JP4668590B2 - Ｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents

Description

本発明は地上波テレビジョン放送受信機などに使用されるＯＦＤＭ復調装置に関する。

従来のＯＦＤＭ復調装置は図１２に示すように、受信したＯＦＤＭ信号を周波数変換回路１に供給して基準ローカル発振器２から出力される発振出力と周波数混合してＦＦＴサンプル速度の中間周波数に変換のうえ、Ａ／Ｄ変換器３においてＦＦＴサンプル速度の中間周波数の４倍でＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換出力を直交復調回路４で直交復調し、直交復調出力をＦＦＴ演算回路５にて演算処理して復調し、等化器に送出して等化処理を行っている。なお、ＦＦＴサンプル速度の中間周波数の４倍でＡ／Ｄ変換するのは、直交復調回路を簡単なゲート回路で実現するためである。

このとき、等化器において等化処理を行う際に、送受信間の基準ローカル発振器の発振周波数間に周波数ずれが無いことが望まれる。しかし、送受信間の基準ローカル発振器の発振周波数間にはわずかの周波数ずれが存在するのが普通である。送受信間の基準ローカル発振器の発振周波数にずれがない場合には、受信したＯＦＤＭ信号中に内挿されているスキャッタードパイロット（スキャッタードパイロットをＳＰとも記す）キャリアの波形は（１）式に示すごとくである。ＳＰキャリアは振幅と位相が予め定められた既知の基準信号である。

ここで、
ω０はＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔
ＫｓｐはＳＰキャリアの番号（Ｋｓｐ＝１２×ｎ＋３×（ｉ ｍｏｄ４）とする）
ｎは０〜｛（ＯＦＤＭ全キャリア−１）／１２｝（モード３のときは４６８）
ｉはシンボル番号
αはＳＰキャリアの振幅
θＫ_SPはＳＰキャリア番号で定められた位相（０またはπ）
を示す。

基準ローカル発振器２の発振周波数にΔωＬのずれが生じており、更に受信したＯＦＤＭ信号にノイズ成分Ｎが生じている場合には、ＳＰキャリアの１つの波形は（２）式に示すごとくである。

（２）式にて示される信号をＦＦＴ演算して時間領域から周波数領域の信号に変換すると（３）式に示すごとくになる。

ここでＮはノイズ成分であることを考慮して（３）式を整理すると、（４）式のように置き換えられる。Ｎ′はノイズＮに基づく項である。また、ＦＦＴ演算後の所望する信号は送受信間の基準ローカル発振器の発振周波数にずれがない、ΔωＬ＝０の場合であり、（５）式のごとく表せる。

基準ローカル発振器２の発振周波数にずれがある場合、ＦＦＴ演算後のＳＰキャリアに周波数ずれに基づき時間と共に位相回転を生じさせる原因となる。基準ローカル発振器２の発振周波数にずれがある場合におけるＦＦＴ演算後のＳＰキャリアの位相回転状況を模式的に示せば図１３の白小丸印で示すごとくになり、時間と共に矢印の方向に移動する。

以上において説明のためにＳＰキャリアの場合について説明したが、ＯＦＤＭ信号中におけるデータキャリア（以下、ＯＦＤＭ信号中におけるとの記載を省略する）についても同様に位相回転を起こしているために、ＳＰキャリアと同様な位相回転を起こしていると考えることができる。かかる位相回転に関連する文献はなかった。

しかし、上記した従来のＯＦＤＭ復調装置では、（４式）示すように、基準ローカル発振器の発振周波数にずれが生じていた場合には、ＳＰキャリアを用いた適応アルゴリズムによってデータキャリアを含むＯＦＤＭ信号の等化処理を行う場合に、等化器における収束特性に劣化が生ずるという問題が生ずる。これは、等化器における適応アルゴリズムが過去の値も用いて最適な適応係数を算出するために、基準とする信号が移動している場合は、現在の最適な値とならないため、誤差が生じるためである。

本発明は、データキャリアを含むすべてのキャリアから位相回転成分を除去して、適応アルゴリズムによる等化処理の収束特性を向上させるＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置は、受信ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して復調するＯＦＤＭ復調装置において、ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して得られるＯＦＤＭサブキャリアの中からスキャッタードパイロットキャリア（以下、ＳＰキャリアという。）を抽出するＳＰキャリア抽出手段と、抽出されたＳＰキャリアの位相と既知であるＳＰキャリアの位相から位相回転成分量を検出し検出された位相回転成分量を平均化する位相回転量平均化手段と、平均化された位相回転成分量をＦＦＴ演算して得られたＯＦＤＭサブキャリアから除去する位相回転除去手段とを備えたことを特徴とする。

本発明にかかる請求項２記載のＯＦＤＭ復調装置は、受信ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して復調するＯＦＤＭ復調装置において、ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して得られるＯＦＤＭサブキャリアの中からＳＰキャリアを抽出し、該ＳＰキャリアの値を送信端のＯＦＤＭ変調器で変調した既知のＳＰキャリアの値で除算して出力するＳＰキャリア抽出手段と、受信ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算処理するための時間窓が正規の時間的位置からずれたことに起因してＦＦＴ演算後のＯＦＤＭサブキャリアの周波数−位相特性に現れる１次傾斜成分を、前記ＳＰキャリア抽出手段から出力されたＳＰキャリアから検出して除去する１次傾斜除去手段と、１次傾斜除去後のＳＰキャリアから位相回転成分を検出し、その位相回転成分を平均化して出力する位相回転量平均化手段と、受信ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して得られるＯＦＤＭサブキャリアから、前記位相回転量平均化手段で算出した位相回転量の平均値だけの位相回転を除去する位相回転除去手段とを備えたことを特徴とする。

本発明にかかる請求項３記載のＯＦＤＭ復調装置は、請求項２記載のＯＦＤＭ復調装置において１次傾斜算出手段は、ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して得られたＯＦＤＭサブキャリアの中から抽出されたＳＰキャリアに基づいて群遅延特性を求める群遅延特性算出回路と、求められた群遅延特性のベクトル値を有効シンボル期間にわたって積算する群遅延特性積算回路と、群遅延特性の積算時における各ベクトルから最小２乗法に基づいて１次傾斜を求める１次傾斜算出回路とを備え、求められた１次傾斜を１次傾斜除去手段へ送出して該求められた１次傾斜に基づいて１次傾斜成分を前記ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して得られたＯＦＤＭサブキャリア全てから除去させることを特徴とする。

本発明の請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置によれば、ＦＦＴ演算されたＯＦＤＭ信号中からＳＰキャリアが抽出され、抽出されたＳＰキャリアの位相と既知であるＳＰキャリアの位相から位相回転成分量が検出され、検出された位相回転成分量が平均化され、平均化された位相回転成分量がＦＦＴ演算されたＯＦＤＭ信号中から除去される。この結果受信ＯＦＤＭ信号を周波数変換するための基準周波数発振器の発振周波数が送信側に対してずれても、該ずれに基づく位相回転成分が除去されて、等化処理の収束特性を向上させることができる。

本発明の請求項２記載のＯＦＤＭ復調装置によれば、ＦＦＴ演算されたＯＦＤＭ信号中からＳＰキャリアが抽出され、受信ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算処理するための時間窓が正規の時間的位置からずれたことに起因してＦＦＴ演算されたＳＰキャリアに現れる位相回転量−周波数特性の１次傾斜成分が求められ、除去される。１次傾斜成分が除去されたＳＰキャリアの位相と既知であるＳＰキャリアの位相から位相回転成分量が検出され、検出された位相回転成分量が平均化され、平均化された位相回転成分量がＦＦＴ演算されたＯＦＤＭ信号中から除去される。このように、位相回転成分量の除去に障害となる１次傾斜成分が先に除去されて、１次傾斜成分が除去されたＳＰキャリアから位相回転成分量が除去されるため、ＦＦＴ演算の時間窓位置が正規の時間的位置からずれていた場合に、基準周波数発振器の発振周波数が送信側に対してずれても該ずれに基づく位相回転成分を除去することができて、等化処理の収束特性を向上させることができる。

本発明の請求項３記載のＯＦＤＭ復調装置によれば、ＯＦＤＭ信号中から抽出されたＳＰキャリアに基づいて群遅延特性が求められ、求められた群遅延特性のベクトル値が有効シンボル期間にわたって積算されて、群遅延特性の積算時における各ベクトルから最小２乗法に基づいて１次傾斜が求められ、求められた１次傾斜に基づいて１次傾斜成分が抽出されたＳＰキャリアから除去させられる。このときの演算処理に３角関数の演算などが不要であって、演算処理は簡単になり、かつ最小２乗法により１次傾斜が近似されるために１次傾斜の正確な近似が行えることになる。

以下、本発明にかかるＯＦＤＭ復調装置を実施の形態によって説明する。

図１は本発明の実施の形態にかかるＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。

本発明の実施の形態にかかるＯＦＤＭ復調装置３０は図１に示すように、受信したＯＦＤＭ信号を周波数変換回路１に供給して基準ローカル発振器２から出力される発振出力と周波数混合してＦＦＴサンプル速度の中間周波数に変換のうえ、Ａ／Ｄ変換器３においてＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換出力を直交復調回路４で直交復調し、直交復調出力をＦＦＴ演算回路５にて演算処理して時間領域から周波数領域へ変換して復調し、ＦＦＴ演算されたＯＦＤＭ信号（以下、ＦＦＴ演算出力とも記す）を位相回転補正回路６に供給して位相回転成分を除去する補正をして、等化器へ送出する。

位相回転補正回路６は、ＦＦＴ演算出力を入力としてＦＦＴ演算出力中からＳＰキャリアを抽出するＳＰキャリア抽出回路７と、ＳＰキャリア抽出回路７において抽出されたＳＰキャリアの位相と既知であるＳＰキャリアの位相から位相回転成分量を検出する位相回転量検出回路８と、検出した位相回転成分量の平均化処理をする位相回転量平均化回路９と、平均化によって求めた位相回転成分量ＥｒｒをＦＦＴ演算出力から除去して、出力を等化器へ送出する位相回転除去回路１０とを備えている。

上記のように構成した位相回転補正回路６では、ＦＦＴ演算処理されたＯＦＤＭ信号中から位相回転成分検出の基準となるＳＰキャリアがパイロットキャリア抽出回路７で抽出される。パイロットキャリア抽出回路７において抽出されたＳＰキャリアの位相と既知のＳＰキャリアの位相から位相回転成分量が位相回転量検出回路８によって求められ、位相回転量平均化回路９における平均化処理によってノイズ成分が除去されると共に、ＳＰキャリアの位相回転成分量が平均化される。平均化された位相回転成分量が位相回転除去回路１０においてＦＦＴ演算出力から除去、すなわちデータキャリアを含むすべてのキャリアにから除去されて、等化器へ送出される。

さらに、位相回転補正回路６の作用を詳細に説明する。スキャッタードキャリア抽出回路７によりＯＦＤＭ信号中から（４）式で示されたＳＰキャリアの番号Ｋｓｐがｍ＝（全てのＯＦＤＭキャリア数−１）／１２個（１有効シンボル期間内におけるＳＰキャリアの個数であり、具体的にはＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるモード３の場合，ｍ＝４６８である。）として抽出される。次に、位相回転量検出回路８により抽出したＳＰキャリアを既知のＳＰキャリア位相ｅ^jθ^Kspで除算することにより位相回転量を含む値が検算され、（６）式に示すごとくになる。次いで、位相回転量平均化回路９により位相回転成分量の平均化処理が行われる。ここではＮ′はノイズ成分であるから、ノイズ成分Ｎ′がガウス分布にしたがうとすると、位相回転成分量の平均化処理が行われることによりＮ′の平均は０となり、平均化により（７）式に示すごとくになる。

位相回転量平均化回路９において、（７）式の値を｜αｅ^jΔω^t｜で除算することにより正規化して、位相回転成分量Ｅｒｒが（８）式から求められ、位相回転成分量Ｅｒｒが位相回転量平均化回路９から出力される。

位相回転量平均化回路９から出力された位相回転成分量Ｅｒｒが位相回転除去回路１０に供給されて、位相回転除去回路１０において位相回転成分量Ｅｒｒの複素共役が求められ、ＦＦＴ演算回路５から出力されるＦＦＴ演算出力に乗算される。この結果、（９）式に示すように位相回転除去回路１０において位相回転成分が除去される。ここで、Ｎ´´´はノイズ成分であり、（４）式と同様に簡略化を行った。

以上説明したように、位相回転補正回路６により、基準ローカル発振器２の発振周波数のずれによる位相回転分が除去された（５）式と同等のＦＦＴ演算出力である所望の信号が得られる。位相回転除去回路１０から出力されるＦＦＴ演算出力には、図２において白小丸で模式的に示すように、位相回転は除去されている。この結果、データキャリアを含むすべてのキャリアから位相回転成分が除去されて、位相回転成分が除去された信号を入力として等化器において適応アルゴリズムによる等化処理を行うことによって、等化器における収束特性が向上させられる。

地上波デジタル放送に使用されるＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号に対して、ＳＰキャリアを用いた等化処理をＲＬＳ適応アルゴリズムで実施した場合の２乗平均誤差（ＭＳＥ）は、例えば位相回転補正回路６を通さずに処理を行った場合、ＭＳＥ １５ｄＢから３３ｄＢ、位相回転補正回路６を通してから処理を行った場合、ＭＳＥ ３５ｄＢから４３ｄＢであり、平均して１５ｄＢ程度の改善効果が得られ、更に変動範囲も小さくなっている。ここで、ＭＳＥは図２における白小丸の位置がどの程度ばらついているかを示し、ＭＳＥの値が大きいほどばらつきは少ない。

さらにまた、位相回転成分量Ｅｒｒの単位時間当たりの変動を検出し、単位時間当たりの該検出出力に基づいて基準ローカル発振器２の発振周波数を補償することにより、基準ローカル発振器２の発振周波数を修正するようにしてもよい。

次に、本発明の他の実施の形態にかかるＯＦＤＭ復調装置について説明する。

復調のためのＦＦＴ処理を行う時間窓（ＦＦＴ窓とも記す）の時間的位置はＯＦＤＭ信号の有効シンボル部分と一致していることが望ましい。しかしながらＦＦＴ演算処理を行うための時間窓の時間的位置は正確な位置からずらす場合も多く、またマルチパスや回り込みなどの影響を考慮し、ＦＦＴ処理を行う時間窓の時間的位置を正確な位置から実質的にずらすことが多い（この例は、特許文献１参照）。
特開２０００−２９５１９５号公報

このような場合には、ＦＦＴ演算処理を行うための時間窓が有効シンボル部分から時間的にずれることに起因する不要成分を除去した上でないと、基準ローカル発振器２の発振周波数ずれによる位相回転成分を補正することができない。本発明の他の実施の形態にかかるＯＦＤＭ復調装置は、ＦＦＴ処理のための時間窓の時間的位置ずれがある場合にも適用することができるＯＦＤＭ復調装置である。

いま、時間窓の時間的位置にΔｔのずれが生じた場合、（３）式は（１０）式のごとくに表される。

時間窓の時間位置が有効シンボル部分からずれた場合におけるＳＰキャリアの位相回転量−周波数特性の例は図３に模式的に示すごとくである。図３において、横軸はＳＰキャリアの番号Ｋｓｐを示し、縦軸は位相を示している。この位相回転量−周波数特性は、受信ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算処理するための時間窓が正規の時間的位置からずれたことに起因して、すなわちＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の時間的位置からずれることに起因して、ＦＦＴ演算されたＳＰキャリアに現れる位相−周波数特性であって、図３からも明らかなように、Ｋｓｐ（周波数）に比例して位相回転量が変化するほぼ直線状の特性を示し、この位相回転量−周波数特性の傾斜を１次位相傾斜（１次位相傾斜を１次傾斜とも記す）と称しており、この１次傾斜が不要成分となる。

（１０）式に示す信号から、ＳＰキャリア抽出回路７によるＳＰキャリア抽出→位相回転量検出→位相回転量平均化回路９による位相回転量平均化処理を行うと（図１参照）、（７）式に対応して時間窓の時間的位置ずれが含まれる（１１）式の信号となる。

（７）式と（１１）式とを比較すれば明らかなように、平均化処理を行う際に時間窓の時間的位置ずれに基づくＫｓｐ・ω０・Δｔに基づく不要成分が存在することになる。以下、このｅ^jKsp・ω0・Δ^tに基づく不要成分を１次傾斜成分とも記す。この不要成分が存在するために、基準ローカル発振器２の発振周波数のずれにより生ずる位相回転成分ｅ^jΔω^tを求めることができない。

そこで本発明の他の実施の形態にかかるＯＦＤＭ復調装置における位相回転補正回路は、図４に示すごとく構成されていて、図１に示す位相回転補正回路６に代わって、位相回転補正回路６Ａを備えている。位相回転補正回路６Ａは、図１に示す位相回転量検出回路８と位相回転量平均化回路９との間に、位相回転量検出回路８により求めた位相回転量から１次傾斜成分を算出する１次傾斜算出回路１１と、該算出された１次傾斜成分を位相回転量検出回路８にて求めた位相回転量から除去して出力を位相回転量平均化回路９へ送出する１次傾斜除去回路１２とが設けてあり、その他の構成は図１に示した本発明の実施の形態にかかるＯＦＤＭ復調装置の場合と同様である。

１次傾斜算出回路１１の詳細は、図５に示すように、ＳＰキャリア抽出回路７によって抽出されたＳＰキャリアから群遅延特性を求める群遅延特性算出回路１３と、群遅延特性算出回路１３において求められた群遅延特性から群遅延特性のベクトル値を有効シンボル区間にわたり積算する群遅延特性積算回路１４と、群遅延特性積算回路１４において積算されたベクトル値から１次傾斜成分を求め、求められた１次傾斜成分を１次傾斜除去回路１２へ送出する１次傾斜算出回路１５とを備え、１次傾斜除去回路１２において位相回転量から１次傾斜成分を除去させるように構成してある。

次に、１次傾斜算出回路１１の作用について説明する。ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ信号から抽出したＳＰキャリア番号ＫｓｐのＳＰキャリアの複素データをＣ_Kspとして表現すると、群遅延特性Ｄ_Kspは群遅延特性算出回路１３において（１２）式から求められ、この群遅延特性Ｄ_Kspは１有効シンボル期間における全てのＳＰキャリアに対して求められる。求められた群遅延特性の模式的表示は図６に示すごとくであって、（１２）式により求められた群遅延特性Ｄ_Kspは隣接するＳＰキャリア間の位相回転量差の位相角（１２×ω０Δｔ）の情報を持った単位ベクトルである。

（１２）式において、＊は複素共役を示している。図６において横軸はＳＰキャリアの番号であり、縦軸は位相であって、図６は群遅延特性を示し、１次傾斜成分が存在するときにおける隣接するＳＰキャリア間の位相回転量差の位相角を示している。

群遅延特性積算回路１４において、…、Ｋｓｐ−２番目、Ｋｓｐ−１番目、Ｋｓｐ番目とキャリア番号ＫｓｐのＳＰキャリアまでの各キャリア番号の群遅延特性を、キャリア番号の増加順序で順次積算してＫｓｐ番目のキャリア番号のベクトル位置をＫｓｐ番目の測定点とし、この演算を１有効シンボル区間のＳＰキャリアについて行い、…、Ｋｓｐ−２番目、Ｋｓｐ−１番目、Ｋｓｐ番目、…、の各測定点を得る。この演算処理の一部を図７に模式的に示す。この演算処理の結果に基づく、群遅延特性の積算結果の一例を図８に模式的に示す。図８において横軸は各測定点の演算結果の実部を示し、縦軸は各測定点の演算結果の虚部を示している。

１次傾斜算出回路１５では、群遅延特性積算回路１４における各測定点の演算結果を用いて、各測定点の演算値（ベクトル位置）に基づいて最小２乗法によって各測定点に基づく１次傾斜を求める。これを図９により模式的に示せば、図９において破線で示す各測定点の演算結果から実線で示す１次傾斜を求めたことになる。測定点の実軸データをＩＫｓｐ、虚軸データをｑＫｓｐとしたとき、１次傾斜算出回路１５にて最小２乗法によって傾き成分λｉ、λｑを（１３）式から求め、（１３）式で求めた傾き成分λｉ、λｑから１次傾斜を表す大きさ１の複素数θの実部θｉおよび虚部θｑを（１４）式によって求める。

１次傾斜算出回路１５での演算処理は、１次傾斜成分が存在するときにおける隣接するＳＰキャリア間の位相回転量差の位相角の積算を行い、各積算結果を示す測定点の位置に基づく１次傾斜を求めたことになり、この求めた１次傾斜は図３に示した位相回転量−周波数特性の１次傾斜である。

上記と同様に、１次傾斜を表す大きさ１の複素数は、次のようにして求めることもできる。ＳＰキャリア番号と測定点の実軸データｉＳｐｋ、虚軸データｑＳｐｋとの最小２乗法を（１５）式のように各々求める。ついで、実軸データｉＳｐｋと、虚軸データｑＳｐｋとを用いて（１４）式によって１次傾斜を表す大きさ１の複素数θの実部θｉおよび虚部θｑを求める。

１次傾斜を表す大きさ１の複素数θの実部θｉ、虚部θｑを用いて、１次傾斜除去は、１次傾斜除去後のＳＰキャリアをＣ′Ｓｐｋとすると、１次傾斜除去回路１２における（１６）式の演算から求められる。（１６）式において＊は複素共役であることを示している。１次傾斜除去後では（１６）式による演算により１次傾斜が実軸と実質的に平行となって、１次傾斜除去回路１２においてＳＰキャリアから１次傾斜成分が除去されたＳＰキャリアが出力されることになる。

上記したように本発明の他の実施の形態にかかるＯＦＤＭ復調装置における処理では、１次傾斜成分除去のために３角関数の演算を使用しないから演算量が少なくてすみ、さらに最小２乗法を用いて１次傾斜の近似を行っているために、演算精度も良好である。

そこで、１次傾斜を除去した後、基準ローカル発振器の発振周波数ずれによる位相回転成分量を求めることができて、ＦＦＴ演算出力、すなわちデータキャリアを含む全てのキャリアから位相回転成分が除去できる。したがって、ＦＦＴ演算のための時間窓が時間的にずれている場合にも、基準ローカル発振器の発振周波数ずれによる位相回転成分の補正が可能となり、等化処理における収束特性が向上する。

一方、１次傾斜の除去については、前記した特許文献１において提案されている、極座標変換を用いた図１０に示す方式のもの、群遅延特性算出を用いた図１１に示す方式のものが知られている。

図１０に示した極座標変換を用いた方式のものでは、ＦＦＴ演算処理されているＳＰキャリアに生じている位相回転量を極座標変換回路２１で極座標に変換し、極座標に変換した位相回転量を有効シンボル区間の全ＳＰキャリアにわたって位相連続化回路２２において連続化、平均化した後、最小２乗法によって算出した直線の傾きから１次傾斜算出回路２３において１次傾斜成分を算出し、１次傾斜除去回路１２によって除去している。

しかしながら、図１０に示す方式のものでは、極座標変換の際に膨大な処理を必要とし、ハードウエアで実現するのは困難である。

図１１に示した方式のものでは、ＦＦＴ演算処理されているＳＰキャリアの群遅延特性を群遅延特性算出回路２６において算出し、算出した群遅延特性に含まれている位相情報を群遅延特性平均化回路２７において平均化して１次傾斜成分を求め、１次傾斜除去回路１２によって除去している。

しかしながら、図１１に示す方式のものでは、図１０に示す方式よりは演算量が減少するものの、１次傾斜算出精度があまり良好ではない。

これらに対して、本発明の他の実施の形態にかかるＯＦＤＭ復調装置における１次傾斜算出回路１１では、１次傾斜除去のために３角関数の演算を使用しないので演算量が少なくてすみ、さらに最小２乗法を用いて１次傾斜の近似を行っているために、演算精度も良い。

図５の場合（本発明の他の実施の形態にかかるＯＦＤＭ復調装置における１次傾斜算出回路１１の場合）、図１０の場合、図１１の場合のそれぞれについて、ＤＳＰを用いて算出した１次傾斜の演算誤差と、演算量との比較結果の例を表１に示す。表１から図５の場合が最も良好であることが判る。

本発明の実施の形態にかかるＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態にかかるＯＦＤＭ復調装置におけるＦＦＴ演算後のＳＰキャリアの位相回転の説明図である。 ＯＦＤＭ変調装置におけるＦＦＴ演算のための時間窓ずれによるＳＰキャリアの位相回転量−周波数特性を示す模式図である。 図１に示したＯＦＤＭ復調装置における位相回転補正回路の構成を示すブロック図である。 図４に示した位相回転補正回路における１次傾斜算出装置の構成を示すブロック図である。 ＯＦＤＭ変調装置におけるＦＦＴ演算のための時間窓ずれによるＳＰキャリアの群遅延特性を示す模式図である。 図５に示した１次傾斜算出装置における群遅延特性積算回路の作用説明に供する模式図である。 図５に示した１次傾斜算出装置における群遅延特性積算回路の積算特性の説明に供する模式図である。 図５に示した１次傾斜算出装置における１次傾斜算出回路による１次傾斜算出の説明に供する模式図である。 従来の１次傾斜算出のための構成を示すブロック図である。 従来の１次傾斜算出のための構成を示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭ変調装置の構成を示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭ変調装置におけるＦＦＴ演算後のＳＰキャリアの位相回転の説明図である。

符号の説明

１…周波数変換回路 ２…基準ローカル発振器
３…Ａ／Ｄ変換器 ４…直交復調回路
５…ＦＦＴ演算回路 ６、６Ａ…位相回転補正回路
７…ＳＰキャリア抽出回路 ８…位相回転量検出回路
９…位相回転量平均化回路 １０…位相回転除去回路
１１、１５、２３…１次傾斜算出回路 １２…１次傾斜除去回路
１３、２６…群遅延特性算出回路 １４…群遅延特性積算回路
３０…ＯＦＤＭ復調装置

Claims (1)

1. 受信ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して復調するＯＦＤＭ復調装置において、
   ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して得られるＯＦＤＭサブキャリアの中からＳＰキャリア（以下、ＳＰキャリアという。）を抽出するＳＰキャリア抽出手段と、
   抽出された前記ＳＰキャリアの位相と既知であるＳＰキャリアの位相から位相回転成分量を検出する位相回転量検出手段と、
   受信ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算処理するための時間窓が正規の時間的位置からずれたことに起因してＦＦＴ演算後のＯＦＤＭサブキャリアの周波数−位相特性に現れる１次傾斜成分を、前記位相回転成分量から算出する１次傾斜算出手段と、
   算出された前記１次傾斜成分を前記位相回転成分量から除去する１次傾斜除去手段と、
   前記１次傾斜成分が除去された前記位相回転成分量を平均化して出力する位相回転量平均化手段と、
   受信ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して得られるＯＦＤＭサブキャリアから、前記位相回転量平均化手段が出力する平均値を除去する位相回転除去手段と
   を備え、
   １次傾斜算出手段は、
   ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して得られたＯＦＤＭサブキャリアの中から抽出されたＳＰキャリアに基づいて群遅延特性を求める群遅延特性算出回路と、求められた群遅延特性を、キャリア番号の増加順序で有効シンボル区間にわたって順次積算することで、各キャリア番号におけるベクトル位置を得る群遅延特性積算回路と、各キャリア番号におけるベクトル位置から最小２乗法に基づいて１次傾斜を求める１次傾斜算出回路とを備え、求められた１次傾斜を１次傾斜除去手段へ送出して該求められた１次傾斜に基づいて１次傾斜成分を前記ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して得られたＯＦＤＭサブキャリア全てから除去させることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。

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