JP4627894B2 - Power supply - Google Patents

Power supply Download PDF

Info

Publication number
JP4627894B2
JP4627894B2 JP2001029293A JP2001029293A JP4627894B2 JP 4627894 B2 JP4627894 B2 JP 4627894B2 JP 2001029293 A JP2001029293 A JP 2001029293A JP 2001029293 A JP2001029293 A JP 2001029293A JP 4627894 B2 JP4627894 B2 JP 4627894B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
transistor
output
circuit
power supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2001029293A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2001296930A (en
Inventor
宏一 沖
晃一 井上
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Rohm Co Ltd
Original Assignee
Rohm Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Rohm Co Ltd filed Critical Rohm Co Ltd
Priority to JP2001029293A priority Critical patent/JP4627894B2/en
Publication of JP2001296930A publication Critical patent/JP2001296930A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4627894B2 publication Critical patent/JP4627894B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源から負荷に電力を供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
車に搭載するオーディオ機器等の電源装置では、従来の一回路構成例を図４に示すように、電流能力を大きくすること、及び、平滑用のコンデンサＣからバッテリ側への電流の逆流を防止することを目的として、バッテリから出力される電源電圧ＶCCは、２つのＮＰＮ型トランジスタ１１１及び１１２をダーリントン接続するとともに、トランジスタ１１２のコレクタと電源電圧ＶCCとの間に順方向接続されたダイオードＤを接続して成る電圧フォロワ１０１を介して出力される。尚、トランジスタ１１１のベースには抵抗１１４が接続されている。
【０００３】
定電圧発生回路１０２は電圧フォロワ１０１から出力された電圧ＶCC’を動作電圧として一定の電圧を出力する。定電圧発生回路１０２から出力された電圧ＶOUTは、例えば不図示のカーステレオや映像機器等内のマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と言う）等に動作電圧として供給される。
【０００４】
ここで、エンジンの始動時やオーディオ機器等の電源投入時などには、車のバッテリから出力される電源電圧が大きく低下することがある。一方、負荷側では、供給される動作電圧が許容範囲を越えて低下すると、例えばマイコンが意図に反してリセットされてしまうことがある。以下、意図した動作を「正常な動作」と称する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
このような事象に対して、上記従来の電源装置では、電圧フォロワ１０１を構成するトランジスタの個数をｎ、各トランジスタのベース−エミッタ間での降下電圧をＶFとすると、電圧フォロワの出力電圧の電源電圧からの低下量がｎ×ＶFと大きく、負荷に供給される動作電圧が電源電圧の低下に伴って低下する量が大きいので、負荷側での正常な動作を保証する上で電源電圧の低下に許容される範囲が狭かった。また、別の見方をすれば、負荷側では、例えばマイコンではリセットがかかる電圧を低くするなど、正常な動作が保証される動作電圧の最小値を低くした特別なものを使用する必要があり、コストの上昇を招いていた。
【０００６】
そこで、本発明は、負荷側での正常な動作を保証する上で電源電圧の低下に許容される範囲を拡大させることができるようにした電源装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明では、複数のトランジスタで構成された電圧フォロワを介して電源電圧から所定の電圧を出力する電源装置において、前記電圧フォロワを構成する初段以外のいずれか１つのトランジスタの制御電極と前記電源電圧との間に接続されたスイッチ回路と、前記電源電圧の値が閾値よりも低い状態では前記スイッチ回路をＯＮさせる減電圧検出回路と、を設けている。
【０００８】
この構成により、電圧フォロワを構成するダーリントン接続の入力側からｋ段目のトランジスタの制御電極に上記スイッチ回路が接続されているとすると、上記電圧フォロワの出力側の電圧の電源電圧からの低下量は、スイッチ回路がＯＦＦであるときにはｎ×ＶF（ｎは電圧フォロワを構成するダーリントン接続されたトランジスタの個数）であるのに対して、スイッチ回路がＯＮしたときには（ｎ−ｋ＋１）×ＶFとスイッチ回路での電圧降下分との合計となって小さくなるので、上記閾値を適切に設定しておけば、当該電源装置から負荷に供給される電圧が低下しない範囲においては大きな電流能力を確保しつつ、当該電源装置から負荷に供給される電圧が電源電圧の低下に伴って低下するときには、その低下量を小さくすることができる。
【０００９】
また、本発明では、トランジスタで構成された電圧フォロワを介して電源電圧から所定の電圧を出力する電源装置において、前記電圧フォロワの出力側と前記電源電圧との間に接続されたスイッチ回路と、前記電源電圧の値が閾値よりも低い状態では前記スイッチ回路をＯＮさせる減電圧検出回路と、を設けている。
【００１０】
この構成により、上記電圧フォロワの出力側の電圧の電源電圧からの低下量は、スイッチ回路がＯＦＦであるときにはｎ×ＶFであるのに対して、スイッチ回路がＯＮしたときにはスイッチ回路での電圧降下分だけとなって小さくなるので、上記閾値を適切に設定しておけば、当該電源装置から負荷に供給される電圧が低下しない範囲においては大きな電流能力を確保しつつ、当該電源装置から負荷に供給される電圧が電源電圧の低下に伴って低下するときには、その低下量を小さくすることができる。
【００１１】
尚、上記スイッチ回路としては、例えばカレントミラー回路の出力側のトランジスタを用いるようにすればよい。また、上記閾値としては、例えば、上記電圧フォロワからの出力電圧を動作電圧として一定の電圧を出力する定電圧発生回路を有する場合には、この定電圧発生回路の出力電圧が低下し始めるときの値に設定するようにすればよい。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。本発明の第１実施形態である車載用の電源装置の回路図を図１に示す。本第１実施形態の電源装置は、電圧フォロワ１、定電圧発生回路２、減電圧検出回路３、及び、スイッチ回路４から成っており、これらの各回路で１チップのＩＣとなっている。
【００１３】
電圧フォロワ１の構成について説明する。２つのＮＰＮ型トランジスタ１１及び１２はダーリントン接続されている。ダーリントン接続された初段のトランジスタ１１は、ベースには抵抗１４を介してバッテリからの電源電圧ＶCCが印加されており、コレクタには電源電圧ＶCCが直接印加されている。
【００１４】
ダーリントン接続された最終段のトランジスタ１２のコレクタはダイオード接続されたトランジスタ１３のエミッタに接続されている。トランジスタ１３のコレクタ及びベースには電源電圧ＶCCが印加されている。電圧フォロワ１の出力側（トランジスタ１２のエミッタ）は平滑用の外付けコンデンサＣを介して接地されている。電圧フォロワ１から出力される電圧ＶCC’は定電圧発生回路２及び減電圧検出回路３等の動作電圧として供給される。
【００１５】
定電圧発生回路２の構成について説明する。演算増幅器２１の反転入力端子（−）には基準電圧Ｖref1が印加されている。演算増幅器２１の出力端子（Ｏ）にはＰＮＰ型のトランジスタ２２のベースが接続されている。トランジスタ２２のエミッタには電圧ＶCC’が印加されている。トランジスタ２２のコレクタは直列接続された３つの抵抗２３、２４、及び、２５を介してグランドに接続されている。
【００１６】
演算増幅器２１の非反転入力端子（＋）は２つの抵抗２４、２５の接続点ａに接続されている。トランジスタ２２のコレクタと抵抗２３との接続点ｃの電圧ＶOUTが定電圧発生回路２から出力される。定電圧発生回路２から出力された電圧ＶOUTは、例えばマイコン等に動作電圧として供給される。
【００１７】
演算増幅器２１の構成について説明する。ＰＮＰ型のトランジスタ２０１はダイオード接続されており、そのエミッタには抵抗２０３を介して電圧ＶCC’が印加されており、コレクタからは定電流源２０２に定電流が流れ込む。定電流源２０２の他端はグランドに接続されている。
【００１８】
ＰＮＰ型のトランジスタ２０４は、ベースがトランジスタ２０１のベースに接続されており、エミッタには抵抗２０５を介して電圧ＶCC’が印加されており、コレクタがＰＮＰ型のトランジスタ２０６のエミッタに接続されている。トランジスタ２０６のコレクタはグランドに接続されている。
【００１９】
ＰＮＰ型のトランジスタ２０７は、ベースがトランジスタ２０１のベースに接続されており、エミッタには抵抗２０８を介して電圧ＶCC’が印加されており、コレクタがＰＮＰ型のトランジスタ２０９のエミッタに接続されている。トランジスタ２０９のコレクタはグランドに接続されている。
【００２０】
ＰＮＰ型のトランジスタ２１０は、ベースがトランジスタ２０１のベースに接続されており、エミッタには抵抗２１１を介して電圧ＶCC’が印加されており、コレクタは抵抗２１２、２１３をそれぞれ介してＰＮＰ型のトランジスタ２１４、２１５のエミッタが接続されている。トランジスタ２１４、２１５のベースはそれぞれトランジスタ２０６、２０９のエミッタに接続されている。
【００２１】
ＮＰＮ型のトランジスタ２１６はダイオード接続されており、コレクタがトランジスタ２１４のコレクタに接続されており、エミッタが接地されている。ＮＰＮ型のトランジスタ２１７は、ベースがトランジスタ２１６のベースに接続されており、エミッタが接地されており、コレクタがトランジスタ２１５のコレクタに接続されている。
【００２２】
ＮＰＮ型のトランジスタ２１８は、ベースがトランジスタ２１５のコレクタとトランジスタ２１７のコレクタとの接続点に接続されており、エミッタが抵抗２１９を介して接地されている。トランジスタ２１８のベース−コレクタ間には位相補償用のコンデンサ２２０が接続されている。
【００２３】
ＮＰＮ型のトランジスタ２２１は、ベースがトランジスタ２１８と抵抗２１９との接続点に接続されており、エミッタが接地されている。トランジスタ２１８のコレクタとトランジスタ２２１のコレクタには共通の抵抗２２２を介して電圧ＶCC’が印加される。
【００２４】
そして、トランジスタ２０９のベースが演算増幅器２１の非反転入力端子（＋）となり、トランジスタ２０６のベースが演算増幅器２１の反転入力端子（−）となり、トランジスタ２１８及び２２１と抵抗２２２との接続点が演算増幅器２１の出力端子（Ｏ）となる。
【００２５】
この構成により、定電圧発生回路２では、電源電圧ＶCCが低下し過ぎてトランジスタ２２が飽和しない限りは、その出力電圧ＶOUTが所定値となるように（具体的には、抵抗２４、２５の接続点ａの電圧が基準電圧Ｖref1と等しくなるように）自動的に制御される。
【００２６】
減電圧検出回路３について説明する。定電流源３０１の出力側には、ＰＮＰ型のトランジスタ３０２及び３０３のエミッタが共通に接続されている。トランジスタ３０２のベースはＰＮＰ型のトランジスタ３０４のエミッタに接続されている。トランジスタ３０２のコレクタはダイオード接続されたＮＰＮ型のトランジスタ３０６のコレクタに接続されている。トランジスタ３０４のベースは定電圧発生回路２の２つの抵抗２３、２４の接続点ｂに接続されている。トランジスタ３０４のコレクタは接地されている。
【００２７】
トランジスタ３０３のベースはＰＮＰ型のトランジスタ３０５のエミッタに接続されている。トランジスタ３０３のコレクタはＮＰＮ型のトランジスタ３０７のコレクタに接続されている。トランジスタ３０５のベースには基準電圧Ｖref2が印加されている。トランジスタ３０５のコレクタは接地されている。
【００２８】
トランジスタ３０６のベースとトランジスタ３０７のベースとが接続されており、トランジスタ３０６を入力側、トランジスタ３０７を出力側とするカレントミラー回路が形成されている。トランジスタ３０６及び３０７のエミッタは接地されている。
【００２９】
ＮＰＮ型のトランジスタ３０８のベースは、トランジスタ３０３とトランジスタ３０７との接続点に接続されている。トランジスタ３０８のエミッタは接地されている。トランジスタ３０８のコレクタには他端がＶCC’に接続された定電流源３０９から出力される定電流が供給される。
【００３０】
ＮＰＮ型のトランジスタ３１０のベースはトランジスタ３０８のコレクタに接続されている。トランジスタ３１０のエミッタは接地されている。トランジスタ３１０のコレクタは、抵抗４３を介して、後述するスイッチ回路４を構成するカレントミラー回路の入力側のトランジスタ４２のコレクタに接続されている。
【００３１】
スイッチ回路４の構成について説明する。ＰＮＰ型のトランジスタ４２はダイオード接続されているとともに、そのベースにはＰＮＰ型のトランジスタ４１のベースが接続されており、２つのトランジスタ４１及び４２でカレントミラー回路を構成している。
【００３２】
入力側のトランジスタ４２は、エミッタには電源電圧ＶCCが印加されており、コレクタが抵抗４３を介して減電圧検出回路３のトランジスタ３１０のコレクタに接続されている。出力側のトランジスタ４１は、エミッタには電源電圧ＶCCが印加されており、コレクタが電圧フォロワ１のトランジスタ１２のベースに接続されている。
【００３３】
以上の構成により、定電圧発生回路２の出力電圧ＶOUTが所定値に保たれている間は、ｂ点の電圧は基準電圧Ｖref2よりも高くなっているので、トランジスタ３０２に流れる電流に対してトランジスタ３０３に流れる電流の方が大きくなるので、トランジスタ３０８がＯＮとなる。そのため、減電圧検出回路３のトランジスタ３１０がＯＦＦになり、スイッチ回路４を構成するカレントミラー回路の出力側のトランジスタ４１もＯＦＦであるので、電圧フォロワ１のトランジスタ１１及び１２が機能して大きな電流能力が確保される。
【００３４】
一方、電源電圧ＶCCが低下して定電圧発生回路２のｂ点の電圧が基準電圧Ｖref2よりも低くなると、言い換えれば、定電圧発生回路２の出力電圧ＶOUTが所定値よりも低くなると、減電圧検出回路３のトランジスタ３０２に流れる電流に対しトランジスタ３０３に流れる電流が少なくなり、トランジスタ３０８がＯＦＦとなる。そのためトランジスタ３１０がＯＦＦからＯＮに切り替わり、スイッチ回路４のカレントミラー回路を構成するトランジスタ４２がＯＦＦからＯＮに切り替わって、電源電圧ＶCCからスイッチ回路４を構成するカレントミラー回路の出力側のトランジスタ４１を介して電圧フォロワ１のトランジスタ１２のベースに電流が供給されるので、トランジスタ４１の飽和時のコレクタ−エミッタ間の電圧をＶSATとすると、定電圧発生回路２の出力電圧ＶOUTはＶCC−ＶSAT−ＶFとなる（従来は、ＶCC−２×ＶF）。即ち、ＶF≒０．７[V]、ＶSAT≒０．１[V]であることから、定電圧発生回路２から出力される電圧ＶOUTを、ＶCC−１．４[V]からＶCC−０．８[V]にすることができるようになり、電源電圧ＶCCの低下に伴って低下する量を小さくすることができる。
【００３５】
尚、上記第１実施形態では、電圧フォロワ１のダーリントン接続されたトランジスタの個数は３個以上であってもよく、必要とされる電流能力が大きいほど、前段のトランジスタのベースにスイッチ回路４を接続するようにすればよい。また、定電圧発生回路２を無くして、電圧ＶCC’を他の回路の電源電圧として用いても構わない。
【００３６】
本発明の第２実施形態である電源装置の回路図を図２に示す。尚、上記第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。スイッチ回路４を構成するカレントミラー回路の出力側のトランジスタ４１のコレクタが電圧フォロワ１の出力側（最終段のトランジスタ１２のエミッタ）に接続されていることが上記第１の実施形態と異なっている。
【００３７】
この構成により、電源電圧ＶCCが低下して定電圧発生回路２の演算増幅器２１の非反転入力端子（＋）の電圧が反転入力端子（−）の電圧よりも低くなると、言い換えれば、定電圧発生回路２の出力電圧ＶOUTが所定値よりも低くなると、減電圧圧検出回路３のトランジスタ３１０がＯＦＦからＯＮに切り替わり、スイッチ回路４を構成するカレントミラー回路のトランジスタ４２がＯＦＦからＯＮに切り替わって、電源電圧ＶCCがトランジスタ４１を介して定電圧発生回路２に供給されるので、定電圧発生回路２の出力電圧ＶOUTはＶCC−ＶSATとなり、上記第１実施形態に比して、電流能力は小さくなってしまうが、定電圧発生回路２から出力される電圧ＶOUTが電源電圧ＶCCの低下に伴って低下する量をさらに小さくすることができる。
【００３８】
尚、上記第２実施形態では、電圧フォロワ１のダーリントン接続されたトランジスタの個数は１個あるいは３個以上であってもよい。また、上記各実施形態では、スイッチ回路４の構成は、カレントミラー回路に限定されるものではなく、電源電圧から電流を供給する／しないを切り替えることができ、さらに、逆流を防止できるものであればよい。また、電圧フォロワ１のトランジスタの段数よりも少ない段数のダーリントン接続でトランジスタ４１を構成すれば、電流能力を増すことができる。さらに、定電圧発生回路２及び減電圧検出回路３の構成は他の構成でも構わない。
【００３９】
まとめると、上記各実施形態の電源装置によれば、負荷に供給する電源電圧ＶCC’の低下を少なくすることができるようになるので、負荷側での正常な動作を保証可能な電源電圧ＶCCの範囲を低電圧側により拡大させることができる。また、別の見方をすれば、負荷側では、例えばリセットがかかる電圧が高い一般的なマイコンを使用できるようになるなど、正常な動作が保証される動作電圧の最小値を特別に低くする必要はなくなり、コストダウンを実現することができる。
【００４０】
図３は上記電源装置をバッテリや負荷回路等を含めて示すブロック図である。同図において、８は車に搭載されたバッテリである。６は定電圧発生回路２の出力電圧ＶOUTを動作電圧として動作するマイクロコンピュータであり、例えばオーディオ機器の所定機能を制御する。７はマイクロコンピュータ以外の他の回路であり、電圧ＶOUTによって動作可能となる。５は電圧ＶCC’を動作電圧とする他のシステムである。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、電源装置から供給される電圧が電源電圧の低下に伴って低下する量を小さくすることができるので、負荷側での正常な動作を保証可能な電源電圧の範囲を低電圧側により拡大させることができる。また、別の見方をすれば、負荷側では、例えばリセットがかかる電圧が高い一般的なマイコンを使用できるようになるなど、正常な動作が保証される動作電圧の最小値を特別に低くする必要はなくなり、コストダウンを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態である電源装置の回路図である。
【図２】本発明の第２実施形態である電源装置の回路図である。
【図３】本発明の電源装置をバッテリや負荷回路等を含めて示すブロック図である。
【図４】従来の電源装置の回路図である。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply device that supplies power from a power supply to a load.
[0002]
[Prior art]
In a power supply device such as an audio device mounted on a car, as shown in FIG. 4, an example of a conventional circuit configuration is to increase current capability and prevent backflow of current from a smoothing capacitor C to a battery side. The power supply voltage V CC output from the battery is a diode connected in a forward direction between the collector of the transistor 112 and the power supply voltage V CC while connecting the two NPN transistors 111 and 112 in a Darlington connection. It is output via a voltage follower 101 formed by connecting D. A resistor 114 is connected to the base of the transistor 111.
[0003]
The constant voltage generation circuit 102 outputs a constant voltage using the voltage V CC ′ output from the voltage follower 101 as an operating voltage. The voltage V OUT output from the constant voltage generation circuit 102 is supplied as an operating voltage to, for example, a microcomputer (not shown) such as a car stereo or a video device (hereinafter referred to as “microcomputer”).
[0004]
Here, the power supply voltage output from the car battery may greatly decrease when the engine is started or when the audio equipment is turned on. On the other hand, on the load side, if the supplied operating voltage falls outside the allowable range, for example, the microcomputer may be reset unintentionally. Hereinafter, the intended operation is referred to as “normal operation”.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
For such an event, the conventional power supply apparatus, the number of transistors constituting the voltage follower 101 n, the base of each transistor - the voltage drop between the emitter and V F, the output voltage of the voltage follower decrease amount of the power supply voltage is as large as n × V F, the amount of operating voltage supplied to the load is decreased with a decrease in power supply voltage is large, the power supply voltage in order to ensure the normal operation of the load side The allowable range for the decrease was low. From another viewpoint, on the load side, it is necessary to use a special one that lowers the minimum value of the operating voltage that guarantees normal operation, such as lowering the voltage that resets in the microcomputer, The cost was raised.
[0006]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a power supply apparatus that can expand a range allowed for a decrease in power supply voltage in order to guarantee normal operation on the load side.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the present invention, in a power supply device that outputs a predetermined voltage from a power supply voltage via a voltage follower composed of a plurality of transistors, any one other than the first stage constituting the voltage follower is provided. A switch circuit connected between the control electrode of the transistor and the power supply voltage, and a voltage drop detection circuit that turns on the switch circuit when the value of the power supply voltage is lower than a threshold value are provided.
[0008]
With this configuration, if the switch circuit is connected to the control electrode of the k-th stage transistor from the Darlington connection input side constituting the voltage follower, the amount of decrease in the voltage on the output side of the voltage follower from the power supply voltage Is n × V F (n is the number of Darlington-connected transistors constituting the voltage follower) when the switch circuit is OFF, whereas (n−k + 1) × V F when the switch circuit is ON. Therefore, if the above threshold is set appropriately, a large current capability can be secured in the range where the voltage supplied from the power supply unit to the load does not decrease. However, when the voltage supplied from the power supply device to the load decreases as the power supply voltage decreases, the amount of decrease can be reduced. .
[0009]
Further, in the present invention, in a power supply device that outputs a predetermined voltage from a power supply voltage via a voltage follower configured by a transistor, a switch circuit connected between the output side of the voltage follower and the power supply voltage; A reduced voltage detection circuit that turns on the switch circuit in a state where the value of the power supply voltage is lower than a threshold value.
[0010]
With this configuration, the amount of decrease in the supply voltage of the output side of the voltage of the voltage follower, whereas when the switch circuit is OFF is n × V F, the voltage of the switch circuit when the switch circuit is turned ON If the threshold value is set appropriately, the load supplied from the power supply device to the load is ensured while ensuring a large current capability in a range where the voltage supplied from the power supply device to the load does not decrease. When the voltage supplied to the power supply voltage decreases as the power supply voltage decreases, the amount of decrease can be reduced.
[0011]
For example, a transistor on the output side of the current mirror circuit may be used as the switch circuit. Further, as the threshold value, for example, in the case of having a constant voltage generation circuit that outputs a constant voltage using the output voltage from the voltage follower as an operating voltage, the output voltage of the constant voltage generation circuit starts to decrease. A value may be set.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a circuit diagram of an in-vehicle power supply device according to the first embodiment of the present invention. The power supply device according to the first embodiment includes a voltage follower 1, a constant voltage generation circuit 2, a reduced voltage detection circuit 3, and a switch circuit 4. Each of these circuits forms a one-chip IC.
[0013]
The configuration of the voltage follower 1 will be described. The two NPN transistors 11 and 12 are Darlington connected. In the Darlington-connected first-stage transistor 11, the power supply voltage V CC from the battery is applied to the base via the resistor 14, and the power supply voltage V CC is directly applied to the collector.
[0014]
The collector of the Darlington-connected final stage transistor 12 is connected to the diode-connected emitter of the transistor 13. A power supply voltage V CC is applied to the collector and base of the transistor 13. The output side of the voltage follower 1 (the emitter of the transistor 12) is grounded via a smoothing external capacitor C. The voltage V CC ′ output from the voltage follower 1 is supplied as an operating voltage for the constant voltage generation circuit 2 and the reduced voltage detection circuit 3.
[0015]
The configuration of the constant voltage generation circuit 2 will be described. A reference voltage V ref1 is applied to the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 21. The base of a PNP transistor 22 is connected to the output terminal (O) of the operational amplifier 21. A voltage V CC ′ is applied to the emitter of the transistor 22. The collector of the transistor 22 is connected to the ground via three resistors 23, 24 and 25 connected in series.
[0016]
The non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 21 is connected to the connection point a of the two resistors 24 and 25. A voltage V OUT at a connection point c between the collector of the transistor 22 and the resistor 23 is output from the constant voltage generation circuit 2. The voltage V OUT output from the constant voltage generation circuit 2 is supplied as an operating voltage to, for example, a microcomputer.
[0017]
The configuration of the operational amplifier 21 will be described. The PNP transistor 201 is diode-connected, and a voltage V CC ′ is applied to its emitter via a resistor 203, and a constant current flows from the collector to the constant current source 202. The other end of the constant current source 202 is connected to the ground.
[0018]
The PNP transistor 204 has a base connected to the base of the transistor 201, a voltage V CC ′ applied to the emitter via a resistor 205, and a collector connected to the emitter of the PNP transistor 206. Yes. The collector of the transistor 206 is connected to the ground.
[0019]
The PNP transistor 207 has a base connected to the base of the transistor 201, a voltage V CC ′ applied to the emitter via a resistor 208, and a collector connected to the emitter of the PNP transistor 209. Yes. The collector of the transistor 209 is connected to the ground.
[0020]
The PNP transistor 210 has a base connected to the base of the transistor 201, a voltage V CC ′ applied to the emitter via a resistor 211, and a collector connected to the PNP type transistor via resistors 212 and 213, respectively. The emitters of the transistors 214 and 215 are connected. The bases of the transistors 214 and 215 are connected to the emitters of the transistors 206 and 209, respectively.
[0021]
The NPN transistor 216 is diode-connected, the collector is connected to the collector of the transistor 214, and the emitter is grounded. The NPN transistor 217 has a base connected to the base of the transistor 216, an emitter grounded, and a collector connected to the collector of the transistor 215.
[0022]
The NPN transistor 218 has a base connected to a connection point between the collector of the transistor 215 and the collector of the transistor 217, and an emitter grounded via a resistor 219. A phase compensation capacitor 220 is connected between the base and collector of the transistor 218.
[0023]
The base of the NPN transistor 221 is connected to the connection point between the transistor 218 and the resistor 219, and the emitter is grounded. A voltage V CC ′ is applied to the collector of the transistor 218 and the collector of the transistor 221 through a common resistor 222.
[0024]
The base of the transistor 209 becomes the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 21, the base of the transistor 206 becomes the inverting input terminal (-) of the operational amplifier 21, and the connection point between the transistors 218 and 221 and the resistor 222 is calculated. It becomes the output terminal (O) of the amplifier 21.
[0025]
With this configuration, in the constant voltage generation circuit 2, the output voltage V OUT is set to a predetermined value (specifically, the resistors 24 and 25) unless the power supply voltage V CC decreases too much and the transistor 22 is saturated. Is automatically controlled so that the voltage at the connection point a becomes equal to the reference voltage V ref1 .
[0026]
The reduced voltage detection circuit 3 will be described. The emitters of the PNP transistors 302 and 303 are connected in common to the output side of the constant current source 301. The base of the transistor 302 is connected to the emitter of a PNP transistor 304. The collector of the transistor 302 is connected to the collector of a diode-connected NPN transistor 306. The base of the transistor 304 is connected to a connection point b between the two resistors 23 and 24 of the constant voltage generation circuit 2. The collector of the transistor 304 is grounded.
[0027]
The base of the transistor 303 is connected to the emitter of a PNP transistor 305. The collector of the transistor 303 is connected to the collector of an NPN transistor 307. A reference voltage V ref2 is applied to the base of the transistor 305. The collector of the transistor 305 is grounded.
[0028]
The base of the transistor 306 and the base of the transistor 307 are connected to form a current mirror circuit in which the transistor 306 is an input side and the transistor 307 is an output side. The emitters of transistors 306 and 307 are grounded.
[0029]
The base of the NPN transistor 308 is connected to the connection point between the transistor 303 and the transistor 307. The emitter of the transistor 308 is grounded. A constant current output from a constant current source 309 having the other end connected to V CC ′ is supplied to the collector of the transistor 308.
[0030]
The base of the NPN transistor 310 is connected to the collector of the transistor 308. The emitter of the transistor 310 is grounded. The collector of the transistor 310 is connected via a resistor 43 to the collector of the transistor 42 on the input side of a current mirror circuit constituting the switch circuit 4 described later.
[0031]
The configuration of the switch circuit 4 will be described. The PNP transistor 42 is diode-connected, and the base of the PNP transistor 41 is connected to the base thereof, and the two transistors 41 and 42 constitute a current mirror circuit.
[0032]
The power supply voltage V CC is applied to the emitter of the transistor 42 on the input side, and the collector is connected to the collector of the transistor 310 of the reduced voltage detection circuit 3 via the resistor 43. The output side transistor 41 has a power supply voltage V CC applied to its emitter, and a collector connected to the base of the transistor 12 of the voltage follower 1.
[0033]
With the above configuration, the voltage at the point b is higher than the reference voltage V ref2 while the output voltage V OUT of the constant voltage generating circuit 2 is maintained at a predetermined value. Since the current flowing through the transistor 303 becomes larger, the transistor 308 is turned on. For this reason, the transistor 310 of the voltage drop detection circuit 3 is turned off, and the transistor 41 on the output side of the current mirror circuit constituting the switch circuit 4 is also turned off. Therefore, the transistors 11 and 12 of the voltage follower 1 function and a large current flows. Capability is secured.
[0034]
On the other hand, when the power supply voltage V CC decreases and the voltage at the point b of the constant voltage generating circuit 2 becomes lower than the reference voltage V ref2 , in other words, when the output voltage V OUT of the constant voltage generating circuit 2 becomes lower than a predetermined value. Therefore, the current flowing through the transistor 303 is smaller than the current flowing through the transistor 302 of the reduced voltage detection circuit 3, and the transistor 308 is turned off. Therefore, the transistor 310 is switched from OFF to ON, the transistor 42 constituting the current mirror circuit of the switch circuit 4 is switched from OFF to ON, and the transistor 41 on the output side of the current mirror circuit constituting the switch circuit 4 from the power supply voltage V CC. Since the current is supplied to the base of the transistor 12 of the voltage follower 1 via Vs, the output voltage V OUT of the constant voltage generation circuit 2 is V CC when the voltage between the collector and the emitter when the transistor 41 is saturated is V SAT. −V SAT −V F (conventional V CC −2 × V F ). That is, since V F ≈ 0.7 [V] and V SAT ≈ 0.1 [V], the voltage V OUT output from the constant voltage generation circuit 2 is changed from V CC −1.4 [V]. It will be able to V CC -0.8 [V], it is possible to reduce the amount decreases with decrease of the power supply voltage V CC.
[0035]
In the first embodiment, the number of Darlington-connected transistors of the voltage follower 1 may be three or more. The larger the required current capability, the more the switch circuit 4 is provided at the base of the previous transistor. What is necessary is just to make it connect. Further, the constant voltage generation circuit 2 may be eliminated and the voltage V CC ′ may be used as a power supply voltage for other circuits.
[0036]
The circuit diagram of the power supply device which is 2nd Embodiment of this invention is shown in FIG. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part as the said 1st Embodiment, and description is abbreviate | omitted. The collector of the transistor 41 on the output side of the current mirror circuit constituting the switch circuit 4 is connected to the output side of the voltage follower 1 (the emitter of the transistor 12 in the final stage), which is different from the first embodiment. .
[0037]
With this configuration, when the power supply voltage V CC decreases and the voltage at the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 21 of the constant voltage generating circuit 2 becomes lower than the voltage at the inverting input terminal (−), in other words, the constant voltage When the output voltage V OUT of the generation circuit 2 becomes lower than a predetermined value, the transistor 310 of the reduced voltage detection circuit 3 is switched from OFF to ON, and the transistor 42 of the current mirror circuit constituting the switch circuit 4 is switched from OFF to ON. Thus, since the power supply voltage V CC is supplied to the constant voltage generation circuit 2 via the transistor 41, the output voltage V OUT of the constant voltage generation circuit 2 becomes V CC −V SAT , compared with the first embodiment. Although the current capability is reduced, the amount by which the voltage VOUT output from the constant voltage generation circuit 2 decreases as the power supply voltage V CC decreases can be further reduced.
[0038]
In the second embodiment, the number of Darlington-connected transistors of the voltage follower 1 may be one or three or more. In each of the above embodiments, the configuration of the switch circuit 4 is not limited to the current mirror circuit, and can switch between supplying and not supplying current from the power supply voltage, and can prevent backflow. That's fine. Further, if the transistor 41 is configured with a Darlington connection having a smaller number of stages than the number of transistors of the voltage follower 1, the current capability can be increased. Further, the constant voltage generation circuit 2 and the reduced voltage detection circuit 3 may have other configurations.
[0039]
In summary, according to the power supply device of each of the above-described embodiments, it is possible to reduce the decrease in the power supply voltage V CC ′ supplied to the load, so that the power supply voltage V that can guarantee normal operation on the load side. The range of CC can be expanded on the low voltage side. From another perspective, the load side needs to have a particularly low minimum operating voltage that guarantees normal operation, such as using a general microcomputer with a high reset voltage. The cost can be reduced.
[0040]
FIG. 3 is a block diagram showing the power supply apparatus including a battery, a load circuit and the like. In the figure, reference numeral 8 denotes a battery mounted on the vehicle. Reference numeral 6 denotes a microcomputer that operates using the output voltage V OUT of the constant voltage generation circuit 2 as an operating voltage, and controls, for example, a predetermined function of the audio equipment. Reference numeral 7 denotes a circuit other than the microcomputer, which can be operated by the voltage V OUT . Reference numeral 5 denotes another system using the voltage V CC ′ as an operating voltage.
[0041]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to reduce the amount that the voltage supplied from the power supply device decreases as the power supply voltage decreases, so that the power supply voltage that can guarantee normal operation on the load side Can be expanded on the low voltage side. From another perspective, the load side needs to have a particularly low minimum operating voltage that guarantees normal operation, such as using a general microcomputer with a high reset voltage. The cost can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of a power supply device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a power supply device of the present invention including a battery, a load circuit, and the like.
FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional power supply device.

Claims (4)

電源に接続されるとともに、ダーリントン接続された複数のトランジスタを含む電圧フォロワと、
前記電圧フォロワの出力に平滑用の外部コンデンサを接続するための外部端子と、
前記電圧フォロワの出力に接続され前記外部コンデンサの電圧を動作電圧とする定電圧発生回路と、
前記電圧フォロワの出力に接続され前記外部コンデンサの電圧を動作電圧とするとともに、前記定電圧発生回路の出力を外部から印加される閾値と比較するコンパレータと前記コンパレータの出力に応じ前記定電圧発生回路の出力が前記閾値よりも低いときオンする第１トランジスタを含む減電圧検出回路と、
前記電源に接続されるとともにカレントミラー回路を構成する第２トランジスタと第３トランジスタを含み、前記第１トランジスタのコレクタ電流を前記第２トランジスタのコレクタ電流とするとともに前記電源からの電流を前記第３トランジスタのコレクタ電流として前記電圧フォロワを構成する初段以外のいずれか１つのトランジスタのベースに直接供給するスイッチ回路と、
を有し、ＩＣ回路として構成され、
前記定電圧発生回路の出力が前記閾値より低いときに、前記電圧フォロワを介する電流経路から、前記スイッチ回路および前記電圧フォロワを構成する初段以外のいずれか１つのトランジスタのベースを介する電流経路に切り替えることを特徴とする電源装置。 A voltage follower including a plurality of transistors connected to a power source and connected in a Darlington connection ;
An external terminal for connecting an external capacitor for smoothing to the output of the voltage follower;
A constant voltage generating circuit connected to the output of the voltage follower and using the voltage of the external capacitor as an operating voltage;
A comparator connected to the output of the voltage follower to set the voltage of the external capacitor as an operating voltage, and compares the output of the constant voltage generating circuit with a threshold applied from the outside, and the constant voltage generating circuit according to the output of the comparator A reduced voltage detection circuit including a first transistor that is turned on when the output of
A second transistor and a third transistor are connected to the power source and constitute a current mirror circuit. The collector current of the first transistor is used as the collector current of the second transistor, and the current from the power source is the third transistor. directly supplies the switching circuit to the base of one of the transistors other than the first stage constituting the voltage follower as the collector current of the transistor,
Configured as an IC circuit,
When the output of the constant voltage generation circuit is lower than the threshold value, the current path via the voltage follower is switched to the current path via the base of any one of the transistors other than the first stage constituting the switch circuit and the voltage follower. A power supply device characterized by that . 電源に接続されるとともに、ダーリントン接続された複数のトランジスタを含む電圧フォロワと、
前記電圧フォロワの出力に平滑用の外部コンデンサを接続するための外部端子と、
前記電圧フォロワの出力に接続され前記外部コンデンサの電圧を動作電圧とする定電圧発生回路と、
前記電圧フォロワの出力に接続され前記外部コンデンサの電圧を動作電圧とするとともに、前記定電圧発生回路の出力を外部から印加される閾値と比較するコンパレータと前記コンパレータの出力に応じ前記定電圧発生回路の出力が前記閾値よりも低いときオンする第１トランジスタを含む減電圧検出回路と、
前記電源に接続されるとともにカレントミラー回路を構成する第２トランジスタと第３トランジスタを含み、前記第１トランジスタのコレクタ電流を前記第２トランジスタのコレクタ電流とするとともに前記電源からの電流を前記第３トランジスタのコレクタ電流として前記電圧フォロワの出力に直接供給するスイッチ回路と、
を有し、ＩＣ回路として構成され、
前記定電圧発生回路の出力が前記閾値より低いときに、前記電圧フォロワを介する電流経路から、前記スイッチ回路を介する電流経路に切り替えることを特徴とする電源装置。 A voltage follower including a plurality of transistors connected to a power source and connected in a Darlington connection ;
An external terminal for connecting an external capacitor for smoothing to the output of the voltage follower;
A constant voltage generating circuit connected to the output of the voltage follower and using the voltage of the external capacitor as an operating voltage;
A comparator connected to the output of the voltage follower to set the voltage of the external capacitor as an operating voltage, and compares the output of the constant voltage generating circuit with a threshold applied from the outside, and the constant voltage generating circuit according to the output of the comparator A reduced voltage detection circuit including a first transistor that is turned on when the output of
A second transistor and a third transistor are connected to the power source and constitute a current mirror circuit. The collector current of the first transistor is used as the collector current of the second transistor, and the current from the power source is the third transistor. directly supplies the switching circuit to the output of the voltage follower as the collector current of the transistor,
Configured as an IC circuit,
When the output of the constant voltage generation circuit is lower than the threshold value, the power supply device switches from a current path via the voltage follower to a current path via the switch circuit . 前記電源電圧が低下することにより前記定電圧発生回路の出力電圧が低下し始めるときの値に前記閾値が設定されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。 3. The power supply device according to claim 1, wherein the threshold value is set to a value when an output voltage of the constant voltage generation circuit starts to decrease due to a decrease in the power supply voltage. 前記電圧フォロアは電源電圧を供給するバッテリに電流が逆流するのを防止する機能を有することを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電源装置。  The power supply apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein the voltage follower has a function of preventing a current from flowing backward to a battery that supplies a power supply voltage.
JP2001029293A 2000-02-10 2001-02-06 Power supply Expired - Fee Related JP4627894B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2001029293A JP4627894B2 (en) 2000-02-10 2001-02-06 Power supply

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000-38153 2000-02-10
JP2000038153 2000-02-10
JP2001029293A JP4627894B2 (en) 2000-02-10 2001-02-06 Power supply

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2001296930A JP2001296930A (en) 2001-10-26
JP4627894B2 true JP4627894B2 (en) 2011-02-09

Family

ID=26585477

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2001029293A Expired - Fee Related JP4627894B2 (en) 2000-02-10 2001-02-06 Power supply

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4627894B2 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113258435A (en) * 2021-07-02 2021-08-13 中科慧远视觉技术(北京)有限公司 Narrow-pulse-width high-power laser constant-current driving circuit and optical module

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7190195B2 (en) 2004-03-29 2007-03-13 Rohm Co., Ltd. Input circuit and output circuit
JP2007133766A (en) 2005-11-11 2007-05-31 Ricoh Co Ltd Constant voltage circuit and control method of constant voltage circuit
CN113784120A (en) * 2021-09-30 2021-12-10 深圳市众安威视技术有限公司 Vehicle-mounted camera safety detection device

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0621336U (en) * 1992-08-06 1994-03-18 ヤマハ株式会社 Stabilized power supply circuit
JPH0741607U (en) * 1993-11-17 1995-07-21 富士通テン株式会社 Power supply circuit

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09120316A (en) * 1995-10-23 1997-05-06 Sony Corp Stabilized power unit

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0621336U (en) * 1992-08-06 1994-03-18 ヤマハ株式会社 Stabilized power supply circuit
JPH0741607U (en) * 1993-11-17 1995-07-21 富士通テン株式会社 Power supply circuit

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113258435A (en) * 2021-07-02 2021-08-13 中科慧远视觉技术(北京)有限公司 Narrow-pulse-width high-power laser constant-current driving circuit and optical module

Also Published As

Publication number Publication date
JP2001296930A (en) 2001-10-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4556795B2 (en) Power circuit
JP3251770B2 (en) Power supply circuit for semiconductor integrated circuit
US6515462B2 (en) Power supply device
US4801816A (en) Generator of periodial signals, in particular for switch-mode power supplies
JP3751099B2 (en) Power circuit
JP4597596B2 (en) Vehicle power supply
US5883504A (en) Power supply unit
JP4627894B2 (en) Power supply
US20030011349A1 (en) Series regulator
US6445166B2 (en) Power supply circuit in which ripple reducing ability is maintained even when power supply voltage drops
US6356061B1 (en) Fully integrated linear regulator with darlington bipolar output stage
JPH0546571B2 (en)
JP3384834B2 (en) Turn-on control circuit
JPH04315207A (en) Power supply circuit
JP3829765B2 (en) Power circuit
JP3620766B2 (en) Voltage supply circuit for amplifier
JP2006018409A (en) Power supply circuit
JP3542022B2 (en) regulator
JPS58215815A (en) Comparator circuit
JP4522125B2 (en) Reference voltage generation circuit
JP3938262B2 (en) Integrated circuit device
JP2006254546A (en) Switching power supply
JPH0413695Y2 (en)
JPH0576044B2 (en)
JPH0749541Y2 (en) Transistor switch circuit

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20071228

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20100715

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20100803

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20101001

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20101109

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20101109

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131119

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees