JP4654047B2

JP4654047B2 - Ｄ級増幅器

Info

Publication number: JP4654047B2
Application number: JP2005025874A
Authority: JP
Inventors: 哲郎伊理; 智行河野; 英郎松島; 仁史輝久保田
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2005-02-02
Filing date: 2005-02-02
Publication date: 2011-03-16
Anticipated expiration: 2025-02-02
Also published as: JP2006217106A

Description

本発明は、ＰＷＭ方式等の矩形波に基づきオーディオ信号を出力するＤ級増幅器に係り、特に、起動時、停止時及びスタンバイ状態からの復帰時に、出力のＡＣ結合コンデンサに流れる突入電流によって発生するポップノイズを防止する対策を施したＤ級増幅器に関するものである。

増幅器では電源投入時等の過渡状態において出力信号に急激な変動が起こる。特に、オーディオアンプでは、この急激な変動はポップノイズと言われる不快なノイズとなって現れる。そこで、一般的には増幅器の出力とスピーカとの間にミュート回路を設け、増幅器が定常状態になるまでの期間、スピーカを遮断もしくは接地している。

また、図４の従来例１に示すように、ハイサイドドライブ用、ローサイドドライブ用のトランジスタＭ１，Ｍ２の電源側に直列にミュートトランジスタＭ９を接続し、電源ＶＤＤの投入後、キャパシタＣ５と抵抗Ｒ３からなる時定数回路により、このミュートトランジスタＭ９のオン抵抗を徐々に下げていくことで、ポップノイズを低減させる方式もあった（例えば、特許文献１参照）。図４において、ＳＰはスピーカ、Ｃ１はＡＣ結合コンデンサ、Ｌ１はローパスフィルタ用インダクタ、Ｃ２はローパスフィルタ用コンデンサ、１は音声信号をＰＷＭ変調して出力するＰＷＭ変調回路である。なお、出力トランジスタＭ１，Ｍ２の接地側に同様にミュートトランジスタを接続して、電源投入時にそのオン抵抗を徐々にさげてポップノイズを低減させる方式もあった。

さらに、図５の従来例２に示すように、電源投入時には、制御回路２によりスイッチＳＷ１をオフ、ＳＷ２をオンにして、ＡＣ結合コンデンサＣ１を出力基準電圧回路３で発生した電圧によりバッファアンプ４で充電し、安定動作領域まで充電が完了した後、制御回路２によりスイッチＳＷ１をオン、ＳＷ２をオフにして、ＰＷＭアンプ５に切り替え、ポップノイズを低減させる方式もあった（例えば、特許文献２参照）。

特開２００１−２２３５３８号公報特開２００３−１１０４４１号公報

しかし、図４で説明したような、ハイサイドドライブ用、ローサイドドライブ用のトランジスタＭ１，Ｍ２の電源側もしくは接地側に直列にミュートトランジスタＭ９を接続し、電源投入後、このミュートトランジスタＭ９のオン抵抗を徐々に下げていく方式では、このミュートトランジスタＭ９に電力損失を生じるため、効率を上げるためにはそのミュートトランジスタＭ９のオン抵抗をトランジスタＭ１，Ｍ２のオン抵抗よりも充分低くする必要があり、ミュートトランジスタＭ９が非常に大きなものになり、集積化してもチップサイズが増大しコストアップになる。さらに、電源を急激に立ち上げた場合、瞬間的にミュートトランジスタＭ９のゲート電位が下がり、タイミングによってはポップノイズを抑えきることが出来ない。

また、図５で説明したような、バッファアンプ４とＰＷＭアンプ５を切り替える方式では、バッファアンプ４の出力電圧の中点とＰＷＭアンプ５の出力電圧の中点を一致させる必要があり、誤差分がポップノイズとなる。よって、製造上のバラツキ等によりバッファアンプ４にオフセット電圧が生じた場合、ポップノイズを抑えきれない問題が発生する。

本発明は上記問題点を解消し、製造上のバラツキ等に影響されること無く、低コストで高効率でありながらポップノイズ防止を図ったＤ級増幅器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、請求項１にかかる発明は、入力ＰＷＭ信号に応じて、高電位側電源端子に直接接続されたハイサイドドライブ用トランジスタおよび低電位側電源端子に直接接続されたローサイドドライブ用トランジスタが交互にスイッチング動作をし、該スイッチングによる信号で、前記ハイサイドドライブ用トランジスタおよび前記ローサイドドライブ用トランジスタの共通接続端子に接続されたＡＣ結合用コンデンサを介してスピーカ又はヘッドフォンを駆動するＤ級増幅器であって、前記ハイサイドドライブ用トランジスタのゲートを駆動する第１の駆動回路と、前記ローサイドドライブ用トランジスタのゲートを駆動する第２の駆動回路と、起動時又は復帰時に前記第１の駆動回路の動作を時定数を持って立ち上げる第１の制御手段と、起動時又は復帰時に前記第２の駆動回路の動作を時定数を持って立ち上げる第２の制御手段とを有し、前記第１の制御手段は、前記第１の駆動回路と電源又は接地間に接続した第１の制御トランジスタと、起動時又は復帰時に該第１の制御トランジスタを時定数をもって導通させる第１の時定数回路とからなり、前記第２の制御手段は、前記第２の駆動回路と電源又は接地間に接続した第２の制御トランジスタと、起動時又は復帰時に該第２の制御トランジスタを時定数をもって導通させる第２の時定数回路とからなる、ことを特徴とする。

本発明によれば、ハイサイドドライブ用、ローサイドドライブ用のトランジスタに直列に挿入される素子がないため、通常動作時には効率が低下することが無く、集積化してもチップサイズには大きく影響しないため、低コストで実現できる。また、出力ラインには電源起動直後から安定動作時までアンプを切り替えることがないため、製造バラツキ等により発生するオフセット等による、切り替え時の基準電圧変動によるポップノイズの発生も無いという利点がある。このため、かすかなポップノイズでも耳に不快に感じるような、携帯機器等のヘッドフォンに使用する場合においても、非常に有効である。

図１は本発明の実施例のＤ級増幅器の構成を示す回路図である。ＳＰは負荷となるスピーカまたはヘッドフォン、Ｃ１はＡＣ結合用コンデンサ、Ｌ１はインダクタ、Ｃ２はコンデンサである。インダクタＬ１とコンデンサＣ２はローパスフィルタを構成する。Ｍ１はハイサイドドライブ用ＰＭＯＳトランジスタ、Ｍ２はローサイドドライブ用ＮＭＯＳトランジスタである。ＩＮＶ１はトランジスタＭ１のゲートを駆動するインバータ（第１の駆動回路）、ＩＮＶ２はトランジスタＭ２のゲートを駆動するインバータ（第２の駆動回路）である。Ｍ３はインバータＩＮＶ１と接地間に接続されたＮＭＯＳトランジスタ（第１の制御トランジスタ）、Ｍ４はインバータＩＮＶ２と電源ＶＤＤ間に接続されたＰＭＯＳトランジスタ（第２の制御トランジスタ）である。Ｍ５はミュート動作時及び通常動作時にオン状態となるＰＭＯＳトランジスタ、Ｍ６はミュート動作時及び通常動作時にオン状態となるＮＭＯＳトランジスタである。Ｒ１，Ｒ２は抵抗、Ｃ３，Ｃ４はコンデンサであり、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３は第１のＣＲ時定数回路を、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ４は第２のＣＲ時定数回路を構成する。Ｍ７はリセット期間にコンデンサＣ３の電荷を放電するためのＮＭＯＳトランジスタ、Ｍ８はリセット期間にコンデンサＣ４の電荷を放電するためのＰＭＯＳトランジスタである。ＩＮＶ３〜ＩＮＶ６はインバータ、ＥＮはイネーブル端子、ＲＥＳＥＴはリセット端子、ＳＩＧは入力信号端子である。

Ｄ級アンプの動作は、一般的には、音声周波数帯域の１０倍以上のスイッチング周波数でハイサイドドライブ用トランジスタＭ１とローサイドドライブ用トランジスタＭ２を交互にスイッチング動作させる。スピーカＳＰの出力が無音状態では、ＡＣ結合用コンデンサＣ１の正極側の電圧は平均値でＶＤＤ／２となる。

しかし、電源投入時及びスタンバイ状態からの復帰等のタイミング時に、動作を開始する瞬間には、矩形波のステップ応答の電圧が出力され、インダクタＬ１およびコンデンサＣ２で構成するローパスフィルタを通った後でも、ＡＣ結合用コンデンサＣ１の正極側には急激な電荷の変動が生じる。これがポップノイズとなり、特にヘッドフォンを使用する携帯型オーディオ再生機器においては、非常に不快な音となる。

そこで、本実施例では、ハイサイドドライブ用トランジスタＭ１のゲートを駆動するインバータＩＮＶ１の接地側にトランジスタＭ３を接続し、動作開始時に、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の時定数により、トランジスタＭ３のゲート電圧Ｖｇ３を徐々に上昇させることで、ハイサイドドライブ用トランジスタＭ１のゲートに加わる矩形波の波高値を徐々に上昇させ、ハイサイドドライブ用トランジスタＭ１のオン抵抗値Ｒｍ１を徐々に減少させる。

さらに詳しく説明すると、電源投入後、電源電圧ＶＤＤが安定するまでの期間は、ＲＥＳＥＴ端子のレベルをＨレベルとし、ＥＮ端子をＬレベルにすることで、トランジスタＭ５がオフ、Ｍ７がオンとなり、トランジスタＭ７によりコンデンサＣ３の電荷は放電され、トランジスタＭ３はオフ状態となり、ハイサイドドライブ用トランジスタＭ１もオフ状態となる。

この後、ＥＮ端子をＨレベルにし、ＲＥＳＥＴ端子をＬレベルにすることで、トランジスタＭ５がオン、Ｍ７がオフとなり、抵抗Ｒ１を通って電荷がコンデンサＣ３に徐々に充電される。コンデンサＣ３の電圧が上昇するとトランジスタＭ３のゲート電位Ｖｇ３が上昇し、ハイサイドドライブ用トランジスタＭ１のゲートに印加される矩形波の波高値が徐々に上昇し、矩形波がＨレベルの時のハイサイドドライブ用トランジスタＭ１のオン抵抗Ｒｍ１が徐々に減少する。

このため、ＡＣ結合用コンデンサＣ１は緩やかに波高値が上昇するパルスにより充電されるため、充電電圧Ｖａも緩やかに変化し、スピーカＳＰに加わる電圧Ｖｂには急激な変化は現れないので、スピーカＳＰに印加される電圧変化は可聴域以下の周波数成分（ｆ＝１／tpop）となり、ポップノイズも発生しない。なお、ローサイドドライブ用トランジスタＭ２の動作に関しても、前述のハイサイドドライブ用トランジスタＭ１の動作と同様であるので、説明は省略する。

以上の動作波形を図３に示した。図３において、Ｖｇ３はトランジスタＭ３のゲート電圧、Ｖｇ４はトランジスタＭ４のゲート電圧、Ｖｇ１はトランジスタＭ１のゲート電圧、Ｖｇ２はトランジスタＭ２のゲート電圧、Ｒｍ１はトランジスタＭ１のオン抵抗、Ｒｍ２はトランジスタＭ２のオン抵抗、ＶａはコンデンサＣ２の電圧、ＶｂはスピーカＳＰに印加する電圧である。

なお、この動作は電源投入時だけでなく、長時間の待機時にＡＣ結合用コンデンサＣ１の電荷がリークし、ＶＤＤ／２から減少してしまっていても、待機状態からの復帰時に上記一連の動作を行えるため、復帰時のポップノイズも発生しないという利点もある。さらに、この回路をＩＣ化した場合、コンデンサＣ３，Ｃ４の電流値を非常に小さい値にでき、これに伴いコンデンサＣ３，Ｃ４の容量も小さく出来るため、携帯機器等でも実装面積を増やすことなく、低コストで実現が可能である。さらに、図１における抵抗Ｒ１，Ｒ２は図２に示すように、電流源Ｉ１，Ｉ２に置き換えても同様に動作する。この場合は、コンデンサＣ３，Ｃ４が定電流充電されるので、ゲート電圧Ｖｇ３，Ｖｇ４が一定勾配で変化する。さらに、以上ではインバータＩＮＶ１には接地との間に、インバータＩＮＶ２には電源との間にそれぞれＭＯＳトランジスタを接続したが、それらインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２には電源又は接地のいずれか一方との間にトランジスタを接続し、起動時又は復帰時にそのトランジスタが時定数をもってオンするようにすればよい。

本発明の実施例のＤ級増幅器の構成を示す回路図である。本発明の実施例の別のＤ級増幅器の構成を示す回路図である。本発明の実施例のＤ級増幅器のミュート動作の波形図である。従来例１のミュート回路を示す回路図である。従来例２のミュート回路を示す回路図である。

Claims

入力ＰＷＭ信号に応じて、高電位側電源端子に直接接続されたハイサイドドライブ用トランジスタおよび低電位側電源端子に直接接続されたローサイドドライブ用トランジスタが交互にスイッチング動作をし、該スイッチングによる信号で、前記ハイサイドドライブ用トランジスタおよび前記ローサイドドライブ用トランジスタの共通接続端子に接続されたＡＣ結合用コンデンサを介してスピーカ又はヘッドフォンを駆動するＤ級増幅器であって、
前記ハイサイドドライブ用トランジスタのゲートを駆動する第１の駆動回路と、前記ローサイドドライブ用トランジスタのゲートを駆動する第２の駆動回路と、起動時又は復帰時に前記第１の駆動回路の動作を時定数を持って立ち上げる第１の制御手段と、起動時又は復帰時に前記第２の駆動回路の動作を時定数を持って立ち上げる第２の制御手段とを有し、
前記第１の制御手段は、前記第１の駆動回路と電源又は接地間に接続した第１の制御トランジスタと、起動時又は復帰時に該第１の制御トランジスタを時定数をもって導通させる第１の時定数回路とからなり、前記第２の制御手段は、前記第２の駆動回路と電源又は接地間に接続した第２の制御トランジスタと、起動時又は復帰時に該第２の制御トランジスタを時定数をもって導通させる第２の時定数回路とからなる、
ことを特徴とするＤ級増幅器。