JP4629541B2

JP4629541B2 - 放電灯駆動制御回路

Info

Publication number: JP4629541B2
Application number: JP2005278647A
Authority: JP
Inventors: 知明浅利; 孝男山田
Original assignee: Sumida Corp
Current assignee: Sumida Corp
Priority date: 2005-09-26
Filing date: 2005-09-26
Publication date: 2011-02-09
Anticipated expiration: 2025-09-26
Also published as: JP2007087906A

Description

この発明は、蛍光灯等の放電灯の点灯を制御する放電灯駆動制御回路に関し、特に消費電力の低減を実現した放電灯駆動制御回路に関する。

従来よりよく知られているように、蛍光灯等の放電灯はインバータで発生させた高周波駆動信号により駆動されて発光する。この種の放電灯は照明用として用いられることは勿論、最近は、液晶表示装置のバックライト用の光源として多く使用されている。通称インバータと呼ばれる放電灯駆動制御回路は、インバータ制御回路（制御ＩＣ）と、このインバータの出力側に設けられた駆動トランスを有し、駆動トランスの一次コイルを半導体スイッチング素子でスイッチング駆動し、二次コイルに発生する高周波駆動信号をコネクタを介して放電灯に供給し、放電灯を発光させる構成となっている。

図６は、従来用いられている一般的な放電灯駆動制御回路を示す。すなわち、直流電圧であるインバータ駆動電圧Ｖｉｎが、インバータ駆動電圧入力端子１、及び接地端子２間に印加される。接地端子２には、通常、接地電位ＧＮＤが与えられている。このインバータ駆動電圧Ｖｉｎは、トランジスタ４、抵抗５、及びゼナーダイオード６からなる直流安定化回路等によりインバータ制御回路３の動作に必要な電源電圧となるように降圧され、インバータ制御回路３のインバータ制御回路電圧端子に、インバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄとして印加される。

インバータ制御回路３は、更にその接地端子に接地電位ＧＮＤが与えられて動作する。このインバータ制御回路３は、場合によっては集積回路として構成されることもあり、内部に発振回路が設けられており、４種類のスイッチング制御パルス信号を出力してインバータ駆動電圧Ｖｉｎと接地電位ＧＮＤとの間に挿入された半導体スイッチング回路１０−１〜１０−４を制御する。

また、この放電灯駆動制御回路には、さらに駆動トランス７が設けられる。この駆動トランス７は一次コイル７−１とニ次コイル７−２を有し、二次コイル７−２の端子８、９には、点灯すべき放電灯が接続される。また、駆動トランス７の一次コイル７−１の２つの端子は、それぞれ半導体スイッチング回路１０−１、１０−３の接続中点、及び半導体スイッチング回路１０−２、１０−４の接続中点に接続されている。

この様に構成された放電灯駆動制御回路は次のように動作する。すなわち、インバータ駆動電圧Ｖｉｎが印加されると、先に述べたように、インバータ制御回路３には直流安定化回路を介してインバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄが印加され、インバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄによりその動作が開始される。すると、インバータ制御回路３に含まれる発振回路が発振を開始し、インバータ制御回路３は４種類の４種類のスイッチング制御パルス信号を出力する。

この４種類のスイッチング制御パルス信号に従って半導体スイッチング回路１０−１〜１０−４が制御され、駆動トランス７の一次コイル７−１に交番パルス電流が流れる。一次コイル７−１に流れる交番パルス電流により、駆動トランス７の二次コイル７−２には、高圧の高周波駆動信号が発生する。この高周波駆動信号を二次コイル７−２の端子８、９を介して接続される放電灯に印加することで放電灯が点灯されることになる。

この場合、たとえば２４Ｖ程度の直流のインバータ駆動電圧Ｖｉｎがインバータ駆動電圧入力端子１に印加されると、インバータ制御回路３へのインバータ駆動電圧Ｖｉｎとして、直流安定化回路において、インバータ制御回路３の動作に必要な略５Ｖまで電圧が落とされてインバータ制御回路３へ印加される。このとき、たとえば、インバータ制御回路３では、略１００ｍＡの電流が流れるとする。従って、この場合に直流安定化回路のトランジスタ４で消費される電力は（２４Ｖ−５Ｖ）ｘ１００ｍＡ＝１．９Ｗで表され、常時、１．９Ｗの電力が無駄に消費されることになる。また、消費電力の問題に加えて、これが発熱の原因にもなっている。また、特に小型の放電灯、たとえば電池動作の液晶表示装置のバックライトとして応用される放電灯（蛍光灯）の駆動制御回路などにおいては、この電力損失は、用いられている本体機器の電池寿命を大きく短縮させてしまう。
特開２００５−１４３２５３号公報

放電灯駆動制御回路で消費される無駄な電力消費を低減することが望まれていた。さらに、小型の、たとえば、液晶表示装置のバックライトとして応用される放電灯（蛍光灯）などにおける放電灯駆動制御回路の電力消費を低減し、発熱の発生を抑える必要があった。特に、電池動作の放電灯の放電灯駆動制御回路で消費される無駄な電力消費は、用いられている本体機器の電池寿命を短くするものであった。

本発明に係る放電灯駆動制御回路は、
インバータ制御回路と、
前記インバータ制御回路により駆動されるスイッチング回路とを有し、
前記スイッチング回路により直流の駆動電源電圧をスイッチングして駆動トランスの一次コイルに供給し、当該駆動トランスの二次コイルに発生する高周波駆動信号により放電灯を駆動する放電灯駆動制御回路において、
前記駆動トランスの前記一次コイルに一方の端子が接続された微分コンデンサと、該微分コンデンサの他方の端子に接続された平滑コンデンサとを具備し、当該平滑コンデンサの両端に発生する直流電圧を安定化させる直流安定化回路を設け、前記直流安定化回路で発生された直流電圧を、前記インバータ制御回路の動作電源電圧としたことを特徴とする。

本発明の他の実施形態においては、起動回路は、直流電圧発生回路で発生された直流電圧により、起動動作が制御される放電灯駆動制御回路を提供する。

本発明の実施形態における放電灯駆動制御回路によれば、無駄な消費電力を削減することが出来る。したがって、本発明の実施形態によれば、高効率の放電灯駆動制御回路を提供することが可能となる。

図１は本発明の実施形態による放電灯駆動制御回路の一例を示す。図１の放電灯駆動制御回路において、インバータ駆動電圧入力端子２０及び接地端子２１間に供給されるインバータ駆動電圧Ｖｉｎは、インバータ制御回路２３、半導体スイッチング素子で構成されるスイッチング回路２５−１〜２５−４、及び駆動トランス２４とで構成されるインバータで高周波駆動信号に変換される。半導体スイッチング素子としては、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）を使用することが出来る。

駆動トランス２４の二次コイル端子２２−１、２２−２には、放電灯が接続され、二次コイル２４−２に発生する高周波駆動信号駆動トランス２４の二次コイル端子２２−１、２２−２を介して放電灯に与えられ、それにより、放電灯が駆動されて点灯する。インバータ制御回路２３は、内部に発振回路、パルス幅変調回路等を有し、４つのスイッチング回路２５−１〜２５−４に供給される４種類のスイッチングパルスを発生する。インバータ制御回路２３は半導体集積回路として構成することも出来る。この、インバータ制御回路２３の構成は、一般的に知られているものであり、ここでは詳細な説明は省略する。

尚、接地端子２１には接地電位ＧＮＤが与えられる。また、インバータ制御回路２３には、起動回路２６からのインバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄが供給されるとともに、接地電位ＧＮＤも与えられる。

インバータ制御回路２３からの４種類のスイッチングパルスは、インバータ駆動電圧入力端子２０及び接地端子２１間に直列接続されたスイッチング回路２５−１、２５−３及びスイッチング回路２５−２、２５−４に供給される。スイッチング回路２５−１、２５−３の接続中点は、駆動トランス２４の一次コイルの一方の端子に接続される。また、スイッチング回路２５−２、２５−４の接続中点は、駆動トランス２４の一次コイルの他方の端子に接続される。

４つのスイッチング回路２５−１〜２５−４は、インバータ制御回路２３からの４種類のスイッチングパルスに駆動されてスイッチング動作し、駆動トランス２４の一次コイル２４−１に交番パルス信号を流す。駆動トランス２４の一次コイル２４−１に流れる交番パルス信号に誘導されて、駆動トランス２４の二次コイル２４−２には、高電圧の高周波駆動信号が発生する。かくして発生された高周波駆動信号は、駆動トランス２４の二次コイル端子２２−１、２２−２を通じて接続される放電灯に印加され、放電灯を駆動する。

本発明の実施形態においては、インバータ制御回路駆動電圧発生回路５０が設けられる。すなわち、放電灯駆動制御回路の動作中においては、先に述べたように、駆動トランス２４の一次コイル２４−１には交番パルス信号が流れているので、この交番パルス信号に基づきインバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄを発生するインバータ制御回路駆動電圧発生回路５０が設けられる。

そのため、駆動トランス２４の一次コイル２４−１にそれぞれ、微分用コンデンサ２７とリセットダイオ−ド２９、整流用ダイオード３１、微分用コンデンサ２８とリセットダイオ−ド３０、整流用ダイオード３２の整流回路が接続され、平滑用コンデンサ３３の両端に直流電圧を得ている。すなわち、駆動トランス２４の一次コイル２４−１の一方の端子に一方の端子が接続された微分用コンデンサ２７の他方の端子を整流用ダイオード３１のアノード電極に接続し、整流用ダイオード３１のカソード電極は、平滑用コンデンサ３３の一方の端子に接続される。また、微分用コンデンサ２７と整流用ダイオード３１のアノード電極との接続中点に、リセットダイオード２９のカソード電極が接続され、リセットダイオード２９のアノード電極は接地される。

同様に、駆動トランス２４の一次コイル２４−１の他方の端子に一方の端子が接続された微分用コンデンサ２８の他方の端子を整流用ダイオード３２のアノード電極に接続し、整流用ダイオード３２のカソード電極は、平滑用コンデンサ３３の一方の端子に接続する。また、微分用コンデンサ２８と整流用ダイオード３２のアノード電極との接続中点に、リセットダイオード３０のカソード電極が接続され、リセットダイオード３０のアノード電極は接地される。また、平滑用コンデンサ３３の他方の端子は接地されている。かくして、平滑用コンデンサ３３の両端に略７Ｖ程度に設定された直流電圧が得られる。

この直流電圧の設定は、微分用コンデンサ２７、２８と、平滑用コンデンサ３３との容量比によって決定される。平滑用コンデンサ３３の容量を小さくし、微分用コンデンサ２７、２８の容量を大きくすることにより、より高い直流電圧を得ることが出来る。

図２は、この平滑用コンデンサ３３の両端に発生する直流電圧の設定を検討した検討回路を示す。図２において、駆動トランスＴの一次コイルＴ−１に一対の微分用コンデンサＣ_Ａ、Ｃ_Ａを接続し、さらに微分用コンデンサＣ_Ａ、Ｃ_Ａは、整流用ダイオードＤ１、Ｄ２のカソードにそれぞれ直列に接続され、またそれぞれのアノードは共通に接続されて、平滑用コンデンサＣ_Ｂと接続される。尚、Ｔ−２は駆動トランスＴの二次コイルである。

この検討回路にはさらに負荷抵抗Ｒ_Ｌが接続される。なお、ダイオードＤ３，Ｄ４は、リセット用ダイオードである。この検討回路では、Ｒ_Ｌの抵抗を１００Ωとし、平滑用コンデンサＣ_Ｂの容量を３．３μＦとして、微分用コンデンサＣ_Ａの容量を０．００４７μＦから０．０４７μＦまで変化させた時の出力電圧Ｖ_Ｓの値を測定した。また、波形改善を検討するため、Ｒ_Ｌの抵抗を１００Ωとし、整流用コンデンサＣ_Ａの容量を０．０２２μＦとして、平滑用コンデンサＣ_Ｂの容量が３．３μＦ、４．７μＦ、及び６．８μＦの場合について測定し、直流電圧Ｖ_Ｓの波形を観察した。図３は、測定結果を表形式で示し、図４は、微分用コンデンサＣ_Ａの容量を０．００４７μＦから０．０４７μＦまで変化させた時の出力電圧Ｖ_Ｓの値をグラフで表し、図５の（Ａ）〜（Ｃ）は、平滑用コンデンサＣ_Ｂの容量が３．３μＦ、４．７μＦ、及び６．８μＦとした時の、直流電圧Ｖ_Ｓの波形を示す。

これらの結果から分かるように、出力される直流電圧Ｖ_Ｓは、平滑用コンデンサＣ_Ｂの容量より、微分用コンデンサＣ_Ａの容量に大きく依存する。図４から、平滑用コンデンサＣ_Ｂの容量を、３．３μＦとして、微分用コンデンサＣ_Ａの容量を０．０４７μＦから、０．４７μＦと変化させると、出力される直流電圧Ｖ_Ｓは、２．７Ｖから１２．２０Ｖまで変化した。したがって、平滑用コンデンサＣ_Ｂの容量と、微分用コンデンサＣ_Ａの容量を選定することにより、出力される直流電圧Ｖ_Ｓを設定することが出来ることが明らかである。ただし、図５の（Ａ）〜（Ｃ）に示されるように、平滑用コンデンサＣ_Ｂの値が小さいと、出力される直流電圧Ｖ_Ｓに交流成分が残ってしまうので好ましくなく、たとえば、３．３μＦ以上に設定することが好ましい。

さて、かくして得られた直流電圧は、ゼナーダイオード３６、抵抗３５、及びトランジスタ３４からなる直流安定化回路で、略５Ｖのインバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄとされて、ダイオード４５を介してインバータ制御回路２３に供給される。すなわち、平滑用コンデンサ３３の両端に得られた直流電圧は、トランジスタ３４のコレクタ電極に供給される。このトランジスタ３４のコレクタ電極とベース電極間には、抵抗３５が接続される。

さらに、このトランジスタ３４のベース電極は、ゼナーダイオード３６のカソード電極が接続されるとともに、ゼナーダイオード３６のアノード電極は接地されている。かくして、トランジスタ３４のベース電極に得られる略５Ｖのインバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄは、ダイオード４５を通じてインバータ制御回路２３に供給される。

この場合、トランジスタ３４で消費される電力は（７Ｖ−５Ｖ）ｘ１００ｍＡ＝０．２Ｗと表すことが出来る。したがって図６に示した従来の放電灯駆動制御回路におけるトランジスタ４での電力消費の１．９Ｗと比較すると、大幅に無駄な消費電力を削減することができ、回路の発熱も改善することが出来る。たとえば、インバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄを５Ｖとした場合、インバータ駆動電圧Ｖｉｎが１２Ｖ又は、それ以上の電圧である場合に電力削減の効果を発揮することが出来る。

このように、正常に放電灯駆動制御回路が動作していれば、インバータ制御回路駆動電圧発生回路５０によって、インバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄがインバータ制御回路２３に供給される。

しかしながら、放電灯駆動制御回路の起動時には、駆動トランス２４の一次コイル２４−１に交番パルス信号は流れていないので、インバータ制御回路駆動電圧発生回路５０はインバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄを発生することが出来ない。そこで、図１に示す本願の発明の実施形態のおける放電灯駆動制御回路においては、放電灯駆動制御回路の起動時に起動用の直流電圧であるインバータ制御回路駆動電圧を発生する起動回路２６が設けられる。

起動回路２６は、インバータ駆動電圧入力端子２０及び接地端子２１間に挿入された抵抗３９とゼナーダイオード４０の直列回路と、トランジスタ３７とで直流安定化回路として構成され、インバータ駆動電圧Ｖｉｎ（１５Ｖ）をインバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄ（５Ｖ）まで電圧を下げている。

このトランジスタ３７のベース電極は、抵抗３９とゼナーダイオード４０の接続中点に接続され、コレクタ電極は、抵抗４１を介してインバータ駆動電圧入力端子２０に接続され、エミッタ電極は、ダイオード４４を介して起動用インバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄをインバータ制御回路２３に供給する。

また、この起動回路２６により、起動用インバータ制御回路駆動電圧が供給され、インバータ制御回路２３が正常に動作をはじめると、インバータ制御回路駆動電圧発生回路５０が正常に動作し、トランジスタ３４のエミッタ電極にインバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄが得られる。

この時、このトランジスタ３４のエミッタ電極に発生する電圧を抵抗４３、４２で分圧してトランジスタ３８のベース電極に供給する。したがって、トランジスタ３４のエミッタ電極に発生する電圧で、トランジスタ３８をＯＮさせ、それにより、トランジスタ３８のコレクタ電極に接続された、トランジスタ３７のベース電極の電位が下げられ、トランジスタ３７はＯＦＦとなり、起動動作を終了する。起動後は、インバータ制御回路駆動電圧発生回路５０から、インバータ制御回路駆動電圧Ｖｄｄが定常的に供給されるので、インバータ制御回路２３は継続して動作し、放電灯駆動制御回路を制御することとなる。

本発明は、図１に示した実施形態にとらわれることなく実施することが出来る。たとえば、４つのスイッチング回路２５−１〜２５−４を２つにしたり、駆動トランス２４の構成も図１の構成にとらわれることなく、変形することが可能である。

本発明による放電灯駆動制御回路の実施形態の回路図を示す。本発明の実施形態の動作を検討した検討回路を示す。検討回路で測定した結果表を示す。検討回路の結果をプロットしたグラフを示す。検討回路における直流電圧ＶＳの波形図を示す。従来の一般的は放電灯駆動回路の回路図を示す。

符号の説明

２３インバータ制御回路
２４駆動トランス
２４−１一次コイル
２５−１〜２５−４スイッチング回路
２６起動回路
２７、２８微分用コンデンサ
３１、３２整流用ダイオード
３３平滑用コンデンサ
５０インバータ制御回路駆動電圧発生回路

Claims

インバータ制御回路と、
前記インバータ制御回路により駆動されるスイッチング回路とを有し、
前記スイッチング回路により直流の駆動電源電圧をスイッチングして駆動トランスの一次コイルに供給し、当該駆動トランスの二次コイルに発生する高周波駆動信号により放電灯を駆動する放電灯駆動制御回路において、
前記駆動トランスの前記一次コイルに一方の端子が接続された微分コンデンサと、該微分コンデンサの他方の端子に接続された平滑コンデンサとを具備し、当該平滑コンデンサの両端に発生する直流電圧を安定化させる直流安定化回路を設け、前記直流安定化回路で発生された直流電圧を、前記インバータ制御回路の動作電源電圧としたことを特徴とする放電灯駆動制御回路。
起動回路を更に設け、
前記起動回路は、起動時、前記インバータ制御回路に起動用の直流電圧を供給することを特徴とする請求項１に記載の放電灯駆動制御回路。
前記微分コンデンサの前記他方の端子と前記平滑コンデンサとの間に整流ダイオードを接続したことを特徴とする請求項１に記載の放電灯駆動制御回路。