JP4627198B2

JP4627198B2 - Low pass filter

Info

Publication number: JP4627198B2
Application number: JP2005050362A
Authority: JP
Inventors: 茂田中; 治江口; 靖遠藤
Original assignee: Kyocera Crystal Device Corp
Current assignee: Kyocera Crystal Device Corp
Priority date: 2005-02-25
Filing date: 2005-02-25
Publication date: 2011-02-09
Anticipated expiration: 2025-02-25
Also published as: JP2006238101A

Description

本発明は、ローパスフィルタに関するものである。 The present invention relates to a low-pass filter.

近年、携帯電話機の高機能化が進み、音声通信及びデータ通信の機能に加えて、ＦＭ放送やＴＶ放送を受信するチューナの搭載が進みつつある。ＴＶ放送受信用チューナ付き携帯電話機では、携帯電話機の送信信号がＴＶ放送の受信信号に影響を与えないようにすることが重要である。その理由は、音声通信及びデータ通信用のアンテナから送信された電力の大きな送信信号がＴＶ放送の受信回路に回りこみ、混信を生じる可能性があるからである。このような混信を防ぐため、ＶＨＦ／ＵＨＦ帯の信号を通過させ、音声通信及びデータ通信用の送信帯域の信号を抑圧するローパスフィルタが、チューナ側の回路に搭載される。 2. Description of the Related Art In recent years, mobile phones have been improved in functionality, and in addition to voice communication and data communication functions, a tuner that receives FM broadcasts and TV broadcasts is being installed. In a mobile phone with a tuner for TV broadcast reception, it is important that the transmission signal of the mobile phone does not affect the reception signal of TV broadcast. The reason is that a transmission signal having a large power transmitted from the antenna for voice communication and data communication may enter the TV broadcast receiving circuit and cause interference. In order to prevent such interference, a low-pass filter that passes a VHF / UHF band signal and suppresses a transmission band signal for voice communication and data communication is mounted on a circuit on the tuner side.

このようなローパスフィルタ特性を実現するものとして、積層ＬＣローパスフィルタが挙げられる（例えば、特許文献１参照）。積層ＬＣフィルタは、薄いセラミック層上に導体パターンを形成し、これらを複数積層することにより、インダクタンスやコンデンサを形成し、所定の接続を行ったフィルタである。図２８に積層ＬＣローパスフィルタの一般的な等価回路図を示し、図２９に積層ＬＣローパスフィルタの通過特性の１例を示す。図２８において、ＩＮは信号入力端子、ＯＵＴは信号出力端子、Ｌ１０，Ｌ１１はインダクタンス、Ｃ１０〜Ｃ１４はコンデンサである。図２９では、インダクタンスＬ１０，Ｌ１１のＱを３０とした。インダクタ（コイル）は、その主特性であるインダクタンス成分を得ようとすると同時に抵抗成分ができる。通常、この抵抗成分は少ないほうが優れたインダクタと評価される。インダクタ成分と、この抵抗成分との比をＱ特性として表現している。この値が高い方が高効率のインダクタといえる。周波数をｆ、インダクタ値をＬ、実効抵抗値をＲとすると、Ｑ＝２πｆＬ／Ｒである。図２９に示すように、積層ＬＣローパスフィルタでは、ＶＨＦ／ＵＨＦの周波数帯（９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚ）が通過帯域となり、８００ＭＨｚ帯ＣＤＭＡの送信周波数帯（８９８ＭＨｚから９２５ＭＨｚ）が減衰域となっている。 A layered LC low-pass filter can be cited as one that realizes such a low-pass filter characteristic (for example, see Patent Document 1). The laminated LC filter is a filter in which a conductor pattern is formed on a thin ceramic layer and a plurality of these are laminated to form an inductance and a capacitor, and predetermined connection is made. FIG. 28 shows a general equivalent circuit diagram of the multilayer LC low-pass filter, and FIG. 29 shows an example of pass characteristics of the multilayer LC low-pass filter. In FIG. 28, IN is a signal input terminal, OUT is a signal output terminal, L10 and L11 are inductances, and C10 to C14 are capacitors. In FIG. 29, Q of the inductances L10 and L11 is set to 30. An inductor (coil) has a resistance component at the same time as an inductance component, which is its main characteristic. Usually, the smaller the resistance component, the better the inductor. The ratio between the inductor component and the resistance component is expressed as a Q characteristic. A higher value means a more efficient inductor. When the frequency is f, the inductor value is L, and the effective resistance value is R, Q = 2πfL / R. As shown in FIG. 29, in the laminated LC low-pass filter, the VHF / UHF frequency band (90 MHz to 770 MHz) is a pass band, and the 800 MHz band CDMA transmission frequency band (898 MHz to 925 MHz) is an attenuation band.

なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
特開平０７−３３６１７６号公報 The applicant has not yet found prior art documents related to the present invention by the time of filing other than the prior art documents specified by the prior art document information described in this specification.
Japanese Patent Application Laid-Open No. 07-336176

従来の積層ＬＣローパスフィルタでは、減衰極が１．３ＧＨｚとなっているため、減衰域（８９８ＭＨｚから９２５ＭＨｚ）の減衰量が９ｄＢ程度と不十分であるという問題点があった。また、従来の積層ＬＣローパスフィルタでは、段数を増やすことで、減衰極をより通過帯域近傍に近づけ、より大きな減衰量を得ることが可能であるが、段数を増やすと、インダクタンスに含まれる直列抵抗の影響により、通過帯域の損失も増大し、必要な通過帯域挿入損失を得ることが難しくなるという問題点があった。さらに、従来の積層ＬＣローパスフィルタでは、素子数が増加すると、フィルタの外形が大きくなるという問題点があった。携帯電話機に搭載するフィルタは小型であることが望ましく、大きなフィルタは携帯電話機には不向きである。 In the conventional laminated LC low-pass filter, since the attenuation pole is 1.3 GHz, there is a problem that the attenuation in the attenuation region (898 MHz to 925 MHz) is insufficient at about 9 dB. In addition, in the conventional multilayer LC low-pass filter, it is possible to bring the attenuation pole closer to the passband by increasing the number of stages and obtain a larger attenuation amount. However, increasing the number of stages increases the series resistance included in the inductance. As a result, the loss of the pass band also increases, which makes it difficult to obtain the required pass band insertion loss. Furthermore, the conventional multilayer LC low-pass filter has a problem that the outer shape of the filter increases as the number of elements increases. It is desirable that the filter mounted on the mobile phone is small, and a large filter is not suitable for the mobile phone.

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a small low-pass filter having a low loss and a steep attenuation characteristic.

本発明のローパスフィルタは、第１のフィルタと、この第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタとを有し、前記第１のフィルタは、第１の端子が信号入力端子に接続され、第２の端子が信号出力端子に接続され、第３の端子と第４の端子が接地された２端子対ＳＡＷ共振子からなり、前記第２のフィルタは、第１の端子が前記２端子対ＳＡＷ共振子の第１の端子に接続され、第２の端子が前記２端子対ＳＡＷ共振子の第２の端子に接続された第１の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第１の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第１の位相線路又は第１のインダクタンス素子とからなるものである。
また、本発明のローパスフィルタの１構成例は、さらに、前記信号入力端子と前記第１、第２のフィルタの第１の端子との間に挿入された第３のフィルタを有し、この第３のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子に接続され、第２の端子が前記第１、第２のフィルタの第１の端子に接続された第２の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第２の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第２の位相線路又は第２のインダクタンス素子とからなるものである。
また、本発明のローパスフィルタの１構成例は、さらに、前記信号入力端子と接地との間に挿入された第４のフィルタを有し、この第４のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子と接続され、第２の端子が接地された第３の１端子対ＳＡＷ共振子からなるものである。 The low-pass filter of the present invention includes a first filter and a second filter connected in parallel to the first filter, and the first filter has a first terminal connected to a signal input terminal. And a second terminal is connected to the signal output terminal, and the third terminal and the fourth terminal are grounded. The second filter includes a two-terminal-pair SAW resonator, and the second terminal of the second filter is the second terminal. A first one-terminal-pair SAW resonator connected to a first terminal of the terminal-pair SAW resonator and a second terminal connected to a second terminal of the two-terminal-pair SAW resonator; The first phase line or the first inductance element is connected in parallel to the one-terminal-pair SAW resonator.
In addition, one configuration example of the low-pass filter of the present invention further includes a third filter inserted between the signal input terminal and the first terminals of the first and second filters. The third filter includes a second one-terminal-pair SAW resonator having a first terminal connected to the signal input terminal and a second terminal connected to the first terminals of the first and second filters. The second phase line or the second inductance element connected in parallel to the second one-terminal-pair SAW resonator.
In addition, one configuration example of the low-pass filter of the present invention further includes a fourth filter inserted between the signal input terminal and the ground, and the fourth terminal has the first terminal connected to the signal. A third one-terminal-pair SAW resonator is connected to the input terminal and the second terminal is grounded.

本発明によれば、第１のフィルタと、第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタとを設け、第１のフィルタを２端子対ＳＡＷ共振子から構成し、第２のフィルタを第１の１端子対ＳＡＷ共振子と第１の位相線路又は第１のインダクタンス素子とから構成することにより、減衰極を遮断周波数近傍にすることが可能となり、減衰域の減衰量を改善することができる。また、本発明では、ＳＡＷ共振子を用いるため、フィルタを小型化できる。さらに、本発明では、積層ＬＣフィルタのように所望の減衰量を得るために段数を増やす必要がないので、通過帯域の挿入損失が増大することがなく、外形が大型化することもない。その結果、本発明では、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを実現することができる。 According to the present invention, a first filter and a second filter connected in parallel to the first filter are provided, the first filter is composed of a two-terminal pair SAW resonator, and the second filter is By configuring the first one-terminal-pair SAW resonator and the first phase line or the first inductance element, the attenuation pole can be made close to the cutoff frequency, and the attenuation in the attenuation region can be improved. Can do. In the present invention, since the SAW resonator is used, the filter can be reduced in size. Furthermore, in the present invention, it is not necessary to increase the number of stages in order to obtain a desired attenuation as in the case of the laminated LC filter, so that the insertion loss of the passband does not increase and the outer shape does not increase. As a result, in the present invention, a small low-pass filter having a low loss and a steep attenuation characteristic can be realized.

また、本発明では、信号入力端子と第１、第２のフィルタの第１の端子との間に第３のフィルタを挿入することにより、減衰域の減衰量を更に増大させることができる。 In the present invention, the attenuation amount in the attenuation region can be further increased by inserting the third filter between the signal input terminal and the first terminals of the first and second filters.

また、本発明では、信号入力端子と接地との間に第４のフィルタを挿入することにより、減衰域の減衰量を更に増大させることができる。 In the present invention, the attenuation amount in the attenuation region can be further increased by inserting the fourth filter between the signal input terminal and the ground.

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施の形態となるローパスフィルタの等価回路図である。図１のローパスフィルタは、第１のフィルタ１と、第２のフィルタ２と、第３のフィルタ３とから構成されている。図１において、ＩＮは信号入力端子、ＯＵＴは信号出力端子である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of a low-pass filter according to an embodiment of the present invention. The low-pass filter in FIG. 1 includes a first filter 1, a second filter 2, and a third filter 3. In FIG. 1, IN is a signal input terminal, and OUT is a signal output terminal.

図２に、第１のフィルタ１の平面図を示す。第１のフィルタ１は、２端子対ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave ）共振子１１からなる。２端子対ＳＡＷ共振子１１は、圧電基板上に送信用ＩＤＴ（interdigital transducer ：すだれ状電極）１１０と受信用ＩＤＴ１１１とを形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器１１２，１１３を配置したものである。周知のように、ＩＤＴは、金属からなる櫛状の対向する２つの電極部を有し、各電極部は、対向する電極部に向かって交互に突出した複数の電極指を有している。 FIG. 2 shows a plan view of the first filter 1. The first filter 1 includes a two-terminal pair SAW (Surface Acoustic Wave) resonator 11. The two-terminal-pair SAW resonator 11 is formed by forming a transmission IDT (interdigital transducer) 110 and a reception IDT 111 on a piezoelectric substrate, and further arranging reflectors 112 and 113 on both sides thereof. . As is well known, the IDT has two comb-shaped opposing electrode parts made of metal, and each electrode part has a plurality of electrode fingers protruding alternately toward the opposing electrode parts.

図１、図２において、１２は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第１の端子（フィルタ１の入力端子）、１４は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第２の端子（フィルタ１の出力端子）、１３は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第３の端子、１５は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第４の端子である。第３の端子１３と第４の端子１５は接地されている。 1 and 2, reference numeral 12 denotes a first terminal of the two-terminal pair SAW resonator 11 (input terminal of the filter 1), and reference numeral 14 denotes a second terminal of the two-terminal pair SAW resonator 11 (output terminal of the filter 1). , 13 is a third terminal of the two-terminal pair SAW resonator 11, and 15 is a fourth terminal of the two-terminal pair SAW resonator 11. The third terminal 13 and the fourth terminal 15 are grounded.

第１のフィルタ１は、２つの反射器１１２，１１３間に生じる定在波の周波数とＩＤＴ１１０，１１１の共振周波数とが一致するときに、入力端子１２と出力端子１４間に信号が伝送される狭帯域通過フィルタとして動作する。第１のフィルタ１の通過特性の１例を図３に示す。 The first filter 1 transmits a signal between the input terminal 12 and the output terminal 14 when the frequency of the standing wave generated between the two reflectors 112 and 113 matches the resonance frequency of the IDTs 110 and 111. Operates as a narrow band pass filter. An example of the pass characteristic of the first filter 1 is shown in FIG.

図４に、第３のフィルタ３の平面図を示す。第３のフィルタ３は、１端子対ＳＡＷ共振子３１と、１端子対ＳＡＷ共振子３１に並列に接続された位相線路（ストリップライン）３２とからなる。１端子対ＳＡＷ共振子３１は、圧電基板上に１つのＩＤＴ３１０を形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器３１１，３１２を配置したものである。位相線路３２は、誘電体内に信号導体を設けたものである。図１、図４において、３３は１端子対ＳＡＷ共振子３１の第１の端子（ＩＤＴ３１０の入力端子）、３４は１端子対ＳＡＷ共振子３１の第２の端子（ＩＤＴ３１０の出力端子）、３５は位相線路３２の入力端子、３６は位相線路３２の出力端子である。 FIG. 4 shows a plan view of the third filter 3. The third filter 3 includes a one-terminal pair SAW resonator 31 and a phase line (strip line) 32 connected in parallel to the one-terminal pair SAW resonator 31. The one-terminal-pair SAW resonator 31 is formed by forming one IDT 310 on a piezoelectric substrate and further arranging reflectors 311 and 312 on both sides thereof. The phase line 32 is provided with a signal conductor in a dielectric. 1 and 4, reference numeral 33 denotes a first terminal of the one-terminal pair SAW resonator 31 (input terminal of the IDT 310), reference numeral 34 denotes a second terminal of the one-terminal pair SAW resonator 31 (output terminal of the IDT 310), and 35. Is an input terminal of the phase line 32, and 36 is an output terminal of the phase line 32.

第３のフィルタ３の通過特性の１例を図５に示す。第３のフィルタ３は、２つの減衰極を有する帯域通過フィルタの特性を示す。ただし、図５では、約０．９ＧＨｚの低周波側の減衰極のみ記載し、１ＧＨｚ超の位置にある高周波側の減衰極については省略している。第１のフィルタ１と第３のフィルタ３とを直列に接続し、第１のフィルタ１の通過域（０．９〜１ＧＨｚ）を第３のフィルタ３の２つの減衰極の間に設定すると、図６に示すように第１のフィルタ１の通過域の両側の約０．９ＧＨｚと１ＧＨｚの位置に第３のフィルタ３の減衰極が生じ、通過域近傍の減衰量が改善されていることが分かる。 An example of the pass characteristic of the third filter 3 is shown in FIG. The third filter 3 shows the characteristics of a bandpass filter having two attenuation poles. However, in FIG. 5, only the attenuation pole on the low frequency side of about 0.9 GHz is shown, and the attenuation pole on the high frequency side at a position exceeding 1 GHz is omitted. When the first filter 1 and the third filter 3 are connected in series, and the pass band (0.9 to 1 GHz) of the first filter 1 is set between the two attenuation poles of the third filter 3, As shown in FIG. 6, the attenuation pole of the 3rd filter 3 arises in the position of about 0.9 GHz and 1 GHz of the both sides of the pass band of the 1st filter 1, and the attenuation amount of a pass band vicinity is improved. I understand.

フィルタ１，３を直列に接続したフィルタ（以下、直列フィルタ１，３と呼ぶ）と似た構成が、特開昭５６−４７１１６号公報に開示されている。特開昭５６−４７１１６号公報に開示されたフィルタでは、弾性表面波素子としてトランスバーサルフィルタが使用され、圧電共振子としてセラミック共振子が使用されている。これに対して、本実施の形態の直列フィルタ１，３では、トランスバーサルフィルタの代わりに２端子対ＳＡＷ共振子１１を使用し、また圧電共振子の代わりに１端子対ＳＡＷ共振子３１を使用しており、これらを同一の圧電基板上に形成している点が特開昭５６−４７１１６号公報のフィルタと異なる。 A configuration similar to a filter in which filters 1 and 3 are connected in series (hereinafter referred to as series filters 1 and 3) is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 56-47116. In the filter disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 56-47116, a transversal filter is used as the surface acoustic wave element, and a ceramic resonator is used as the piezoelectric resonator. On the other hand, in the series filters 1 and 3 of this embodiment, the two-terminal pair SAW resonator 11 is used instead of the transversal filter, and the one-terminal pair SAW resonator 31 is used instead of the piezoelectric resonator. However, the point that these are formed on the same piezoelectric substrate is different from the filter of JP-A-56-47116.

次に、本実施の形態では、直列フィルタ１，３において、第１のフィルタ１に並列に第２のフィルタ２を接続することにより、非常に急峻な減衰特性を有するローパスフィルタを実現している。第２のフィルタ２は、第３のフィルタ３と同様に、１端子対ＳＡＷ共振子２１と、１端子対ＳＡＷ共振子２１に並列に接続された位相線路２２とからなる。図１において、２３は１端子対ＳＡＷ共振子２１の第１の端子（ＩＤＴの入力端子）、２４は１端子対ＳＡＷ共振子２１の第２の端子（ＩＤＴの出力端子）、２５は位相線路２２の入力端子、２６は位相線路２２の出力端子である。 Next, in the present embodiment, a low-pass filter having a very steep attenuation characteristic is realized by connecting the second filter 2 in parallel with the first filter 1 in the series filters 1 and 3. . Similar to the third filter 3, the second filter 2 includes a one-terminal pair SAW resonator 21 and a phase line 22 connected in parallel to the one-terminal pair SAW resonator 21. In FIG. 1, reference numeral 23 denotes a first terminal (IDT input terminal) of the one-terminal pair SAW resonator 21, 24 denotes a second terminal (IDT output terminal) of the one-terminal pair SAW resonator 21, and 25 denotes a phase line. Reference numeral 22 denotes an input terminal, and 26 denotes an output terminal of the phase line 22.

図７に、図１のローパスフィルタの通過特性の１例を示す。図１の構成によれば、ＤＣ（直流）から７７０ＭＨｚまで低損失な通過域と８２８ＭＨｚ付近に５０ｄＢ以上の減衰域が形成されていることが分かる。本実施の形態のローパスフィルタの動作は、以下のように説明できる。 FIG. 7 shows an example of the pass characteristic of the low-pass filter of FIG. According to the configuration of FIG. 1, it can be seen that a low-loss pass band from DC (direct current) to 770 MHz and an attenuation band of 50 dB or more are formed in the vicinity of 828 MHz. The operation of the low-pass filter according to the present embodiment can be described as follows.

まず、第１のフィルタ１について考察する。第１のフィルタ１においては音響的結合が含まれているため、ＬＣフィルタの解析に用いられている影像パラメータ法による解析を直接行うことは困難である。まず影像パラメータ法による解析に帰着するため、以下の変換を行う。一般に、対称２端子対回路は、偶モード励振したときのインピーダンスをＺｅｖｅｎ、奇モード励振したときのインピーダンスをＺｏｄｄとすると、図８に示すような対称格子型回路に変形できる。 First, the first filter 1 will be considered. Since the first filter 1 includes acoustic coupling, it is difficult to directly perform the analysis by the image parameter method used for the analysis of the LC filter. First, in order to return to the analysis by the image parameter method, the following conversion is performed. In general, a symmetrical two-terminal pair circuit can be transformed into a symmetrical lattice-type circuit as shown in FIG. 8, assuming that the impedance when even mode excitation is Zeven and the impedance when odd mode excitation is Zodd.

偶モード励振とは、２端子対回路の両端に大きさと位相が同じ電圧を印加することであり、奇モード励振とは、２端子対回路の両端に大きさが同じで位相が反転した電圧を印加することである。偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎ、奇モードインピーダンスＺｏｄｄは、それぞれの励振モードにおける電圧と流入する電流の比である。また、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄの値は、回路シミュレータにより容易に計算することができる。図８に示した対称格子型回路は、図９のようなＴ型回路に容易に変形することができる。 Even mode excitation is the application of a voltage having the same magnitude and phase to both ends of a two-terminal pair circuit, and odd mode excitation is the application of a voltage having the same magnitude and opposite phase to both ends of a two-terminal pair circuit. Is to apply. The even mode impedance Zeven and the odd mode impedance Zodd are ratios of the voltage and the inflowing current in the respective excitation modes. In addition, the values of the even mode impedance Zeven and the odd mode impedance Zodd can be easily calculated by a circuit simulator. The symmetrical lattice type circuit shown in FIG. 8 can be easily transformed into a T type circuit as shown in FIG.

図９のＴ型回路について、影像インピーダンスをＺ０、伝搬定数をθとすると、次式が成立する。 For the T-type circuit of FIG. 9, if the image impedance is Z0 and the propagation constant is θ, the following equation is established.

影像パラメータ理論によれば、θが虚数のときに通過域、実数のときに減衰域になるから、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄが異符号のときに通過域、同符号のときに減衰域となる。偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄの符号を調べるには、インピーダンスのリアクタンス部の符号を調べればよい。第１のフィルタ１について、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄのリアクタンス特性を図１０、図１１に示す。図１１は、図１０における０．９〜１ＧＨｚの帯域を拡大した図である。 According to the image parameter theory, when θ is an imaginary number, it becomes a passband, and when it is a real number, it becomes a passband, and when the even mode impedance Zeven and odd mode impedance Zodd have different signs, the passband is attenuated. It becomes an area. In order to check the sign of the even mode impedance Zeven and the odd mode impedance Zodd, the sign of the reactance part of the impedance may be checked. The reactance characteristics of the even-mode impedance Zeven and the odd-mode impedance Zodd for the first filter 1 are shown in FIGS. FIG. 11 is an enlarged view of the 0.9 to 1 GHz band in FIG.

図１０、図１１によれば、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄとが異符号の周波数帯域がフィルタ特性の通過域となり、同符号の周波数帯域が減衰域となっている。上記の説明は、動作原理を説明するために回路が対称回路であるとの仮定をおいている。実際の回路では、ＩＤＴ１１０及び１１１の対数等を異ならせる場合があり、対称性が損なわれる場合があるが、その場合でも原理的には上記説明の延長上にあり、フィルタ特性を直接計算し所望の特性となるよう設計すればよい。 According to FIG. 10 and FIG. 11, the frequency band having the opposite signs of the even mode impedance Zeven and the odd mode impedance Zodd is the pass band of the filter characteristic, and the frequency band of the same sign is the attenuation band. The above description assumes that the circuit is a symmetric circuit in order to explain the principle of operation. In an actual circuit, the logarithms of the IDTs 110 and 111 may be made different, and the symmetry may be lost. What is necessary is just to design so that it may become the characteristic of.

第１のフィルタ１に第２のフィルタ２の位相線路２２のみを接続した場合のリアクタンス特性を図１２、図１３に示す。図１３は、図１２における０．９〜１ＧＨｚの帯域を拡大した図である。第１のフィルタ１に並列に位相線路２２を接続したことにより、奇モードインピーダンスＺｏｄｄの符号がほぼ反転し、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと異符合になっていることが分かる。このときの通過特性は、図１４のようになり、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄが同符号となっている一部の帯域（０．９４ＧＨｚ付近）を除いて通過域が形成されている。 Reactance characteristics when only the phase line 22 of the second filter 2 is connected to the first filter 1 are shown in FIGS. FIG. 13 is an enlarged view of the band of 0.9 to 1 GHz in FIG. It can be seen that by connecting the phase line 22 in parallel to the first filter 1, the sign of the odd mode impedance Zodd is almost inverted and is different from the even mode impedance Zeven. The pass characteristic at this time is as shown in FIG. 14, and a pass band is formed except for a part of the band (near 0.94 GHz) where the even mode impedance Zeven and the odd mode impedance Zodd have the same sign. .

さらに並列に１端子対ＳＡＷ共振子２１を接続した場合、すなわち第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続した場合のリアクタンス特性を図１５、図１６に示す。図１６は、図１５における０．７〜１ＧＨｚの帯域を拡大した図である。第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続すると、１端子対ＳＡＷ共振子２１と位相線路２２で決まるピークが現れ、偶モードインピーダンスＺｅｖｅｎと奇モードインピーダンスＺｏｄｄが同符号の周波数帯域、すなわち減衰域が拡大されることが分かる。 Further, FIG. 15 and FIG. 16 show reactance characteristics when the one-terminal pair SAW resonator 21 is connected in parallel, that is, when the second filter 2 is connected to the first filter 1 in parallel. FIG. 16 is an enlarged view of the band of 0.7 to 1 GHz in FIG. When the second filter 2 is connected in parallel to the first filter 1, a peak determined by the one-terminal pair SAW resonator 21 and the phase line 22 appears, and the even-mode impedance Zeven and the odd-mode impedance Zodd have the same frequency band, That is, it can be seen that the attenuation range is expanded.

第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続した場合の通過特性を図１７に示す。本実施の形態では、第１のフィルタ１に並列に位相線路２２を接続することにより、狭帯域通過フィルタからローパスフィルタに変換することができ、さらに第１のフィルタ１に１端子対ＳＡＷ共振子２１を並列に接続することより、急峻な肩特性と広い減衰域を有するローパスフィルタを実現することができる。 FIG. 17 shows pass characteristics when the second filter 2 is connected in parallel to the first filter 1. In the present embodiment, by connecting the phase line 22 in parallel to the first filter 1, it is possible to convert from a narrow-band pass filter to a low-pass filter. Further, the first filter 1 has a one-terminal pair SAW resonator. By connecting 21 in parallel, a low-pass filter having a steep shoulder characteristic and a wide attenuation range can be realized.

さらに、フィルタ１，２を並列に接続した構成に図５の特性を有する第３のフィルタ３を直列に接続すると、さらに減衰量が改善され、先に示した図７のような特性を得ることができる。なお、減衰域の高域側の端部周波数は、第１のフィルタ１によりほぼ決定され、減衰域の低域側の端部周波数は、位相線路２２と１端子対ＳＡＷ共振子２１により決定される。また、第３のフィルタ３の減衰極周波数を適切に設定することにより、減衰域の周波数特性を設定することができる。 Furthermore, when the third filter 3 having the characteristics shown in FIG. 5 is connected in series to the configuration in which the filters 1 and 2 are connected in parallel, the amount of attenuation is further improved and the characteristics shown in FIG. 7 are obtained. Can do. The end frequency on the high frequency side of the attenuation region is substantially determined by the first filter 1, and the end frequency on the low frequency side of the attenuation region is determined by the phase line 22 and the one-terminal pair SAW resonator 21. The Further, by appropriately setting the attenuation pole frequency of the third filter 3, the frequency characteristic of the attenuation region can be set.

以下、本実施の形態のローパスフィルタの設計法について説明する。まず、以下の（ａ）〜（ｄ）のような前提条件を定める。
（ａ）ラダー型のフィルタは、入出力端子間に挿入される素子である直列腕と、入出力端子と接地との間に挿入される素子である並列腕のインピーダンス関係によりフィルタ特性が決まる。
（ｂ）本実施の形態では、ローパスフィルタを直列腕及び並列腕に分解することができないため、ラダー型フィルタとは言えない。よって、ラダー型フィルタの動作説明で使用される影像インピーダンスによる方法を直接適用することはできない。
（ｃ）このため、本実施の形態では、偶モードインピーダンスと奇モードインピーダンスの概念を導入する。
（ｄ）偶モードインピーダンスと奇モードインピーダンスの虚部の符号によりフィルタ特性が定まる。すなわち、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜とが異符号のとき通過域となり、Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜とＩｍ｜Ｚｏｄｄ｜とが同符号のとき減衰域となり、Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜とＩｍ｜Ｚｏｄｄ｜とが同じ値のときに減衰極が生じる。 Hereinafter, a design method of the low-pass filter of the present embodiment will be described. First, preconditions such as the following (a) to (d) are defined.
(A) The filter characteristics of the ladder-type filter are determined by the impedance relationship between the serial arm that is an element inserted between the input / output terminals and the parallel arm that is an element inserted between the input / output terminals and the ground.
(B) In this embodiment, the low-pass filter cannot be decomposed into a serial arm and a parallel arm, and thus cannot be said to be a ladder type filter. Therefore, the image impedance method used in the description of the operation of the ladder filter cannot be directly applied.
(C) For this reason, the present embodiment introduces the concept of even mode impedance and odd mode impedance.
(D) The filter characteristics are determined by the sign of the imaginary part of the even mode impedance and the odd mode impedance. That is, when the imaginary part Im | Zeven | of the odd mode impedance and the imaginary part Im | Zodd | of the odd mode impedance have different signs, a pass band is obtained. Thus, an attenuation pole occurs when Im | Zeven | and Im | Zodd | have the same value.

以下、第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタについて考える。第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタの偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜を図１８に示す。また、図１８の場合におけるフィルタの通過特性を図１９に示す。偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜は、主に第１のフィルタ１の素子の値により定まり、奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜は、主に第２のフィルタ２の素子の値により定まる。 Hereinafter, a filter in which the first filter 1 and the second filter 2 are connected in parallel will be considered. FIG. 18 shows an imaginary part Im | Zeven | of an even mode impedance and an imaginary part Im | Zodd | of an odd mode impedance of a filter in which the second filter 2 is connected in parallel to the first filter 1. FIG. 19 shows the pass characteristics of the filter in the case of FIG. The imaginary part Im | Zeven | of the even mode impedance is mainly determined by the value of the element of the first filter 1, and the imaginary part Im | Zodd | of the odd mode impedance is mainly determined by the value of the element of the second filter 2. Determined.

図１８では、奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が零となる周波数Ｐ１より低い帯域、及び偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜が零となる周波数Ｐ２より高い帯域で、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が異符号となっているため、これらの帯域が通過域となる。 In FIG. 18, the even-mode impedance imaginary part Im | Zodd | is lower than the frequency P1 where the imaginary part Im | Zodd | becomes zero, and the even-mode impedance imaginary part Im | Zeven | is higher than the frequency P2 where the imaginary part Im | Zeven | Since the imaginary part Im | Zeven | and the imaginary part Im | Zodd | of the odd mode impedance have different signs, these bands become the pass band.

一方、周波数Ｐ１とＰ２の間では、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同符号となっているため、周波数Ｐ１とＰ２の間の帯域が減衰域となる。特に、図１８に示す破線の帯域Ｂでは、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同一の値となる周波数が複数生じ、減衰極が形成される。 On the other hand, since the imaginary part Im | Zeven | of the odd mode impedance and the imaginary part Im | Zodd | of the odd mode impedance have the same sign between the frequencies P1 and P2, the band between the frequencies P1 and P2 is attenuated. It becomes an area. In particular, in the band B shown by a broken line in FIG. 18, a plurality of frequencies are generated in which the imaginary part Im | Zeven | of the even mode impedance and the imaginary part Im | Zodd | of the odd mode impedance have the same value, and an attenuation pole is formed. .

所望の通過域と減衰域を得るためには、周波数Ｐ１が目的の遮断周波数（通過域の高域側の端部周波数）となるよう調整し、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同じ値となる帯域Ｂが所望の減衰域と一致するよう調整すればよい。そのためには、まず第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０，１１１の共振波長λ１を調整して、周波数Ｐ２が減衰域の高域側の端部周波数付近となるよう設定する。次に、第２のフィルタ２のＩＤＴの共振波長λ２を調整して、図１８の帯域Ｂが目的の減衰域の周波数範囲と一致するよう調整する。このとき、λ２＜λ１の関係を満たすようにする。 In order to obtain a desired pass band and attenuation band, the frequency P1 is adjusted so as to be a target cutoff frequency (end frequency on the high band side of the pass band), and the imaginary part Im | Zeven | The band B where the imaginary part Im | Zodd | of the mode impedance has the same value may be adjusted so as to match the desired attenuation range. For this purpose, first, the resonance wavelength λ1 of the IDTs 110 and 111 of the first filter 1 is adjusted, and the frequency P2 is set to be near the end frequency on the high band side of the attenuation band. Next, the resonance wavelength λ2 of the IDT of the second filter 2 is adjusted so that the band B in FIG. 18 matches the frequency range of the target attenuation region. At this time, the relationship of λ2 <λ1 is satisfied.

第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタにおいてλ２＞λ１とした場合のリアクタンス特性を図２０に示し、このときの通過特性を図２１に示す。図２０に示すように、λ２＞λ１とした場合、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜とが連続的に同一の値となる帯域Ｂがなくなり、周波数Ｐ１とＰ２の間でＩｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜とＩｍ｜Ｚｏｄｄ｜が一致するのは２点のみとなる。このため、減衰極が分離し、図１９の場合に比べて減衰域の減衰量が劣化する（図２１）。 FIG. 20 shows the reactance characteristics when λ2> λ1 in a filter in which the second filter 2 is connected in parallel to the first filter 1, and FIG. 21 shows the pass characteristics at this time. As shown in FIG. 20, when λ2> λ1, there is no band B in which the imaginary part Im | Zeven | of the even mode impedance and the imaginary part Im | Zodd | of the odd mode impedance are continuously the same value, Im | Zeven | and Im | Zodd | match only two points between the frequencies P1 and P2. For this reason, the attenuation poles are separated, and the attenuation in the attenuation region is deteriorated as compared with the case of FIG. 19 (FIG. 21).

第２のフィルタ２のＩＤＴの共振波長λ２を変化させると、通過域の高域側の端部周波数を決めるＰ１が変化するため、位相線路２２の長さを調整して、Ｐ１が前述のように目的の遮断周波数になるよう設定する。この操作により、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同一の値となる帯域Ｂが変化するため、波長λ２を調整する。このような位相線路２２の長さの調整と第２のフィルタ２のＩＤＴの共振波長λ２の調整とを、所望の特性を満たすまで繰り返す。 When the resonance wavelength λ2 of the IDT of the second filter 2 is changed, P1 that determines the end frequency on the high band side of the passband changes. Therefore, the length of the phase line 22 is adjusted, and P1 is as described above. Set to the desired cutoff frequency. By this operation, the band B in which the imaginary part Im | Zeven | of the even mode impedance and the imaginary part Im | Zodd | of the odd mode impedance have the same value changes, so the wavelength λ2 is adjusted. Such adjustment of the length of the phase line 22 and adjustment of the IDT resonance wavelength λ2 of the second filter 2 are repeated until a desired characteristic is satisfied.

第１のフィルタ１及び第２のフィルタ２のＩＤＴの電極指の交差幅と電極指の対数は、通過域のインピーダンスと帯域Ｂの傾きに影響を与える。第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０，１１１の電極指の交差幅及び電極指の対数で決まるＩｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜の傾きと第２のフィルタ２のＩＤＴの電極指の交差幅及び電極指の対数で決まるＩｍ｜Ｚｏｄｄ｜の傾きとが一致するように調整すると共に、通過域が所望の特性インピーダンス（通常５０Ω）となるよう適切に設定する。以上の調整は、手動で行うことも可能であるが、適切な誤差関数を定めて、コンピュータにより最適な組み合わせを探索するようにすると良い。 The crossing width of the electrode fingers of the IDT of the first filter 1 and the second filter 2 and the logarithm of the electrode fingers affect the impedance of the pass band and the slope of the band B. The slope of Im | Zeven | determined by the crossing width of the electrode fingers of the IDTs 110 and 111 of the first filter 1 and the number of pairs of electrode fingers and Im determined by the slope of the electrode fingers of the IDT of the second filter 2 and the number of pairs of electrode fingers The slope of | Zodd | is adjusted so as to match, and the pass band is appropriately set to have a desired characteristic impedance (usually 50Ω). Although the above adjustment can be performed manually, it is preferable to determine an appropriate error function and search for an optimal combination by a computer.

なお、以上の設計方法の説明では、第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０の共振波長とＩＤＴ１１１の共振波長を同一の値としたが、異なる値に設定しても良い。この場合のリアクタンス特性を図２２に示す。ＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１の共振波長を異なる値にすると、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同一の値となる帯域Ｂが拡大し、より広帯域な減衰域を実現することができる。 In the above description of the design method, the resonance wavelength of the IDT 110 and the resonance wavelength of the IDT 111 of the first filter 1 are set to the same value, but may be set to different values. The reactance characteristics in this case are shown in FIG. When the resonance wavelengths of IDT 110 and IDT 111 are set to different values, the band B where the imaginary part Im | Zeven | of the even mode impedance and the imaginary part Im | Zodd | Can be realized.

また、第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１間の距離を調整すると、偶モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｅｖｅｎ｜と奇モードインピーダンスの虚部Ｉｍ｜Ｚｏｄｄ｜が同一の値となる帯域を更に拡大することができ、減衰域を更に拡大することができる。この場合のリアクタンス特性を図２３に示す。この調整は、ＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１間の距離を通常０．５λとするところを０．７λから０．９λ付近にすると良い。 Further, when the distance between the IDT 110 and the IDT 111 of the first filter 1 is adjusted, the band where the imaginary part Im | Zeven | of the even mode impedance and the imaginary part Im | Zodd | of the odd mode impedance become the same value is further expanded. And the attenuation range can be further expanded. The reactance characteristics in this case are shown in FIG. For this adjustment, it is preferable that the distance between the IDT 110 and the IDT 111, which is normally 0.5λ, be changed from 0.7λ to around 0.9λ.

第３のフィルタ３は、図５のような通過特性を有している。そこで、第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタと、第３のフィルタ３とにおいて、通過域と減衰域が互いに一致するようにして、これらを従属接続すれば、より減衰量が増大し好ましい。 The third filter 3 has a pass characteristic as shown in FIG. Therefore, in the filter in which the second filter 2 is connected in parallel to the first filter 1 and the third filter 3, if the pass band and the attenuation band coincide with each other and they are connected in cascade, more The amount of attenuation increases, which is preferable.

図２４は、本実施の形態のローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。図２４において、２１０は第２のフィルタ２の１端子対ＳＡＷ共振子２１を構成するＩＤＴ、２１１，２１２はＩＤＴ２１０の両側に配置された反射器である。本実施の形態では、位相線路２２，３２を除く図２４の構成を、圧電基板である３９°回転Ｙ板ＬｉＴａＯ₃ 上に形成した。 FIG. 24 is a plan view showing the chip layout of the low-pass filter according to the present embodiment. The same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In FIG. 24, reference numeral 210 denotes an IDT constituting the one-terminal-pair SAW resonator 21 of the second filter 2, and 211 and 212 denote reflectors arranged on both sides of the IDT 210. In the present embodiment, the configuration of FIG. 24 excluding the phase lines 22 and 32 is formed on a 39 ° rotated Y plate LiTaO ₃ which is a piezoelectric substrate.

フィルタ１〜３の各共振子の電極材料をＡｌＣｕ（０．５％）とし、この電極材料の膜厚を３９０ｎｍとした。第１のフィルタ１の２端子対ＳＡＷ共振子１１の共振波長λを４．１８μｍ、ＩＤＴ１１０，１１１の電極指の交差幅をそれぞれ２６λ、ＩＤＴ１１０，１１１の電極指の対数をそれぞれ５３対、反射器１１２，１１３の本数をそれぞれ１００本とした。また、ＩＤＴ１１０と１１１との距離を、互いに最も近接した電極指同士の中心線間距離が０．８λになるように設定した。 The electrode material of each resonator of the filters 1 to 3 was AlCu (0.5%), and the film thickness of this electrode material was 390 nm. The resonance wavelength λ of the two-terminal pair SAW resonator 11 of the first filter 1 is 4.18 μm, the crossing width of the electrode fingers of the IDTs 110 and 111 is 26λ, the number of pairs of the electrode fingers of the IDTs 110 and 111 is 53 pairs, and the reflector The number of 112 and 113 was 100 respectively. Further, the distance between the IDTs 110 and 111 was set so that the distance between the center lines of the electrode fingers closest to each other was 0.8λ.

第２のフィルタ２の１端子対ＳＡＷ共振子２１の共振波長λを４．０１μｍ、ＩＤＴ２１０の電極指の交差幅を３０λ、ＩＤＴ２１０の電極指の対数を１００対、反射器２１１，２１２の本数をそれぞれ１００本とした。また、第３のフィルタ３の１端子対ＳＡＷ共振子３１の共振波長λを３．９７μｍ、ＩＤＴ３１０の電極指の交差幅を３２λ、ＩＤＴ３１０の電極指の対数を９５対、反射器３１１，３１２の本数をそれぞれ１００本とした。 The resonance wavelength λ of the one-terminal pair SAW resonator 21 of the second filter 2 is 4.01 μm, the crossing width of the electrode fingers of the IDT 210 is 30λ, the number of electrode fingers of the IDT 210 is 100 pairs, and the number of reflectors 211 and 212 is There were 100 each. Further, the resonance wavelength λ of the one-terminal pair SAW resonator 31 of the third filter 3 is 3.97 μm, the crossing width of the electrode fingers of the IDT 310 is 32λ, the number of electrode fingers of the IDT 310 is 95 pairs, and the reflectors 311 and 312 The number of each was 100.

位相線路２２，３２は、比誘電率７．６のＬＴＣＣ（低温焼成セラミックス）パッケージ内にストリップラインとして形成し、特性インピーダンスを５０Ωとした。また、位相線路２２の線路長を８．９ｍｍ、位相線路３２の線路長を８．８ｍｍとした。そして、位相線路２２はワイヤー線を用いて１端子対ＳＡＷ共振子２１と並列に接続され、同様に位相線路３２はワイヤー線を用いて１端子対ＳＡＷ共振子３１と並列に接続される。 The phase lines 22 and 32 were formed as strip lines in an LTCC (low temperature fired ceramic) package having a relative dielectric constant of 7.6, and the characteristic impedance was 50Ω. Moreover, the line length of the phase line 22 was 8.9 mm, and the line length of the phase line 32 was 8.8 mm. The phase line 22 is connected in parallel with the one-terminal pair SAW resonator 21 using a wire line, and similarly the phase line 32 is connected in parallel with the one-terminal pair SAW resonator 31 using a wire line.

図２４に示したローパスフィルタの通過特性が前記の図７であり、ＤＣから７７０ＭＨｚまで挿入損失１．５ｄＢ以下、８２８〜９２５ＭＨｚにおいて５０ｄＢの減衰量を確保することができた。以上のように、本実施の形態によれば、従来の積層ＬＣフィルタに比べて、非常に急峻な減衰特性を得ることができる。本実施の形態では、ＳＡＷ共振子を用いるため、フィルタを小型化できる。さらに、本実施の形態では、積層ＬＣフィルタのように所望の減衰量を得るために段数を増やす必要がないので、通過帯域の挿入損失が増大することがなく、外形が大型化することもない。その結果、本実施の形態では、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを実現することができる。 The pass characteristic of the low-pass filter shown in FIG. 24 is the above-mentioned FIG. 7, and an attenuation of 1.5 dB or less from DC to 770 MHz and an attenuation of 50 dB can be secured at 828 to 925 MHz. As described above, according to the present embodiment, it is possible to obtain an extremely steep attenuation characteristic as compared with the conventional multilayer LC filter. In this embodiment, since the SAW resonator is used, the filter can be reduced in size. Furthermore, in the present embodiment, there is no need to increase the number of stages in order to obtain a desired attenuation as in the case of the laminated LC filter, so that the insertion loss of the passband does not increase and the outer shape does not increase. . As a result, in the present embodiment, a small low-pass filter having a low loss and a steep attenuation characteristic can be realized.

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図２５は、本発明の第２の実施の形態となるローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図であり、図１、図２４と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、図２４と異なる別のチップレイアウトを示すものである。 [Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 25 is a plan view showing the chip layout of the low-pass filter according to the second embodiment of the present invention. The same components as those in FIGS. 1 and 24 are denoted by the same reference numerals. This embodiment shows another chip layout different from FIG.

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図２６は、本発明の第３の実施の形態となるローパスフィルタの等価回路図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、第１、第２の実施の形態のローパスフィルタに対して、さらに信号入力端子ＩＮと接地との間に第４のフィルタ４を挿入したものである。第４のフィルタ４は、１端子対ＳＡＷ共振子４１からなる。１端子対ＳＡＷ共振子４１は、圧電基板上に１つのＩＤＴ４１０を形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器４１１，４１２を配置したものである。 [Third Embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 26 is an equivalent circuit diagram of a low-pass filter according to the third embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In the present embodiment, a fourth filter 4 is further inserted between the signal input terminal IN and the ground with respect to the low-pass filters of the first and second embodiments. The fourth filter 4 includes a one-terminal pair SAW resonator 41. The one-terminal pair SAW resonator 41 is formed by forming one IDT 410 on a piezoelectric substrate and further arranging reflectors 411 and 412 on both sides thereof.

図２７は、本実施の形態のローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図であり、図１、図２４、図２６と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態によれば、第４のフィルタ４を追加することにより、第１、第２の実施の形態に比べて減衰域の減衰量を更に増大させることができる。 FIG. 27 is a plan view showing the chip layout of the low-pass filter according to the present embodiment. The same components as those in FIGS. 1, 24 and 26 are denoted by the same reference numerals. According to the present embodiment, by adding the fourth filter 4, it is possible to further increase the attenuation amount in the attenuation region as compared with the first and second embodiments.

なお、第１〜第３の実施の形態において、使用する圧電基板やカット角は、種々変更可能である。特に電気機械結合係数は、フィルタの急峻性に寄与する。電極材料も、ＡｌＣｕに限らず種々の合金、多層膜、高配向膜を用いてよく、表面にＳｉＯ₂ 等の保護膜を形成してもよい。位相線路２２，３２のパッケージは、ＬＴＣＣに限定されず、アルミナや樹脂を用いてもよい。また、位相線路２２，３２の代わりに、インダクタンス素子を用いてもよい。インダクタンス素子を用いる場合は、外付けのコイルでもよいし、ワイヤー線からなるインダクタンス素子をチップ内で配線してもよい。 In the first to third embodiments, the piezoelectric substrate and the cut angle to be used can be variously changed. In particular, the electromechanical coupling coefficient contributes to the steepness of the filter. The electrode material is not limited to AlCu, and various alloys, multilayer films, and highly oriented films may be used, and a protective film such as SiO ₂ may be formed on the surface. The package of the phase lines 22 and 32 is not limited to LTCC, and alumina or resin may be used. Further, instead of the phase lines 22 and 32, an inductance element may be used. When an inductance element is used, an external coil may be used, or an inductance element made of a wire may be wired in the chip.

また、第１〜第３の実施の形態のローパスフィルタは、他の構成のフィルタと組み合わせてもよく、分波器用のフィルタの一部または全部を構成してもよい。また、第１のフィルタ１の２端子対ＳＡＷ共振子１１は、対称構成でなくてもよく、ＩＤＴ１１０と１１１の間で共振波長λや電極指の対数などを変えてもよい。また、ＩＤＴ１１０と１１１間の距離も要求特性に応じて変更してよい。また、第１のフィルタ１と第２のフィルタ２の組み合わせを複数段直列に接続するようにしてもよい。 In addition, the low pass filters of the first to third embodiments may be combined with filters having other configurations, and may constitute a part or all of the filters for the duplexer. Further, the two-terminal pair SAW resonator 11 of the first filter 1 may not have a symmetrical configuration, and the resonance wavelength λ, the number of electrode fingers, and the like may be changed between the IDTs 110 and 111. Further, the distance between the IDTs 110 and 111 may be changed according to the required characteristics. A combination of the first filter 1 and the second filter 2 may be connected in series in a plurality of stages.

本発明は、例えばＴＶ放送受信用チューナ付き携帯電話機のチューナ回路に適用することができる。 The present invention can be applied to, for example, a tuner circuit of a mobile phone with a TV broadcast receiving tuner.

本発明の実施の形態となるローパスフィルタの等価回路図である。1 is an equivalent circuit diagram of a low-pass filter according to an embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態における第１のフィルタの平面図である。It is a top view of the 1st filter in an embodiment of the invention. 本発明の実施の形態における第１のフィルタの通過特性の１例を示す図である。It is a figure which shows one example of the passage characteristic of the 1st filter in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態における第３のフィルタの平面図である。It is a top view of the 3rd filter in an embodiment of the invention. 本発明の実施の形態における第３のフィルタの通過特性の１例を示す図である。It is a figure which shows one example of the passage characteristic of the 3rd filter in embodiment of this invention. 第１のフィルタと第３のフィルタとを直列に接続したフィルタの通過特性の１例を示す図である。It is a figure which shows an example of the pass characteristic of the filter which connected the 1st filter and the 3rd filter in series. 図１のローパスフィルタの通過特性の１例を示す図である。It is a figure which shows one example of the pass characteristic of the low-pass filter of FIG. 対称２端子対回路を変形した対称格子型回路の等価回路図である。FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of a symmetric lattice type circuit obtained by modifying a symmetric two-terminal pair circuit. 図８の対称格子型回路を変形したＴ型回路の等価回路図である。FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of a T-type circuit obtained by modifying the symmetric lattice type circuit of FIG. 8. 本発明の実施の形態における第１のフィルタについて偶モードインピーダンスと奇モードインピーダンスのリアクタンス特性の１例を示す図である。It is a figure which shows one example of the reactance characteristic of even mode impedance and odd mode impedance about the 1st filter in embodiment of this invention. 図１０を拡大した図である。It is the figure which expanded FIG. 本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタの位相線路を接続した場合のリアクタンス特性の１例を示す図である。It is a figure which shows an example of the reactance characteristic at the time of connecting the phase line of a 2nd filter to the 1st filter in embodiment of this invention. 図１２を拡大した図である。It is the figure which expanded FIG. 本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタの位相線路のみを接続した場合の通過特性の１例を示す図である。It is a figure which shows an example of the passage characteristic at the time of connecting only the phase line of a 2nd filter to the 1st filter in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の１例を示す図である。It is a figure which shows an example of the reactance characteristic at the time of connecting a 2nd filter to a 1st filter in parallel in embodiment of this invention. 図１５を拡大した図である。It is the figure which expanded FIG. 本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合の通過特性の１例を示す図である。It is a figure which shows an example of the passage characteristic at the time of connecting a 2nd filter to a 1st filter in parallel in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の他の例を示す図である。It is a figure which shows the other example of the reactance characteristic at the time of connecting a 2nd filter in parallel with a 1st filter in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合の通過特性の他の例を示す図である。It is a figure which shows the other example of the passage characteristic at the time of connecting the 2nd filter in parallel with the 1st filter in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の他の例を示す図である。It is a figure which shows the other example of the reactance characteristic at the time of connecting a 2nd filter in parallel with a 1st filter in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合の通過特性の他の例を示す図である。It is a figure which shows the other example of the passage characteristic at the time of connecting the 2nd filter in parallel with the 1st filter in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の他の例を示す図である。It is a figure which shows the other example of the reactance characteristic at the time of connecting a 2nd filter in parallel with a 1st filter in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態において第１のフィルタに第２のフィルタを並列に接続した場合のリアクタンス特性の他の例を示す図である。It is a figure which shows the other example of the reactance characteristic at the time of connecting a 2nd filter in parallel with a 1st filter in embodiment of this invention. 図１のローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図である。It is a top view which shows the chip | tip layout of the low-pass filter of FIG. 本発明の第２の実施の形態となるローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図である。It is a top view which shows the chip layout of the low-pass filter used as the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施の形態となるローパスフィルタの等価回路図である。It is an equivalent circuit diagram of the low-pass filter which becomes the 3rd Embodiment of this invention. 図２６のローパスフィルタのチップレイアウトを示す平面図である。FIG. 27 is a plan view showing a chip layout of the low-pass filter of FIG. 26. 従来の積層ＬＣローパスフィルタの等価回路図である。It is an equivalent circuit diagram of a conventional laminated LC low-pass filter. 図２８の積層ＬＣローパスフィルタの通過特性の１例を示す図である。It is a figure which shows an example of the passage characteristic of the lamination | stacking LC low pass filter of FIG.

Explanation of symbols

１…第１のフィルタ、２…第２のフィルタ、３…第３のフィルタ、４…第４のフィルタ、１１…２端子対ＳＡＷ共振子、２１、３１、４１…１端子対ＳＡＷ共振子、２２、３２…位相線路、１１０、１１１、２１０、３１０、４１０…ＩＤＴ、１１２、１１３、２１１、２１２、３１１、３１２、４１１、４１２…反射器、２２、３２…位相線路。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... 1st filter, 2 ... 2nd filter, 3 ... 3rd filter, 4 ... 4th filter, 11 ... 2 terminal pair SAW resonator, 21, 31, 41 ... 1 terminal pair SAW resonator, 22, 32 ... phase line, 110, 111, 210, 310, 410 ... IDT, 112, 113, 211, 212, 311, 312, 411, 412 ... reflector, 22, 32 ... phase line.

Claims

A first filter and a second filter connected in parallel to the first filter;
The first filter includes a two-terminal pair SAW resonator in which a first terminal is connected to a signal input terminal, a second terminal is connected to a signal output terminal, and a third terminal and a fourth terminal are grounded. Consists of
The second filter has a first terminal connected to a first terminal of the two-terminal pair SAW resonator, and a second terminal connected to a second terminal of the two-terminal pair SAW resonator. A low-pass filter comprising: a one-terminal-pair SAW resonator; and a first phase line or a first inductance element connected in parallel to the first one-terminal-pair SAW resonator.

The low-pass filter according to claim 1, wherein
And a third filter inserted between the signal input terminal and the first terminals of the first and second filters,
The third filter has a second one-terminal pair SAW resonance in which a first terminal is connected to the signal input terminal, and a second terminal is connected to the first terminals of the first and second filters. And a second phase line or a second inductance element connected in parallel to the second one-terminal-pair SAW resonator.

The low-pass filter according to claim 2,
And a fourth filter inserted between the signal input terminal and the ground,
The fourth filter comprises a third one-terminal pair SAW resonator in which a first terminal is connected to the signal input terminal and a second terminal is grounded.