JP5126791B2 - Current sensor and current value calculation method - Google Patents
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本発明は、電流センサ及び電流値算出方法に関し、より詳細には、表皮効果および渦電流効果を考慮した電流導体の電流値を測定する電流センサ及び電流値算出方法に関する。 The present invention relates to a current sensor and a current value calculation method, and more particularly to a current sensor and a current value calculation method for measuring a current value of a current conductor in consideration of a skin effect and an eddy current effect.
ｎ本（ｎは２以上の自然数）の電流導体に対して、ｎ＋１個の磁気センサをそれら電流導体の周辺に置き、各磁気センサ出力の演算により、一様外部磁場において各電流導体に流れる電流の電流値を算出する方式が知られている（特許文献１参照）。 For n (n is a natural number of 2 or more) current conductors, n + 1 magnetic sensors are placed around the current conductors, and currents flowing through the current conductors in a uniform external magnetic field are calculated by calculating each magnetic sensor output. A method for calculating the current value of is known (see Patent Document 1).
図８を参照して、この方式を説明する。図８には、ｎ＝３の場合が示してあり、Ｌ１、Ｌ２、及びＬ３は電流導体、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、及びＳ４は磁気センサである。２つの磁気センサが１つの電流導体を挟む配置となっている。各電流導体Ｌ１〜Ｌ３に流れる電流をＩ１〜Ｉ３、一様外部磁場をＨｇとすると、各磁気センサＳ１〜Ｓ４の出力信号Ａ１〜Ａ４は、次式で表現することができる。 This method will be described with reference to FIG. FIG. 8 shows a case where n = 3, L1, L2, and L3 are current conductors, and S1, S2, S3, and S4 are magnetic sensors. Two magnetic sensors are arranged to sandwich one current conductor. Assuming that the currents flowing through the current conductors L1 to L3 are I1 to I3 and the uniform external magnetic field is Hg, the output signals A1 to A4 of the magnetic sensors S1 to S4 can be expressed by the following equations.
ここで、係数ａ１１〜ａ１３は、１単位の電流が電流導体Ｌｉ（ｉ＝１，２，３）だけに流れているときに得られる磁気センサＡ１の出力値である。係数ａ１４は一様外部磁場Ｈｇによる磁気センサＡ１の出力値である。係数ａ２１〜ａ２３は、１単位の電流が電流導体Ｌｉ（ｉ＝１，２，３）だけに流れているときに得られる磁気センサＡ２の出力値である。係数ａ２４は一様外部磁場Ｈｇによる磁気センサＡ２の出力値である。ａ３１〜ａ３４、ａｇ１〜ａｇ４の場合も同様である。これらの係数ａｉｊ、ａｇｉ（ｉ，ｊ＝１，２，３，４）を事前に測定して決定しておき、実測定では、式（２）のようにマトリックス逆演算することで電流値を求める。 Here, the coefficients a11 to a13 are output values of the magnetic sensor A1 obtained when one unit of current flows only in the current conductor Li (i = 1, 2, 3). The coefficient a14 is an output value of the magnetic sensor A1 by the uniform external magnetic field Hg. The coefficients a21 to a23 are output values of the magnetic sensor A2 obtained when one unit of current flows only in the current conductor Li (i = 1, 2, 3). The coefficient a24 is an output value of the magnetic sensor A2 by the uniform external magnetic field Hg. The same applies to a31 to a34 and ag1 to ag4. These coefficients aij and agi (i, j = 1,2,3,4) are determined in advance, and in actual measurement, the current value is obtained by performing matrix inverse operation as shown in Equation (2). Ask.
この方式は、三相導体を流れる電流がセンサ位置に作る磁束密度が、各電流導体を流れる電流の作る磁束密度の重ね合わせで表現できることを利用している。 This method utilizes the fact that the magnetic flux density created at the sensor position by the current flowing through the three-phase conductor can be expressed by the superposition of the magnetic flux density created by the current flowing through each current conductor.
また、一様外部磁場Ｈｇの影響がなく、複数の電流導体に流れる電流値の間に一定の関係がある場合に、各相に流れる電流値の演算がより簡素化できる方式が知られている（特許文献２参照）。図９を参照して、この方式を説明する。図９では、電流導体が３本で、電流導体の間に２個の磁気センサを設置している。式（１）において、一様外部磁場を考慮しないでよい場合には、磁気センサが３個、電流もＩ１からＩ３の３個でよく、４×４の係数行列が３×３となる。更に、３つの電流の間で電流の和がゼロになるという関係を利用すると、Ｉ３＝−（Ｉ１＋Ｉ２）となり、未知電流値がＩ１とＩ２の２個、磁気センサ数も２個でよい。係数行列は２×２となる。具体的には、次式で電流Ｉ１，Ｉ２を算出することができる。 In addition, there is known a method that can simplify the calculation of the current value flowing in each phase when there is no influence of the uniform external magnetic field Hg and there is a fixed relationship between the current values flowing in a plurality of current conductors. (See Patent Document 2). This method will be described with reference to FIG. In FIG. 9, there are three current conductors, and two magnetic sensors are installed between the current conductors. In the formula (1), when it is not necessary to consider a uniform external magnetic field, three magnetic sensors and three currents I1 to I3 are sufficient, and a 4 × 4 coefficient matrix is 3 × 3. Furthermore, if the relationship that the sum of the currents among the three currents becomes zero is used, I3 = − (I1 + I2), and two unknown current values I1 and I2 and the number of magnetic sensors may be two. The coefficient matrix is 2 × 2. Specifically, the currents I1 and I2 can be calculated by the following equation.
電流導体に流す電流が同じでも、電流の周波数が高くなってくると電流が流れる電流導体自体の内部電流密度分布が変わり、センサ位置での磁束密度値、位相が時間変化する。そして、時間変化する磁場中に置かれた電流導体には、渦電流が発生することが知られている。また、高い周波数の電流が流れる電流導体に隣接する電流導体には、時間変化する磁束密度が加わるので、渦電流が発生する。三相電流の場合には、他の２つの導体に渦電流が発生し、これらがセンサ位置での磁場に影響を与える。さらに、電流導体に高周波の電流を流す場合は、表皮効果により、これらの電流や電磁界が電流導体の表面付近に局限されて内部に入らなくなり、磁場測定に影響を与える。 Even if the current flowing through the current conductor is the same, as the current frequency increases, the internal current density distribution of the current conductor itself through which the current flows changes, and the magnetic flux density value and phase at the sensor position change over time. It is known that an eddy current is generated in a current conductor placed in a time-varying magnetic field. Moreover, since the magnetic flux density which changes with time is added to the current conductor adjacent to the current conductor through which a high frequency current flows, an eddy current is generated. In the case of a three-phase current, eddy currents are generated in the other two conductors, and these affect the magnetic field at the sensor position. Further, when a high-frequency current is allowed to flow through the current conductor, due to the skin effect, these currents and electromagnetic fields are localized near the surface of the current conductor and do not enter the inside, which affects magnetic field measurement.
このため、例えば、直流電流計測から係数ａｉｊを求めたとしても、上述したような渦電流や表皮効果の影響で、電流値誤差が数％から１０％程度へと大きくなってしまうという問題があった。つまり、従来の電流センサにおいては、電流の周波数が高くなる場合や、電流導体間隔が小さくなる場合に、渦電流および表皮効果の影響を補正することができないため、正確な電流値を算出することができないという問題があった。特許文献１及び２には、単に重ね合わせの原理を用いて係数ａｉｊを算出する方法が記載されているだけであって、電流の周波数が高くなる場合や電流導体間隔が小さくなる場合に係数ａｉｊを求めるための具体的な方法については、何ら開示されていない。 For this reason, for example, even if the coefficient aij is obtained from the direct current measurement, there is a problem that the current value error increases from several% to about 10% due to the influence of the eddy current and the skin effect as described above. It was. In other words, in the conventional current sensor, when the frequency of the current is high or the current conductor interval is small, the influence of the eddy current and the skin effect cannot be corrected. There was a problem that could not. Patent Documents 1 and 2 only describe a method for calculating the coefficient aij using the superposition principle, and the coefficient aij is used when the current frequency is high or the current conductor interval is small. No specific method for obtaining the above is disclosed.
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、表皮効果および渦電流の影響を考慮する必要がある電流値を測定する電流センサ及び電流値算出方法において、電流値の誤差を低減することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a current sensor for measuring a current value that needs to consider the skin effect and the influence of eddy current, and a current value calculation method. It is to reduce the value error.
このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、電流導体を流れる電流の電流値を測定する電流センサにおいて、前記電流が発生する磁界を検出する磁気センサと、前記磁気センサの出力値を、デジタル値に変換するＡＤ変換部と、前記電流導体に直流電流を流したときの前記磁気センサの出力値と、前記電流導体に交流電流を流したときの前記磁気センサの出力値とに基づいて算出した補正係数を予め記憶する記憶部と、前記デジタル値、および前記補正係数に基づいて、前記電流導体に流れる電流の電流値を算出する演算部とを備えることを特徴とする。 In order to achieve such an object, the invention described in claim 1 is a current sensor for measuring a current value of a current flowing through a current conductor, a magnetic sensor for detecting a magnetic field generated by the current, and the magnetic sensor. The AD converter for converting the output value into a digital value, the output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through the current conductor, and the output of the magnetic sensor when an alternating current is passed through the current conductor A storage unit that preliminarily stores a correction coefficient calculated based on the value, and a calculation unit that calculates a current value of a current flowing through the current conductor based on the digital value and the correction coefficient. To do.
また、請求項２に記載の発明は、電流導体を流れる電流の電流値を測定する電流センサにおいて、前記電流が発生する磁界を検出する磁気センサと、前記磁気センサの出力値を、デジタル値に変換するＡＤ変換部と、前記デジタル値の１周期期間中のピーク値を検出するピーク検出部と、前記電流導体に直流電流を流したときの前記磁気センサの出力値と、前記電流導体に交流電流を流したときの前記磁気センサの出力値とに基づいて算出した補正係数を予め記憶する記憶部と、前記デジタル値、前記ピーク値、および前記補正係数に基づいて、前記電流導体に流れる電流の電流値を算出する演算部とを備えることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the current sensor for measuring the current value of the current flowing through the current conductor, the magnetic sensor for detecting the magnetic field generated by the current and the output value of the magnetic sensor are converted to digital values. An A / D conversion unit for converting, a peak detection unit for detecting a peak value in one cycle of the digital value, an output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through the current conductor, and an alternating current in the current conductor A storage unit that stores in advance a correction coefficient calculated based on an output value of the magnetic sensor when a current is passed, and a current flowing through the current conductor based on the digital value, the peak value, and the correction coefficient And an arithmetic unit for calculating the current value of the current.
また、請求項３に記載の発明は、請求項１または２において、前記補正係数は、直流感度係数Ｋｄｃ、交流感度係数Ｋａｃおよび位相φに基づいて算出され、前記直流感度係数Ｋｄｃは、前記電流導体に直流電流を流したときの磁気センサの出力値を、前記直流電流の大きさで除算した値であり、前記交流感度係数Ｋａｃおよび前記位相φは、前記電流導体に交流電流を流したときの磁気センサの出力値と、前記電流導体に流した交流電流に直流感度係数Ｋｄｃを乗算した値との差分を、正弦波としてフィッティングした場合の振幅値および位相であることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect, the correction coefficient is calculated based on a direct current sensitivity coefficient Kdc, an alternating current sensitivity coefficient Kac, and a phase φ, and the direct current sensitivity coefficient Kdc is equal to the current sensitivity coefficient Kdc. A value obtained by dividing the output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through a conductor by the magnitude of the direct current, and the AC sensitivity coefficient Kac and the phase φ are when an alternating current is passed through the current conductor. The difference between the output value of the magnetic sensor and the value obtained by multiplying the AC current passed through the current conductor by the DC sensitivity coefficient Kdc is the amplitude value and phase when fitting as a sine wave.
また、請求項4に記載の発明は、請求項３において、前記補正係数は、前記電流導体に交流電流を流したときの前記磁気センサの出力値を、前記直流感度係数Ｋｄｃ、前記交流感度係数Ｋａｃおよび前記位相φを用いてそれぞれ近似した式を、前記交流電流について前記磁気センサの出力値の関数として解くことにより算出されることを特徴とする。 The invention according to claim 4 is the invention according to claim 3, wherein the correction coefficient is an output value of the magnetic sensor when an alternating current is passed through the current conductor, the direct current sensitivity coefficient Kdc, and the alternating current sensitivity coefficient. It is calculated by solving equations approximated by using Kac and the phase φ as a function of the output value of the magnetic sensor for the alternating current.
また、請求項５に記載の発明は、電流導体を流れる電流の電流値を測定する電流値算出方法において、前記電流が発生する磁界を、磁気センサにより検出するステップと、前記磁気センサの出力値を、デジタル値に変換するステップと、前記電流導体に直流電流を流したときの前記磁気センサの出力値と、前記電流導体に交流電流を流したときの前記磁気センサの出力値とに基づいて予め算出した補正係数を読み出すステップと、前記デジタル値、および前記補正係数に基づいて、前記電流導体に流れる電流の電流値を算出するステップとを含むことを特徴とする。 According to a fifth aspect of the present invention, in the current value calculation method for measuring a current value of a current flowing through a current conductor, a step of detecting a magnetic field generated by the current with a magnetic sensor, and an output value of the magnetic sensor Is converted into a digital value based on the output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through the current conductor and the output value of the magnetic sensor when an alternating current is passed through the current conductor. The method includes reading a correction coefficient calculated in advance, and calculating a current value of a current flowing through the current conductor based on the digital value and the correction coefficient.
また、請求項６に記載の発明は、電流導体を流れる電流の電流値を測定する電流値算出方法において、前記電流が発生する磁界を、磁気センサにより検出するステップと、前記磁気センサの出力値を、デジタル値に変換するステップと、前記デジタル値の１周期期間中のピーク値を検出するステップと、前記電流導体に直流電流を流したときの前記磁気センサの出力値と、前記電流導体に交流電流を流したときの前記磁気センサの出力値とに基づいて予め算出した補正係数を読み出すステップと、前記デジタル値、前記ピーク値、および前記補正係数に基づいて、前記電流導体に流れる電流の電流値を算出するステップと
を含むことを特徴とする。
According to a sixth aspect of the present invention, in the current value calculation method for measuring a current value of a current flowing through a current conductor, a step of detecting a magnetic field generated by the current with a magnetic sensor, and an output value of the magnetic sensor Is converted to a digital value, a peak value during one period of the digital value is detected, an output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through the current conductor, and a current conductor A step of reading a correction coefficient calculated in advance based on the output value of the magnetic sensor when an alternating current is passed, and the current flowing in the current conductor based on the digital value, the peak value, and the correction coefficient And a step of calculating a current value.
また、請求項７に記載の発明は、請求項５または６において、前記補正係数は、直流感度係数Ｋｄｃ、交流感度係数Ｋａｃおよび位相φに基づいて算出され、前記直流感度係数Ｋｄｃは、前記電流導体に直流電流を流したときの磁気センサの出力値を、前記直流電流の大きさで除算した値であり、前記交流感度係数Ｋａｃおよび前記位相φは、前記電流導体に交流電流を流したときの前記磁気センサの出力値と、前記電流導体に流した交流電流に直流感度係数Ｋｄｃを乗算した値との差分を、正弦波としてフィッティングした場合の振幅値および位相であることを特徴とする。 The invention according to claim 7 is the invention according to claim 5 or 6, wherein the correction coefficient is calculated based on a DC sensitivity coefficient Kdc, an AC sensitivity coefficient Kac, and a phase φ, and the DC sensitivity coefficient Kdc is the current sensitivity coefficient Kdc. A value obtained by dividing the output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through a conductor by the magnitude of the direct current, and the AC sensitivity coefficient Kac and the phase φ are when an alternating current is passed through the current conductor. The difference between the output value of the magnetic sensor and the value obtained by multiplying the alternating current flowing through the current conductor by the direct current sensitivity coefficient Kdc is the amplitude value and phase when fitting as a sine wave.
また、請求項８に記載の発明は、請求項７において、前記第補正係数は、前記電流導体に交流電流を流したときの前記磁気センサの出力値を、前記直流感度係数Ｋｄｃ、前記交流感度係数Ｋａｃおよび前記位相φを用いてそれぞれ近似した式を、前記交流電流について前記磁気センサの出力値の関数として解くことにより算出されることを特徴とする。 According to an eighth aspect of the present invention, in the seventh aspect, the first correction coefficient is an output value of the magnetic sensor when an alternating current is passed through the current conductor, the direct current sensitivity coefficient Kdc, and the alternating current sensitivity. It is calculated by solving equations approximated using the coefficient Kac and the phase φ as a function of the output value of the magnetic sensor for the alternating current.
また、請求項９に記載の発明は、第１から第３の電流導体を流れる三相電流の電流値を測定する電流センサにおいて、前記三相電流が発生する磁界を検出する第１から第３の磁気センサと、前記第１から第３の磁気センサの出力値を、第１から第３のデジタル値に変換するＡＤ変換部と、前記第１から第３の電流導体に直流電流を流したときの前記第１から第３の磁気センサの出力値と、前記第１から第３の電流導体に交流電流を流したときの前記第１から第３の磁気センサの出力値とに基づいて算出した第１から第３の補正係数を予め記憶する記憶部と、前記第１から第３のデジタル値に前記第１から第３の補正係数をそれぞれ乗算した値の和または差を演算して、前記第１から第３の電流導体に流れる電流の電流値を算出する演算部とを備えることを特徴とする。 According to a ninth aspect of the present invention, in the current sensor for measuring the current value of the three-phase current flowing through the first to third current conductors, the first to third for detecting the magnetic field generated by the three-phase current. A direct current was passed through the first and third current conductors, the AD converter for converting the output values of the first to third magnetic sensors into first to third digital values, and the first to third current conductors. Calculated based on the output values of the first to third magnetic sensors and the output values of the first to third magnetic sensors when an alternating current is passed through the first to third current conductors. A storage unit for preliminarily storing the first to third correction coefficients, and calculating a sum or difference of values obtained by multiplying the first to third digital values by the first to third correction coefficients, An arithmetic unit for calculating a current value of a current flowing through the first to third current conductors; Characterized in that it obtain.
また、請求項１０に記載の発明は、請求項９において、前記第１から第３の補正係数は、９つの直流感度係数ｄｃｉｊ、並びに９組の交流感度係数ａｃｉｊ及びφｉｊ（ｉ＝１〜３；ｊ＝１〜３）に基づいて算出され、各直流感度係数ｄｃｉｊは、第ｊ番目の電流導体に直流電流を流したときの第ｉ番目の磁気センサの出力値を、前記直流電流の大きさで除算した値であり、各組の交流感度係数ａｃｉｊ及びφｉｊは、第ｊ番目の電流導体に交流電流を流したときの第ｉ番目の磁気センサの出力値と、前記第ｊ番目の電流導体に流した交流電流に直流感度係数ｄｃｉｊを乗算した値との差分を、正弦波としてフィッティングした場合の振幅値および位相であることを特徴とする。 Further, in the invention described in claim 10, in claim 9, the first to third correction coefficients are nine DC sensitivity coefficients dcij and nine sets of AC sensitivity coefficients acij and φij (i = 1 to 3). J = 1 to 3), and each DC sensitivity coefficient dcij represents the output value of the i-th magnetic sensor when a DC current is passed through the j-th current conductor, the magnitude of the DC current. The AC sensitivity coefficients acij and φij of each set are the output value of the i-th magnetic sensor when an AC current is passed through the j-th current conductor, and the j-th current. A difference between a value obtained by multiplying an alternating current flowing through a conductor by a direct current sensitivity coefficient dcij is an amplitude value and a phase when fitting as a sine wave.
また、請求項１１に記載の発明は、請求項１０において、前記第１から第３の補正係数は、前記第１から第３の電流導体に三相電流である第１から第３の交流電流を流したときの前記第１から第３の磁気センサの出力値を、前記９つの直流感度係数ｄｃｉｊ、並びに前記９組の交流感度係数ａｃｉｊ及びφｉｊ（ｉ＝１〜３；ｊ＝１〜３）を用いてそれぞれ近似した式を、前記第１から第３の交流電流について前記第１から第３の磁気センサの出力値の関数として解くことにより算出されることを特徴とする。 According to an eleventh aspect of the present invention, in the tenth aspect, the first to third correction factors are first to third AC currents that are three-phase currents in the first to third current conductors. The nine DC sensitivity coefficients dcij and the nine sets of AC sensitivity coefficients acij and φij (i = 1 to 3; j = 1 to 3) are output values of the first to third magnetic sensors. ) Are respectively calculated as a function of the output values of the first to third magnetic sensors for the first to third alternating currents.
また、請求項１２に記載の発明は、第１から第３の電流導体を流れる三相電流の電流値を測定する電流値算出方法において、前記三相電流が発生する磁界を、第１から第３の磁気センサにより検出するステップと、前記第１から第３の磁気センサの出力値を、第１から第３のデジタル値に変換するステップと、前記第１から第３の電流導体に直流電流を流したときの前記第１から第３の磁気センサの出力値と、前記第１から第３の電流導体に交流電流を流したときの前記第１から第３の磁気センサの出力値とに基づいて予め算出した第１から第３の補正係数を読み出すステップと、前記第１から第３のデジタル値に前記第１から第３の補正係数をそれぞれ乗算した値の和または差を演算して、前記第１から第３の電流導体に流れる電流の電流値を算出するステップとを含むことを特徴とする。 According to a twelfth aspect of the present invention, in the current value calculation method for measuring the current value of the three-phase current flowing through the first to third current conductors, the magnetic field generated by the three-phase current is changed from the first to the first. 3, a step of converting the output values of the first to third magnetic sensors into first to third digital values, and a direct current to the first to third current conductors. Output values of the first to third magnetic sensors when a current flows, and output values of the first to third magnetic sensors when an alternating current is passed through the first to third current conductors. A step of reading first to third correction coefficients calculated in advance based on the above, and calculating a sum or difference of values obtained by multiplying the first to third digital values by the first to third correction coefficients, respectively. , Current of the current flowing through the first to third current conductors Characterized in that it comprises the step of calculating a.
また、請求項１３に記載の発明は、請求項１２において、前記第１から第３の補正係数は、９つの直流感度係数ｄｃｉｊ、並びに９組の交流感度係数ａｃｉｊ及びφｉｊ（ｉ＝１〜３；ｊ＝１〜３）に基づいて算出され、各直流感度係数ｄｃｉｊは、第ｊ番目の電流導体に直流電流を流したときの第ｉ番目の磁気センサの出力値を、前記直流電流の大きさで除算した値であり、各組の交流感度係数ａｃｉｊ及びφｉｊは、第ｊ番目の電流導体に交流電流を流したときの第ｉ番目の磁気センサの出力値と、前記第ｊ番目の電流導体に流した交流電流に直流感度係数ｄｃｉｊを乗算した値との差分を、正弦波としてフィッティングした場合の振幅値および位相であることを特徴とする。 According to a thirteenth aspect of the present invention, in the twelfth aspect, the first to third correction coefficients include nine DC sensitivity coefficients dcij, and nine sets of AC sensitivity coefficients acij and φij (i = 1 to 3). J = 1 to 3), and each DC sensitivity coefficient dcij represents the output value of the i-th magnetic sensor when a DC current is passed through the j-th current conductor, the magnitude of the DC current. The AC sensitivity coefficients acij and φij of each set are the output value of the i-th magnetic sensor when an AC current is passed through the j-th current conductor, and the j-th current. A difference between a value obtained by multiplying an alternating current flowing through a conductor by a direct current sensitivity coefficient dcij is an amplitude value and a phase when fitting as a sine wave.
また、請求項１４に記載の発明は、請求項１３において、前記第１から第３の補正係数は、前記第１から第３の電流導体に三相電流である第１から第３の交流電流を流したときの前記第１から第３の磁気センサの出力値を、前記９つの直流感度係数ｄｃｉｊ、並びに前記９組の交流感度係数ａｃｉｊ及びφｉｊ（ｉ＝１、〜３；ｊ＝１〜３）を用いてそれぞれ近似した式を、前記第１から第３の交流電流について前記第１から第３の磁気センサの出力値の関数として解くことにより算出されることを特徴とする。 According to a fourteenth aspect of the present invention, in the thirteenth aspect, the first to third correction coefficients are first to third alternating currents that are three-phase currents in the first to third current conductors. The nine DC sensitivity coefficients dcij and the nine sets of AC sensitivity coefficients acij and φij (i = 1, ˜3; j = 1˜ 3), each approximated equation is calculated by solving the first to third alternating currents as a function of the output values of the first to third magnetic sensors.
本発明によれば、電流導体に直流電流を流したときの磁気センサの出力値と電流導体に交流電流を流したときの磁気センサの出力値とに基づいて算出した補正係数と、磁気センサの実測定時の出力値とに基づいて、電流導体に流れる電流の電流値を算出することにより、表皮効果および渦電流の影響を考慮する必要がある電流値を測定する電流センサ及び電流値算出方法を提供することができる。 According to the present invention, the correction coefficient calculated based on the output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through the current conductor and the output value of the magnetic sensor when an alternating current is passed through the current conductor, A current sensor and a current value calculation method for measuring a current value that needs to consider the skin effect and the influence of eddy current by calculating the current value of the current flowing through the current conductor based on the output value at the time of actual measurement Can be provided.
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
実施形態１
（電流センサの構成）
実施形態１に係る電流センサは、単相の電流導体に交流電流が流れる場合に電流値を出力する電流センサである。
Embodiment 1
(Configuration of current sensor)
The current sensor according to the first embodiment is a current sensor that outputs a current value when an alternating current flows through a single-phase current conductor.
図１は、実施形態１に係る電流センサを示すブロック図である。電流センサ１００は、単相電流が発生する磁場を測定する磁気センサ１と、磁気センサ１の出力に、オフセット補正処理、信号増幅および低域通過フィルター処理を施すアナログ信号処理部８と、アナログ信号処理部８から出力された信号をデジタル化するAD変換部９と、AD変換部９の出力値Bの1周期期間中のピーク値を検出するピーク検出部１３と、AD変換部９の出力値Ｂ及びピーク検出部１３の出力値Bmを用いて、単相電流の電流値を計算する電流演算部１０とを備える。アナログ信号処理部８、AD変換部９、ピーク検出部１３、および電流演算部１０をまとめて、信号処理部７と呼ぶ。AD変換部９の出力値Bを磁気センサ１の位置において単相電流が発生する磁束密度とみなすことができる。 FIG. 1 is a block diagram illustrating a current sensor according to the first embodiment. The current sensor 100 includes a magnetic sensor 1 that measures a magnetic field generated by a single-phase current, an analog signal processing unit 8 that performs offset correction processing, signal amplification, and low-pass filter processing on the output of the magnetic sensor 1, and an analog signal. An AD conversion unit 9 that digitizes the signal output from the processing unit 8, a peak detection unit 13 that detects a peak value during one cycle of the output value B of the AD conversion unit 9, and an output value of the AD conversion unit 9 A current calculation unit 10 that calculates a current value of a single-phase current using B and the output value Bm of the peak detection unit 13 is provided. The analog signal processing unit 8, AD conversion unit 9, peak detection unit 13, and current calculation unit 10 are collectively referred to as a signal processing unit 7. The output value B of the AD conversion unit 9 can be regarded as a magnetic flux density at which a single-phase current is generated at the position of the magnetic sensor 1.
図２は、電流演算部の詳細を示す回路図である。１４ａ、１４ｂ、及び１４ｃは以下に説明する定数レジスタである。それぞれの定数を補正係数Ｒ１、Ｒ２、及びＲ３とする。電流振幅計算部１５は、ピーク検出部１３から出力される磁束密度ピーク値Ｂｍを用いて、単相電流の電流振幅値Ｉ0を計算する。単相電流計算部１６は、補正係数Ｒ１〜Ｒ３および電流振幅値Ｉ0を用いて、以下に説明する方式で電流値を演算する。内部演算は、積和演算器を用いたプログラム演算方式、若しくは、ハードウェア演算方式で構成することができる。定数レジスタ１４ａ、１４ｂ、及び１４ｃは、電流演算部１０の外部に設けてもよい。 FIG. 2 is a circuit diagram showing details of the current calculation unit. 14a, 14b, and 14c are constant registers described below. The respective constants are set as correction coefficients R1, R2, and R3. The current amplitude calculation unit 15 calculates the current amplitude value I 0 of the single-phase current using the magnetic flux density peak value Bm output from the peak detection unit 13. Single-phase current calculation unit 16 uses the correction coefficient R1~R3 and current amplitude value I 0, calculates a current value in a manner described below. The internal operation can be configured by a program operation method using a product-sum operation unit or a hardware operation method. The constant registers 14a, 14b, and 14c may be provided outside the current calculation unit 10.
（電流値の算出方法）
図３は、単相電流値の計算方法を示すための電流導体と磁気センサの配置を示す概念図である。電流導体３には符号６で示す方向、紙面上方から下面に電流が流れる。磁気センサ１は、電流導体３のエッジ付近に設置され、図に示すＸ軸方向の磁束密度Ｂｘを受け、対応する電圧出力を行う。電流導体３には次式で表現される単相電流Iが外部から駆動されるとする。
(Calculation method of current value)
FIG. 3 is a conceptual diagram showing the arrangement of a current conductor and a magnetic sensor for illustrating a method of calculating a single-phase current value. A current flows through the current conductor 3 in the direction indicated by reference numeral 6 from the upper side to the lower side of the drawing. The magnetic sensor 1 is installed near the edge of the current conductor 3, receives the magnetic flux density Bx in the X-axis direction shown in the figure, and outputs a corresponding voltage. It is assumed that a single phase current I expressed by the following equation is driven from the outside to the current conductor 3.
Ｉ0は電流振幅値、ωは角速度で、電流の変化周波数Freqを用いて、次式で表現される。 I 0 is a current amplitude value, ω is an angular velocity, and is expressed by the following equation using a current change frequency Freq.
上述の補正係数を求めるに当り、まず、直流感度係数および交流感度係数を定義し、決定する。「直流感度係数」とは、単位直流電流がセンサ位置に作る磁束密度を表す係数のこととする。また、「交流感度係数」とは、直流感度係数で表現できない交流変化分を正弦波として表現するときの振幅および位相を表す係数とする。これらは、電流導体の形状、および磁気センサの設置位置により決まる。 In obtaining the above correction coefficient, first, a DC sensitivity coefficient and an AC sensitivity coefficient are defined and determined. The “DC sensitivity coefficient” is a coefficient representing the magnetic flux density generated by the unit DC current at the sensor position. The “AC sensitivity coefficient” is a coefficient representing the amplitude and phase when an AC change that cannot be expressed by the DC sensitivity coefficient is expressed as a sine wave. These are determined by the shape of the current conductor and the installation position of the magnetic sensor.
最初に直流感度係数を求める方法を説明する。図３の配置において、電流導体３に１A（または１０A）の電流値の直流電流を流し、磁気センサ１の出力値を測定する。測定された出力値がAD変換部９によりデジタル化された値を直流感度係数Ｋｄｃとする。なお、実施形態１では一様外部磁場はないとして考えている。この一様外部磁場は、磁気センサを更に１個追加するか、１周期分の磁束密度信号を観測し、演算処理することで求めることが可能である。 First, a method for obtaining the DC sensitivity coefficient will be described. In the arrangement of FIG. 3, a direct current having a current value of 1 A (or 10 A) is passed through the current conductor 3 and the output value of the magnetic sensor 1 is measured. A value obtained by digitizing the measured output value by the AD conversion unit 9 is defined as a DC sensitivity coefficient Kdc. In the first embodiment, it is assumed that there is no uniform external magnetic field. This uniform external magnetic field can be obtained by adding one more magnetic sensor or observing a magnetic flux density signal for one period and performing arithmetic processing.
次に、交流感度係数を求める方法を説明する。交流電流の作る磁場による電流導体の表皮効果は、流れる電流の周波数、電流導体の形状、周辺の磁性体、それらと電流導体の位置関係、電流導体と磁気センサの位置関係により変化する。電流導体の形状および磁気センサとの位置関係が固定された場合であっても、交流感度係数は電流の周波数依存性を有し、周波数毎の感度係数となる。そこで、電流導体に流れる電流の周波数を幾つか設定し、その周波数に対応する交流感度係数を求める。 Next, a method for obtaining the AC sensitivity coefficient will be described. The skin effect of the current conductor due to the magnetic field generated by the alternating current varies depending on the frequency of the flowing current, the shape of the current conductor, the surrounding magnetic body, the positional relationship between them and the current conductor, and the positional relationship between the current conductor and the magnetic sensor. Even when the shape of the current conductor and the positional relationship with the magnetic sensor are fixed, the AC sensitivity coefficient has a frequency dependency of the current and is a sensitivity coefficient for each frequency. Therefore, several frequencies of the current flowing through the current conductor are set, and an AC sensitivity coefficient corresponding to the frequency is obtained.
実施形態１では、図３の配置において交流電流の周波数は５００Hｚである。電流ピーク値１A（または１０A）の正弦波電流を電流導体３に流し、磁気センサ１の出力を測定する。用いた電流値I0での測定された磁束密度波形出力値の最大振幅値をBmax0とする。この出力波形は、電流導体３自体の表皮効果のために、直流感度係数を乗算して得られる正弦波電流波形と、電流ピーク値、位相が異なってくる。この直流感度係数を乗算して得られる正弦波電流波形は、後述の式６の第１項を求めることである。この磁束密度波形は、図３で電流導体３自体が表皮効果を受けない場合に相当する。この計算波形値を測定値から差し引いて、残差波形を作成する。次に、残差波形を正弦波としてフィッティングを行い、振幅値（磁気センサ１でのＫａｃ）及び位相（磁気センサ１でのφ）を求める。この振幅値および位相を交流感度係数とする。なお、位相を定数分ずらすことにより余弦波形としてフィッティングすることも可能である。 In Embodiment 1, the frequency of the alternating current is 500 Hz in the arrangement of FIG. A sine wave current having a current peak value of 1 A (or 10 A) is passed through the current conductor 3 and the output of the magnetic sensor 1 is measured. Let Bmax 0 be the maximum amplitude value of the measured magnetic flux density waveform output value at the current value I 0 used. Due to the skin effect of the current conductor 3 itself, this output waveform differs in current peak value and phase from the sine wave current waveform obtained by multiplying the DC sensitivity coefficient. The sine wave current waveform obtained by multiplying the DC sensitivity coefficient is to obtain the first term of Equation 6 described later. This magnetic flux density waveform corresponds to the case where the current conductor 3 itself does not receive the skin effect in FIG. The calculated waveform value is subtracted from the measured value to create a residual waveform. Next, fitting is performed by using the residual waveform as a sine wave, and an amplitude value (Kac in the magnetic sensor 1) and a phase (φ in the magnetic sensor 1) are obtained. This amplitude value and phase are defined as AC sensitivity coefficients. It is also possible to fit as a cosine waveform by shifting the phase by a constant amount.
このようにして得られた直流感度係数および交流感度係数を用いて、実測定時に磁気センサ１に作られる磁束密度Bは次式で近似的に表現できる。 Using the DC sensitivity coefficient and the AC sensitivity coefficient thus obtained, the magnetic flux density B created in the magnetic sensor 1 during actual measurement can be approximately expressed by the following equation.
外部から駆動される電流が、I0*sin(ω*t)で、これが求める電流値である。 The current driven from the outside is I 0 * sin (ω * t), which is the current value to be obtained.
とし、式６を変形すると、次式を得る。 And transforming Equation 6 yields:
また、次式が成り立つ。 Further, the following equation holds.
式１０の電流振幅値I0は、実測定時にピーク検出部１３により求められる磁束密度のピーク振幅値Bmaxを用いて次式により求められる。 The current amplitude value I 0 of Equation 10 is obtained by the following equation using the peak amplitude value B max of the magnetic flux density obtained by the peak detector 13 during actual measurement.
Bmax 0及びI0はそれぞれ、交流感度係数を求めたときに使用したピーク磁束密度値および電流値振幅である。図２の電流振幅計算部１５で、この計算がなされ保持され、単相電流計算部１６に出力される。Bmax 0及びI0は、たとえば電流振幅計算部１５内に格納しておけばよい。 B max 0 and I 0 are respectively the peak magnetic flux density value and the current value amplitude used when the AC sensitivity coefficient is obtained. This calculation is performed and held in the current amplitude calculation unit 15 in FIG. 2 and output to the single-phase current calculation unit 16. B max 0 and I 0 may be stored in the current amplitude calculation unit 15, for example.
この電流振幅値I0を用いて、式９と式１０からX（求める電流値）について解くと次式を得る。 When this current amplitude value I 0 is used to solve for X (required current value) from Equation 9 and Equation 10, the following equation is obtained.
解が２つでてくる。分子の第２項目の符号がプラスの場合をX1、マイナスの場合をX2とする。本実施形態の場合は、観測磁束密度Bの変化率が正の場合はX2の解を採用し、変化率が負の場合はX1を採用すると適切な解となる。この解の切り替わりは、観測磁束密度が正、または負のピーク位置にきた場合である。 There are two solutions. If the sign of the second item of the numerator is positive, let X 1 , and if it is negative, let X 2 . In this embodiment, the change rate of the observed flux density B is for positive adopted the solution of X 2, if the rate of change is negative the appropriate solutions Employing X 1. This switching of solutions is when the observed magnetic flux density reaches a positive or negative peak position.
図２の定数レジスタ１４ａ、１４ｂ、１４ｃに格納される補正係数Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は次の数値とすることができる。 The correction coefficients R1, R2, and R3 stored in the constant registers 14a, 14b, and 14c in FIG. 2 can have the following numerical values.
これらの定数は、直流感度係数および交流感度係数から事前に計算してレジスタに格納しておく。 These constants are calculated in advance from the DC sensitivity coefficient and the AC sensitivity coefficient and stored in the register.
単相電流計算部１６では、定数レジスタに格納される定数Ｒ１〜Ｒ３、電流振幅値I0、観測磁束密度Ｂを用いて、式１２の演算を行う。 The single-phase current calculation unit 16 performs the calculation of Expression 12 using the constants R1 to R3, the current amplitude value I 0 , and the observed magnetic flux density B stored in the constant register.
なお、表皮効果の影響が小さく、位相のずれが小さい場合は、交流感度係数の位相φをゼロとして、次式を得る。 When the influence of the skin effect is small and the phase shift is small, the following equation is obtained by setting the phase φ of the AC sensitivity coefficient to zero.
交流感度係数の振幅Ｋａｃも小さいとすると、求める電流値は、直流感度係数から電流値を求める式となる。 Assuming that the amplitude Kac of the AC sensitivity coefficient is also small, the current value to be obtained is an expression for obtaining the current value from the DC sensitivity coefficient.
本発明の電流センサを用いて、単相電流導体に流す交流周波数電流を制御する場合について説明する。上述のように交流電流による電流導体の表皮効果は、電流導体の形状、電流周波数に依存する。このため、事前に直流感度係数、交流感度係数を求める。交流感度係数は、上限の制御電流周波数に対して、何通りかの周波数で求めておく。電源オン時から、制御周波数が低い場合には、直流感度係数を用いて、作られる磁束密度から電流値を求めても大きな誤差はない。周波数が大きく表皮効果の対応が必要になった場合には、まずは直流感度係数から求められる電流値変化から、ゼロクロス時間の周期を求め、周波数を求め、これに対応した交流感度係数を用いて、表皮効果の補正をした電流値を、上述の計算回路、計算方式で求める。事前に求めた周波数毎の交流感度係数を用いて、周波数間の交流感度係数を補間により求めて利用することが可能である。 The case where the alternating current flowing through the single-phase current conductor is controlled using the current sensor of the present invention will be described. As described above, the skin effect of the current conductor due to the alternating current depends on the shape of the current conductor and the current frequency. For this reason, a DC sensitivity coefficient and an AC sensitivity coefficient are obtained in advance. The AC sensitivity coefficient is obtained at several frequencies with respect to the upper limit control current frequency. When the control frequency is low since the power is turned on, there is no big error even if the current value is obtained from the generated magnetic flux density using the DC sensitivity coefficient. When the frequency is large and it is necessary to deal with the skin effect, first, from the current value change obtained from the DC sensitivity coefficient, the period of zero crossing time is obtained, the frequency is obtained, and the AC sensitivity coefficient corresponding to this is used, The current value corrected for the skin effect is obtained by the above-described calculation circuit and calculation method. It is possible to obtain and use the AC sensitivity coefficient between frequencies by interpolation using the AC sensitivity coefficient for each frequency obtained in advance.
なお、本実施形態では、単相導体に流れる電流値を、１つの磁気センサで算出しているため、磁気センサ位置での磁束密度のピーク振幅値を求める必要があった。式（９）には、未知数として振幅値I0と時間変化（sin(ω/t)）が含まれ、電流振幅計算部１５で振幅値I0を求めて、式（９）を解いて電流値（I0*sin(ω/t)）を算出したことになる。 In the present embodiment, since the value of the current flowing through the single-phase conductor is calculated by one magnetic sensor, it is necessary to obtain the peak amplitude value of the magnetic flux density at the magnetic sensor position. The equation (9) includes the amplitude value I 0 and the time change (sin (ω / t)) as unknowns. The current amplitude calculation unit 15 obtains the amplitude value I 0 and solves the equation (9) to obtain the current. The value (I 0 * sin (ω / t)) is calculated.
これに対し、磁気センサを２個用いる場合はピーク振幅値を用いることなく電流値を算出することができる。具体的には、図３の単相電流導体と磁気センサの配置を示す概念図で、もう１つの磁気センサを追加し、単相電流導体の両側に磁気センサが配置されるようにする。この場合も、それぞれの磁気センサに対して上述の方法で直流感度係数、交流感度係数を求める。これにより、異なる係数の式（９）が２本得られるので、式（９）のX、Yについて解くことができ、求める電流値Xが得られる。 On the other hand, when two magnetic sensors are used, the current value can be calculated without using the peak amplitude value. Specifically, in the conceptual diagram showing the arrangement of the single-phase current conductor and the magnetic sensor in FIG. 3, another magnetic sensor is added so that the magnetic sensors are arranged on both sides of the single-phase current conductor. Also in this case, the DC sensitivity coefficient and the AC sensitivity coefficient are obtained for each magnetic sensor by the above-described method. As a result, two equations (9) with different coefficients are obtained, so that X and Y in equation (9) can be solved, and the required current value X is obtained.
（実施例）
図３の構成で、磁気センサ１を、電流導体の表面上（Ｘ軸方向）１．０ｍｍ、Ｙ軸方向４．０ｍｍのところに設置した。また電流導体の形状は、断面がＹ軸方向の辺の長さ１０ｍｍ、Ｘ軸方向の厚みは２ｍｍ。電流導体の材質は銅である。駆動電流のピーク電流値は１００Ａとし、周波数は５００Ｈｚとした。
(Example)
In the configuration of FIG. 3, the magnetic sensor 1 was installed on the surface of the current conductor (X-axis direction) 1.0 mm and the Y-axis direction 4.0 mm. The shape of the current conductor is such that the cross section has a side length of 10 mm in the Y-axis direction and a thickness in the X-axis direction of 2 mm. The material of the current conductor is copper. The peak current value of the drive current was 100 A, and the frequency was 500 Hz.
図４は、本発明による電流測定と、従来の技術で測定された電流測定の電流測定誤差を示す特性図である。図４のΔｄｃは、観測磁束密度Ｂを直流感度係数だけを用いて電流に換算した値を、駆動電流値と比較して、誤差を振幅電流値（１００Ａ）で割って、％表示したものである。ΔＸ１、ΔＸ２は、式１２を用いて計算した電流値を駆動電流値と比較して誤差を％表示したものである。Δｄｃでは、最大振幅誤差が６％程度になっている。ΔＸ１、ΔＸ２は式１２を1周期に渡って計算し、誤差を表示しているが、観測磁束密度Ｂの変化率の正、負に応じて解をＸ１、Ｘ２の間で切り替えると、誤差は、ほとんどゼロの軌跡となる。つまり、0.5msから1.5msの区間ではΔX2の誤差、1.5msから2.5msの区間ではΔX1の誤差となる。これにより交流感度係数を用いた電流値計算により電流誤差が大幅に改善されることが分かる。 FIG. 4 is a characteristic diagram showing a current measurement error between the current measurement according to the present invention and the current measurement measured by the conventional technique. Δdc in FIG. 4 is a value obtained by comparing the value obtained by converting the observed magnetic flux density B into a current using only the DC sensitivity coefficient with the drive current value, dividing the error by the amplitude current value (100 A), and expressed in%. is there. ΔX1 and ΔX2 are obtained by comparing the current value calculated using Equation 12 with the drive current value and displaying the error in%. In Δdc, the maximum amplitude error is about 6%. ΔX1 and ΔX2 calculate Equation 12 over one period and display the error, but if the solution is switched between X1 and X2 according to the positive or negative rate of change of the observed magnetic flux density B, the error is , Almost zero trajectory. That is, an error of ΔX2 occurs in the interval from 0.5 ms to 1.5 ms, and an error of ΔX1 occurs in the interval from 1.5 ms to 2.5 ms. Thus, it can be seen that the current error is greatly improved by the current value calculation using the AC sensitivity coefficient.
実施形態２
（電流センサの構成）
実施形態２に係る電流センサは、３相モータ駆動制御で用いられる電流導体用電流センサである。
Embodiment 2
(Configuration of current sensor)
The current sensor according to the second embodiment is a current conductor current sensor used in three-phase motor drive control.
図５は、本実施形態２に係る電流センサを示すブロック図である。電流センサ１００は、三相電流が発生する磁場を測定する磁気センサ１ａ、１ｂおよび１ｃと、磁気センサ１ａ、１ｂおよび１ｃの出力に、オフセット補正処理、信号増幅および低域通過フィルター処理を施すアナログ信号処理部８と、アナログ信号処理部８から出力された信号を、デジタル化するＡＤ変換部９と、電流値計算を行うときに使用する補正係数を格納する定数レジスタ１７と、ＡＤ変換部９の出力値と定数レジスタ１７の補正係数を使用して三相電流の電流値を計算する電流演算部１０とを備える。定数レジスタ１７には、電流演算部１０で直接利用できる補正定数ではなく、直流感度係数および交流感度係数をそのまま格納してもよい。補正係数については後述する。電流演算部はＣＰＵを利用したプログラム処理方式、ハードウェア演算器で直接演算する方式などで構成することができる。 FIG. 5 is a block diagram illustrating a current sensor according to the second embodiment. The current sensor 100 includes magnetic sensors 1a, 1b, and 1c that measure a magnetic field generated by a three-phase current, and an analog that performs offset correction processing, signal amplification, and low-pass filter processing on the outputs of the magnetic sensors 1a, 1b, and 1c. The signal processing unit 8, the AD conversion unit 9 that digitizes the signal output from the analog signal processing unit 8, the constant register 17 that stores the correction coefficient used when performing the current value calculation, and the AD conversion unit 9 And a current calculation unit 10 that calculates the current value of the three-phase current using the output value of the constant register 17 and the correction coefficient of the constant register 17. The constant register 17 may store the DC sensitivity coefficient and the AC sensitivity coefficient as they are, instead of the correction constant that can be directly used by the current calculation unit 10. The correction coefficient will be described later. The current calculation unit can be configured by a program processing method using a CPU, a method for direct calculation by a hardware calculator, or the like.
（電流値の算出方法）
図６は、３相電流値の計算方法を示すための電流導体と磁気センサの配置を示す概念図である。電流導体３、４、５には符号６で示す方向、紙面上方から下面に正の電流が流れる。磁気センサ１ａは、電流導体１と２の中間に設置され、図に示すＸ軸方向の磁束密度Ｂｘを受け、対応する電圧出力を行う。磁気センサ１ｂは、電流導体４と５の中間で、電流導体間の磁気センサ１ａと同様の位置に設置される。磁気センサ１ｃは電流導体４に対する磁気センサ１ｂに相当する位置に、電流導体５を基準として配置されている。
(Calculation method of current value)
FIG. 6 is a conceptual diagram showing an arrangement of current conductors and magnetic sensors for illustrating a method of calculating a three-phase current value. A positive current flows through the current conductors 3, 4, and 5 in the direction indicated by reference numeral 6, from the top to the bottom of the drawing. The magnetic sensor 1a is installed between the current conductors 1 and 2, receives the magnetic flux density Bx in the X-axis direction shown in the figure, and outputs a corresponding voltage. The magnetic sensor 1b is installed between the current conductors 4 and 5 at the same position as the magnetic sensor 1a between the current conductors. The magnetic sensor 1 c is disposed at a position corresponding to the magnetic sensor 1 b with respect to the current conductor 4 with respect to the current conductor 5.
電流導体３、４、５には次式で表現される電流I１、Ｉ２、Ｉ３が外部から駆動される。 Currents I1, I2, and I3 expressed by the following equations are driven from the outside to the current conductors 3, 4, and 5.
ここで、Ｉ0はピーク電流値であり、角周波数ωは式（２０）で表される。周波数Ｆｒｅｑは、モータ制御インバータの場合は駆動モータの構造および回転数に依存して決まる値である。 Here, I 0 is a peak current value, and the angular frequency ω is expressed by Expression (20). In the case of a motor control inverter, the frequency Freq is a value determined depending on the structure and the rotational speed of the drive motor.
電流センサは、これらの電流導体に流れる駆動電流値を求めるために利用されるが、単相電流測定の例で述べたように、電流周波数が高くなると電流導体自体の表皮効果や、隣接する電流導体に発生する渦電流の影響、周囲に設置された磁性体により、多くの干渉効果を受ける。これらの干渉効果を直流感度係数と交流感度係数を用いて表現し、観測磁束密度Ｂより駆動電流を求める。 Current sensors are used to determine the drive current value that flows through these current conductors. As described in the example of single-phase current measurement, the skin effect of the current conductor itself and the adjacent currents are increased as the current frequency increases. Due to the influence of eddy currents generated in the conductor and the magnetic material installed around it, it is subject to many interference effects. These interference effects are expressed using a DC sensitivity coefficient and an AC sensitivity coefficient, and the drive current is obtained from the observed magnetic flux density B.
最初に直流感度係数を求める。図６の配置において、電流導体３に直流電流１Ａ（または１０Ａ）を流し、磁気センサ１ａ、１ｂおよび１ｃの出力値を測定する。測定された出力値がデジタル化された値を、それぞれ直流感度係数Ｋｄｃ１１、Ｋｄｃ２１、Ｋｄｃ３１とする。同様に、電流導体４だけに１Ａの直流電流を流し、磁気センサ１ａ、１ｂおよび１ｃから得られる出力値から直流感度係数Ｋｄｃ１２、Ｋｄｃ２２、Ｋｄｃ３２を求める。また、電流導体５だけに１Ａの直流電流を流し、磁気センサ１ａ、１ｂおよび１ｃの出力値から直流感度係数Ｋｄｃ１３、Ｋｄｃ２３、Ｋｄｃ３３を求める。なお、本実施形態では一様外部磁場はＢｅｘとして扱う。１単位の一様外部磁場による磁気センサ１ａ、１ｂおよび１ｃの出力値を一様外部磁場感度係数ｋ１３、ｋ２３およびｋ３３とする。 First, the DC sensitivity coefficient is obtained. In the arrangement of FIG. 6, a direct current 1A (or 10A) is passed through the current conductor 3, and the output values of the magnetic sensors 1a, 1b and 1c are measured. Values obtained by digitizing the measured output values are defined as DC sensitivity coefficients Kdc11, Kdc21, and Kdc31, respectively. Similarly, a direct current of 1 A is passed through only the current conductor 4 and DC sensitivity coefficients Kdc12, Kdc22, and Kdc32 are obtained from output values obtained from the magnetic sensors 1a, 1b, and 1c. Further, a direct current of 1 A is passed only through the current conductor 5, and DC sensitivity coefficients Kdc13, Kdc23, and Kdc33 are obtained from the output values of the magnetic sensors 1a, 1b, and 1c. In the present embodiment, the uniform external magnetic field is treated as Bex. The output values of the magnetic sensors 1a, 1b and 1c with a uniform external magnetic field of one unit are defined as uniform external magnetic field sensitivity coefficients k13, k23 and k33.
次に交流感度係数を求める方法を説明する。すでに述べたように、交流感度係数は周波数に依存するので、電流導体の配置を考慮して、幾つかの交流電流周波数毎に求める。図６の配置において、交流電流の周波数を５００Ｈｚとして、電流ピーク１Ａの交流電流を電流導体３に流し、磁気センサ１ａ、１ｂおよび１ｃの出力値を測定する。この際には、電流導体４、５には電流を流さない。電流導体３に流れる電流が作る磁場の影響で電流導体４、５に渦電流が発生し、この効果が各磁気センサに反映される。 Next, a method for obtaining the AC sensitivity coefficient will be described. As described above, since the AC sensitivity coefficient depends on the frequency, the AC sensitivity coefficient is obtained for each of several AC current frequencies in consideration of the arrangement of the current conductors. In the arrangement shown in FIG. 6, the alternating current frequency is 500 Hz, the alternating current having the current peak 1A is passed through the current conductor 3, and the output values of the magnetic sensors 1a, 1b and 1c are measured. At this time, no current flows through the current conductors 4 and 5. Eddy currents are generated in the current conductors 4 and 5 due to the influence of the magnetic field generated by the current flowing in the current conductor 3, and this effect is reflected in each magnetic sensor.
この出力値である交流磁束密度波形から、交流周波数５００Ｈｚ、ピーク電流値１Ａの正弦波に各センサ位置の直流感度係数をかけて、計算で生成した磁束密度波形を差し引き、差分磁束密度波形とする。この差分磁束密度波形を振幅値Ｋac、位相（ω*ｔ＋φ）の正弦波としてフィッティングし、振幅値Ｋac、位相φを求め、これらを交流感度係数とする。電流導体３に１Aを流したときの、磁気センサ１ａ、１ｂおよび１ｃの交流感度係数を、それぞれ、（Ｋａｃ１１、φ１１）、（Ｋａｃ２１、φ２１）および（Ｋａｃ３１、φ３１）とする。同様に、電流導体４だけに１Ａ、５００Ｈｚの交流電流を流し、各磁気センサ１ａ、１ｂおよび１ｃの出力値を測定する。電流導体４に直流電流を流して求めた直流感度係数と、５００Ｈｚの正弦波から計算される磁束密度波形を、この観測値から差し引いて差分磁束密度波形とする。上記と同様に、この差分磁束密度波形を振幅値Ｋａｃと位相（ω*ｔ＋φ）の正弦波としてフィッティングし、振幅値Ｋac、位相φを求め、これらを交流感度係数とする。同様の操作を電流導体５についても行い、交流電流係数を求める。 From this alternating current magnetic flux density waveform as an output value, a direct current sensitivity coefficient at each sensor position is multiplied by a sine wave having an alternating current frequency of 500 Hz and a peak current value of 1 A, and the magnetic flux density waveform generated by calculation is subtracted to obtain a differential magnetic flux density waveform. . This differential magnetic flux density waveform is fitted as a sine wave of amplitude value Kac and phase (ω * t + φ) to obtain amplitude value Kac and phase φ, which are used as AC sensitivity coefficients. The AC sensitivity coefficients of the magnetic sensors 1a, 1b, and 1c when 1A is passed through the current conductor 3 are (Kac11, φ11), (Kac21, φ21), and (Kac31, φ31), respectively. Similarly, an AC current of 1 A and 500 Hz is passed through only the current conductor 4, and the output values of the magnetic sensors 1a, 1b and 1c are measured. A direct current sensitivity coefficient obtained by flowing a direct current through the current conductor 4 and a magnetic flux density waveform calculated from a 500 Hz sine wave are subtracted from this observation value to obtain a differential magnetic flux density waveform. Similarly to the above, this differential magnetic flux density waveform is fitted as a sine wave of amplitude value Kac and phase (ω * t + φ) to obtain amplitude value Kac and phase φ, which are used as AC sensitivity coefficients. A similar operation is performed on the current conductor 5 to obtain the AC current coefficient.
このようにして得られた直流感度係数および交流感度係数を用いて、磁気センサ１ａ、１ｂおよび１ｃに作られる磁束密度は次式（式（２１）から式（２９））で近似的に表現できる。Ｂ１１、Ｂ１２、およびＢ１３は、それぞれ電流導体３、４、および５に周波数ωで電流を流したときに磁気センサ１ａに作られる磁束密度である。各式ともに、第１項は直流感度係数により作られる磁束密度成分であり、第２項は交流感度係数により作られる磁束密度成分となる。同様にＢ２１、Ｂ２２、およびＢ２３は、それぞれ電流導体３、４、および５に周波数ωで電流を流したときに磁気センサ１ｂに作られる磁束密度である。Ｂ３１、Ｂ３２，およびＢ３３についても同様である。 Using the DC sensitivity coefficient and the AC sensitivity coefficient thus obtained, the magnetic flux density created in the magnetic sensors 1a, 1b, and 1c can be approximately expressed by the following equations (Equation (21) to Equation (29)). . B11, B12, and B13 are magnetic flux densities generated in the magnetic sensor 1a when a current is passed through the current conductors 3, 4, and 5, respectively, at a frequency ω. In each equation, the first term is a magnetic flux density component created by a DC sensitivity coefficient, and the second term is a magnetic flux density component created by an AC sensitivity coefficient. Similarly, B21, B22, and B23 are magnetic flux densities created in the magnetic sensor 1b when a current is passed through the current conductors 3, 4, and 5, respectively, at a frequency ω. The same applies to B31, B32, and B33.
３相の電流導体に電流を流したときに磁気センサ１ａ、１ｂおよび１ｃに作られる磁束密度は重ね合わせができ、それぞれ次式（式（３０）、式（３１）および式（３２））のＢ１、Ｂ２、およびＢ３となる。ここでＢ１、Ｂ２およびＢ３は、時間変化する観測磁束密度である。Ｂｅｘは一様外部磁場である。 The magnetic flux density generated in the magnetic sensors 1a, 1b, and 1c when current is passed through the three-phase current conductor can be superposed, and the following equations (Equation (30), Equation (31), and Equation (32)) can be obtained respectively. B1, B2, and B3. Here, B1, B2 and B3 are observed magnetic flux densities which change with time. Bex is a uniform external magnetic field.
式（３０）、式（３１）および式（３２）は次の形に展開できる。 Expressions (30), (31), and (32) can be expanded into the following forms.
ここで、各係数ｋ１１〜ｋ３２は次式（式（３６）〜式（４１））の通りである。 Here, each coefficient k11-k32 is as following Formula (Formula (36)-Formula (41)).
これらの係数ｋｉｊ（ｉ，ｊ＝１，２，３）は、事前に求めた直流感度係数および交流感度係数から計算できる。
式（３３）〜式（３５）は、まとめて次式で表現される。
These coefficients kij (i, j = 1, 2, 3) can be calculated from the DC sensitivity coefficient and AC sensitivity coefficient obtained in advance.
Expressions (33) to (35) are collectively expressed by the following expressions.
式（４２）を逆に解いて、 Solving equation (42) in reverse,
外部一様磁場Ｂｅｘが、この演算で求められる。 The external uniform magnetic field Bex is obtained by this calculation.
３相電流導体を流れる電流は式（１７）、式（１８）および式（１９）であった。各式を次のように展開することで、式（４３）の結果を用いて電流値が計算できる。 The currents flowing through the three-phase current conductors were Equation (17), Equation (18), and Equation (19). By developing each equation as follows, the current value can be calculated using the result of equation (43).
図５の電流演算部１０では、磁気センサにより観測された磁束密度Ｂ１、Ｂ２、およびＢ３と直流感度係数、交流感度係数より計算される定数ｋｉｊを用いて、式（４３）の行列式の逆演算が行われ、式（４４）、式（４５）、および式（４６）により三相電流導体に流れる電流値Ｉ１、Ｉ２、およびＩ３が計算される。 In the current calculation unit 10 of FIG. 5, the inverse of the determinant of the equation (43) is obtained by using the magnetic flux densities B1, B2, and B3 observed by the magnetic sensor, the DC sensitivity coefficient, and the constant kij calculated from the AC sensitivity coefficient. The calculation is performed, and the current values I1, I2, and I3 flowing through the three-phase current conductor are calculated by the equations (44), (45), and (46).
具体的に次に示す。式（４３）のｋｉｊの逆マトリックスを計算した結果が次式（４４）のｒｉｊのマトリックスになったとする。 Specifically: Assume that the result of calculating the inverse matrix of kij in equation (43) is the matrix of rij in equation (44) below.
式（４３）の左辺の項を式（４４）から式（４６）の右辺に代入して、磁束密度Ｂ１からＢ３についてまとめると次式となる。 Substituting the term on the left side of Expression (43) into the right side of Expression (44) to Expression (46), and summing up the magnetic flux densities B1 to B3, the following expression is obtained.
電流値Ｉ１、Ｉ２およびＩ３の表現式の各Ｂ１、Ｂ２およびＢ３の係数は前記のマトリックス係数ｋｉｊから事前に計算される。これらの係数を予め定数レジスタ１７に格納しておき、磁束密度Ｂ１、Ｂ２およびＢ３と積、および和の演算を行うことで電流値が計算される。 The coefficients of B1, B2 and B3 in the expression of the current values I1, I2 and I3 are calculated in advance from the matrix coefficient kij. These coefficients are stored in the constant register 17 in advance, and the current value is calculated by calculating the product and sum with the magnetic flux densities B1, B2, and B3.
式（４３）の右辺の逆行列式の係数は、電流の周波数が低く、表皮効果、隣接電流導体の渦電流の効果が小さい場合には、交流感度係数の位相の項をゼロにした逆行列係数にしてもよい。この場合は、直流感度係数Ｋｄｃからなる係数を、交流感度係数Ｋａｃで補正した係数となる。 The coefficient of the inverse determinant on the right side of Expression (43) is an inverse matrix in which the phase term of the AC sensitivity coefficient is zero when the frequency of the current is low and the skin effect and the effect of the eddy current of the adjacent current conductor are small. It may be a coefficient. In this case, the coefficient composed of the DC sensitivity coefficient Kdc is corrected by the AC sensitivity coefficient Kac.
モータ制御を行う場合、最初に幾つかの電流周波数での直流、交流感度係数を準備する。低回転周波数では、直流感度補正係数だけで電流値を計算し制御をしても大きな問題はないが、回転周波数が上がり、表皮効果、渦電流の効果が出てくると計算電流値に誤差が大きくなり制御効率が悪くなってくる。これを避けるために事前に設定した回転数以上の場合には電流出力の演算を直流、交流感度係数を用いた演算に切り替える。回転周波数の検出は、インバータ制御機器の場合は、付属のエンコーダ出力を利用することも可能である。また、単相電流制御で説明したように、直流感度補正係数から計算した電流値変化よりゼロクロス変化点を記憶して、１周期時間から周波数を求めることもできる。電流を演算して求めるにあたり、周波数が事前に測定して求めた周波数でない場合は、すでにある感度係数から内挿して補正係数セットを作成し利用することも可能である。 When performing motor control, first, DC and AC sensitivity coefficients at several current frequencies are prepared. At low rotational frequency, there is no major problem even if the current value is calculated and controlled using only the DC sensitivity correction coefficient. However, if the rotational frequency increases and the skin effect or eddy current effect appears, the calculated current value will have an error. It becomes larger and the control efficiency becomes worse. To avoid this, the current output calculation is switched to a calculation using direct current or alternating current sensitivity coefficient when the rotational speed exceeds a preset number. The rotation frequency can be detected by using an attached encoder output in the case of an inverter control device. Further, as described in the single-phase current control, the zero cross change point can be stored from the current value change calculated from the DC sensitivity correction coefficient, and the frequency can be obtained from one cycle time. In calculating and calculating the current, if the frequency is not a frequency obtained by measurement in advance, it is possible to create and use a correction coefficient set by interpolating from an existing sensitivity coefficient.
一様外部磁場Ｂｅｘが無視できる場合には、式（４２）の行列式を２ｘ２に縮小することが可能である。この場合も、Ｉ0＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）とＩ0＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）について式（４２）を解くことで、電流値Ｉ１、Ｉ２およびＩ３を計算することができる。 When the uniform external magnetic field Bex can be ignored, the determinant of the equation (42) can be reduced to 2 × 2. Also in this case, the current values I1, I2 and I3 can be calculated by solving the equation (42) for I 0 * cos (ω * t) and I 0 * sin (ω * t).
（実施例）
図６の構成において、磁気センサ１ａ、１ｂ、および１ｃを電流導体の表面上（Ｘ軸方向）３．５ｍｍのところに設置した。磁気センサ１ａ、１ｂのＹ軸方向位置は、電流導体の中間で、磁気センサ１ｃも電流導体５の右側で、Ｙ軸方向に電流導体間の距離の１／２移動した場所に設置。電流導体の断面は１０ｍｍｘ２ｍｍ（厚み）、材質は銅である。三相電流のピーク電流値は２００Ａとし、電流導体３，４、および５の位相差は２／３πずれている。周波数は５００Ｈｚとした。
図７は、本発明による電流測定と、従来の技術で測定された電流測定の電流測定誤差を示す特性図である。電流導体３、４を流れる電流Ｉ１，Ｉ２について示した。直流感度係数だけを使って求めた電流値と、駆動電流値を比較して、その差分をピーク電流値２００Ａで割った値を誤差とした。縦軸を誤差（％）とし、横軸は、時間（ms）としている。
(Example)
In the configuration of FIG. 6, the magnetic sensors 1a, 1b, and 1c were installed on the surface of the current conductor (X-axis direction) at 3.5 mm. The position of the magnetic sensors 1a and 1b in the Y-axis direction is in the middle of the current conductor, and the magnetic sensor 1c is also located on the right side of the current conductor 5 at a position moved by half the distance between the current conductors in the Y-axis direction. The cross section of the current conductor is 10 mm × 2 mm (thickness), and the material is copper. The peak current value of the three-phase current is 200 A, and the phase difference between the current conductors 3, 4 and 5 is shifted by 2 / 3π. The frequency was 500 Hz.
FIG. 7 is a characteristic diagram showing current measurement errors between current measurement according to the present invention and current measurement measured by a conventional technique. The currents I1 and I2 flowing through the current conductors 3 and 4 are shown. The current value obtained using only the DC sensitivity coefficient was compared with the drive current value, and a value obtained by dividing the difference by the peak current value 200A was defined as an error. The vertical axis represents error (%), and the horizontal axis represents time (ms).
電流Ｉ１及びＩ２と真の電流値との誤差を、それぞれΔＩ１（ｗ／ｏ）及びΔＩ２（ｗ／ｏ）とする。従来の方法では、ΔＩ１（ｗ／ｏ）及びΔＩ２（ｗ／ｏ）は、それぞれ２％及び１％程度となっている。これに対し、本発明に係る電流センサを用いて算出した電流値Ｉ１及びＩ２と真の電流値との誤差をΔＩ１及びΔＩ２とすると、誤差ΔＩ１及びΔＩ２がほとんどゼロとなっている。ΔＩ１（ｗ／ｏ）及びΔＩ２（ｗ／ｏ）と、ΔＩ１及びΔＩ２との比較により、本発明に係る電流センサを用いることで、誤差を大幅に低減できることが分かる。 The errors between the currents I1 and I2 and the true current value are ΔI1 (w / o) and ΔI2 (w / o), respectively. In the conventional method, ΔI1 (w / o) and ΔI2 (w / o) are about 2% and 1%, respectively. On the other hand, if the errors between the current values I1 and I2 calculated using the current sensor according to the present invention and the true current values are ΔI1 and ΔI2, the errors ΔI1 and ΔI2 are almost zero. By comparing ΔI1 (w / o) and ΔI2 (w / o) with ΔI1 and ΔI2, it can be seen that the error can be greatly reduced by using the current sensor according to the present invention.
１、１ａ、１ｂ、１ｃ 磁気センサ
３、４、５ 電流導体
６ 電流の流れる方向を示す矢印
７ 信号処理部
８ アナログ信号処理部
９ ＡＤ変換部
１０ 電流演算部（演算部に対応）
１３ ピーク検出部
１４ａ、１４ｂ、１４ｃ 定数レジスタ（記憶部に対応）
１５ 電流振幅計算部
１６ 単相電流計算部
１７ 定数レジスタ（記憶部に対応）
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1, 1a, 1b, 1c Magnetic sensor 3, 4, 5 Current conductor 6 Arrow which shows the direction through which a current flows 7 Signal processing part 8 Analog signal processing part 9 AD conversion part 10 Current calculating part (corresponding to calculating part)
13 Peak detection unit 14a, 14b, 14c Constant register (corresponding to storage unit)
15 Current amplitude calculation unit 16 Single phase current calculation unit 17 Constant register (corresponding to storage unit)
Claims (14)
前記電流が発生する磁界を検出する磁気センサと、
前記磁気センサの出力値を、デジタル値に変換するＡＤ変換部と、
前記電流導体に直流電流を流したときの前記磁気センサの出力値と、前記電流導体に交流電流を流したときの前記磁気センサの出力値とに基づいて算出した補正係数を予め記憶する記憶部と、
前記デジタル値、および前記補正係数に基づいて、前記電流導体に流れる電流の電流値を算出する演算部と
を備えることを特徴とする電流センサ。 In the current sensor that measures the current value of the current flowing through the current conductor,
A magnetic sensor for detecting a magnetic field generated by the current;
An AD converter that converts the output value of the magnetic sensor into a digital value;
A storage unit that stores in advance a correction coefficient calculated based on an output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through the current conductor and an output value of the magnetic sensor when an alternating current is passed through the current conductor When,
A current sensor comprising: an arithmetic unit that calculates a current value of a current flowing through the current conductor based on the digital value and the correction coefficient.
前記電流が発生する磁界を検出する磁気センサと、
前記磁気センサの出力値を、デジタル値に変換するＡＤ変換部と、
前記デジタル値の１周期期間中のピーク値を検出するピーク検出部と、
前記電流導体に直流電流を流したときの前記磁気センサの出力値と、前記電流導体に交流電流を流したときの前記磁気センサの出力値とに基づいて算出した補正係数を予め記憶する記憶部と、
前記デジタル値、前記ピーク値、および前記補正係数に基づいて、前記電流導体に流れる電流の電流値を算出する演算部と
を備えることを特徴とする電流センサ。 In the current sensor that measures the current value of the current flowing through the current conductor,
A magnetic sensor for detecting a magnetic field generated by the current;
An AD converter that converts the output value of the magnetic sensor into a digital value;
A peak detector for detecting a peak value during one cycle of the digital value;
A storage unit that stores in advance a correction coefficient calculated based on an output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through the current conductor and an output value of the magnetic sensor when an alternating current is passed through the current conductor When,
A current sensor comprising: an arithmetic unit that calculates a current value of a current flowing through the current conductor based on the digital value, the peak value, and the correction coefficient.
前記直流感度係数Ｋｄｃは、前記電流導体に直流電流を流したときの磁気センサの出力値を、前記直流電流の大きさで除算した値であり、
前記交流感度係数Ｋａｃおよび前記位相φは、前記電流導体に交流電流を流したときの磁気センサの出力値と、前記電流導体に流した交流電流に直流感度係数Ｋｄｃを乗算した値との差分を、正弦波としてフィッティングした場合の振幅値および位相であることを特徴とする請求項１または２に記載の電流センサ。 The correction coefficient is calculated based on the DC sensitivity coefficient Kdc, the AC sensitivity coefficient Kac, and the phase φ.
The direct current sensitivity coefficient Kdc is a value obtained by dividing the output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through the current conductor by the magnitude of the direct current.
The AC sensitivity coefficient Kac and the phase φ are the difference between the output value of the magnetic sensor when an AC current is passed through the current conductor and the value obtained by multiplying the AC current passed through the current conductor by the DC sensitivity coefficient Kdc. The current sensor according to claim 1, wherein the current sensor has an amplitude value and a phase when fitting as a sine wave.
前記電流が発生する磁界を、磁気センサにより検出するステップと、
前記磁気センサの出力値を、デジタル値に変換するステップと、
前記電流導体に直流電流を流したときの前記磁気センサの出力値と、前記電流導体に交流電流を流したときの前記磁気センサの出力値とに基づいて予め算出した補正係数を読み出すステップと、
前記デジタル値、および前記補正係数に基づいて、前記電流導体に流れる電流の電流値を算出するステップと
を含むことを特徴とする電流値算出方法。 In the current value calculation method for measuring the current value of the current flowing through the current conductor,
Detecting a magnetic field generated by the current with a magnetic sensor;
Converting the output value of the magnetic sensor into a digital value;
Reading a correction coefficient calculated in advance based on an output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through the current conductor and an output value of the magnetic sensor when an alternating current is passed through the current conductor;
Calculating a current value of a current flowing through the current conductor based on the digital value and the correction coefficient.
前記電流が発生する磁界を、磁気センサにより検出するステップと、
前記磁気センサの出力値を、デジタル値に変換するステップと、
前記デジタル値の１周期期間中のピーク値を検出するステップと、
前記電流導体に直流電流を流したときの前記磁気センサの出力値と、前記電流導体に交流電流を流したときの前記磁気センサの出力値とに基づいて予め算出した補正係数を読み出すステップと、
前記デジタル値、前記ピーク値、および前記補正係数に基づいて、前記電流導体に流れる電流の電流値を算出するステップと
を含むことを特徴とする電流値算出方法。 In the current value calculation method for measuring the current value of the current flowing through the current conductor,
Detecting a magnetic field generated by the current with a magnetic sensor;
Converting the output value of the magnetic sensor into a digital value;
Detecting a peak value during one cycle of the digital value;
Reading a correction coefficient calculated in advance based on an output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through the current conductor and an output value of the magnetic sensor when an alternating current is passed through the current conductor;
Calculating a current value of a current flowing through the current conductor based on the digital value, the peak value, and the correction coefficient.
前記直流感度係数Ｋｄｃは、前記電流導体に直流電流を流したときの磁気センサの出力値を、前記直流電流の大きさで除算した値であり、
前記交流感度係数Ｋａｃおよび前記位相φは、前記電流導体に交流電流を流したときの前記磁気センサの出力値と、前記電流導体に流した交流電流に直流感度係数Ｋｄｃを乗算した値との差分を、正弦波としてフィッティングした場合の振幅値および位相であることを特徴とする請求項５または６に記載の電流値算出方法。 The correction coefficient is calculated based on the DC sensitivity coefficient Kdc, the AC sensitivity coefficient Kac, and the phase φ.
The direct current sensitivity coefficient Kdc is a value obtained by dividing the output value of the magnetic sensor when a direct current is passed through the current conductor by the magnitude of the direct current.
The AC sensitivity coefficient Kac and the phase φ are the difference between the output value of the magnetic sensor when an AC current is passed through the current conductor and the value obtained by multiplying the AC current passed through the current conductor by the DC sensitivity coefficient Kdc. The current value calculation method according to claim 5 or 6, wherein the current value is an amplitude value and a phase when fitting as a sine wave.
前記三相電流が発生する磁界を検出する第１から第３の磁気センサと、
前記第１から第３の磁気センサの出力値を、第１から第３のデジタル値に変換するＡＤ変換部と、
前記第１から第３の電流導体に直流電流を流したときの前記第１から第３の磁気センサの出力値と、前記第１から第３の電流導体に交流電流を流したときの前記第１から第３の磁気センサの出力値とに基づいて算出した第１から第３の補正係数を予め記憶する記憶部と、
前記第１から第３のデジタル値に前記第１から第３の補正係数をそれぞれ乗算した値の和または差を演算して、前記第１から第３の電流導体に流れる電流の電流値を算出する演算部と
を備えることを特徴とする電流センサ。 In the current sensor for measuring the current value of the three-phase current flowing through the first to third current conductors,
First to third magnetic sensors for detecting a magnetic field generated by the three-phase current;
An AD converter that converts output values of the first to third magnetic sensors into first to third digital values;
Output values of the first to third magnetic sensors when a direct current is passed through the first to third current conductors, and the output values when an alternating current is passed through the first to third current conductors. A storage unit for storing in advance first to third correction coefficients calculated based on output values of the first to third magnetic sensors;
The sum or difference of the values obtained by multiplying the first to third digital values by the first to third correction coefficients is calculated to calculate the current value of the current flowing through the first to third current conductors. A current sensor.
各直流感度係数ｄｃｉｊは、第ｊ番目の電流導体に直流電流を流したときの第ｉ番目の磁気センサの出力値を、前記直流電流の大きさで除算した値であり、
各組の交流感度係数ａｃｉｊ及びφｉｊは、第ｊ番目の電流導体に交流電流を流したときの第ｉ番目の磁気センサの出力値と、前記第ｊ番目の電流導体に流した交流電流に直流感度係数ｄｃｉｊを乗算した値との差分を、正弦波としてフィッティングした場合の振幅値および位相であることを特徴とする請求項９に記載の電流センサ。 The first to third correction coefficients are calculated based on nine DC sensitivity coefficients dcij and nine sets of AC sensitivity coefficients acij and φij (i = 1 to 3; j = 1 to 3),
Each DC sensitivity coefficient dcij is a value obtained by dividing the output value of the i-th magnetic sensor when a DC current is passed through the j-th current conductor by the magnitude of the DC current,
The AC sensitivity coefficients acij and φij of each set are obtained by applying a direct current to the output value of the i-th magnetic sensor when an AC current is passed through the j-th current conductor and the AC current passed through the j-th current conductor. The current sensor according to claim 9, wherein the difference from the value multiplied by the sensitivity coefficient dcij is an amplitude value and a phase when fitting as a sine wave.
前記三相電流が発生する磁界を、第１から第３の磁気センサにより検出するステップと、
前記第１から第３の磁気センサの出力値を、第１から第３のデジタル値に変換するステップと、
前記第１から第３の電流導体に直流電流を流したときの前記第１から第３の磁気センサの出力値と、前記第１から第３の電流導体に交流電流を流したときの前記第１から第３の磁気センサの出力値とに基づいて予め算出した第１から第３の補正係数を読み出すステップと、
前記第１から第３のデジタル値に前記第１から第３の補正係数をそれぞれ乗算した値の和または差を演算して、前記第１から第３の電流導体に流れる電流の電流値を算出するステップと
を含むことを特徴とする電流値算出方法。 In the current value calculation method for measuring the current value of the three-phase current flowing through the first to third current conductors,
Detecting a magnetic field generated by the three-phase current by first to third magnetic sensors;
Converting the output values of the first to third magnetic sensors into first to third digital values;
Output values of the first to third magnetic sensors when a direct current is passed through the first to third current conductors, and the output values when an alternating current is passed through the first to third current conductors. Reading the first to third correction coefficients calculated in advance based on the output values of the first to third magnetic sensors;
The sum or difference of the values obtained by multiplying the first to third digital values by the first to third correction coefficients is calculated to calculate the current value of the current flowing through the first to third current conductors. A current value calculating method comprising the steps of:
各直流感度係数ｄｃｉｊは、第ｊ番目の電流導体に直流電流を流したときの第ｉ番目の磁気センサの出力値を、前記直流電流の大きさで除算した値であり、
各組の交流感度係数ａｃｉｊ及びφｉｊは、第ｊ番目の電流導体に交流電流を流したときの第ｉ番目の磁気センサの出力値と、前記第ｊ番目の電流導体に流した交流電流に直流感度係数ｄｃｉｊを乗算した値との差分を、正弦波としてフィッティングした場合の振幅値および位相であることを特徴とする請求項１２に記載の電流値算出方法。 The first to third correction coefficients are calculated based on nine DC sensitivity coefficients dcij and nine sets of AC sensitivity coefficients acij and φij (i = 1 to 3; j = 1 to 3),
Each DC sensitivity coefficient dcij is a value obtained by dividing the output value of the i-th magnetic sensor when a DC current is passed through the j-th current conductor by the magnitude of the DC current,
The AC sensitivity coefficients acij and φij of each set are obtained by applying a direct current to the output value of the i-th magnetic sensor when an AC current is passed through the j-th current conductor and the AC current passed through the j-th current conductor. The current value calculation method according to claim 12, wherein the difference from the value multiplied by the sensitivity coefficient dcij is an amplitude value and a phase when fitting as a sine wave.
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