JP4619712B2 - AC motor control device - Google Patents

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本発明は、三相交流電動機の制御装置に関する。   The present invention relates to a control device for a three-phase AC motor.

一般に、三相交流電動機を所望の速度に制御する制御装置は、三相交流を直流に変換するコンバータ装置と、コンバータ装置の直流出力に対する平滑コンデンサと、この平滑コンデンサと並列にコンバータ装置出力側に設置されていて、コンバータ装置の直流電力を三相交流に再変換するインバータ装置を備え、インバータ装置の交流出力によって三相交流電動機が駆動される。   Generally, a control device that controls a three-phase AC motor to a desired speed includes a converter device that converts three-phase AC to DC, a smoothing capacitor for the DC output of the converter device, and in parallel with the smoothing capacitor on the converter device output side. The inverter apparatus which is installed and reconverts the direct-current power of a converter apparatus into a three-phase alternating current is provided, and a three-phase alternating current motor is driven by the alternating current output of an inverter apparatus.

また、三相交流電動機を制御するため、三相交流電動機のU、V、Wの各相の電流を検出する電流検出器と、三相交流電動機の回転子位置を検出する位置検出器が備えられており、位置検出器の出力を微分器により時間微分することにより回転子の速度フィードバック信号が得られる。そして、与えられた速度指令に対して、加算器により、微分器からの速度フィードバック信号と速度指令との速度偏差を算出し、電流指令発生器により、加算器からの速度偏差及び現在の速度信号から、ベクトル制御による二相の電流指令値を作成する。   In addition, in order to control the three-phase AC motor, a current detector that detects the currents of the U, V, and W phases of the three-phase AC motor and a position detector that detects the rotor position of the three-phase AC motor are provided. Thus, the rotor speed feedback signal is obtained by time-differentiating the output of the position detector with a differentiator. Then, for the given speed command, the adder calculates the speed deviation between the speed feedback signal from the differentiator and the speed command, and the current command generator calculates the speed deviation from the adder and the current speed signal. From this, a two-phase current command value by vector control is created.

一方、電流検出器により検出された三相交流電動機の各相の電流は、A/D変換器によりデジタル信号に変換され、ベクトル制御を行うために、位置検出器の信号は、座標変換器により制御座標軸上に三相/二相変換される。また、加算器により、電流指令発生器から出力される二相の電流指令と、座標変換器からの二相の電流フィードバック信号との偏差を算出し、この偏差は、電流制御器により増幅して出力される。そして、この電流制御器からの出力は、座標変換器により二相/三相変換されて三相の電圧指令信号が作成され、これをPWM信号発生器によりスイッチング信号に変換される。これをゲートドライブ回路に入力してドライブ信号を作成し、このドライブ信号によりインバータ装置内の半導体パワー素子を所定のデューティー比でスイッチングさせることにより、所望の三相交流電力を三相交流電動機に出力するようにしている。   On the other hand, the current of each phase of the three-phase AC motor detected by the current detector is converted into a digital signal by the A / D converter. In order to perform vector control, the signal of the position detector is converted by the coordinate converter. Three-phase / two-phase conversion is performed on the control coordinate axis. The adder calculates the deviation between the two-phase current command output from the current command generator and the two-phase current feedback signal from the coordinate converter, and this deviation is amplified by the current controller. Is output. The output from the current controller is two-phase / three-phase converted by a coordinate converter to create a three-phase voltage command signal, which is converted to a switching signal by a PWM signal generator. This is input to the gate drive circuit to create a drive signal, and the semiconductor power element in the inverter device is switched at a predetermined duty ratio by this drive signal, thereby outputting the desired three-phase AC power to the three-phase AC motor. Like to do.

このような一般的な三相交流電動機の制御装置において、電流検出器及びA/D変換器の変換ゲインにアンバランスがあると、電動機に流れる三相電流の各相間にアンバランスが発生して、電動機のトルクに脈動を引き起こす場合があった。   In such a general three-phase AC motor control device, if there is an imbalance in the conversion gain of the current detector and the A / D converter, an imbalance occurs between the phases of the three-phase current flowing through the motor. In some cases, pulsation was caused in the torque of the electric motor.

上記の問題を解決するための三相電動機の制御装置として、三相交流電動機の各相の電流検出値のうち、1相を基準相とし、この基準相及び他の1相の巻線にのみ所定の直流が流れるようにし、このときの各電流検出値から、基準相の電流検出ゲインと他の1相の電流検出ゲインの比を求め、また、基準相及び別の他の1相の導線にのみ所定の直流が流れるようにし、このときの電流検出値から、基準相の電流検出ゲインと別の他の1相の電流検出ゲインの比を求め、電動機の運転時には、求めた変換ゲイン比を用いて電流検出値の補正係数を算出し、この係数を乗じて電流検出ゲインのアンバランスを補正したものがある(例えば、特許文献1参照)。   As a control device for a three-phase motor for solving the above-mentioned problem, among the detected current values of each phase of the three-phase AC motor, one phase is used as a reference phase, and only this reference phase and the other one-phase winding are used. A predetermined direct current flows, and from each current detection value at this time, a ratio between the current phase detection gain of the reference phase and the current detection gain of the other one phase is obtained, and the reference phase and another one phase lead wire The ratio of the reference phase current detection gain to another one-phase current detection gain is obtained from the current detection value at this time, and the obtained conversion gain ratio is obtained during operation of the motor. Is used to calculate a correction coefficient of the current detection value and multiply this coefficient to correct the imbalance of the current detection gain (see, for example, Patent Document 1).

ところで、上述した従来交流電動機の制御装置においては、例えば、V相の電流変換ゲインの補正係数を求める際には、U相及びV相の巻線にのみ所定の直流が流れるように、PWM信号発生器への入力を設定するとされている。しかしながら、U相とV相の巻線の抵抗値に差がある場合、あるいは電圧指令とインバータ装置が出力する電圧との間に誤差がある場合には、大きさが同じで符号が逆の電圧を交流電動機のU相とV相の間に加えても、W相に流れる電流を0とすることが出来ず、W相に流れる電流を0にするには、W相電流を観測しながらPWM信号発生器への電圧指令を微調整する必要があり、作業が複雑になるという問題点があった。   By the way, in the control apparatus for the conventional AC motor described above, for example, when obtaining a correction coefficient for the V-phase current conversion gain, a PWM signal is used so that a predetermined direct current flows only through the U-phase and V-phase windings. It is supposed to set the input to the generator. However, if there is a difference in the resistance values of the U-phase and V-phase windings, or if there is an error between the voltage command and the voltage output from the inverter device, the voltage having the same magnitude but the opposite sign Even if is added between the U phase and V phase of the AC motor, the current flowing in the W phase cannot be reduced to 0. To reduce the current flowing in the W phase to 0, PWM is performed while observing the W phase current. There was a problem that the voltage command to the signal generator had to be finely adjusted, and the work was complicated.

そこで、このような問題に対処すべく、交流電動機の巻線間で抵抗値に差がある場合、あるいは電圧指令とインバータ装置が出力する電圧との間に誤差がある場合にも、電圧を微調整することなく電流変換ゲインの補正係数を求めることができる交流電動機の制御装置がある(例えば、特許文献2参照)。   Therefore, in order to cope with such a problem, even when there is a difference in resistance value between windings of the AC motor, or when there is an error between the voltage command and the voltage output from the inverter device, the voltage is reduced. There is a control device for an AC motor that can obtain a correction coefficient of a current conversion gain without adjustment (see, for example, Patent Document 2).

特開平5−91780号公報(第1頁、図1)JP-A-5-91780 (first page, FIG. 1) 特開2004−135407号公報(第1頁、図1)JP 2004-135407 A (first page, FIG. 1)

しかしながら、従来技術には次のような課題がある。特許文献2における交流電動機の制御装置では、電流検出器の変換ゲインのアンバランスは、帰還電流に依存せずに固定であると想定し、ある1種類の電流値に対応する電流変換ゲインの補正係数を1種類だけ求めていた。しかし、帰還電流値の大きさに応じて変換ゲインアンバランスが異なる場合には、1種類と定めた固定の補正係数による補正を実施しても、帰還電流値によっては、補正値と実際のゲインアンバランスが異なるため、トルク脈動を低減しづらくなるといった問題がある。   However, the prior art has the following problems. In the control apparatus for an AC motor in Patent Document 2, it is assumed that the conversion gain imbalance of the current detector is fixed without depending on the feedback current, and correction of the current conversion gain corresponding to a certain type of current value is performed. Only one coefficient was obtained. However, if the conversion gain imbalance differs depending on the magnitude of the feedback current value, even if correction is performed with a fixed correction coefficient determined as one type, depending on the feedback current value, the correction value and the actual gain Since the unbalance is different, there is a problem that it is difficult to reduce torque pulsation.

本発明は上述のような課題を解決するためになされたもので、帰還電流値の大きさに依存せずに、トルク脈動を低減できる交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to obtain an AC motor control device that can reduce torque pulsation without depending on the magnitude of the feedback current value.

本発明に係る交流電動機の制御装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータ装置と、コンバータ装置の直流電力を可変電圧可変周波数の交流に変換して交流電動機に供給するインバータ装置と、交流電動機の回転子位置を検出する位置検出器と、インバータ装置から出力される各相電流を検出する電流検出器と、電流検出器により検出される検出値に補正係数を乗じて電流検出値の補正を行う補正手段と、外部からの計算指令に基づいて補正係数の算出を行う係数計算器と、電圧指令に基づいてインバータ装置をPWM制御する信号を発生するPWM信号発生器と、補正手段により補正された電流検出値を三相の電圧指令信号に変換した電圧指令をPWM信号発生器に出力する制御部とを備え、制御部は、通常の運転時は、外部からの速度指令及び位置検出器の検出信号に基づく電圧指令をPWM信号発生器に出力し、外部からの計算指令の入力時は、係数計算器から出力される補正係数の測定用の値に基づく電圧指令をPWM信号発生器に出力するように信号処理を切り換える信号スイッチ部を有し、係数計算器は、ある相の補正係数を求める際に、その相及び基準相の電流検出値以外に、その他の相の電流検出値をも用いて計算を行う交流電動機の制御装置において、係数計算器は、補正係数の測定用の値と補正係数とを対応付けて記憶する記憶部を有し、ある相の補正係数を求める際に、補正係数の測定用の値として複数の異なる値を制御部に出力し、複数の異なる値に応じて電流検出器で検出された各相電流から補正係数を求めて補正値テーブルを生成し記憶部に記憶させ、通常の運転時は、基準相の電流検出値を検出し、電流検出値に対応する補正係数を記憶部に記憶された補正値テーブルに基づいて算出し、電流検出値の大きさに応じて算出した補正係数により補正手段の補正係数を変更するものである。

A control device for an AC motor according to the present invention includes a converter device that converts AC power into DC power, an inverter device that converts the DC power of the converter device into AC of variable voltage and variable frequency, and supplies the AC power to the AC motor, and the AC motor The position detector that detects the rotor position of the current, the current detector that detects each phase current output from the inverter device, and the detection value detected by the current detector is multiplied by a correction coefficient to correct the current detection value. Corrected by a correction means, a coefficient calculator for calculating a correction coefficient based on a calculation command from the outside, a PWM signal generator for generating a signal for PWM control of the inverter device based on a voltage command, and a correction means A control unit that outputs a voltage command obtained by converting the detected current value into a three-phase voltage command signal to the PWM signal generator, and the control unit receives an external signal during normal operation. The voltage command based on the degree command and the detection signal of the position detector is output to the PWM signal generator. When the calculation command is input from the outside, the voltage command based on the measurement value of the correction coefficient output from the coefficient calculator The signal calculator switches the signal processing so as to output to the PWM signal generator, and when calculating the correction coefficient of a certain phase, the coefficient calculator, in addition to the current detection values of that phase and the reference phase, In the control apparatus for an AC motor that performs calculation using also the current detection value of the phase, the coefficient calculator has a storage unit that stores the correction coefficient measurement value and the correction coefficient in association with each other. When calculating the correction coefficient, output multiple different values to the control unit as the correction coefficient measurement values, and determine the correction coefficient from each phase current detected by the current detector according to the multiple different values. generating a value table serial in the storage unit Is, during normal operation, to detect a current detection value of the reference phase, it is calculated on the basis of the correction value table stored correction coefficient in the storage unit corresponding to the detected current value, depending on the magnitude of the current detected value The correction coefficient of the correction means is changed by the correction coefficient calculated in the above.

本発明によれば、電流検出値を補正するための補正係数を求める係数計算器により、あらかじめ複数の異なる電流値に対応するそれぞれの補正係数を求めておくことにより、帰還電流値の大きさに応じて電流変換ゲインの補正係数を設定してゲインアンバランスを補正するため、帰還電流値の大きさに依存せずに、トルク脈動を正確に低減できる交流電動機の制御装置を得ることができる。   According to the present invention, by calculating a correction coefficient corresponding to a plurality of different current values in advance by a coefficient calculator for calculating a correction coefficient for correcting the detected current value, the magnitude of the feedback current value is obtained. Accordingly, the current conversion gain correction coefficient is set to correct the gain imbalance, so that it is possible to obtain an AC motor control device that can accurately reduce torque pulsation without depending on the magnitude of the feedback current value.

以下、本発明の交流電動機の制御装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。本発明の交流電動機の制御装置は、インバータが通常の運転を行っていない場合に、電流検出器の電流検出値を補正するための補正係数を複数の異なる電流値に対して求めておき、インバータが通常の運転を実施している時に、帰還電流値の大きさに応じて電流変換ゲインの補正係数を設定してゲインアンバランスを補正することを特徴とする。なお、交流電動機の制御装置の用途としては、エレベータへの適用を一例として説明している。   Hereinafter, preferred embodiments of an AC motor control device of the present invention will be described with reference to the drawings. The AC motor control device according to the present invention obtains a correction coefficient for correcting the current detection value of the current detector for a plurality of different current values when the inverter is not performing normal operation. When performing normal operation, the gain imbalance is corrected by setting a current conversion gain correction coefficient in accordance with the magnitude of the feedback current value. In addition, as an application of the control apparatus of an AC motor, application to an elevator is described as an example.

実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1における交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図1に示すように、三相交流電動機を所望の速度に制御する制御装置は、三相交流1を直流に変換するコンバータ装置2と、コンバータ装置2の直流出力を平滑する平滑コンデンサ3と、この平滑コンデンサ3と並列にコンバータ装置2の出力側に設置されていて、コンバータ装置2の直流電力を三相交流に再変換するインバータ装置4とを備えている。このインバータ装置4の交流出力によって、三相交流電動機5、例えば永久磁石電動機などの同期電動機が駆動される。
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a control device for an AC motor according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 1, the control device that controls the three-phase AC motor to a desired speed includes a converter device 2 that converts the three-phase AC 1 into DC, a smoothing capacitor 3 that smoothes the DC output of the converter device 2, The inverter device 4 is provided in parallel with the smoothing capacitor 3 on the output side of the converter device 2 and reconverts the DC power of the converter device 2 into three-phase AC. The AC output of the inverter device 4 drives a three-phase AC motor 5, for example, a synchronous motor such as a permanent magnet motor.

また、三相交流電動機5を制御するための制御装置として、三相交流電動機5のU、V、Wの各相の電流を検出する電流検出器10a、10b、10cと、三相交流電動機5の回転子位置を検出する位置検出器11が備えられている。この位置検出器11の出力を微分器12により時間微分することにより、回転子の速度フィードバック信号が得られる。また、与えられたモータ速度指令に対して、加算器13aにより、微分器12からの速度フィードバック信号との速度偏差を算出する。さらに、電流指令発生器14により、加算器13aからの速度偏差及び微分器12からの速度フィードバック信号から、ベクトル制御による二相の電流指令値を生成する。   In addition, as control devices for controlling the three-phase AC motor 5, current detectors 10a, 10b, and 10c that detect currents of U, V, and W phases of the three-phase AC motor 5, and the three-phase AC motor 5 A position detector 11 for detecting the rotor position is provided. The output of the position detector 11 is time-differentiated by the differentiator 12 to obtain a rotor speed feedback signal. Further, a speed deviation from the speed feedback signal from the differentiator 12 is calculated by the adder 13a with respect to the given motor speed command. Further, the current command generator 14 generates a two-phase current command value by vector control from the speed deviation from the adder 13 a and the speed feedback signal from the differentiator 12.

一方、電流検出器10a、10b、10cにより検出された三相交流電動機5の各相の電流は、A/D変換器15a、15b、15cによりデジタル信号に変換される。A/D変換器15b、15cの出力は、補正手段である補正演算器21a,21bにより補正係数Kv,Kwが乗ぜられる。そして、ベクトル制御を行うために、A/D変換器15aの出力と、補正演算器21a,21bを介したA/D変換器15b、15cの出力は、座標変換器16により、三相/二相変換される。   On the other hand, the current of each phase of the three-phase AC motor 5 detected by the current detectors 10a, 10b, and 10c is converted into a digital signal by the A / D converters 15a, 15b, and 15c. The outputs of the A / D converters 15b and 15c are multiplied by correction coefficients Kv and Kw by correction calculators 21a and 21b as correction means. In order to perform vector control, the output of the A / D converter 15a and the outputs of the A / D converters 15b and 15c via the correction calculators 21a and 21b are converted into three-phase / two by the coordinate converter 16. Phase converted.

また、外部からの電流センサゲイン係数計算指令により、補正演算器21a,21bの補正係数Kv、kwの測定、算出を行う電流センサゲイン係数計算器22を備えている。さらに、電流センサゲイン係数計算器22は、外部からの電流センサゲイン係数計算指令により、電流検出ゲインの補正係数を測定するための電流指令値として、所定のトルク電流指令及び無効電流の0指令を生成する。   In addition, a current sensor gain coefficient calculator 22 that measures and calculates the correction coefficients Kv and kw of the correction calculators 21a and 21b according to an external current sensor gain coefficient calculation command is provided. Further, the current sensor gain coefficient calculator 22 receives a predetermined torque current command and a zero command of the reactive current as current command values for measuring the correction coefficient of the current detection gain in response to an external current sensor gain coefficient calculation command. Generate.

また、外部からの電流センサゲイン係数計算指令により、加算器13b、13cに与える電流指令値を、電流指令発生器14で生成された2相の電流指令値から、電流センサゲイン係数計算器22で生成された測定用の2相の電流指令値に切り替える信号スイッチ23aを備えている。なお、通常の運転動作では、電流センサゲイン係数計算指令は与えられないため、信号スイッチ23aは、電流指令発生器14で生成された2相の電流指令値を加算器13b、13cに与える。   Further, a current command value given to the adders 13b and 13c in response to an external current sensor gain coefficient calculation command is obtained from the two-phase current command value generated by the current command generator 14 by the current sensor gain coefficient calculator 22. A signal switch 23a for switching to the generated two-phase current command value for measurement is provided. In the normal driving operation, since the current sensor gain coefficient calculation command is not given, the signal switch 23a gives the two-phase current command value generated by the current command generator 14 to the adders 13b and 13c.

また、加算器13b、13cは、信号スイッチ23aから出力される二相の電流指令と、座標変換器16からの二相の電流フィードバック信号との偏差を算出する。これらの偏差は、それぞれ電流制御器17a、17bにより増幅して出力される。そして、この電流制御器17a、17bからの出力は、座標変換器18により二相/三相変換され、三相の電圧指令信号が生成される。   The adders 13b and 13c calculate a deviation between the two-phase current command output from the signal switch 23a and the two-phase current feedback signal from the coordinate converter 16. These deviations are amplified and output by current controllers 17a and 17b, respectively. The outputs from the current controllers 17a and 17b are two-phase / three-phase converted by the coordinate converter 18 to generate a three-phase voltage command signal.

また、座標変換器16及び座標変換器18は、外部からの電流センサゲイン係数計算指令により、通常運転時に使用している位置検出器11の出力信号である回転子電気角から、電流センサゲイン係数計算器22で生成されるインバータの制御電気角位相に切り換える信号スイッチ23bを備えている。電流センサゲイン係数計算器22で生成されるこの制御電気角位相については、図2を用いて後述する。   In addition, the coordinate converter 16 and the coordinate converter 18 are configured to generate a current sensor gain coefficient from a rotor electrical angle, which is an output signal of the position detector 11 used during normal operation, according to an external current sensor gain coefficient calculation command. A signal switch 23b for switching to the control electrical angle phase of the inverter generated by the calculator 22 is provided. The control electrical angle phase generated by the current sensor gain coefficient calculator 22 will be described later with reference to FIG.

座標変換器18を介した電圧指令は、PWM信号発生器19に入力されて、スイッチング信号に変換される。このスイッチング信号は、ゲートドライブ回路20に入力されてドライブ信号が生成される。このドライブ信号によりインバータ装置4内の半導体パワー素子を所定のデューティー比でスイッチングさせることによって、所望の三相交流電力を三相交流電動機5に出力するようにしている。   The voltage command via the coordinate converter 18 is input to the PWM signal generator 19 and converted into a switching signal. This switching signal is input to the gate drive circuit 20 to generate a drive signal. A desired three-phase AC power is output to the three-phase AC motor 5 by switching the semiconductor power element in the inverter device 4 at a predetermined duty ratio by this drive signal.

三相交流電動機5の回転出力により、シーブ24が駆動され、エレベータかご25及びカウンタ26が上下移動する。エレベータかご25は、かご内の乗車人数による荷重あるいは、上昇時、下降時の移動スピード等の種々の負荷条件に対して、トルク脈動を低減した安定した速度制御が要求される。   The sheave 24 is driven by the rotational output of the three-phase AC motor 5, and the elevator car 25 and the counter 26 move up and down. The elevator car 25 is required to perform stable speed control with reduced torque pulsation with respect to various load conditions such as a load depending on the number of passengers in the car or a moving speed during ascent and descent.

なお、以上の構成のうち、図1に示した一点鎖線で囲んだ部分の制御装置は、CPU、メモリ、論理回路等(いずれも図示せず)によるデジタル回路、及び同回路に搭載されたソフトウェアにより実現されている場合が多い。   In the above configuration, the control device in the portion surrounded by the one-dot chain line shown in FIG. 1 is a digital circuit including a CPU, a memory, a logic circuit, etc. (all not shown), and software installed in the circuit. It is often realized by.

上記の如く構成された図1に示す三相交流電動機の制御装置によれば、三相交流電動機の各相の電流検出値のうち、1相(例えばU相)を基準相とし、この基準相及び他の1相(例えばV相)の巻線にのみ所定の直流が流れるようにし、このときの各電流検出値から、基準相の電流検出ゲインと他の1相の電流検出ゲインの比を求める。また、基準相及び別の他の1相(例えばW相)の導線にのみ所定の直流が流れるようにし、このときの電流検出値から、基準相の電流検出ゲインと別の他の1相の電流検出ゲインの比を求める。   According to the control device for the three-phase AC motor shown in FIG. 1 configured as described above, one phase (for example, the U phase) among the detected current values of each phase of the three-phase AC motor is used as the reference phase. In addition, a predetermined direct current flows only through the other one-phase (for example, V-phase) winding. From each current detection value at this time, the ratio of the current detection gain of the reference phase and the current detection gain of the other one phase is calculated. Ask. In addition, a predetermined direct current flows only through the reference phase and another one phase (for example, W phase) conductor, and from the current detection value at this time, the current detection gain of the reference phase and another one phase of the other phase Find the ratio of the current detection gain.

さらに、本願では、所定の直流電流として複数の異なる電流値を設定し、それぞれの電流値に対する補正係数を求めて記憶しておき、電動機の運転時には、基準相の電流検出値を検出し、その電流検出値に応じた補正係数を記憶部のデータに基づいて算出し、この補正係数を乗じて電流検出ゲインのアンバランスを補正する。   Further, in the present application, a plurality of different current values are set as predetermined DC currents, correction coefficients for the respective current values are obtained and stored, and when the motor is operated, a current detection value of the reference phase is detected, A correction coefficient corresponding to the current detection value is calculated based on the data in the storage unit, and the correction coefficient is multiplied to correct the current detection gain imbalance.

すなわち、図1に示す制御装置においては、A/D変換器15b、15cの出力に、補正係数Kv、Kwを乗じて電流検出値の補正を行う補正演算器21a、21b、電流検出ゲインの補正係数の測定を指示する電流センサゲイン係数計算指令により、補正係数Kv、Kwの測定、算出を行う電流センサゲイン係数計算器22、及び電流センサゲイン係数計算指令により、加算器13b、13cに与える電流指令値を、電流指令発生器14で生成された2相の電流指令値から、電流センサゲイン係数計算器22で生成された測定用の2相の電流指令値に切り替える信号スイッチ23a、外部からの電流センサゲイン係数計算指令により、座標変換器16及び座標変換器18に与える電気角信号を、通常運転時に使用している位置検出器11の出力信号である回転子位置から、電流センサゲイン係数計算器22で生成されたインバータの制御電気角位相に切り換える信号スイッチ23bが加えられている。   That is, in the control device shown in FIG. 1, correction arithmetic units 21a and 21b that correct the detected current value by multiplying the outputs of the A / D converters 15b and 15c by the correction coefficients Kv and Kw, and correction of the current detection gain. Current sensor gain coefficient calculator 22 that performs measurement and calculation of correction coefficients Kv and Kw by a current sensor gain coefficient calculation command that instructs measurement of the coefficient, and current that is applied to adders 13b and 13c by current sensor gain coefficient calculation command A signal switch 23 a for switching the command value from the two-phase current command value generated by the current command generator 14 to the two-phase current command value for measurement generated by the current sensor gain coefficient calculator 22, The electrical angle signal given to the coordinate converter 16 and the coordinate converter 18 in accordance with the current sensor gain coefficient calculation command is transmitted from the position detector 11 used during normal operation. From the rotor position is the force signal, the signal switch 23b for switching the control electrical angle phase inverter produced by the current sensor gain factor calculator 22 is added.

通常の運転動作では、電流センサゲイン係数計算指令は与えられず、そのため信号スイッチ23aは、電流指令発生器14で生成された2相の電流指令値を加算器13b、13cに与え、スイッチ23bは、位置検出器11の出力信号である回転子位置を電気角信号として座標変換器16及び座標変換器18に与える。   In a normal driving operation, the current sensor gain coefficient calculation command is not given, so the signal switch 23a gives the two-phase current command values generated by the current command generator 14 to the adders 13b and 13c, and the switch 23b The rotor position as an output signal of the position detector 11 is supplied to the coordinate converter 16 and the coordinate converter 18 as an electrical angle signal.

この時、図1に示した制御装置においては、A/D変換器15b、15cの出力に、補正演算器21a、21bにより補正係数Kv、Kwが乗ぜられて、基準相であるU相に対するV、W相の電流検出及びA/D変換のゲインのアンバランスが補正され、補正後の電流値によりベクトル制御が行われる。   At this time, in the control device shown in FIG. 1, the outputs of the A / D converters 15b and 15c are multiplied by the correction coefficients Kv and Kw by the correction calculators 21a and 21b, and the V with respect to the U phase which is the reference phase. , W-phase current detection and A / D conversion gain imbalance are corrected, and vector control is performed based on the corrected current value.

さらに、本発明における電流センサゲイン係数計算器22は、補正係数の測定用の所定の電流値と補正係数とを対応付けて記憶する補正値テーブルをさらに有し、外部から電流センサゲイン係数計算指令が与えられたときに、複数の所定の電流値に対応するそれぞれの補正係数Kv、Kwを求めて補正値テーブルに格納する。そして、電流センサゲイン係数計算指令が与えられない通常の運転動作において、電流センサゲイン係数計算器22は、電流検出器10a及びA/D変換器15aを介して基準相であるU相の帰還電流値を読み取り、補正値テーブルに格納されたデータに基づいて、帰還電流値に対応する補正係数Kv、Kwを求め、その補正係数をそれぞれ補正演算器21a、21bに設定する。   Furthermore, the current sensor gain coefficient calculator 22 in the present invention further includes a correction value table for storing a predetermined current value for measuring a correction coefficient and a correction coefficient in association with each other, and a current sensor gain coefficient calculation command from the outside. , The correction coefficients Kv and Kw corresponding to a plurality of predetermined current values are obtained and stored in the correction value table. In a normal driving operation in which a current sensor gain coefficient calculation command is not given, the current sensor gain coefficient calculator 22 receives a U-phase feedback current as a reference phase via the current detector 10a and the A / D converter 15a. The values are read, correction coefficients Kv and Kw corresponding to the feedback current values are obtained based on the data stored in the correction value table, and the correction coefficients are set in the correction calculators 21a and 21b, respectively.

このようにして、図1に示した制御装置は、通常の運転動作における基準相の帰還電流値に応じて、適切な補正係数を採用して補正後の電流検出値を生成することができる。補正後の電流検出値を座標変換器16により三相二相変換したものを、フィードバック信号として用いて電流を制御することにより、基準相の帰還電流値に応じて、各相の電流検出器による変換ゲインの差は解消され、帰還電流値の大きさに依存せずに電流のアンバランスがなくなり、トルク脈動を低減できる。   In this manner, the control device shown in FIG. 1 can generate a corrected current detection value by employing an appropriate correction coefficient in accordance with the feedback current value of the reference phase in a normal driving operation. By controlling the current using a three-phase two-phase conversion of the corrected current detection value by the coordinate converter 16 as a feedback signal, the current detector value of each phase depends on the feedback current value of the reference phase. The difference in conversion gain is eliminated, current imbalance is eliminated without depending on the magnitude of the feedback current value, and torque pulsation can be reduced.

次に、補正係数Kv、Kwを算出するために電流センサゲイン係数計算器22によって生成される制御電気角位相について説明する。図2は、本発明の実施の形態1において、通常同期モータの制御でよく用いられるd軸電流0制御を行っている場合の、回転子電気角と各相電流の関係を示す図である。図2に示すように、タイミング1付近(電気角60°付近)ではU相とV相に電流が流れてW相にはほとんど電流が流れず、またタイミング2付近(電気角120°付近)ではU相とW相に電流が流れてV相にはほとんど電流が流れなくなることが分かる。   Next, the control electrical angle phase generated by the current sensor gain coefficient calculator 22 in order to calculate the correction coefficients Kv and Kw will be described. FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the rotor electrical angle and each phase current when the d-axis current 0 control often used in the control of the normal synchronous motor is performed in the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 2, near the timing 1 (electrical angle of 60 °), current flows in the U phase and the V phase, and almost no current flows in the W phase, and near the timing 2 (electrical angle of 120 °) It can be seen that current flows in the U phase and the W phase and almost no current flows in the V phase.

これらのタイミングに回転子電気角を固定し、所定のトルク電流指令を与えると、永久磁石形同期電動機の2相に符号が反対の直流電流を流し、残りの1相にはほとんど電流が流れない状態にすることが可能となる。なお上記の説明では、各相電流を検出するタイミングを電気角60°と120°の二つとしたが、同様のタイミングは電気角240°と300°にも現れ、後者のタイミングを用いても効果が同様である。したがって、電流センサゲイン係数計算器22は、補正係数Kv、Kwを算出する際のインバータの制御電気角位相として、上述のような電気角を設定することとなる。   When the rotor electrical angle is fixed at these timings and a predetermined torque current command is given, a DC current of opposite sign flows in the two phases of the permanent magnet synchronous motor, and almost no current flows in the remaining one phase. It becomes possible to be in a state. In the above description, the timing for detecting each phase current is set to two electrical angles of 60 ° and 120 °. However, the same timing appears at electrical angles of 240 ° and 300 °, and the latter timing is also effective. Is the same. Therefore, the current sensor gain coefficient calculator 22 sets the electrical angle as described above as the control electrical angle phase of the inverter when calculating the correction coefficients Kv and Kw.

次に、電流検出ゲインの補正係数の測定を行う時の動作について説明する。まず、ある瞬間に交流電動機5の各相に流れる電流のデジタル信号値Xu、Xv、Xwと、電流変換ゲインKv、Kwの関係について検討してみる。中性点が外部に接続されていない一般の三相交流電動機においては、各相の電流Iu、Iv、Iwについて式(1)が成り立つ。
Iu+Iv+Iw=0 (1)
Next, the operation when measuring the correction coefficient of the current detection gain will be described. First, the relationship between the digital signal values Xu, Xv, and Xw of the current flowing in each phase of the AC motor 5 at a certain moment and the current conversion gains Kv and Kw will be examined. In a general three-phase AC motor in which the neutral point is not connected to the outside, Expression (1) is established for the currents Iu, Iv, and Iw of each phase.
Iu + Iv + Iw = 0 (1)

各相の電流値をデジタル変換すると、前述したように検出・変換による誤差が生じるが、例えば、U相のデジタル変換ゲインを基準として、これに対するV、W相の電流変換ゲインの補正係数をKv、Kwとすると、デジタル変換後の信号値の間には、式(2)が成り立つ。
Xu+Kv・Xv+Kw・Xw=0 (2)
When the current value of each phase is digitally converted, an error due to detection / conversion occurs as described above. For example, with reference to the U-phase digital conversion gain, the correction coefficient of the V and W-phase current conversion gain is set to Kv. , Kw, Equation (2) is established between the signal values after digital conversion.
Xu + Kv.Xv + Kw.Xw = 0 (2)

これより、ある瞬間(タイミング1)と別の瞬間(タイミング2)の各相電流のデジタル信号値の間には、次の式(3−1)、(3−2)が成り立つ(添字1はタイミング1の信号、添字2はタイミング2の信号を表す)。
Xu1+Kv・Xv1+Kw・Xw1=0 (3−1)
Xu2+Kv・Xv2+Kw・Xw2=0 (3−2)
Thus, the following equations (3-1) and (3-2) hold between the digital signal values of each phase current at a certain moment (timing 1) and another moment (timing 2) (subscript 1 is Timing 1 signal, subscript 2 represents timing 2 signal).
Xu1 + Kv.Xv1 + Kw.Xw1 = 0 (3-1)
Xu2 + Kv.Xv2 + Kw.Xw2 = 0 (3-2)

上記の式(3−1)、(3−2)において、未知数はKv、Kwの二つであるから、二式を連立して解けばKv、Kwを求めることができる。この場合、測定時にいずれかの相の電流を零にする必要はないので、PWM信号発生器19への電圧指令を微調整する必要がなくなる。   In the above equations (3-1) and (3-2), there are two unknowns, Kv and Kw. Therefore, Kv and Kw can be obtained by solving the two equations simultaneously. In this case, since it is not necessary to make the current of any phase zero during measurement, it is not necessary to finely adjust the voltage command to the PWM signal generator 19.

次に、式(3−1)、(3−2)より、電流変換ゲインの補正係数Kv、Kwを求める具体的方法について説明する。   Next, a specific method for obtaining the current conversion gain correction coefficients Kv and Kw from Equations (3-1) and (3-2) will be described.

式(3−1)、(3−2)を整理してマトリクス表現すると、式(4)のように表せる。   If the expressions (3-1) and (3-2) are arranged and expressed in a matrix, they can be expressed as the expression (4).

式(4)を変形して式(5)を得る。   Equation (4) is transformed to obtain equation (5).

上記式(5)を用いれば、2つのタイミングでの2組の各相電流のデジタル信号値(Xu1,Xv1,Xw1)と(Xu2,Xv2,Xw2)から、電流変換ゲインの補正係数Kv、Kwを求めることができる。なお、式(5)右辺の逆行列は、具体的には式(6)で表される。   If the above equation (5) is used, the current conversion gain correction coefficients Kv, Kw are obtained from the digital signal values (Xu1, Xv1, Xw1) and (Xu2, Xv2, Xw2) of two sets of phase currents at two timings. Can be requested. The inverse matrix on the right side of Equation (5) is specifically expressed by Equation (6).

ここで、もし大きさが一定の誤差が測定ノイズ等により各デジタル信号値に混入した場合に、式(5)で求めるKv、Kwの計算精度に着目すれば、U相に流れる電流が同じ場合、式(6)右辺の分母が大きいほど、誤差の影響が少なくなることが分かる。これは、U相とV相の間に電流が流れてW相にはほとんど流れない状態(タイミング1)と、U相とW相の間に電流が流れてV相にはほとんど流れない状態(タイミング2)の2組のデジタル信号値を用いた場合に、上記の電流変換ゲインの補正係数Kv、Kwの計算精度が良くなることを示している。   Here, if an error with a constant magnitude is mixed in each digital signal value due to measurement noise or the like, if the current flowing in the U phase is the same, paying attention to the calculation accuracy of Kv and Kw obtained by Equation (5) It can be seen that the larger the denominator on the right side of Equation (6), the less the influence of the error. This is because the current flows between the U phase and the V phase and hardly flows in the W phase (timing 1), and the current flows between the U phase and the W phase and hardly flows in the V phase ( This shows that the calculation accuracy of the current conversion gain correction coefficients Kv and Kw is improved when two sets of digital signal values at timing 2) are used.

次に、補正係数の算出処理について、図3に示すフローチャートを参照して説明する。図3は、本発明の実施の形態1による交流電動機の制御装置において、電流変換ゲインの補正係数を求める際の電流センサゲイン係数計算器22の動作を示すフローチャートである。   Next, correction coefficient calculation processing will be described with reference to the flowchart shown in FIG. FIG. 3 is a flowchart showing the operation of the current sensor gain coefficient calculator 22 when obtaining the correction coefficient of the current conversion gain in the AC motor control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.

まず、ステップS301において、電流センサゲイン係数計算器22は、電流変換ゲインの補正係数を測定するために、測定用の2相の電流指令値を信号スイッチ23aに出力し、インバータの制御電気角位相を固定とする電気角信号を信号スイッチ23bに出力する。このような出力状態で、外部からの電流センサゲイン係数計算指令に基づいて信号スイッチ23a、23bを切り換えることにより、制御電気角位相を固定して、PWM信号発生器19への入力に、U相及びV相の巻線に概ね所定の直流が流れ、一方、W相巻線にはほとんど電流が流れないような、電圧設定値を与えることができる。例えば、U相とV相に大きさが同じで符号が逆の電圧指令を与え、W相には0電圧指令を与える。これは、図2におけるタイミング1に相当する。   First, in step S301, the current sensor gain coefficient calculator 22 outputs a measurement two-phase current command value to the signal switch 23a to measure the current conversion gain correction coefficient, and controls the control electrical angle phase of the inverter. Is output to the signal switch 23b. In such an output state, by switching the signal switches 23a and 23b based on a current sensor gain coefficient calculation command from the outside, the control electrical angle phase is fixed, and the input to the PWM signal generator 19 is the U phase. In addition, it is possible to give a voltage setting value such that almost a predetermined direct current flows through the V-phase winding and almost no current flows through the W-phase winding. For example, a voltage command having the same magnitude and opposite signs is given to the U phase and the V phase, and a 0 voltage command is given to the W phase. This corresponds to the timing 1 in FIG.

次に、ステップS302において、電流センサゲイン係数計算器22は、電流検出器10a、10b、10cにより検出されたU相、V相、W相の各巻線に流れる電流を、A/D変換器15a、15b、15cによりデジタル変換されたデジタル信号値として読み込み、そのデジタル信号値をそれぞれXu1(U相)、Xv1(V相)、Xw1(W相)として記憶する。   Next, in step S302, the current sensor gain coefficient calculator 22 converts the current flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings detected by the current detectors 10a, 10b, and 10c into the A / D converter 15a. , 15b, and 15c are read as digital signal values, and the digital signal values are stored as Xu1 (U phase), Xv1 (V phase), and Xw1 (W phase), respectively.

次に、ステップS303において、電流センサゲイン係数計算器22は、今度は、U相及びW相の巻線について、ステップS301と同様に一定の直流電流が流れるようにする。これは、図2におけるタイミング2に相当する。次に、ステップS304において、電流センサゲイン係数計算器22は、U相、V相、W相の各巻線に流れる電流を、ステップS302と同様にデジタル信号値として読み込み、そのデジタル信号値をそれぞれXu2(U相)、Xv2(V相)、Xw2(W相)として記憶する。   Next, in step S303, the current sensor gain coefficient calculator 22 causes a constant direct current to flow through the U-phase and W-phase windings in the same manner as in step S301. This corresponds to the timing 2 in FIG. Next, in step S304, the current sensor gain coefficient calculator 22 reads the currents flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings as digital signal values in the same manner as in step S302, and each of the digital signal values is Xu2. (U phase), Xv2 (V phase), and Xw2 (W phase) are stored.

次に、ステップS305において、電流センサゲイン係数計算器22は、デジタル信号値として記憶したXu1、Xv1、Xw1及びXu2、Xv2、Xw2の各値を用いて、前述の式(5)から基準相であるU相に対するV相及びW相の補正係数Kv、Kwをそれぞれ算出する。   Next, in step S305, the current sensor gain coefficient calculator 22 uses the values of Xu1, Xv1, Xw1 and Xu2, Xv2, Xw2 stored as digital signal values in the reference phase from the above equation (5). V phase and W phase correction coefficients Kv and Kw for a certain U phase are calculated.

次に、ステップS306において、電流センサゲイン係数計算器22は、算出した補正係数Kv、Kwを、その算出のために一定とした直流電流値と対応づけて補正値デーブルに記憶させる。次に、ステップS307において、電流センサゲイン係数計算器22は、所定の直流電流値に対する補正係数Kv、Kwの算出が完了したかを判断し、完了したと判断した場合には処理を終了し、一方、完了していないと判断した場合には、ステップS308に進む。   Next, in step S306, the current sensor gain coefficient calculator 22 stores the calculated correction coefficients Kv and Kw in the correction value table in association with the DC current values that are constant for the calculation. Next, in step S307, the current sensor gain coefficient calculator 22 determines whether or not the calculation of the correction coefficients Kv and Kw for the predetermined DC current value has been completed. If it is determined that the calculation has been completed, the process ends. On the other hand, if it is determined that it has not been completed, the process proceeds to step S308.

そして、ステップS308において、電流センサゲイン係数計算器22は、U−V、U−W間通電時の電流値を変更し、再びステップS301〜ステップS306の処理を繰り返すことにより、各所定の電流値に対応する変換ゲイン補正係数を算出し、補正値テーブルに記憶させる。   In step S308, the current sensor gain coefficient calculator 22 changes the current value at the time of energization between U-V and U-W, and repeats the processing in steps S301 to S306 again to thereby obtain each predetermined current value. The conversion gain correction coefficient corresponding to is calculated and stored in the correction value table.

以上の動作により、複数の所定の電流値に対応する補正係数Kv、Kwが、補正値テーブルに記憶される。図4は、本発明の実施の形態1における補正値テーブルのデータ構造を示す図である。補正値テーブルは、所定の電流値(Iu1、Iu2、Iu3・・・)と、それに対応して電流センサゲイン係数計算器22によって算出された補正係数(Kv(1)、Kv(2)、Kv(3)・・・、Kw(1)、Kw(2)、Kw(3)・・・)で構成される。   Through the above operation, correction coefficients Kv and Kw corresponding to a plurality of predetermined current values are stored in the correction value table. FIG. 4 is a diagram showing a data structure of the correction value table in the first embodiment of the present invention. The correction value table includes predetermined current values (Iu1, Iu2, Iu3...) And corresponding correction coefficients (Kv (1), Kv (2), Kv) calculated by the current sensor gain coefficient calculator 22. (3) ..., Kw (1), Kw (2), Kw (3) ...).

また、図5は、図4の補正値テーブルに格納されたデータに基づいて電流値と補正係数の関係を示したグラフである。所定の電流値であるIu1〜Iu3の3ポイントに対して補正係数Kvをプロットしたものが図5(a)であり、補正係数Kwをプロットしたものが図5(b)である。図5(a)において、電流値Iu1以下の電流値に対する補正係数Kvは、Kv(1)で一定とし、電流値Iu3以上の電流値に対する補正係数Kvは、Kv(3)で一定としている。同様に、図5(b)において、電流値Iu1以下の電流値に対する補正係数Kwは、Kw(1)で一定とし、電流値Iu3以上の電流値に対する補正係数Kwは、Kw(3)で一定としている。   FIG. 5 is a graph showing the relationship between the current value and the correction coefficient based on the data stored in the correction value table of FIG. FIG. 5A is a plot of the correction coefficient Kv with respect to three points Iu1 to Iu3 that are predetermined current values, and FIG. 5B is a plot of the correction coefficient Kw. In FIG. 5A, the correction coefficient Kv for the current value equal to or less than the current value Iu1 is constant at Kv (1), and the correction coefficient Kv for the current value equal to or greater than the current value Iu3 is constant at Kv (3). Similarly, in FIG. 5B, the correction coefficient Kw for the current value equal to or lower than the current value Iu1 is constant at Kw (1), and the correction coefficient Kw for the current value equal to or higher than the current value Iu3 is constant at Kw (3). It is said.

図3で示したような一連の処理は、外部からの電流センサゲイン係数計算指令に基づいて、エレベータの通常走行とは異なる変換ゲイン比算出モードで実施される。エレベータ通常走行において、電流センサゲイン係数計算器22は、算出された補正値テーブルの結果に基づいて、次のようにして、補正係数Kv、Kwの設定値を修正する。   A series of processes as shown in FIG. 3 is performed in a conversion gain ratio calculation mode different from the normal traveling of the elevator based on an external current sensor gain coefficient calculation command. In the elevator normal travel, the current sensor gain coefficient calculator 22 corrects the set values of the correction coefficients Kv and Kw as follows based on the result of the calculated correction value table.

電流センサゲイン係数計算器22は、エレベータ通常走行時のU相の帰還電流値Iuを電流検出器10a及びA/D変換器15aを介してデジタル信号値として読み込む。そして、電流センサゲイン係数計算器22は、補正値テーブルに格納されているデータに基づいて帰還電流値Iuに応じた最適な補正係数を求めることができる。例えば、図5(a)に示すように、U相の帰還電流値Iuが所定の電流値Iu1とIu2との間の値であった場合には、Iuに対応する補正係数Kvは、Kv(1)とKv(2)の値を直線補完することにより求めることができる。同様にして、図5(b)に示すように、Iuに対応する補正係数Kwは、Kw(1)とKw(2)の値を直線補完することにより求めることができる。   The current sensor gain coefficient calculator 22 reads the U-phase feedback current value Iu during normal elevator travel as a digital signal value via the current detector 10a and the A / D converter 15a. Then, the current sensor gain coefficient calculator 22 can obtain an optimum correction coefficient corresponding to the feedback current value Iu based on the data stored in the correction value table. For example, as shown in FIG. 5A, when the U-phase feedback current value Iu is a value between a predetermined current value Iu1 and Iu2, the correction coefficient Kv corresponding to Iu is Kv ( 1) and Kv (2) can be obtained by linear interpolation. Similarly, as shown in FIG. 5B, the correction coefficient Kw corresponding to Iu can be obtained by linearly complementing the values of Kw (1) and Kw (2).

電流センサゲイン係数計算器22は、このようにして求まったU相の帰還電流値Iuに対応する新たな補正係数Kv、Kwを用いて、補正演算器21a、21bに設定された補正係数を更新することができる。その結果、エレベータ通常走行時のU相の帰還電流値に応じた補正係数を用いてA/D変換のゲインのアンバランスが補正でき、補正後の電流値によりベクトル制御を行うことにより、トルク脈動を低減した速度制御を実現できる。   The current sensor gain coefficient calculator 22 updates the correction coefficients set in the correction calculators 21a and 21b using the new correction coefficients Kv and Kw corresponding to the U-phase feedback current value Iu thus obtained. can do. As a result, an A / D conversion gain imbalance can be corrected using a correction coefficient corresponding to the U-phase feedback current value during normal elevator travel, and torque pulsation can be achieved by performing vector control using the corrected current value. Speed control with reduced can be realized.

なお、電流検出器を使用する際には、使用に先立って時間的に減衰する交流電流を流して、電流検出器内の磁気回路のヒステリシスを除去する消磁動作を行うこと、さらに消磁動作後の電流0の状態での検出出力を記憶し、この値を電流検出のオフセット値として、実際の測定時の検出値から減じたものを電流検出値とすることが一般的である。これらの動作については、この発明の実施の形態には記載していないが、これらの動作を電流検出ゲインの補正係数の測定を行う前に実施することにより、この発明においても電流検出及び電流検出ゲインの補正係数の精度を向上できることは言うまでもない。さらに、電流検出値を適切なローパスフィルタを介して処理することにより、ノイズの影響を少なくできることはもちろんである。   In addition, when using the current detector, an AC current that decays in time prior to use is flowed to perform a degaussing operation to remove the hysteresis of the magnetic circuit in the current detector, and further after the degaussing operation. In general, the detection output in the state of current 0 is stored, this value is used as an offset value for current detection, and the value obtained by subtracting the detection value at the time of actual measurement is used as the current detection value. Although these operations are not described in the embodiment of the present invention, the current detection and the current detection are performed also in the present invention by performing these operations before measuring the correction coefficient of the current detection gain. It goes without saying that the accuracy of the gain correction coefficient can be improved. Furthermore, it is a matter of course that the influence of noise can be reduced by processing the current detection value through an appropriate low-pass filter.

また、上記の実施の形態では、電流変換ゲインの補正係数を求める際、交流電動機の三相中の二相に主に電流が流れるようにしたが、式(5)は各相の電流の大きさにかかわらず成立するので、任意の通電状態でも電流変換ゲインの補正係数を求めることができるのは勿論である。さらに、上記の実施の形態では、直流電流を流して電流検出値を測定し、電流変換ゲインの補正係数を求めたが、流す電流は直流である必要はなく、測定に支障の無い程度の低い周波数の交流電流でもかまわない。さらに、上記の実施の形態では、図3に示した処理を1回行って、ある1つの所定電流値に対する電流変換ゲインの補正係数を求めるものとしたが、図3の動作を複数回行って、得られた複数の電流変換ゲインの補正係数の平均値を算出すれば、より高い精度の電流変換ゲインの補正係数が得られることは言うまでもない。   In the above embodiment, when the current conversion gain correction coefficient is obtained, the current mainly flows in two phases of the three phases of the AC motor. However, Equation (5) indicates the magnitude of the current in each phase. Since it is established regardless of the above, it is a matter of course that the correction coefficient of the current conversion gain can be obtained even in any energized state. Further, in the above embodiment, the current detection value is measured by flowing a direct current, and the correction coefficient of the current conversion gain is obtained. However, the flowing current does not need to be a direct current and is low enough not to interfere with the measurement. An alternating current with a frequency may be used. Furthermore, in the above embodiment, the process shown in FIG. 3 is performed once to obtain a current conversion gain correction coefficient for a certain predetermined current value. However, the operation of FIG. 3 is performed a plurality of times. Needless to say, if the average value of the obtained correction coefficients for the plurality of current conversion gains is calculated, a correction coefficient for the current conversion gain with higher accuracy can be obtained.

上記実施の形態1によれば、電流センサゲイン係数計算器22がある相の補正係数を求める際に、その相及び基準相の電流検出値以外に、その他の相の電流検出値をも用いて計算を行うようにしたので、補正係数の測定時にいずれかの相の電流を零にする必要がなくなり、電圧指令を微調整する必要がなくなる。   According to the first embodiment, when the current sensor gain coefficient calculator 22 calculates a correction coefficient of a certain phase, the current detection values of other phases are also used in addition to the current detection values of the phase and the reference phase. Since the calculation is performed, it is not necessary to make the current of any phase zero when measuring the correction coefficient, and it is not necessary to finely adjust the voltage command.

さらに、電流センサゲイン係数計算指令に基づいて、複数の所定の電流値とそれに対応する補正係数をあらかじめ算出しておくことにより、帰還電流値の大きさに対して変換ゲインアンバランスが異なる場合にも、通常の運転時の帰還電流値に応じて補正係数を更新することにより、正確にトルク脈動を低減することが可能となる交流電動機の制御装置を得ることができる。   Further, when the conversion gain imbalance differs from the magnitude of the feedback current value by calculating in advance a plurality of predetermined current values and corresponding correction coefficients based on the current sensor gain coefficient calculation command. However, by updating the correction coefficient according to the feedback current value during normal operation, it is possible to obtain an AC motor control device that can accurately reduce torque pulsation.

なお、上記実施の形態では、位置検出器を用いて交流電動機をベクトル制御し、速度制御を行う場合について説明したが、速度検出器を用いる誘導電動機のベクトル制御、及び速度制御・位置検出器を用いないセンサレスベクトル制御等においても同様な効果があることはいうまでもなく、また、速度制御以外の制御方式(位置制御、トルク制御など)においても有効であることは勿論である。さらに、この発明の範囲は、電流フィードバックを行うベクトル制御に限定されるものではなく、検出した電流を用いて電圧指令を演算する制御方式に適用可能なものであり、同様の効果を有する。   In the above embodiment, the case where the AC motor is vector-controlled using the position detector and the speed control is performed has been described. However, the vector control of the induction motor using the speed detector and the speed control / position detector are used. It goes without saying that the same effect can be obtained in sensorless vector control that is not used, and it is of course effective in control methods other than speed control (position control, torque control, etc.). Furthermore, the scope of the present invention is not limited to vector control for performing current feedback, but can be applied to a control method for calculating a voltage command using a detected current, and has the same effect.

また、上記実施の形態では、補正値テーブルに格納されているデータに基づいて最適な補正係数を求める際に直線補完を適用したが、測定データ間の補完は、直線補完には限定されない。測定データ間をあらかじめ決められた関数を用いて補完することも可能である。   In the above-described embodiment, linear interpolation is applied when obtaining an optimal correction coefficient based on data stored in the correction value table. However, interpolation between measurement data is not limited to linear interpolation. It is also possible to complement between measured data using a predetermined function.

実施の形態2.
図6は、本発明の実施の形態2による交流電動機の制御装置において、電流変換ゲインの補正係数を求める際の電流センサゲイン係数計算器22の動作を示すフローチャートである。電流センサゲイン係数計算器22において、U−V及びU−W間通電時に補正係数測定用の直流電流を可変にし、複数のデジタル変換値を記録し、テーブル化するために必要となる複数のゲイン係数を算出する手段を示している。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the current sensor gain coefficient calculator 22 when obtaining the correction coefficient of the current conversion gain in the AC motor control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. In the current sensor gain coefficient calculator 22, a plurality of gains necessary for making a correction coefficient measurement DC current variable when energizing between U-V and U-W, recording a plurality of digital conversion values, and forming a table A means for calculating a coefficient is shown.

ステップS601において、電流センサゲイン係数計算器22は、電流センサゲイン係数計算指令によりU−V間に流す電流値を可変にする。具体的には、U相の帰還電流値が時間経過とともに複数の電流値を段階的に有するように設定する。図7は、本発明の実施の形態2において電流センサゲイン係数計算指令によりU−V間に流すU相電流の波形を示す図である。この時、先の図2におけるタイミング1に相当する電気角を想定すると、V相の帰還電流値としてはU相の帰還電流値と符号が反対で大きさが等しい電流が流れ、W相の帰還電流値としてはほとんど電流が流れていない状態となっている。   In step S601, the current sensor gain coefficient calculator 22 varies the value of the current flowing between U and V in accordance with the current sensor gain coefficient calculation command. Specifically, the U-phase feedback current value is set so as to have a plurality of current values stepwise with time. FIG. 7 is a diagram showing a waveform of the U-phase current that flows between U and V in accordance with the current sensor gain coefficient calculation command in the second embodiment of the present invention. At this time, assuming an electrical angle corresponding to the timing 1 in FIG. 2, the current of the V-phase feedback current value is the same as that of the U-phase feedback current value but has the same sign, and the feedback of the W-phase. As a current value, almost no current flows.

ステップS602において、電流センサゲイン係数計算器22は、各時刻における各相の電流値を検出し、そのデジタル変換値を記憶する。具体的には、図7に示されるように、各電流値Iua、Iub、IucにおいてT1、T2、T3のタイミングでU相の帰還電流値を検出し、そのデジタル変換値Xu1a、Xu1b、Xu1cを記憶する。他相(V相、W相)の電流値も同様に検出し、そのデジタル変換値Xv1a、Xv1b、Xv1c及びXw1a、Xw1b、Xw1cを記憶する。ここで、添字a、b、cは、それぞれ時刻T1、T2、T3に対応する電流値であることを表している。   In step S602, the current sensor gain coefficient calculator 22 detects the current value of each phase at each time, and stores the digital conversion value. Specifically, as shown in FIG. 7, U-phase feedback current values are detected at the timings T1, T2, and T3 in the respective current values Iua, Iub, and Iuc, and the digital conversion values Xu1a, Xu1b, and Xu1c are obtained. Remember. Similarly, the current values of the other phases (V-phase and W-phase) are detected, and the digital conversion values Xv1a, Xv1b, Xv1c and Xw1a, Xw1b, Xw1c are stored. Here, the subscripts a, b, and c represent current values corresponding to times T1, T2, and T3, respectively.

ステップS603において、電流センサゲイン係数計算器22は、ステップS601でのU−V間と同様にして、U−W間に流す電流値を可変にする。S604において、電流センサゲイン係数計算器22は、各相の各電流値を検出し、そのデジタル変換値Xu2a、Xu2b、Xu2c、Xv2a、Xv2b、Xv2c及びXw2a、Xw2b、Xw2cを記憶する。S605において、電流センサゲイン係数計算器22は、S602及びS604において記憶した各電流値におけるデジタル変換値を用いてそれぞれの電流値に対する変換ゲイン補正係数を算出する。   In step S603, the current sensor gain coefficient calculator 22 changes the value of the current flowing between U and W in the same manner as between U and V in step S601. In S604, the current sensor gain coefficient calculator 22 detects each current value of each phase, and stores the digital conversion values Xu2a, Xu2b, Xu2c, Xv2a, Xv2b, Xv2c and Xw2a, Xw2b, Xw2c. In S605, the current sensor gain coefficient calculator 22 calculates a conversion gain correction coefficient for each current value using the digital conversion value in each current value stored in S602 and S604.

そして、ステップS606において、電流センサゲイン係数計算器22は、それぞれの電流値に対して算出した補正係数Kv(a)、Kw(a)〜Kv(c)、Kw(c)を、その算出のために一定とした電流値Iua〜Iucと対応づけて補正値デーブルに記憶させる。以上の動作により、電流値を連続して変化させることにより、所定の電流値に対応するそれぞれの補正係数Kv、Kwが、補正値テーブルに記憶される。   In step S606, the current sensor gain coefficient calculator 22 calculates the correction coefficients Kv (a), Kw (a) to Kv (c), Kw (c) calculated for the respective current values. Therefore, the current values Iua to Iuc are made constant and stored in the correction value table. By changing the current value continuously by the above operation, the respective correction coefficients Kv and Kw corresponding to the predetermined current value are stored in the correction value table.

実施の形態2によれば、補正係数を算出する際に相間に流す電流を時間関数として複数段階に変化させることにより、複数の電流値に対する補正係数の算出にかかる時間を低減することが可能となる。   According to the second embodiment, it is possible to reduce the time required for calculating the correction coefficient for a plurality of current values by changing the current flowing between the phases in a plurality of stages as a time function when calculating the correction coefficient. Become.

本発明の実施の形態1における交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the control apparatus of the alternating current motor in Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態1において、通常同期モータの制御でよく用いられるd軸電流0制御を行っている場合の、回転子電気角と各相電流の関係を示す図である。In Embodiment 1 of this invention, it is a figure which shows the relationship between a rotor electrical angle and each phase electric current in the case of performing d-axis current 0 control often used by control of a normal synchronous motor. 本発明の実施の形態1による交流電動機の制御装置において、電流変換ゲインの補正係数を求める際の電流センサゲイン係数計算器22の動作を示すフローチャートである。6 is a flowchart showing the operation of a current sensor gain coefficient calculator 22 when obtaining a correction coefficient for a current conversion gain in the control apparatus for an AC motor according to Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施の形態1における補正値テーブルのデータ構造を示す図である。It is a figure which shows the data structure of the correction value table in Embodiment 1 of this invention. 図4の補正値テーブルに格納されたデータに基づいて電流値と補正係数の関係を示したグラフである。5 is a graph showing a relationship between a current value and a correction coefficient based on data stored in the correction value table of FIG. 本発明の実施の形態2による交流電動機の制御装置において、電流変換ゲインの補正係数を求める際の電流センサゲイン係数計算器22の動作を示すフローチャートである。6 is a flowchart showing an operation of a current sensor gain coefficient calculator 22 when obtaining a correction coefficient of a current conversion gain in the control apparatus for an AC motor according to the second embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態2において電流センサゲイン係数計算指令によりU−V間に流すU相電流の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the U-phase electric current sent between U-V by the current sensor gain coefficient calculation command in Embodiment 2 of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

1 三相交流、2 コンバータ装置、3 平滑コンデンサ、4 インバータ装置、5 三相交流電動機、10a、10b、10c 電流検出器、11 位置検出器、12 微分器、13a、13b、13c 加算器、14 電流指令発生器、15a、15b、15c A/D変換器、16 座標変換器、17a、17b 電流制御器、18 座標変換器、19 PWM信号発生器、20 ゲートドライブ回路、21a、21b 補正演算器(補正手段)、22 電流センサゲイン係数計算器(係数計算器)、23a、23b 信号スイッチ(信号スイッチ部)。   1 three-phase AC, 2 converter device, 3 smoothing capacitor, 4 inverter device, 5 three-phase AC motor, 10a, 10b, 10c current detector, 11 position detector, 12 differentiator, 13a, 13b, 13c adder, 14 Current command generator, 15a, 15b, 15c A / D converter, 16 coordinate converter, 17a, 17b Current controller, 18 coordinate converter, 19 PWM signal generator, 20 gate drive circuit, 21a, 21b correction calculator (Correction means), 22 Current sensor gain coefficient calculator (coefficient calculator), 23a, 23b Signal switch (signal switch section).

Claims (3)

交流電力を直流電力に変換するコンバータ装置と、
前記コンバータ装置の直流電力を可変電圧可変周波数の交流に変換して交流電動機に供給するインバータ装置と、
前記交流電動機の回転子位置を検出する位置検出器と、
前記インバータ装置から出力される各相電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器により検出される検出値に補正係数を乗じて電流検出値の補正を行う補正手段と、
外部からの計算指令に基づいて前記補正係数の算出を行う係数計算器と、
電圧指令に基づいて前記インバータ装置をPWM制御する信号を発生するPWM信号発生器と、
前記補正手段により補正された電流検出値を三相の電圧指令信号に変換した電圧指令を前記PWM信号発生器に出力する制御部と
を備え、
前記制御部は、通常の運転時は、外部からの速度指令及び前記位置検出器の検出信号に基づく電圧指令を前記PWM信号発生器に出力し、外部からの計算指令の入力時は、前記係数計算器から出力される補正係数の測定用の値に基づく電圧指令を前記PWM信号発生器に出力するように信号処理を切り換える信号スイッチ部を有し、
前記係数計算器は、ある相の補正係数を求める際に、その相及び基準相の電流検出値以外に、その他の相の電流検出値をも用いて計算を行う交流電動機の制御装置において、
前記係数計算器は、補正係数の測定用の値と補正係数とを対応付けて記憶する記憶部を有し、ある相の補正係数を求める際に、補正係数の測定用の値として複数の異なる値を前記制御部に出力し、前記複数の異なる値に応じて前記電流検出器で検出された前記各相電流から補正係数を求めて補正値テーブルを生成し前記記憶部に記憶させ、通常の運転時は、基準相の電流検出値を検出し、前記電流検出値に対応する補正係数を前記記憶部に記憶された前記補正値テーブルに基づいて算出し、前記電流検出値の大きさに応じて算出した前記補正係数により前記補正手段の補正係数を変更する
ことを特徴とする交流電動機の制御装置。
A converter device for converting AC power into DC power;
An inverter device that converts the DC power of the converter device into AC of variable voltage and variable frequency and supplies the AC power to the AC motor;
A position detector for detecting a rotor position of the AC motor;
A current detector for detecting each phase current output from the inverter device;
Correction means for correcting the detected current value by multiplying the detected value detected by the current detector by a correction coefficient;
A coefficient calculator for calculating the correction coefficient based on an external calculation command;
A PWM signal generator for generating a signal for PWM controlling the inverter device based on a voltage command;
A control unit that outputs a voltage command obtained by converting the detected current value corrected by the correction unit into a three-phase voltage command signal to the PWM signal generator, and
The control unit outputs a voltage command based on a speed command from the outside and a detection signal of the position detector to the PWM signal generator during normal operation, and the coefficient when the calculation command is input from the outside. A signal switch unit that switches signal processing so that a voltage command based on a measurement value of a correction coefficient output from a calculator is output to the PWM signal generator;
In the control device for an AC motor that performs calculation using current detection values of other phases in addition to the current detection values of the phase and the reference phase when obtaining the correction coefficient of a certain phase,
The coefficient calculator has a storage unit that stores a correction coefficient measurement value and a correction coefficient in association with each other, and a plurality of different correction coefficient measurement values are obtained when obtaining a correction coefficient of a certain phase. A value is output to the control unit, a correction coefficient is obtained from each phase current detected by the current detector according to the plurality of different values, a correction value table is generated, and stored in the storage unit. During operation, the current detection value of the reference phase is detected, a correction coefficient corresponding to the current detection value is calculated based on the correction value table stored in the storage unit, and the current detection value is determined according to the magnitude of the current detection value. The AC motor control apparatus is characterized in that the correction coefficient of the correction means is changed by the correction coefficient calculated in the above.
請求項1に記載の交流電動機の制御装置において、
前記制御部は、
前記位置検出器の出力を時間微分して速度帰還信号を出力する微分器と、
前記微分器により出力される前記速度帰還信号と外部からの速度指令との偏差に基づいて電流指令値を出力する電流指令発生器と
をさらに備え、
前記信号スイッチ部は、
通常の運転時は、前記電流指令発生器からの信号を電流指令値とし、外部からの計算指令の入力時は、前記係数計算器から出力される補正係数の測定用の電流指令値に切り替える第1の信号スイッチと、
電圧指令を生成するタイミング信号を、通常の運転時は、前記位置検出器からの回転子位置の信号とし、外部からの計算指令の入力時は、前記係数計算器から出力される補正係数の測定用の信号に切り替える第2の信号スイッチと
を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
In the control apparatus for an AC motor according to claim 1,
The controller is
A differentiator for time-differentiating the output of the position detector and outputting a speed feedback signal;
A current command generator that outputs a current command value based on a deviation between the speed feedback signal output from the differentiator and an external speed command;
The signal switch unit is
During normal operation, the signal from the current command generator is used as a current command value, and when a calculation command is input from the outside, the current command value is switched to the current command value for measuring the correction coefficient output from the coefficient calculator. 1 signal switch;
The timing signal for generating the voltage command is the rotor position signal from the position detector during normal operation, and the measurement of the correction coefficient output from the coefficient calculator when a calculation command is input from the outside. And a second signal switch for switching to a signal for use in an AC motor.
請求項1または2に記載の交流電動機の制御装置において、
前記係数計算器は、補正係数の測定用の値を所定時間毎に多段階に変化させることにより複数の異なる値に対して補正係数を求めることを特徴とする交流電動機の制御装置。
In the control apparatus of the alternating current motor according to claim 1 or 2,
2. The AC motor control apparatus according to claim 1, wherein the coefficient calculator obtains correction coefficients for a plurality of different values by changing the correction coefficient measurement values in multiple stages at predetermined time intervals.
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