるため、たとえば以下の式（１）のように位相差θｉｖｈを計算することができる。   As shown in FIG. 1, the axis deviation reference amount calculation means 5 e includes the dc-axis phase information θdc and the p-axis phase information θp input from the phase adjustment means 10, and the high-frequency current vector ΔIdcAVG input from the sign compensation means 5 d. Based on ΔIqcAVG, the phase difference between the harmonic voltage superimposed on the fundamental wave and the high-frequency current generated thereby is calculated. This phase difference can be expressed by the phase difference θivh with respect to the p-axis of the high-frequency current shown in FIG. As can be seen from FIG. 2, the phase difference θivh includes the phase difference information of θp and θd. Therefore, for example, the phase difference θivh can be calculated as in the following equation (1).

・・・（１） ... (1)

位相差θｉｖｈを計算したら、軸偏差基準量演算手段５ｅはさらに位相差θｉｖｈに負のゲインを乗算し、その結果を軸偏差基準量ｘθｐｄとして出力する。軸偏差基準量演算手段５ｅから出力された軸偏差基準量ｘθｐｄは、図１に示すように電流成分分離手段５から位相調整手段１０へと出力される。   After calculating the phase difference θivh, the axis deviation reference amount calculation means 5e further multiplies the phase difference θivh by a negative gain and outputs the result as an axis deviation reference amount xθpd. The axis deviation reference amount xθpd output from the axis deviation reference amount calculation means 5e is output from the current component separation means 5 to the phase adjustment means 10 as shown in FIG.

図６は、軸偏差基準量ｘθｐｄの特性を説明するための図である。図６に示すように、軸偏差基準量ｘθｐｄはｄ軸に対するｐ軸の偏差θｐｄに応じて変化することから、磁極位置すなわちｄ軸位相θｄの情報を含むことが分かる。すなわち、軸偏差基準量演算手段５ｅにより、電動機１の磁極位置に応じた軸偏差基準量ｘθｐｄを求めることができる。したがって、位相制御系のために軸偏差基準量ｘθｐｄが必要となる。   FIG. 6 is a diagram for explaining the characteristics of the axis deviation reference amount xθpd. As shown in FIG. 6, since the axis deviation reference amount xθpd changes in accordance with the p-axis deviation θpd with respect to the d-axis, it can be seen that information on the magnetic pole position, that is, the d-axis phase θd is included. That is, the shaft deviation reference amount xθpd corresponding to the magnetic pole position of the electric motor 1 can be obtained by the shaft deviation reference amount calculation means 5e. Therefore, the axis deviation reference amount xθpd is required for the phase control system.

ノルム演算手段５ｆは、本発明の電動機制御を実現するために電流成分分離手段５において新たに追加されたものであり、符号補償手段５ｄから入力された高周波電流ベクトルΔＩｄｃＡＶＧ、ΔＩｑｃＡＶＧのノルム（以下、高周波電流ノルムＩｈと称する）を計算する。ここでいうノルムとは、高周波電流ベクトルの長さ成分のことである。たとえば以下の式（２）に示すようなＨ２ノルムの計算を適用することにより、高周波電流ノルムＩｈを計算することができる。ノルム演算手段５ｆで計算された高周波電流ノルムＩｈは、図１に示すように電流成分分離手段５から重畳電圧振幅調整手段９へと出力され、重畳電圧振幅調整手段９が行う後述のような制御において利用される。   The norm calculation means 5f is newly added in the current component separation means 5 in order to realize the motor control of the present invention. High frequency current norm Ih). The norm here is the length component of the high-frequency current vector. For example, the high frequency current norm Ih can be calculated by applying the calculation of the H2 norm as shown in the following equation (2). The high frequency current norm Ih calculated by the norm calculating means 5f is output from the current component separating means 5 to the superimposed voltage amplitude adjusting means 9 as shown in FIG. Used in

・・・（２） ... (2)

以上説明したようにして、電流成分分離手段５により、電流検出手段２からの三相電流信号Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃが基本波電流成分と高周波電流成分に分離される。そして、基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧ、ＩｑｃＡＶＧがベクトル演算手段４および高周波電流ノルム指令生成手段７へ出力され、高周波電流成分に基づく軸偏差基準量ｘθｐｄと高周波電流ノルムＩｈが位相調整手段１０と重畳電圧振幅調整手段９へそれぞれ出力される。   As described above, the current component separation means 5 separates the three-phase current signals Iuc, Ivc, and Iwc from the current detection means 2 into a fundamental wave current component and a high frequency current component. Then, the fundamental wave current components IdcAVG and IqcAVG are output to the vector calculation means 4 and the high frequency current norm command generation means 7, and the axis deviation reference amount xθpd and the high frequency current norm Ih based on the high frequency current component are compared with the phase adjustment means 10 and the superimposed voltage amplitude. Each is output to the adjusting means 9.

軸偏差基準量指令生成手段８は、所定の軸偏差基準量指令ｘθｐｄ＊を生成して位相調整手段１０へ出力する。電動機制御装置４０ａの位相制御系では、以下に説明するような位相調整手段１０の動作により、軸偏差基準量指令生成手段８が生成する軸偏差基準量指令ｘθｐｄ＊と上記の軸偏差基準量ｘθｐｄとが一致するように、重畳位相および制御軸位相、すなわちｐ軸の位相θｐおよびｄｃ軸の位相θｄｃを調整する。軸偏差基準量指令ｘθｐｄ＊は、ｘθｐｄ＝ｘθｐｄ＊のときに重畳位相θｐとｄ軸（磁極軸）の位相θｄが一致するような値をとる。ここで、電動機１が突極性を有するものである場合、軸偏差基準量ｘθｐｄは図６のような特性となり、ｄ軸に対するｐ軸の偏差θｐｄが０であるときにｘθｐｄ＝０となる。このことから通常はｘθｐｄ＊＝０とすればよい。こうして常にｘθｐｄ＝ｘθｐｄ＊となるようにｐ軸の位相θｐを制御することで、θｐ＝θｄとみなすことができる。このような原理により、電動機制御装置４０ａにおいて、位置センサを使用することなく電動機１の磁極位置の位相θｄを推定することができる。 The axis deviation reference amount command generation means 8 generates a predetermined axis deviation reference amount command xθpd * and outputs it to the phase adjustment means 10. In the phase control system of the motor control device 40a, the axis deviation reference amount command xθpd * generated by the axis deviation reference amount command generation unit 8 and the above-described axis deviation reference amount xθpd are obtained by the operation of the phase adjustment unit 10 as described below. And the superposed phase and the control axis phase, that is, the p-axis phase θp and the dc-axis phase θdc are adjusted. The axis deviation reference amount command xθpd * takes a value such that the superposition phase θp and the phase θd of the d axis (magnetic pole axis) coincide with each other when xθpd = xθpd * . Here, when the electric motor 1 has saliency, the axis deviation reference amount xθpd has characteristics as shown in FIG. 6, and when the p-axis deviation θpd with respect to the d-axis is 0, xθpd = 0. For this reason, it is usually sufficient to set xθpd * = 0. Thus, by controlling the p-axis phase θp so that xθpd = xθpd * always, it can be regarded as θp = θd. Based on such a principle, the motor control device 40a can estimate the phase θd of the magnetic pole position of the electric motor 1 without using a position sensor.

図７は、位相調整手段１０の内部構成例を示している。図７に示すように、位相調整手段１０は、第１の位相調整手段１０ａと、第２の位相調整手段１０ｂと、選択スイッチ１０ｃとを備える。これらの各構成は、前述の電動機制御装置４０ａ、電圧出力手段３、電流成分分離手段５の各構成と同様に、ＣＰＵがプログラムに応じて実行する処理としてそれぞれ実現される。   FIG. 7 shows an example of the internal configuration of the phase adjusting means 10. As shown in FIG. 7, the phase adjustment unit 10 includes a first phase adjustment unit 10a, a second phase adjustment unit 10b, and a selection switch 10c. Each of these components is realized as a process executed by the CPU in accordance with a program, similarly to the components of the electric motor control device 40a, the voltage output unit 3, and the current component separating unit 5.

第１の位相調整手段１０ａは、図１に示すように電流成分分離手段５から入力される軸偏差基準量ｘθｐｄと、軸偏差基準量指令生成手段８からの軸偏差基準量指令ｘθｐｄ＊とが一致するように、重畳位相θｐを調整する。ここで、第１の位相調整手段１０ａの応答が十分速ければ、軸偏差基準量ｘθｐｄと軸偏差基準量指令ｘθｐｄ＊が一致するようθｐを調整することで、前述のように重畳位相θｐと磁極軸位相θｄが一致しているとみなすことができる。この場合、重畳位相θｐと制御軸位相θｄｃの差分が、現在の磁極軸位相θｄと制御軸位相θｄｃとの間の軸偏差Δθということになる。第１の位相調整手段１０ａにおいて調整された重畳位相θｐは、第２の位相調整手段１０ａおよび選択スイッチ１０ｃへ出力される。さらに、ｐ軸の位相情報として、図１に示すように位相調整手段１０から電圧出力手段３および電流成分分離手段５にも出力される。 As shown in FIG. 1, the first phase adjusting unit 10a has an axis deviation reference amount xθpd input from the current component separating unit 5 and an axis deviation reference amount command xθpd * from the axis deviation reference amount command generating unit 8. The superposition phase θp is adjusted so as to match. Here, if the response of the first phase adjusting means 10a is sufficiently fast, the superimposed phase θp and the magnetic pole are adjusted as described above by adjusting θp so that the axial deviation reference amount xθpd matches the axial deviation reference amount command xθpd *. It can be considered that the axial phases θd coincide. In this case, the difference between the superimposed phase θp and the control axis phase θdc is the axis deviation Δθ between the current magnetic pole axis phase θd and the control axis phase θdc. The superimposed phase θp adjusted by the first phase adjusting unit 10a is output to the second phase adjusting unit 10a and the selection switch 10c. Further, the phase information of the p-axis is also output from the phase adjusting means 10 to the voltage output means 3 and the current component separating means 5 as shown in FIG.

第２の位相調整手段１０ｂは、第１の位相調整手段１０ａからの重畳位相θｐに基づいて前述の軸偏差Δθを算出し、その軸偏差Δθを０とするように制御軸位相θｄｃを調整する。こうして制御軸位相θｄｃを調整することにより、磁極軸すなわちｄ軸の位相θｄと、制御軸すなわちｄｃ軸の位相θｄｃとを同期させる。第２の位相調整手段１０ｂにおいて調整された制御軸位相θｄｃは、選択スイッチ１０ｃへ出力される。   The second phase adjustment unit 10b calculates the above-described axis deviation Δθ based on the superimposed phase θp from the first phase adjustment unit 10a, and adjusts the control axis phase θdc so that the axis deviation Δθ is zero. . By adjusting the control axis phase θdc in this way, the magnetic pole axis, ie, the d-axis phase θd, and the control axis, ie, the dc-axis phase θdc, are synchronized. The control axis phase θdc adjusted by the second phase adjusting means 10b is output to the selection switch 10c.

選択スイッチ１０ｃは、Ａ、Ｂ２つの接点を入力側に有しており、いずれか一方の接点を選択して出力側の接点との間を結線する。接点Ａには第２の位相調整手段１０ｂからの制御軸位相θｄｃが入力され、接点Ｂには第１の位相調整手段１０ａからの重畳位相θｐが入力される。そのため、選択スイッチ１０ｃにおいて接点Ａを選択した場合、制御軸位相θｄｃをｄｃ軸の位相情報として位相調整手段１０から電圧出力手段３および電流成分分離手段５へ出力することができる。一方、選択スイッチ１０ｃにおいて接点Ｂを選択した場合は、重畳位相θｐがｄｃ軸の位相情報θｄｃとして位相調整手段１０から電圧出力手段３および電流成分分離手段５へ出力される。これにより、ｐ軸の位相情報θｐとｄｃ軸の位相情報θｄｃとを一致させ、電圧出力手段３や電流成分分離手段５における演算負荷を軽くすることができる。なお、選択スイッチ１０ｃの結線は上述のように必要に応じて変更することができるものであるが、結線をいずれか一方に固定してもよい。その場合、選択スイッチ１０ｃにおけるスイッチ動作などの不要な処理を省略しても構わない。これは、以降で説明する図面内に描かれた他の選択スイッチに関しても同様である。   The selection switch 10c has two contacts, A and B, on the input side, and selects one of the contacts to connect between the contacts on the output side. The control shaft phase θdc from the second phase adjusting unit 10b is input to the contact A, and the superimposed phase θp from the first phase adjusting unit 10a is input to the contact B. Therefore, when the contact point A is selected by the selection switch 10c, the control axis phase θdc can be output from the phase adjusting unit 10 to the voltage output unit 3 and the current component separating unit 5 as phase information of the dc axis. On the other hand, when the contact point B is selected by the selection switch 10c, the superimposed phase θp is output from the phase adjustment unit 10 to the voltage output unit 3 and the current component separation unit 5 as the dc-axis phase information θdc. Thereby, the phase information θp on the p-axis and the phase information θdc on the dc-axis can be matched, and the calculation load on the voltage output means 3 and the current component separation means 5 can be reduced. The connection of the selection switch 10c can be changed as necessary as described above, but the connection may be fixed to either one. In that case, unnecessary processing such as switch operation in the selection switch 10c may be omitted. The same applies to the other selection switches depicted in the drawings described below.

上記のような各構成の動作により、位相調整手段１０において重畳位相θｐと制御軸位相θｄｃとを別々に制御することができる。そのため、電流制御系の応答設計とは無関係に第１の位相調整手段１０ａの制御応答設計が可能となる。   By the operation of each configuration as described above, the superimposing phase θp and the control axis phase θdc can be separately controlled in the phase adjusting means 10. Therefore, it is possible to design the control response of the first phase adjusting means 10a regardless of the response design of the current control system.

以上説明したような位相制御系の動作により、位置センサ類を用いずにｄ軸とｄｃ軸を同期させることができる。   By the operation of the phase control system as described above, the d-axis and the dc-axis can be synchronized without using position sensors.

続いて、電流制御系の動作について説明する。電流制御系は、上記のような位相制御系の動作によってｄｃ軸がｄ軸に一致しているものと仮定して、以下で説明するような動作を行う。   Subsequently, the operation of the current control system will be described. The current control system performs the operation described below, assuming that the dc axis coincides with the d axis by the operation of the phase control system as described above.

電流指令生成手段６は、上位のシステムから電動機制御装置４０ａに入力されるトルク指令等の入力情報に基づいて、電動機１に供給される交流電力の励磁電流成分であるｄ軸電流Ｉｄに対するｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ＊と、トルク電流成分であるｑ軸電流Ｉｑに対するｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ＊とを生成する。電流指令生成手段６により生成された電流指令値Ｉｄｃ＊、Ｉｑｃ＊は、図１に示すようにベクトル演算手段４および高周波電流ノルム指令生成手段７へ出力される。 The current command generation means 6 is a dc axis for the d-axis current Id that is an exciting current component of AC power supplied to the motor 1 based on input information such as a torque command input from the host system to the motor control device 40a. A current command value Idc * and a qc-axis current command value Iqc * for the q-axis current Iq, which is a torque current component, are generated. The current command values Idc * and Iqc * generated by the current command generation unit 6 are output to the vector calculation unit 4 and the high frequency current norm command generation unit 7 as shown in FIG.

ベクトル演算手段４は、電流指令生成手段６からの電流指令値Ｉｄｃ＊、Ｉｑｃ＊と、電流成分分離手段５からの基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧ、ＩｑｃＡＶＧとに基づいて、電圧指令の基本波ベクトルである基本電圧指令値Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を調整する。具体的には、基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧ、ＩｑｃＡＶＧが電流指令値Ｉｄｃ＊、Ｉｑｃ＊とそれぞれ一致するように、基本電圧指令値Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を演算し、演算結果を電圧出力手段３へ出力する。ベクトル演算手段４は、この演算を電動機１の運転周波数に応じた所定の制御応答速度で行うことができる。なお、電流指令値Ｉｄｃ＊は通常の状態ではゼロであるが、弱め界磁や起動時などの特定の制御状態のときにはゼロに設定しないことがある。たとえば起動時にｄ軸の電流検出値Ｉｄｃを徐々に増加することにより、回転子を所定の回転位置に固定させてから通常のベクトル制御に移行することができる。 The vector calculation means 4 is a fundamental wave vector of a voltage command based on the current command values Idc * and Iqc * from the current command generation means 6 and the fundamental wave current components IdcAVG and IqcAVG from the current component separation means 5. The basic voltage command values Vdc * and Vqc * are adjusted. Specifically, the basic voltage command values Vdc * and Vqc * are calculated so that the fundamental wave current components IdcAVG and IqcAVG coincide with the current command values Idc * and Iqc * , respectively, and the calculation results are output to the voltage output means 3. To do. The vector calculation means 4 can perform this calculation at a predetermined control response speed corresponding to the operating frequency of the electric motor 1. Note that the current command value Idc * is zero in a normal state, but may not be set to zero in a specific control state such as a field weakening or start-up. For example, by gradually increasing the d-axis current detection value Idc at the time of startup, it is possible to shift to normal vector control after fixing the rotor to a predetermined rotational position.

以上説明したような電流制御系の動作により、ｄｃ−ｑｃ軸座標系の電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃを電流指令値Ｉｄｃ＊、Ｉｑｃ＊にそれぞれ一致させることができる。 Through the operation of the current control system as described above, the current detection values Idc and Iqc in the dc-qc axis coordinate system can be made to coincide with the current command values Idc * and Iqc * , respectively.

上記の電流制御系および位相制御系による各動作が電動機制御の基本的な動作である。本発明では、これらの電流制御系と位相制御系に加えて、さらに高周波電流リプルのノルム値を制御するための高周波電流制御系が実装されている。本実施形態では、電流成分分離手段５において追加された前述のノルム演算手段５ｆと、高周波電流ノルム指令生成手段７と、重畳電圧振幅調整手段９とが主にその役割を担う。   Each operation by the current control system and the phase control system is a basic operation of the motor control. In the present invention, in addition to these current control system and phase control system, a high frequency current control system for controlling the norm value of the high frequency current ripple is mounted. In the present embodiment, the norm calculating means 5f, the high frequency current norm command generating means 7 and the superimposed voltage amplitude adjusting means 9 added in the current component separating means 5 mainly play the role.

図８は、高周波電流ノルム指令生成手段７の内部構成例を示している。図８に示すように、高周波電流ノルム指令生成手段７は、選択スイッチ７ａと、テーブル７ｂと、ゲイン７ｃと、合成器７ｄと、選択スイッチ７ｅとを備える。これらの各構成は、前述の電動機制御装置４０ａ、電圧出力手段３、電流成分分離手段５、位相調整手段１０の各構成と同様に、ＣＰＵがプログラムに応じて実行する処理としてそれぞれ実現される。   FIG. 8 shows an internal configuration example of the high-frequency current norm command generation means 7. As shown in FIG. 8, the high frequency current norm command generation means 7 includes a selection switch 7a, a table 7b, a gain 7c, a combiner 7d, and a selection switch 7e. Each of these components is realized as a process executed by the CPU in accordance with a program, similarly to each component of the electric motor control device 40a, the voltage output unit 3, the current component separating unit 5, and the phase adjusting unit 10.

選択スイッチ７ａは、Ａ〜Ｆの合計６つの接点を入力側に有しており、これらの接点の中から任意の組合せを選択して、その接点と出力側の接点ａ、ｂのうちいずれか一方または両方との間を結線する。入力側の接点Ａ、Ｂには電流指令生成手段６からの電流指令値Ｉｄｃ＊、Ｉｑｃ＊がそれぞれ入力され、接点Ｃにはこれらの電流指令値が表す電流指令ベクトルのノルムが入力される。また、接点Ｄ、Ｅには電流成分分離手段５からの基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧ、ＩｑｃＡＶＧがそれぞれ入力され、接点Ｆにはこれらの基本波電流成分が表す基本波電流ベクトルのノルムが入力される。一方、出力側の接点ａ、ｂはテーブル７ｂ、ゲイン７ｃとそれぞれ接続されている。そのため、選択スイッチ７ａにおいて入力側と出力側で任意の接点同士をそれぞれ結線することで、接点Ａ〜Ｆに入力される各入力値のうち任意のものを接点ａ、ｂからテーブル７ｂとゲイン７ｃへそれぞれ選択的に出力することができる。なお、互いに異なる入力値の組合せを選択スイッチ７ａからテーブル７ｂとゲイン７ｃへそれぞれ出力してもよいし、同一の組合せを出力してもよい。また、選択スイッチ７ａからテーブル７ｂまたはゲイン７ｃのいずれか一方への出力のみを行い、他方への出力を遮断してもよい。 The selection switch 7a has a total of six contacts A to F on the input side, selects any combination from these contacts, and selects either the contact or the output side contacts a and b. Connect one or both. Current command values Idc * and Iqc * from the current command generator 6 are input to the contacts A and B on the input side, respectively, and the norm of the current command vector represented by these current command values is input to the contact C. Further, the fundamental wave current components IdcAVG and IqcAVG from the current component separating means 5 are inputted to the contacts D and E, respectively, and the norm of the fundamental wave current vector represented by these fundamental wave current components is inputted to the contact F. On the other hand, the contacts a and b on the output side are connected to the table 7b and the gain 7c, respectively. Therefore, by connecting arbitrary contacts on the input side and the output side in the selection switch 7a, any one of the input values inputted to the contacts A to F can be changed from the contacts a and b to the table 7b and the gain 7c. Can be selectively output. Different combinations of input values may be output from the selection switch 7a to the table 7b and the gain 7c, or the same combination may be output. Alternatively, only the output from the selection switch 7a to either the table 7b or the gain 7c may be performed, and the output to the other may be shut off.

テーブル７ｂは、予め設定された入力値と出力値の関係をテーブル情報として有しており、選択スイッチ７ａからの入力値に基づいてテーブル情報を参照することで出力値を決定する。テーブル７ｂからの出力値は合成器７ｄに入力される。   The table 7b has a relationship between a preset input value and an output value as table information, and the output value is determined by referring to the table information based on the input value from the selection switch 7a. The output value from the table 7b is input to the synthesizer 7d.

ゲイン７ｃは、選択スイッチ７ａからの入力値に所定のゲインを掛けて出力値を決定する。ゲイン７ｃからの出力値は合成器７ｄに入力される。   The gain 7c determines the output value by multiplying the input value from the selection switch 7a by a predetermined gain. The output value from the gain 7c is input to the synthesizer 7d.

合成器７ｄは、テーブル７ｂからの出力値とゲイン７ｃからの出力値を所定の法則に従って合成し、選択スイッチ７ｅの接点Ａに出力する。たとえば、テーブル７ｂからの出力値とゲイン７ｃからの出力値を単純に足し合わせてもよいし、これらを所定の比率で重み付けして足し合わせてもよい。なお、選択スイッチ７ａにおいてテーブル７ｂまたはゲイン７ｃのいずれか一方のみが出力先として選択されている場合は、その出力先からの出力値をそのまま合成器７ｄから選択スイッチ７ｅの接点Ａへ出力してもよいし、所定の演算を行った後に出力してもよい。   The synthesizer 7d synthesizes the output value from the table 7b and the output value from the gain 7c in accordance with a predetermined rule, and outputs it to the contact A of the selection switch 7e. For example, the output value from the table 7b and the output value from the gain 7c may be simply added, or may be added by weighting them at a predetermined ratio. When only one of the table 7b and the gain 7c is selected as the output destination in the selection switch 7a, the output value from the output destination is directly output from the synthesizer 7d to the contact A of the selection switch 7e. Alternatively, it may be output after performing a predetermined calculation.

選択スイッチ７ｅは、Ａ、Ｂ２つの接点を入力側に有しており、いずれか一方の接点を選択して出力側の接点との間を結線する。接点Ａには合成器７ｄからの出力が入力され、接点Ｂには予め設定された所定値Ｉｈ０＊が入力される。そのため、選択スイッチ７ｅにおいて接点Ａを選択した場合、合成器７ｄからの出力が高周波電流ノルム指令値Ｉｈ＊として高周波電流ノルム指令生成手段７から重畳電圧振幅調整手段９へ出力される。これにより、電流指令値Ｉｄｃ＊、Ｉｑｃ＊、基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧ、ＩｑｃＡＶＧ、またはこれらの各ノルムのうちいずれか少なくとも一つに基づいて、高周波電流ノルム指令生成手段７から高周波電流ノルム指令値Ｉｈ＊が出力される。一方、選択スイッチ７ｅにおいて接点Ｂを選択した場合、固定値Ｉｈ０＊が高周波電流ノルム指令値Ｉｈ＊として高周波電流ノルム指令生成手段７から重畳電圧振幅調整手段９へ出力される。 The selection switch 7e has two contacts, A and B, on the input side, and selects one of the contacts to connect between the contacts on the output side. An output from the combiner 7d is input to the contact A, and a predetermined value Ih0 * set in advance is input to the contact B. Therefore, when the contact A is selected by the selection switch 7e, the output from the synthesizer 7d is output from the high frequency current norm command generating means 7 to the superimposed voltage amplitude adjusting means 9 as the high frequency current norm command value Ih * . Thus, the high-frequency current norm command generation means 7 outputs the high-frequency current norm command value Ih based on at least one of the current command values Idc * , Iqc * , the fundamental wave current components IdcAVG, IqcAVG, or each of these norms. * Is output. On the other hand, when the contact point B is selected by the selection switch 7e, the fixed value Ih0 * is output from the high frequency current norm command generating means 7 to the superimposed voltage amplitude adjusting means 9 as the high frequency current norm command value Ih * .

以上説明したようにして、高周波電流ノルム指令生成手段７により、高周波電流ノルム指令値Ｉｈ＊が生成されて重畳電圧振幅調整手段９へ出力される。この高周波電流ノルム指令値Ｉｈ＊は、電流検出手段２の検出精度および電動機１において期待される突極比特性から決まるものである。ここでいう突極比特性とは、図６に示したような軸偏差基準量ｘθｐｄの波形を決定するものであって電動機１に固有の特性である。 As described above, the high-frequency current norm command generation means 7 generates a high-frequency current norm command value Ih * and outputs it to the superimposed voltage amplitude adjustment means 9. The high frequency current norm command value Ih * is determined from the detection accuracy of the current detection means 2 and the salient pole ratio characteristics expected in the electric motor 1. The salient pole ratio characteristic here is a characteristic that determines the waveform of the axis deviation reference amount xθpd as shown in FIG.

最も単純な制御方法では、上記のように選択スイッチ７ｅにおいて接点Ｂを選択することでＩｈ＊＝Ｉｈ０＊として、高周波電流ノルム指令値Ｉｈ＊を固定値としてもよい。しかし、突極比特性は電流動作点に対して不変ではないため、これに応じて上記のように選択スイッチ７ｅにおいて接点Ａを選択してテーブル７ｃやゲイン７ｃからの出力値を用いることにより、高周波電流ノルム指令値Ｉｈ＊を可変にすることが望ましい場合も考えられる。たとえば、電動機１の突極比特性が高トルク条件で悪化する場合、ゲイン７ｃにより高周波電流ノルム指令値Ｉｈ＊を可変にしてもよい。また、たとえば特定電流条件での突極比特性が悪化するなど、電動機１の突極比特性が複雑な場合、テーブル７ｂにより高周波電流ノルム指令値Ｉｈ＊を決定してもよい。このような場合、選択スイッチ７ａからゲイン７ｃおよびテーブル７ｂへの入力としては、電流指令値Ｉｄｃ＊またはＩｑｃ＊、あるいはこれらの電流指令値が表す電流指令ベクトルのノルムを用いればよい。一方、より高速な応答が必要な場合は、基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧまたはＩｑｃＡＶＧ、あるいはこれらの基本波電流成分が表す基本波電流ベクトルのノルムを用いればよい。 In the simplest control method, the high frequency current norm command value Ih * may be set to a fixed value by selecting the contact point B in the selection switch 7e as described above so that Ih * = Ih0 * . However, the salient pole ratio characteristic is not invariant with respect to the current operating point. Accordingly, by selecting the contact A in the selection switch 7e and using the output values from the table 7c and the gain 7c as described above, There may be a case where it is desirable to make the high-frequency current norm command value Ih * variable. For example, when the salient pole ratio characteristic of the electric motor 1 deteriorates under a high torque condition, the high frequency current norm command value Ih * may be made variable by the gain 7c. Further, when the salient pole ratio characteristic of the electric motor 1 is complicated, for example, when the salient pole ratio characteristic is deteriorated under a specific current condition, the high frequency current norm command value Ih * may be determined by the table 7b. In such a case, the current command value Idc * or Iqc * or the norm of the current command vector represented by these current command values may be used as the input from the selection switch 7a to the gain 7c and the table 7b. On the other hand, when a faster response is required, the fundamental wave current component IdcAVG or IqcAVG or the norm of the fundamental wave current vector represented by these fundamental wave current components may be used.

図９は、重畳電圧振幅調整手段９の内部構成を示している。図９に示すように、重畳電圧振幅調整手段９は、重畳電圧振幅制御手段９ａと、リミッタ９ｂとを備える。これらの各構成は、前述の電動機制御装置４０ａ、電圧出力手段３、電流成分分離手段５、位相調整手段１０、高周波電流ノルム指令生成手段７の各構成と同様に、ＣＰＵがプログラムに応じて実行する処理としてそれぞれ実現される。   FIG. 9 shows the internal configuration of the superimposed voltage amplitude adjusting means 9. As shown in FIG. 9, the superimposed voltage amplitude adjusting means 9 includes a superimposed voltage amplitude control means 9a and a limiter 9b. Each of these components is executed by the CPU in accordance with the program in the same manner as the above-described components of the motor control device 40a, the voltage output unit 3, the current component separating unit 5, the phase adjusting unit 10, and the high frequency current norm command generating unit 7. Each process is realized.

重畳電圧振幅制御手段９ａは、電流成分分離手段５からの高周波電流ノルムＩｈと、高周波電流ノルム指令生成手段７からの高周波電流ノルム指令値Ｉｈ＊とが一致するように、重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊を求める。これは図９において示すように、ＰＩ制御あるいはＩ制御の構成でよい。重畳電圧振幅制御手段９ａによって求められた交番電圧振幅指令値Ｖｈ＊は、リミッタ９ｂへ出力される。 The superposed voltage amplitude control means 9a is arranged so that the high frequency current norm Ih from the current component separating means 5 and the high frequency current norm command value Ih * from the high frequency current norm command generating means 7 coincide with each other. * Ask for. This may be configured as PI control or I control as shown in FIG. The alternating voltage amplitude command value Vh * obtained by the superimposed voltage amplitude control means 9a is output to the limiter 9b.

リミッタ９ｂは、重畳電圧振幅制御手段９ａからの重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊が負の値や異常に小さい値とならないように制限して出力する。リミッタ９ｂを通過した重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊は、図１に示すように重畳電圧振幅調整手段９から電圧出力手段３へと出力され、前述のような矩形波信号の生成に用いられる。リミッタ９ｂはまた、基本電圧指令値Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊が表す基本波ベクトルのノルムと重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊との和を計算する。この計算結果に基づいて、電動機制御装置４０ａからの三相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に応じて電力変換手段１１が出力する電圧が出力可能電圧として定められた所定の上限値を超過しそうな状態であるか否かを判定する。その結果、出力可能電圧を超過しそうな状態であると判定された場合は、運転持続不可能と判断してイベントフラグを立てる。こうしたイベントフラグが立てられたことを検知すると、電動機制御装置４０ａは所定のイベントを行う。たとえば、交番電圧周波数の変更、エラー表示、出力遮断などを行う。 The limiter 9b limits and outputs the superimposed voltage amplitude command value Vh * from the superimposed voltage amplitude control means 9a so as not to become a negative value or an abnormally small value. The superposed voltage amplitude command value Vh * that has passed through the limiter 9b is output from the superposed voltage amplitude adjusting means 9 to the voltage output means 3 as shown in FIG. 1, and is used to generate the rectangular wave signal as described above. The limiter 9b also calculates the sum of the norm of the fundamental wave vector represented by the fundamental voltage command values Vdc * and Vqc * and the superimposed voltage amplitude command value Vh * . Based on the calculation result, a predetermined upper limit value in which the voltage output from the power conversion means 11 is determined as an outputable voltage according to the three-phase AC voltage command values Vu * , Vv * , Vw * from the motor control device 40a. It is determined whether or not the state is likely to be exceeded. As a result, when it is determined that the outputable voltage is likely to be exceeded, it is determined that the operation cannot be continued and an event flag is set. When it is detected that such an event flag has been set, the motor control device 40a performs a predetermined event. For example, altering the alternating voltage frequency, displaying an error, and shutting off the output.

以上説明したようにして、重畳電圧振幅調整手段９により、基本電圧指令値Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊に対して重畳する交番電圧の振幅を電圧出力手段３において調整するための重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊が求められ、電圧出力手段３へと出力される。ここで、高周波電流ノルムＩｈと、軸偏差基準量ｘθｐｄと、基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧ、ＩｑｃＡＶＧとは、電流成分分離手段５によってそれぞれ分離されており、これらが別々の制御系でそれぞれ制御されている。そのため、上述したような高周波電流制御系が重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊を調整することで高周波電流ノルムＩｈが変動しても、他の電流制御系および位相制御系には全く影響を与えることがない。したがって、各制御系について最適な制御応答設計とすることができる。 As described above, the superimposed voltage amplitude adjustment means 9 causes the superimposed voltage amplitude command value Vh * for adjusting the amplitude of the alternating voltage superimposed on the basic voltage command values Vdc * and Vqc * in the voltage output means 3 . Is obtained and output to the voltage output means 3. Here, the high-frequency current norm Ih, the axis deviation reference amount xθpd, and the fundamental wave current components IdcAVG and IqcAVG are separated by the current component separation means 5, and these are controlled by separate control systems. . For this reason, even if the high-frequency current norm Ih varies by adjusting the superimposed voltage amplitude command value Vh * by the high-frequency current control system as described above, other current control systems and phase control systems can be affected at all. Absent. Therefore, an optimal control response design can be achieved for each control system.

次に、以上説明した実施の形態により得られる本発明の主な効果について述べる。   Next, main effects of the present invention obtained by the embodiment described above will be described.

図１０は、電動機１における電流とインダクタンスの特性を説明するための特性説明図である。この図では、上述の基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧ、ＩｑｃＡＶＧが表す基本波電流ベクトルのノルムをＩ１とし、これによって電動機１において発生する磁束を主磁束φとしたときの、基本波電流ノルムＩ１と主磁束φの関係をグラフにより模式的に表している。図１０において、グラフの横軸は基本波電流ノルムＩ１の大きさを表し、縦軸は主磁束φの大きさを表している。   FIG. 10 is a characteristic explanatory diagram for explaining the characteristics of current and inductance in the electric motor 1. In this figure, the fundamental wave current norm I1 and the main magnetic flux when the norm of the fundamental wave current vector represented by the fundamental wave current components IdcAVG and IqcAVG described above is I1, and the magnetic flux generated in the motor 1 is the main magnetic flux φ. The relationship of φ is schematically represented by a graph. 10, the horizontal axis of the graph represents the magnitude of the fundamental current norm I1, and the vertical axis represents the magnitude of the main magnetic flux φ.

基本波電流ノルムＩ１が比較的小さい範囲では、電動機１において発生するトルクが小さい。このとき図１０に示すグラフの傾きはほぼ一定であり、基本波電流ノルムＩ１と主磁束φの関係はほぼ比例関係にあることが分かる。この傾きにより電動機１のインダクタンスＬが定義される。しかし、トルクが大きく、基本波電流ノルムＩ１が表す電流量が比較的大きい条件下では、電動機１において回転子に鎖交する磁束が飽和するため、図１０に示すようにグラフの傾き（インダクタンスＬ）が小さくなる。ここで、前述の重畳電圧振幅調整手段９からの重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊に応じて三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗにおいて重畳される交番電圧の振幅を重畳電圧振幅Ｖｈと表すと、重畳電圧振幅Ｖｈを一定とした場合の高周波電流ノルムＩｈは上述のインダクタンスＬの大きさに反比例する。すなわち、重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊を一定に設定すると、トルクが増えるに従って磁束飽和の影響により高周波電流ノルムＩｈが増加することになる。 In the range where the fundamental current norm I1 is relatively small, the torque generated in the electric motor 1 is small. At this time, the slope of the graph shown in FIG. 10 is almost constant, and it can be seen that the relationship between the fundamental current norm I1 and the main magnetic flux φ is substantially proportional. This inclination defines the inductance L of the electric motor 1. However, under conditions where the torque is large and the amount of current represented by the fundamental current norm I1 is relatively large, the magnetic flux linked to the rotor in the electric motor 1 is saturated, so that the slope of the graph (inductance L) as shown in FIG. ) Becomes smaller. Here, when the amplitude of the alternating voltage superimposed on the three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw in accordance with the superimposed voltage amplitude command value Vh * from the superimposed voltage amplitude adjusting means 9 is expressed as the superimposed voltage amplitude Vh, the superimposed voltage The high-frequency current norm Ih when the voltage amplitude Vh is constant is inversely proportional to the magnitude of the inductance L described above. That is, when the superimposed voltage amplitude command value Vh * is set to be constant, the high frequency current norm Ih increases due to the influence of magnetic flux saturation as the torque increases.

トルクが増大し、電動機制御システム１００におけるハードウェア性能の限界付近まで電動機１に流れる基本波電流ノルムＩ１が増加した場合、高周波電流ノルムＩｈが磁束飽和によって増大することで、上述の電流限界を電流値が超過してしまうことがある。以下ではこのような現象をＯＣ（ＯｖｅｒＣｕｒｒｅｎｔ）と称する。   When the torque increases and the fundamental current norm I1 flowing to the motor 1 near the limit of the hardware performance in the motor control system 100 increases, the high-frequency current norm Ih increases due to magnetic flux saturation, so that the current limit described above becomes the current limit. The value may be exceeded. Hereinafter, such a phenomenon is referred to as OC (OverCurrent).

このような問題に対し、本発明では、前述のノルム演算手段５ｆ、高周波電流ノルム指令生成手段７および重畳電圧振幅調整手段９により構成される制御系を用いて、高周波電流ノルムＩｈを所定の値に制御している。そのため、磁束飽和現象によってインダクタンスが変化しても、高周波電流ノルムＩｈは一定に保たれることになる。   In order to deal with such a problem, in the present invention, a high frequency current norm Ih is set to a predetermined value using a control system including the above-described norm calculation means 5f, high frequency current norm command generation means 7 and superposed voltage amplitude adjustment means 9. Is controlling. Therefore, even if the inductance changes due to the magnetic flux saturation phenomenon, the high-frequency current norm Ih is kept constant.

以下では図１１の説明図を用いて本発明の効果を説明する。図１１（ａ）は、重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊を一定値としてトルクを徐々に増加させた場合のｕ相交流電流Ｉｕの波形の一例を示している。図１１（ａ）では、ＯＣとなる電流限界をＯＣレベル６０ａで示している。また、トルクが比較的小さいときの交流電流Ｉｕの波形を拡大したものを符号６０ｂ、トルクが比較的大きいときのＯＣ付近における交流電流Ｉｕの波形を拡大したものを符号６０ｃにそれぞれ示している。この拡大波形６０ｃにおいて、太線で示した符号６０ｄの波形は、基本波電流ノルムＩ１に対応する電流基本波成分を表している。また、波形６０ｄを中心に上下に変動する符号６０ｅの波形は、基本波電流ノルムＩ１に高周波電流ノルムＩｈが重畳されることによって形成される交流電流Ｉｕを表している。 Hereinafter, the effect of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 11A shows an example of the waveform of the u-phase alternating current Iu when the torque is gradually increased with the superimposed voltage amplitude command value Vh * as a constant value. In FIG. 11A, the OC current limit is indicated by the OC level 60a. Reference numeral 60b shows an enlarged waveform of the alternating current Iu when the torque is relatively small, and reference numeral 60c shows an enlarged waveform of the alternating current Iu near the OC when the torque is relatively large. In the enlarged waveform 60c, a waveform indicated by a reference numeral 60d indicated by a bold line represents a current fundamental wave component corresponding to the fundamental current norm I1. A waveform 60e that fluctuates up and down around the waveform 60d represents an alternating current Iu formed by superposing a high-frequency current norm Ih on the fundamental current norm I1.

ここで、磁束飽和の傾向は電動機１の個体ごとに異なるため、高周波電流ノルムＩｈがどの程度増大するかが事前に分からず、予期せぬＯＣを発生させる原因となる。また、電力変換手段１１から電動機１までのケーブル長が比較的長い場合や、ケーブル形状が途中で変化するような場合は、見かけ上のインダクタンスが増大して高周波電流ノルムＩｈが小さくなるため、十分な磁極位置推定精度が得られない。そのため、電動機１が脱調してしまい、運転が持続できなくなることがある。   Here, since the tendency of magnetic flux saturation is different for each individual electric motor 1, it is not known in advance how much the high-frequency current norm Ih increases, which causes an unexpected OC. Further, when the cable length from the power conversion means 11 to the electric motor 1 is relatively long, or when the cable shape changes in the middle, the apparent inductance increases and the high-frequency current norm Ih becomes small. Therefore, the magnetic pole position estimation accuracy cannot be obtained. Therefore, the electric motor 1 may step out and the operation cannot be continued.

図１１（ｂ）は、本発明を適用した場合に得られるｕ相交流電流Ｉｕの波形の一例を示している。この波形も図１１（ａ）の波形と同様に、重畳電圧振幅指令値Ｖｈ＊を一定としてトルクを徐々に増加させた場合の交流電流Ｉｕの波形例であり、ＯＣとなる電流限界をＯＣレベル６１ａで示している。また、トルクが比較的小さいときの交流電流Ｉｕの波形を拡大したものを符号６１ｂ、トルクが比較的大きいときのＯＣ付近における交流電流Ｉｕの波形を拡大したものを符号６１ｃにそれぞれ示している。 FIG. 11B shows an example of a waveform of the u-phase alternating current Iu obtained when the present invention is applied. Similarly to the waveform of FIG. 11A, this waveform is a waveform example of the alternating current Iu when the superimposed voltage amplitude command value Vh * is kept constant and the torque is gradually increased, and the OC current limit is set to the OC level. This is indicated by 61a. Reference numeral 61b shows an enlarged waveform of the alternating current Iu when the torque is relatively small, and reference numeral 61c shows an enlarged waveform of the alternating current Iu near the OC when the torque is relatively large.

図１１（ｂ）から分かるように、本発明を適用した場合、トルクが増大して電流が大きくなっても高周波電流ノルムＩｈが不必要に増大することがない。そのため、基本波電流ノルムＩ１が電流限界を示すＯＣレベル６１ａ付近となるまで運転を持続することが可能になる。また、高周波電流ノルム指令値Ｉｈ＊から電流指令値の上限値を事前に決めることができるため、ＯＣを未然に防止することができる。さらに、前述のようなケーブル形状の変化による見かけ上のインダクタンス変動の影響をうけることなく、十分な磁極位置推定精度を確保できるため、電動機１の脱調を防いで運転を持続することができる。 As can be seen from FIG. 11B, when the present invention is applied, the high-frequency current norm Ih does not increase unnecessarily even if the torque increases and the current increases. Therefore, it is possible to continue the operation until the fundamental wave current norm I1 is in the vicinity of the OC level 61a indicating the current limit. Further, since the upper limit value of the current command value can be determined in advance from the high-frequency current norm command value Ih * , OC can be prevented in advance. Furthermore, since sufficient magnetic pole position estimation accuracy can be secured without being affected by the apparent inductance variation due to the change in the cable shape as described above, the operation can be continued while preventing the motor 1 from stepping out.

以上のように、電動機制御装置４０ａでは、電流成分分離手段５により、電流検出手段２で検出された電流から、交番電圧に応じた高周波電流成分の大きさを表す高周波電流ノルムＩｈと、基本電圧指令値Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊に応じた基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧ、ＩｑｃＡＶＧと、電動機１の磁極位置に応じた軸偏差基準量ｘθｐｄとを抽出する。これらの各抽出値を用いて、高周波電流制御系、電流制御系および位相制御系の各制御をそれぞれ独立して行う。このような構成とすることで、磁束飽和やケーブル形状の変化などによるインダクタンス変化に対して十分な磁極位置推定精度を確保でき、更にＯＣを未然に防ぐことが可能となる。 As described above, in the motor control device 40a, the high-frequency current norm Ih that represents the magnitude of the high-frequency current component according to the alternating voltage from the current detected by the current detection means 2 by the current component separation means 5, and the basic voltage The fundamental wave current components IdcAVG and IqcAVG corresponding to the command values Vdc * and Vqc * and the axis deviation reference amount xθpd corresponding to the magnetic pole position of the electric motor 1 are extracted. Using these extracted values, the high-frequency current control system, current control system, and phase control system are independently controlled. With such a configuration, sufficient magnetic pole position estimation accuracy can be ensured against inductance changes due to magnetic flux saturation and cable shape changes, and OC can be prevented in advance.

（第２実施形態）
図１２は、本発明の第２実施形態による電動機制御システム１００ｂの全体構成図である。電動機制御システム１００ｂは、電力変換装置５０ｂと電動機１とを備える。電力変換装置５０ｂは、電動機制御装置４０ｂと、電力変換手段１１と、電流検出手段２とを備える。なお、電動機１、電力変換手段１１および電流検出手段２は、図１に示す電動機制御システム１００ａと同じものである。以下、本実施形態の電動機制御装置４０ｂと第１実施形態で説明した電動機制御装置４０ａとの違いについて、図を用いて説明する。 (Second Embodiment)
FIG. 12 is an overall configuration diagram of an electric motor control system 100b according to the second embodiment of the present invention. The electric motor control system 100b includes a power conversion device 50b and the electric motor 1. The power conversion device 50b includes an electric motor control device 40b, a power conversion unit 11, and a current detection unit 2. The electric motor 1, the power conversion means 11, and the current detection means 2 are the same as the electric motor control system 100a shown in FIG. Hereinafter, differences between the motor control device 40b of the present embodiment and the motor control device 40a described in the first embodiment will be described with reference to the drawings.

図１２において、電動機制御装置４０ｂが図１に示した電動機制御装置４０ａと異なるのは、図１の電圧出力手段３と電流成分分離手段５に替えて、電圧出力手段１２と電流成分分離手段１３を備える点である。   In FIG. 12, the motor control device 40b is different from the motor control device 40a shown in FIG. 1 in that the voltage output means 12 and the current component separation means 13 are replaced with the voltage output means 3 and the current component separation means 5 shown in FIG. It is a point provided with.

図１３は、電圧出力手段１２の内部構成図である。図３に示した電圧出力手段３では、交番電圧波形発生手段３ａにより矩形波の交番電圧を発生していた。これに対して、図１３に示す電圧出力手段１２では、交番電圧波形発生手段１２ａにより正弦波の交番電圧を発生する。このように本実施形態では、第１の実施形態と比べて、電動機制御装置４０ｂから出力される三相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊において矩形波ではなく正弦波の高周波電圧が重畳される点が異なっている。なお、交番電圧波形発生手段１２ａ以外の乗算器１２ｂ、結合器１２ｃ、座標変換手段１２ｄ、１２ｅ、加算器１２ｆおよび２相３相変換手段１２ｇの各構成は、図３で対応する各構成とそれぞれ同一の働きをする。 FIG. 13 is an internal configuration diagram of the voltage output means 12. In the voltage output means 3 shown in FIG. 3, the alternating voltage waveform generating means 3a generates a rectangular wave alternating voltage. On the other hand, in the voltage output means 12 shown in FIG. 13, the alternating voltage waveform generation means 12a generates a sine wave alternating voltage. As described above, in the present embodiment, compared to the first embodiment, the three-phase AC voltage command values Vu * , Vv * , and Vw * output from the motor control device 40b include a sine wave instead of a rectangular wave. The points to be superimposed are different. Each configuration of the multiplier 12b, the coupler 12c, the coordinate conversion units 12d and 12e, the adder 12f, and the two-phase three-phase conversion unit 12g other than the alternating voltage waveform generation unit 12a is the same as the corresponding configuration in FIG. Do the same thing.

図１４は、電流成分分離手段１３の内部構成を示している。図４に示した電流成分分離手段５では、基本波成分抽出手段５ｂにおいて、座標変換手段５ａから出力された電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃをそれぞれ所定のタイミングごとにサンプリングして逐次平均処理を実施することにより、基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧ、ＩｑｃＡＶＧを抽出していた。これに対して、図１４に示す電圧出力手段１３では、基本波成分抽出手段１３ｂにおいてＬＰＦ（ローパスフィルタ）を用いて電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃから高周波成分をそれぞれ除去することにより、基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧ、ＩｑｃＡＶＧを抽出する。   FIG. 14 shows the internal configuration of the current component separating means 13. In the current component separation means 5 shown in FIG. 4, the fundamental wave component extraction means 5b samples the current detection values Idc and Iqc output from the coordinate conversion means 5a at each predetermined timing, and sequentially performs averaging processing. Thus, the fundamental wave current components IdcAVG and IqcAVG are extracted. On the other hand, in the voltage output unit 13 shown in FIG. 14, the fundamental wave component extraction unit 13b uses the LPF (low pass filter) to remove high frequency components from the detected current values Idc and Iqc. IdcAVG and IqcAVG are extracted.

また、図４に示した電流成分分離手段５では、高周波成分抽出手段５ｃにおいて電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃについて１回当たりの差分値ΔＩｄｃ、ΔＩｑｃを算出し、さらに符号補償手段５ｄにおいて符号補償を行うことにより、高周波電流ベクトルΔＩｄｃＡＶＧ、ΔＩｑｃＡＶＧを抽出していた。これに対して、図１４に示す電圧出力手段１３では、高周波成分抽出手段１３ｃにおいて交番電圧の正弦波信号の周波数相当を透過するＢＰＦ（バンドパスフィルタ）を用いることで、上記の差分値に相当する高周波成分ΔＩｄｃ、ΔＩｑｃを抽出する。こうして抽出された高周波成分ΔＩｄｃ、ΔＩｑｃに対して、これらの振幅値を振幅演算手段１３ｄにおいてそれぞれ算出することにより、高周波電流ベクトルΔＩｄｃＡＶＧ、ΔＩｑｃＡＶＧを抽出する。   Further, in the current component separating means 5 shown in FIG. 4, the high frequency component extracting means 5c calculates the difference values ΔIdc and ΔIqc per time for the current detection values Idc and Iqc, and further the code compensation means 5d performs code compensation. Thus, the high-frequency current vectors ΔIdcAVG and ΔIqcAVG are extracted. On the other hand, the voltage output means 13 shown in FIG. 14 corresponds to the above difference value by using a BPF (band pass filter) that transmits the frequency equivalent of the sine wave signal of the alternating voltage in the high frequency component extraction means 13c. The high frequency components ΔIdc and ΔIqc to be extracted are extracted. For the high frequency components ΔIdc and ΔIqc extracted in this way, the amplitude calculation means 13d calculates these amplitude values, thereby extracting the high frequency current vectors ΔIdcAVG and ΔIqcAVG.

以上説明したように本実施形態では、第１実施形態と比べて、ＬＰＦやＢＰＦを用いて電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃから基本波電流成分ＩｄｃＡＶＧ、ＩｑｃＡＶＧと高周波電流ベクトルΔＩｄｃＡＶＧ、ΔＩｑｃＡＶＧを抽出する点が異なっている。なお、基本波成分抽出手段１３ｂ、高周波成分抽出手段１３ｃおよび振幅演算手段１３ｄ以外の各構成（座標変換手段１３ａ、軸偏差基準量演算手段１３ｅ、ノルム演算手段１３ｆ）は、図４で対応する各構成とそれぞれ同一の働きをする。   As described above, the present embodiment is different from the first embodiment in that the fundamental wave current components IdcAVG and IqcAVG and the high-frequency current vectors ΔIdcAVG and ΔIqcAVG are extracted from the current detection values Idc and Iqc using the LPF and the BPF. Is different. Each component (coordinate conversion means 13a, axis deviation reference amount calculation means 13e, norm calculation means 13f) other than the fundamental wave component extraction means 13b, the high frequency component extraction means 13c, and the amplitude calculation means 13d is shown in FIG. Each works the same as the configuration.

以上のように、本実施形態では正弦波重畳とフィルタを用いた電流成分分離を実施する。これにより、デッドタイムなど不要な高調波成分の影響を抑制し、安定した運転を実現できる。   As described above, in this embodiment, sine wave superposition and current component separation using a filter are performed. Thereby, the influence of unnecessary harmonic components such as dead time can be suppressed, and stable operation can be realized.

（第３実施形態）
図１５は、本発明の第３実施形態による電動機制御システム１００ｃの全体構成図である。電動機制御システム１００ｃは、電力変換装置５０ｃと誘導電動機１４とを備えている。電力変換装置５０ｃは、電動機制御装置４０ｃと、電力変換手段１１と、電流検出手段２とを備える。なお、電力変換手段１１および電流検出手段２は、図１に示す電動機制御システム１００ａと同じものである。以下、本実施形態の電動機制御装置４０ｃと第１実施形態で説明した電動機制御装置４０ａとの違いについて、図を用いて説明する。 (Third embodiment)
FIG. 15 is an overall configuration diagram of an electric motor control system 100c according to the third embodiment of the present invention. The electric motor control system 100c includes a power conversion device 50c and an induction motor 14. The power conversion device 50 c includes an electric motor control device 40 c, a power conversion unit 11, and a current detection unit 2. The power conversion means 11 and the current detection means 2 are the same as the motor control system 100a shown in FIG. Hereinafter, differences between the motor control device 40c of the present embodiment and the motor control device 40a described in the first embodiment will be described with reference to the drawings.

図１５に示す電動機制御システム１００ｃが図１の電動機制御システム１００ａと異なるのは、制御対象が電動機１ではなく誘導電動機１４となっている点と、電動機制御装置４０ｃが図１の位相調整手段１０に替えて位相調整手段１５を備える点である。位相調整手段１５には、位相調整手段１０と同様に、軸偏差基準量指令生成手段８からの軸偏差基準量指令ｘθｐｄ＊および電流成分分離手段５からの軸偏差基準量ｘθｐｄが入力される。さらに、電流指令生成手段６からの電流指令値Ｉｄｃ＊、Ｉｑｃ＊も入力される。 The motor control system 100c shown in FIG. 15 differs from the motor control system 100a shown in FIG. 1 in that the control target is not the motor 1 but the induction motor 14, and the motor control device 40c is the phase adjusting means 10 shown in FIG. It is a point provided with the phase adjustment means 15 instead of. Similarly to the phase adjustment unit 10, the phase adjustment unit 15 receives the axis deviation reference amount command xθpd * from the axis deviation reference amount command generation unit 8 and the axis deviation reference amount xθpd from the current component separation unit 5. Further, current command values Idc * and Iqc * from the current command generation means 6 are also input.

図１６は、位相調整手段１５の内部構成図である。図７に示した位相調整手段１０は、第１の位相調整手段１０ａ、第２の位相調整手段１０ｂおよび選択スイッチ１０ｃを備えていた。一方、図１６に示す位相調整手段１５は、第１の位相調整手段１５ａ、第２の位相調整手段１５ｂ、積分器１５ｃおよびすべり補償量演算手段１５ｄを備えている。   FIG. 16 is an internal configuration diagram of the phase adjusting means 15. The phase adjustment unit 10 shown in FIG. 7 includes a first phase adjustment unit 10a, a second phase adjustment unit 10b, and a selection switch 10c. On the other hand, the phase adjustment unit 15 shown in FIG. 16 includes a first phase adjustment unit 15a, a second phase adjustment unit 15b, an integrator 15c, and a slip compensation amount calculation unit 15d.

第１の位相調整手段１５ａは、図７における第１の位相調整手段１０ａと同様に、軸偏差基準量ｘθｐｄを軸偏差基準量指令生成手段８からの軸偏差基準量指令ｘθｐｄ＊と一致させるように重畳位相θｐを調整する。その結果、本実施形態では重畳位相θｐは励磁磁束位相に一致する。説明の便宜上、ここでは励磁磁束位相をθｄと称する。 Similarly to the first phase adjustment unit 10a in FIG. 7, the first phase adjustment unit 15a matches the axis deviation reference amount xθpd with the axis deviation reference amount command xθpd * from the axis deviation reference amount command generation unit 8. The superposition phase θp is adjusted. As a result, in the present embodiment, the superposition phase θp matches the excitation magnetic flux phase. For convenience of explanation, the excitation magnetic flux phase is referred to as θd here.

第２の位相調整手段１５ｂは、制御軸位相θｄｃが上記の励磁磁束位相θｄと一致するように制御軸位相θｄｃを調整し、速度推定値ωｒ＾を出力する。一方、すべり補償量演算手段１５ｄは、電流指令生成手段６から入力された電流指令値Ｉｄｃ＊、Ｉｑｃ＊に基づいて、誘導電動機１４の二次時定数Ｔ２を用いて、以下の式（３）によりすべり補償量ωｓ＊を算出する。 The second phase adjusting unit 15b adjusts the control axis phase θdc so that the control axis phase θdc matches the excitation magnetic flux phase θd, and outputs the estimated speed value ωr ^. On the other hand, the slip compensation amount calculation unit 15d uses the secondary time constant T2 of the induction motor 14 based on the current command values Idc * and Iqc * input from the current command generation unit 6, and the following equation (3) Is used to calculate the slip compensation amount ωs * .

・・・（３） ... (3)

上記の速度推定値ωｒ＾とすべり補償量ωｓ＊とが加算され、速度指令値ω１＊として積分器１５ｃへ出力される。これを積分することで、積分器１５ｃは制御軸位相θｄｃを算出して出力する。積分器１５ｃからの制御軸位相θｄｃは、第１の位相調整手段１５ａからの重畳位相θｐと共に、電圧出力手段３および電流成分分離手段５へ出力される。 The speed estimated value ωr ^ and the slip compensation amount ωs * are added and output to the integrator 15c as a speed command value ω1 * . By integrating this, the integrator 15c calculates and outputs the control axis phase θdc. The control axis phase θdc from the integrator 15c is output to the voltage output means 3 and the current component separating means 5 together with the superimposed phase θp from the first phase adjusting means 15a.

以上説明したような構成とすることで、第２の位相調整手段１５ｂの出力を速度推定値ωｒ＾とみなすことができる。この速度推定値ωｒ＾に基づいて、上位のシステムは電動機制御システム１００ｃの状態を判断し、電流指令生成手段６において電流指令Ｉｄｃ＊、Ｉｑｃ＊を生成するためのトルク指令を出力することができる。 With the configuration described above, the output of the second phase adjusting unit 15b can be regarded as the speed estimated value ωr ^. Based on the estimated speed value ωr ^, the host system can determine the state of the motor control system 100c and output a torque command for generating the current commands Idc * and Iqc * in the current command generation means 6. .

（第４実施形態）
図１７は、本発明の第４実施形態による電動機制御システム１００ｄの全体構成図である。本実施形態は、前述の第２実施形態と第３実施形態を組み合わせたものである。電動機制御システム１００ｄは、電力変換装置５０ｄと誘導電動機１４を備えている。電力変換装置５０ｄは、電動機制御装置４０ｄと、電力変換手段１１と、電流検出手段２とを備える。電動機制御装置４０ｄは、第２実施形態で説明したのと共通の電圧出力手段１２および電流成分分離手段１３を備えると共に、第３実施形態で説明したのと共通の位相調整手段１５を備えている。それ以外の点は、第１実施形態で説明した電動機制御装置４０ａと同じである。 (Fourth embodiment)
FIG. 17 is an overall configuration diagram of an electric motor control system 100d according to the fourth embodiment of the present invention. This embodiment is a combination of the second embodiment and the third embodiment described above. The motor control system 100d includes a power converter 50d and an induction motor 14. The power conversion device 50d includes an electric motor control device 40d, power conversion means 11, and current detection means 2. The motor control device 40d includes a voltage output unit 12 and a current component separation unit 13 that are common to those described in the second embodiment, and a phase adjustment unit 15 that is common to that described in the third embodiment. . Other points are the same as those of the motor control device 40a described in the first embodiment.

１ 電動機
２ 電流検出手段
３ 電圧出力手段
４ ベクトル演算手段
５ 電流成分分離手段
６ 電流指令生成手段
７ 高周波電流ノルム指令生成手段
８ 軸偏差基準量指令生成手段
９ 重畳電圧振幅調整手段
１０ 位相調整手段
１１ 電力変換手段
１２ 電圧出力手段
１３ 電流成分分離手段
１４ 誘導電動機
１５ 位相調整手段
４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄ 電動機制御装置
５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄ 電力変換装置
１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ 電動機制御システム DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Electric motor 2 Current detection means 3 Voltage output means 4 Vector calculation means 5 Current component separation means 6 Current command generation means 7 High frequency current norm command generation means 8 Axis deviation reference amount command generation means 9 Superposed voltage amplitude adjustment means 10 Phase adjustment means 11 Power conversion means 12 Voltage output means 13 Current component separation means 14 Induction motor 15 Phase adjustment means 40a, 40b, 40c, 40d Electric motor control devices 50a, 50b, 50c, 50d Electric power conversion devices 100a, 100b, 100c, 100d Electric motor control system

Claims (3)

直流電力を交流電力に変換して交流電動機に供給する電力変換手段と、
前記交流電動機を所定の運転周波数に応じて動作させるための基本電圧指令値に対して、前記運転周波数よりも高い所定の周波数で周期的に変化する高周波の交番電圧を重畳し、その重畳結果を前記交流電力の電圧を指令するための電圧指令値として前記電力変換手段へ出力する電圧出力手段と、
前記交流電力の電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流から前記交番電圧に応じた高周波電流成分を抽出する高周波成分抽出手段と、
前記高周波成分抽出手段により抽出された高周波電流成分の大きさを表す高周波電流ノルムを求めるノルム演算手段と、
前記ノルム演算手段により求められた高周波電流ノルムに基づいて、前記交番電圧の振幅を調整するための重畳電圧振幅指令値を前記電圧出力手段へ出力する重畳電圧振幅調整手段と、
前記電流検出手段により検出された電流から前記基本電圧指令値に応じた基本波電流成分を抽出する基本波成分抽出手段と、
前記交流電力の励磁電流成分とトルク電流成分に対する電流指令値をそれぞれ生成する電流指令生成手段と、
前記基本波成分抽出手段により抽出された基本波電流成分と、前記電流指令生成手段により生成された電流指令値とに基づいて、前記運転周波数に応じた所定の制御応答速度で前記基本電圧指令値を演算して前記電圧出力手段へ出力するベクトル演算手段と、
前記基本波電流成分の励磁電流成分、前記基本波電流成分のトルク電流成分、前記基本波電流成分のノルム、前記電流指令値の励磁電流成分、前記電流指令値のトルク電流成分および前記電流指令値のノルムのうちいずれか少なくとも一つに基づいて、前記重畳電圧振幅指令値を調整するための高周波電流ノルム指令値を出力する高周波電流ノルム指令生成手段とを備え、
前記重畳電圧振幅調整手段は、前記高周波電流ノルムが前記高周波電流ノルム指令値と一致するように、前記重畳電圧振幅指令値を前記電圧出力手段へ出力することを特徴とする電力変換装置。 Power conversion means for converting DC power to AC power and supplying the AC motor;
A high-frequency alternating voltage that periodically changes at a predetermined frequency higher than the operating frequency is superimposed on a basic voltage command value for operating the AC motor according to a predetermined operating frequency, and the superimposed result is Voltage output means for outputting to the power conversion means as a voltage command value for commanding the voltage of the AC power;
Current detecting means for detecting the current of the AC power;
High-frequency component extraction means for extracting a high-frequency current component according to the alternating voltage from the current detected by the current detection means;
Norm calculation means for obtaining a high frequency current norm representing the magnitude of the high frequency current component extracted by the high frequency component extraction means;
Superimposed voltage amplitude adjusting means for outputting a superimposed voltage amplitude command value for adjusting the amplitude of the alternating voltage to the voltage output means based on the high frequency current norm obtained by the norm calculating means ;
A fundamental wave component extraction means for extracting a fundamental wave current component corresponding to the fundamental voltage command value from the current detected by the current detection means;
Current command generating means for generating current command values for the excitation current component and torque current component of the AC power,
Based on the fundamental current component extracted by the fundamental wave component extraction means and the current command value generated by the current command generation means, the fundamental voltage command value at a predetermined control response speed according to the operating frequency. Vector calculation means for calculating and outputting to the voltage output means,
The excitation current component of the fundamental wave current component, the torque current component of the fundamental wave current component, the norm of the fundamental wave current component, the excitation current component of the current command value, the torque current component of the current command value, and the current command value based on at least one of norm, and a high frequency current norm command generation means for outputting a high-frequency current norm command value for adjusting the superposed voltage amplitude command value,
The superposed voltage amplitude adjusting means outputs the superposed voltage amplitude command value to the voltage output means so that the high frequency current norm matches the high frequency current norm command value . 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記高周波成分抽出手段により抽出された高周波電流成分に基づいて、前記交流電動機の磁極位置に応じた軸偏差基準量を求める軸偏差基準量演算手段をさらに備え、
前記軸偏差基準量演算手段により求められた軸偏差基準量に基づいて前記交流電動機の磁極位置を推定することを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
Based on the high-frequency current component extracted by the high-frequency component extraction means, further comprising an axis deviation reference amount calculation means for obtaining an axis deviation reference amount according to the magnetic pole position of the AC motor,
A power converter that estimates a magnetic pole position of the AC motor based on an axis deviation reference amount obtained by the axis deviation reference amount calculation means. 交流電動機と、
直流電力を交流電力に変換して前記交流電動機に供給する電力変換手段と、
前記交流電動機を所定の運転周波数に応じて動作させるための基本電圧指令値に対して、前記運転周波数よりも高い所定の周波数で周期的に変化する高周波の交番電圧を重畳し、その重畳結果を前記交流電力の電圧を指令するための電圧指令値として前記電力変換手段へ出力する電圧出力手段と、
前記交流電力の電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流から前記交番電圧に応じた高周波電流成分を抽
出する高周波成分抽出手段と、
前記高周波成分抽出手段により抽出された高周波電流成分の大きさを表す高周波電流ノルムを求めるノルム演算手段と、
前記ノルム演算手段により求められた高周波電流ノルムに基づいて、前記交番電圧の振幅を調整するための重畳電圧振幅指令値を前記電圧出力手段へ出力する重畳電圧振幅調整手段と、
前記電流検出手段により検出された電流から前記基本電圧指令値に応じた基本波電流成分を抽出する基本波成分抽出手段と、
前記交流電力の励磁電流成分とトルク電流成分に対する電流指令値をそれぞれ生成する電流指令生成手段と、
前記基本波成分抽出手段により抽出された基本波電流成分と、前記電流指令生成手段により生成された電流指令値とに基づいて、前記運転周波数に応じた所定の制御応答速度で前記基本電圧指令値を演算して前記電圧出力手段へ出力するベクトル演算手段と、
前記基本波電流成分の励磁電流成分、前記基本波電流成分のトルク電流成分、前記基本波電流成分のノルム、前記電流指令値の励磁電流成分、前記電流指令値のトルク電流成分および前記電流指令値のノルムのうちいずれか少なくとも一つに基づいて、前記重畳電圧振幅指令値を調整するための高周波電流ノルム指令値を出力する高周波電流ノルム指令生成手段とを備え、
前記重畳電圧振幅調整手段は、前記高周波電流ノルムが前記高周波電流ノルム指令値と一致するように、前記重畳電圧振幅指令値を前記電圧出力手段へ出力することを特徴とする電動機制御システム。
AC motor,
Power conversion means for converting DC power to AC power and supplying the AC motor;
A high-frequency alternating voltage that periodically changes at a predetermined frequency higher than the operating frequency is superimposed on a basic voltage command value for operating the AC motor according to a predetermined operating frequency, and the superimposed result is Voltage output means for outputting to the power conversion means as a voltage command value for commanding the voltage of the AC power;
Current detecting means for detecting the current of the AC power;
High-frequency component extraction means for extracting a high-frequency current component according to the alternating voltage from the current detected by the current detection means;
Norm calculation means for obtaining a high frequency current norm representing the magnitude of the high frequency current component extracted by the high frequency component extraction means;
Superimposed voltage amplitude adjusting means for outputting a superimposed voltage amplitude command value for adjusting the amplitude of the alternating voltage to the voltage output means based on the high frequency current norm obtained by the norm calculating means ;
A fundamental wave component extraction means for extracting a fundamental wave current component corresponding to the fundamental voltage command value from the current detected by the current detection means;
Current command generating means for generating current command values for the excitation current component and torque current component of the AC power,
Based on the fundamental current component extracted by the fundamental wave component extraction means and the current command value generated by the current command generation means, the fundamental voltage command value at a predetermined control response speed according to the operating frequency. Vector calculation means for calculating and outputting to the voltage output means,
The excitation current component of the fundamental wave current component, the torque current component of the fundamental wave current component, the norm of the fundamental wave current component, the excitation current component of the current command value, the torque current component of the current command value, and the current command value based on at least one of norm, and a high frequency current norm command generation means for outputting a high-frequency current norm command value for adjusting the superposed voltage amplitude command value,
The motor control system, wherein the superposed voltage amplitude adjusting means outputs the superposed voltage amplitude command value to the voltage output means so that the high frequency current norm matches the high frequency current norm command value .
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