JP4616256B2 - 下位受信機を備えた多入力多出力通信システム内の後方互換通信の方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、本明細書に参照により組み込まれた２００３年６月３０日出願の米国仮出願第６０／４８３７１９号の利益を主張する。本発明はまた、本願と同時に出願された、本明細書に参照により組み込まれた「Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｎｇ Ｓｙｍｂｏｌｓ ｉｎ ａ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｕｓｉｎｇ Ｄｉａｇｏｎａｌ Ｌｏａｄｉｎｇ ｏｆ Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒｓ Ａｃｒｏｓｓ ａ Ｐｌｕｒａｌｉｔｙ ｏｆ Ａｎｔｅｎｎａｓ」と題された米国特許出願に関連する。

本発明は、一般に、無線通信システムのチャネル予測技法に関し、より詳細には、多入力多出力直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭ）通信システムのチャネル予測技法に関する。
米国仮出願第６０／４８３７１９号 「Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｎｇ Ｓｙｍｂｏｌｓ ｉｎ ａ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｕｓｉｎｇ Ｄｉａｇｏｎａｌ Ｌｏａｄｉｎｇ ｏｆ Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒｓ Ａｃｒｏｓｓ ａ Ｐｌｕｒａｌｉｔｙ ｏｆ Ａｎｔｅｎｎａｓ」と題された米国特許出願 Ｐ．Ｗ．Ｗｏｌｎｉａｎｓｋｙ他の「Ｖ−Ｂｌａｓｔ：Ａｎ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ Ｒｅａｌｉｚｉｎｇ Ｖｅｒｙ Ｈｉｇｈ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ Ｏｖｅｒ ｔｈｅ Ｒｉｃｈ−Ｓｃａｔｔｅｒｉｎｇ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ」、１９９８ ＵＲＳＩ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ，ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ（１９８８年９月） ＩＥＥＥ標準８０２．１１ａ−１９９９、「Ｐａｒｔ １１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ）ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ）Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ：Ｈｉｇｈ−Ｓｐｅｅｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ ｉｎ ｔｈｅ Ｆｉｖｅ ＧＨｚ Ｂａｎｄ」

既存のＯＦＤＭ変調に基づく大半の無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）システムは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａまたはＩＥＥＥ８０２．１１ｇ標準（以下、「ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ」）に準拠する。例えば、本明細書に参照として組み込まれたＩＥＥＥ標準８０２．１１ａ−１９９９、「Ｐａｒｔ １１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ）ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ）Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ：Ｈｉｇｈ−Ｓｐｅｅｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ ｉｎ ｔｈｅ Ｆｉｖｅ ＧＨｚ Ｂａｎｄ」を参照。複数の高品位チャネルなどの発展するアプリケーションをサポートするために、ＷＬＡＮシステムは常に増加している伝送速度をサポートしなければならない。したがって、次世代ＬＡＮシステムは増加した堅牢性および容量を提供しなければならない。

増加した堅牢性および容量を提供するために、複数の送信および受信アンテナが提案されてきた。増加した堅牢性は複数のアンテナで導入された空間ダイバーシチと追加のゲインを開発する技法によって達成可能である。増加した容量は帯域幅効率がよい多入力多出力（ＭＩＭＯ）技法によるマルチパス・フェージング環境内で達成できる。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは別々のデータ・ストリームを複数の送信アンテナで送信し、各受信機はこれらのデータ・ストリームの組合せを複数の受信アンテナで受信する。ただし、困難なことは受信機で異なるデータ・ストリームを区別して正しく受信することである。さまざまなＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復号化技法が知られているが、それらは正確なチャネル予測に基づく。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復号化技法の詳細については、例えば、本明細書に参照として組み込まれたＰ．Ｗ．Ｗｏｌｎｉａｎｓｋｙ他の「Ｖ−Ｂｌａｓｔ：Ａｎ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ Ｒｅａｌｉｚｉｎｇ Ｖｅｒｙ Ｈｉｇｈ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ Ｏｖｅｒ ｔｈｅ Ｒｉｃｈ−Ｓｃａｔｔｅｒｉｎｇ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ」、１９９８ ＵＲＳＩ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ，ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ（１９８８年９月）を参照されたい。

異なるデータ・ストリームを正しく受信するため、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機はトレーニングによってチャネル・マトリクスを獲得しなければならない。これは一般に特定のトレーニング符号、またはプレアンブルを用いて同期化およびチャネル予測技法を実行して達成される。トレーニング符号は、システムの全オーバヘッドを増加させる。さらに、ＭＩＭＯシステムはＮ_ｔＮ_ｒチャネル（Ｎ_ｔは送信機の数、Ｎ_ｒは受信機の数）の総数を予測する必要があり、これがロング・トレーニング長のＮ_ｔの増加につながるおそれがある。

したがって、長さ効率が高いトレーニング・システムが必要である。さらに、最小長さ、好ましくは従来の単入力単出力ＯＦＤＭ（ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ）システムのトレーニング符号の長さに等しい長さを有するトレーニング・システムが必要である。さらに、周波数ドメインで直交する、または時間ドメインでシフト直交する信号を利用してＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム内でチャネル予測およびトレーニングを実行する方法およびシステムが必要である。さらに、現在のＩＥＥ８０２．１１ａ／ｇ標準（ＳＩＳＯ）システムに準拠するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでチャネル予測およびトレーニングを実行する方法およびシステムが必要である。

一般に、例えば、符号が下位受信機（すなわち、送信機よりもアンテナ数が少ない受信機）が解釈できるように、マルチ・アンテナ無線通信システム内で符号を送信する方法および装置が開示されている。例えば、１つまたは複数の符号からの副搬送波は、各副搬送波が所与の時間に１つのアンテナ上でのみアクティブであるように、マルチ・アンテナ無線通信システム内の複数のアンテナを用いて送信できる。一実施形態では、副搬送波は、論理的に隣接するアンテナから斜めにロードされる。符号は１つまたは複数のロング・トレーニング符号と、任意選択として、次の送信まで受信機が待つ時間を示すＳＩＧＮＡＬフィールドを示す。このようにして、本発明の送信機は下位受信機と後方互換性を保て、下位受信機は送信符号を解釈して適当な時間だけ待機することができる。

本発明と、本発明の別の特徴および利点のより完全な理解は以下の詳細な説明と図面とを参照することで得られる。
本発明は後方互換のＭＩＮＯ−ＯＤＦＭシステムを目的とする。図１はソース信号Ｓ_１〜Ｓ_Ｎｔ、送信機ＴＸ_１〜ＴＸ_Ｎｔ、送信アンテナ１１０−１〜１０−Ｎ_ｔ、受信アンテナ１１５−１〜１１５−Ｎ_ｒ、送信機ＲＸ_１〜ＲＸ_Ｎｒを含む例示のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００を示す。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００は複数の送信アンテナ１１０上で別々のデータ・ストリームを送信し、各受信機ＲＸはこれらのデータ・ストリームの組合せを受信する。異なるデータ・ストリームＳ_１〜Ｓ_Ｎｔを抽出して検出するために、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機はトレーニングによって図１に示すチャネル・マトリクスＨを獲得しなければならない。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ標準は、ショートおよびロング・トレーニング符号からなるＯＦＤＭベースの無線ローカル・エリア・ネットワーク・システムの周波数ドメイン内にプレアンブルを指定する。ショート・トレーニング符号はフレーム検出、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）および粗同期化に使用する。ロング・トレーニング符号は同期化およびチャネル予測に使用する。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ標準のロング・トレーニング符号は、６４の副搬送波からなり、図１のように規定される。

図３は図２のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ標準のロング・トレーニング符号の周波数ドメインの図である。ロング・トレーニング符号内ではわずか５２〜６４の副搬送波しか変調されないので、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのチャネル予測技法をサポートするために追加の副搬送波が利用可能であることを本発明は認識する。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの理想的なトレーニング符号は周波数ドメインで直交する、または同様に時間ドメインでシフト直交する。本発明の一態様では、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ標準のロング・トレーニング符号は異なる送受信機信号アンテナで被変調副搬送波を斜めにロードすることで直交状態になる。副搬送波の斜めロードは副搬送波インタリーブまたは送信機間の副搬送波の多重化とも呼ばれる。なお、ロング・トレーニング符号について説明した斜めロード技法はショート・トレーニング符号にも適用してビーム形成効果を克服できることは、当業者には明らかであろう。

図４は、図３のトレーニング符号の副搬送波が３つの例示の送信アンテナにわたって斜めにロードされる、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのロング・トレーニング符号を示す図である。図４は３つのアンテナＴ_ｌ ^１〜Ｔ_ｌ ^３（Ｔ_ｌ ^ｎはｎ次送信アンテナで送信されるロング・トレーニング符号）の各々の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の入力に見られる第１の１６の副搬送波を示す。図４に示す例では、各々の後続の副搬送波はラウンド・ロビン方式で隣接するアンテナ上で送信される。したがって、副搬送波の３分の１だけが各アンテナ上で送信され残りの副搬送波は無効にされる。

斜めロードによって作成される各アンテナ上の無効な搬送波に関連するチャネル予測は補間形式を用いて受信機側で入手できる。特に、特定の送信アンテナの無効な副搬送波に属するチャネル予測は、無効でない隣接副搬送波を活用した補間によって得ることができる。一般に、チャネルの実効（ＲＭＳ）時間遅延拡散（ＴＤＳ）が制限され、または同様に、コヒーレンス帯域幅が実際の送信回数に依存する数よりも大きい限り、補間によるチャネル予測エラーは一般に小さい。

しかし、上記のように、副搬送波が本発明に従って複数の送信アンテナにわたって斜めにロードされると、各送信アンテナ上で追加の副搬送波は無効になる。その結果、ＯＦＤＭシステムが定義する帯域外の副搬送波（図３）は隣接副搬送波を失う。例えば、図３の従来のロング・トレーニング符号の副搬送波−２５および−２６が、図５に関連して以下に説明する方法で、複数の送信アンテナ（それぞれＴＸ３およびＴＸ１）にわたって斜めにロードされると、副搬送波−２６は送信アンテナ１および２上で無効にされ、副搬送波−２５は送信アンテナ２および３上で無効にされる。したがって、アンテナ１上で、これからは副搬送波−２６は無効でない各々の側の少なくとも１つの副搬送波を有することがない。

図３のロング・トレーニング符号内の端の副搬送波が複数の送信アンテナにわたって斜めにロードされた結果の一部として無効になり、無効ではない各々の側の少なくとも１つの副搬送波を有することがなくなるならば、副搬送波は補間ができず、逆に外挿が必要である。ただし、外挿は補間よりもエラーが大きく、端の副搬送波のチャネル予測のより大きいエラーがシステムの性能を損なうことになる。

したがって、本発明の別の態様では、図３のＩＥＥＥ８０２．１１ａトレーニング符号に基づいて斜めにロードされたロング・トレーニング符号は帯域の端部の１つまたは複数の追加の副搬送波と組み合わせて使用される。追加の副搬送波は帯域内に配置されるので斜めのロードで無効になった全副搬送波は無効ではない各々の側の少なくとも１つの副搬送波を有する。上記のように、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ標準によって定義されたトレーニング技法は６４の副搬送波のうち５２しか変調しないので、追加の副搬送波を規定する追加帯域が利用可能である。

例えば、帯域の各々の側に２つずつ、計４つのトレーニング符号が追加される処理はＩＥＥＥ１１ａ／ｇ標準に規定するＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ送信マスクに準拠することが分かる。２つの送信アンテナを備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００は帯域の各々の側に１つずつ、計２つの追加の副搬送波を使用し、３つの送信アンテナを備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは帯域の各々の側に２つずつ、計４つの追加の副搬送波を使用し、元のシステムの全ての無効になった副搬送波が無効ではない各々の側の少なくとも１つの副搬送波を有するようになる。それによって、帯域の端部に位置する元の副搬送波の補間が可能になる。したがって、帯域の端部の追加の副搬送波は外挿の問題を克服し、補間ベースのチャネル予測技法を可能にする。

図５は、３つの送信アンテナを備えた本発明によるシステムで、追加の副搬送波が帯域の両端に配置されて（ＴＸ_１上に＋２７および−２８、ＴＸ_２上に＋２８および−２７）、無効になった副搬送波（ＴＸ_１およびＴＸ_２上の＋２６および−２６）に隣接副搬送波を提供する。端の副搬送波（＋２６および−２６）は無効ではないので、ＴＸ_３には追加の副搬送波が不要である。ピーク対平均電力率（ＰＡＰ）が最小になり電力増幅器の非線形性が最小限にされるように端部の追加の副搬送波が変調される。図３の元のＩＥＥＥ８０２．１１ａトレーニング符号に関連する元の副搬送波は丸矢印を有し、本発明に従って追加された追加の副搬送波は図５に角矢印で示されている。

図５に示すＭＩＭＯ−ＯＦＤＭロング・トレーニング符号５００は、４つの追加副搬送波（帯域の各々の側に２つずつ）が各アンテナ上で外側副搬送波の正確な予測を実行できる３つの送信アンテナを備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの最適な解決策を提供する。各アンテナの第１のロング・トレーニング符号および第２のロング・トレーニング符号はこのケースでは同一である。

図６は、本発明の別の実施形態による３つの送信アンテナ・システム例示のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭロング・トレーニング符号６００の概略図を示す。図６に示すロング・トレーニング符号６００は、２つの追加の副搬送波（ＴＸ１上の＋２７とＴＸ２上の−２７）しか含んでいない。図６の実施形態は各ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇプレアンブルが、図８に関連して以下に説明する２つのロング・トレーニング符号ＬＴ１およびＬＴ２を含む。図６に示す実施形態は２つの追加の副搬送波しか使用しないが、第１および第２のロング・トレーニング符号ＬＴ１およびＬＴ２で追加の副搬送波を入れ替える。図６の実施例では、第１のロング・トレーニング符号ＬＴ１は外側の副搬送波（ＴＸ２の−２７とＴＸ１の＋２７）を使用し、第２のロング・トレーニング符号ＬＴ２は外側の副搬送波（ＴＸ１の−２７とＴＸ２の＋２７）を使用する。図６の表記は、図３の元のＩＥＥＥ８０２．１１ａトレーニング符号に関連する副搬送波は丸矢印を有し、第１のロング・トレーニング符号ＬＴ１でアクティブな追加の副搬送波は角矢印で示され、第２のロング・トレーニング符号ＬＴ２でアクティブな追加の副搬送波は図６で三角矢印で示されている。

したがって、第１のロング・トレーニング符号ＬＴ１は無効副搬送波すなわちＴＸ_２の−２６およびＴＸ_１の＋２６に隣接副搬送波を提供し、第２のロング・トレーニング符号ＬＴ２は無効副搬送波すなわちＴＸ_２の＋２６およびＴＸ_１の−２６に隣接副搬送波を提供する。ただし、これらの無効副搬送波はより不正確なチャネル予想を有する。これは、２つのトレーニング符号のうち１つだけが隣接副搬送波を提供し、チャネル予測の信号対雑音比（ＳＮＲ）または平均二乗誤差（ＭＳＥ）は他の副搬送波の場合よりそれぞれ大きくなるからである。

後方互換性
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは既存のシステムと共存するために現在のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ標準と後方互換性を保つ必要がある。本明細書に開示されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでのＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇロング・トレーニング符号の使用によって、後方互換性があり、他の次数の（すなわち、異なる数の送信機を含む）ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇシステムおよびＭＩＭＩ−ＯＦＤＭシステムと共存できるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムが提供される。本明細書で言う後方互換性とは、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムが、（ｉ）現在の標準をサポートし、（ｉｉ）ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの送信期間だけ待つ（待機する）ことが可能なＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを意味する。ＭＩＭＯフォーマットで送信されるデータを受信できないＮ_ｒ個の受信アンテナを備えた任意のシステムは送信期間だけ待機できる。これは送信開始時期を検出してこの送信の長さ（継続期間）を突き止めることができるからである。

ロング・トレーニング符号を用いるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは２つの方法でＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇシステムと後方互換方式で通信することができる。第１は、１つのアンテナにスケールバックしてＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ標準に従って送信できる。第２は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ受信機はすべてのアクティブな送信機からのＭＩＭＯ送信を正常なＯＦＤＭフレームと解釈できる。言い換えれば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ受信機は、ＭＩＭＯ送信期間だけ待機できるような方法で、ＭＩＭＯ送信データを解釈できる。ＳＩＳＯシステムと後方互換の方法で通信するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００は使用するアンテナの数に加えてシステムのその他のパラメータを拡大縮小できることが必要である。

例えば、ＭＩＭＯシステムは、ＭＩＭＯシステムの変調方式と符号化率とをＳＩＳＯシステムなどの低次システムに互換性がある変調方式と符号化率とに変更できる必要がある。一実施形態では、受信機と送信機の送信ブランチの間に帰還機構が設けられ、アンテナ構成（アンテナ数）、変調方式および符号化率の１つ以上をリンク性能を向上させるように適応させる。

さらに、斜めにロードされた（すなわち、インタリーブされた）トレーニング符号を使用するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、残りのヘッダおよびデータ符号を別の送信アンテナで斜めにロードすることができる。

図７は、すべてのアンテナのデータ・シーケンスが本発明に従って送信される場合の３つの例示の送信アンテナＴ_χ ^１〜Ｔ_χ ^３の副搬送波を示す（Ｈ_ｎ ^ｔはｎ次副搬送波およびｔ次送信機に属するチャネル係数を表す）。このケースでは、受信機Ｒ_χは受信信号を単一のチャネルに属するチャネル係数として処理する。これは実際のチャネルに属するチャネル係数が異なっていても同じである。各々のアクティブな送信アンテナは全送信の一部をＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ受信機に送信する。

図８は従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇプレアンブル構造体８００を、図９は本発明の機能を組み込んだＭＩＭＯ−ＯＦＤＭプレアンブル構造体９００を示す。図８および９に示すように、ＬＴ１およびＬＴ２はそれぞれロング・トレーニング符号であり、ＳＩＧＮＡＬはＳＩＧＮＡＬフィールドである。図９に示す異なる送信アンテナ上で繰り返される図８のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇプレアンブル構造体の少なくとも１つのロング・トレーニング・フィールドを使用するＭＩＭＯシステムは容易に１アンテナ構成にスケールバックして後方互換性を達成できる。ロング・トレーニング符号を直交させるいくつかの変形形態が可能である。一変形形態では、ロング・トレーニング符号は上記の方法でさまざまな送信アンテナにわたって斜めにロードできる。別の変形形態では、８０２．１１ａ／ｇロング・トレーニング・シーケンスは各アンテナ上で時間的に繰り返される。例えば、２アンテナの実施形態では、ロング・トレーニング・シーケンスとそれに続く信号フィールドが第１のアンテナ上で送信され、それに続いて第２のアンテナ上でロング・トレーニング・シーケンスが送信される。

さらに別の変形形態では、ＩＥＥＥ８０２．１１プレアンブルが同時に各アンテナ上で送信され、１つまたは複数の追加のトレーニング符号が続けて送信される時間直交プレアンブル構造体が使用される。時間直交性は移相ずれを用いて追加のトレーニング符号の各々を区別することで維持される。例えば、２アンテナの実施形態では、１つの追加のトレーニング符号が極性が互いに逆の各アンテナで送信される。別の変形形態は周波数ドメイン内の直交性に基づくＦＤＭベースのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭプレアンブル構造体を使用する。一般に、Ｎ個のアンテナを備えた実施形態では、ロング・トレーニング符号の副搬送波は閉塞ブロックまたはインタリーブ・ブロックなどのＮ個のグループに分類され、各グループは、各副搬送波が所与の時間に１つの副搬送波のみがアクティブであるように、順次異なるアンテナで送信される。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇシステムがＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信を受信できない場合、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ受信機はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭパケットの期間だけ待つ（待機する）必要がある。したがって、後方互換性を確保するには、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇベースの受信機は本発明が提供するプレアンブルを検出し、パケットのＳＩＧＮＡＬフィールドを解釈してパケットの長さを取り出せる必要がある。８０２．１１ａの送信の長さはＳＩＧＮＡＬフィールドのヘッダに見出すことができる。本発明の一態様のＭＩＭＯ送信は、同様のフィールドを用いて送信パラメータを扱う。８０２．１１ａシステムは、ＭＩＭＯ送信データ内のこのフィールドを検出し、復号化できる必要がある。本発明が使用するプレアンブルは、異なる送信アンテナ上にロング・トレーニング・フィールドおよびＳＩＧＮＡＬフィールドを含めることで現在のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇベースのシステムとの後方互換性を確立できる。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信用のＳＩＧＮＡＬフィールド内に指定された長さは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇベースの受信機がパケット長を読み取り、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信の期間だけ待機できるように、パケットの実際の継続期間に等しく設定されるべきである。ＭＩＭＯ送信のＳＩＧＮＡＬフィールド内の長さ情報は、追加のロング・トレーニング・シーケンスの長さを含まねばならない。こうすれば、８０２．１１ａシステムはＭＩＭＯ送信の期間だけ待機できる。ＭＩＭＯ受信機は追加のロング・トレーニング・シーケンスの長さを減算して正しいデータ長を得る。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムはまた、ＳＩＧＮＡＬフィールドをパケットの実際の長さ（単位：バイト）に変換できる必要がある。このためには、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、アンテナ数などのシステムの追加情報を有する必要がある。この追加情報はＳＩＧＮＡＬフィールド内の予備ビット内と、追加の副搬送波（ＳＩＧＮＡＬフィールドに追加の副搬送波も付加された時、または追加の信号フィールドが使用される場合）内に含めることができる。さらに、送信機でのパケット長がＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのケースでのＯＦＤＭ符号の数に適合する場合、多少の余裕が残っている。

期間をＯＦＤＭ符号の数で指定することで、データ量は送信機のＯＦＤＭ符号の数の倍数で大まかに指定されるにとどまる。例えば、３つの送信機のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでは、指定された期間に含まれるデータは３つのＯＦＤＭ符号の倍数に等しい。ただし、データは送信機のＯＦＤＭ符号の数の倍数に正確に一致する必要はない。例えば、データが第１の送信機の最終ＯＦＤＭ符号にのみに限られ、残りの２つの送信機の他の最終ＯＦＤＭ符号が空のままでもよい。さらに、データは第１の送信機の最終ＯＦＤＭ符号の一部だけでもよい。指定される長さはＯＦＤＭ符号の正確な倍数で指定する必要はないので、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭメッセージの継続期間を指定する際に残された追加の自由を用いて後者を指定することがさらに可能である。

最終ＯＦＤＭ符号は、ＯＦＤＭ符号の総数に等しい期間である収容データ・バイト数で指定してもよい。空状態の最終ＯＦＤＭ符号の数は追加的に指定する必要がある。これをパディングＯＦＤＭ符号と呼ぶ。３つの送信アンテナのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでは、ＯＦＤＭパディング符号の数は１または２である。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信データ内のパディング符号はロング・トレーニング符号と同様、ＳＩＧＮＡＬフィールドの追加の副搬送波を用いて指定できる。または、それらはＳＥＲＶＩＣＥフィールド内の予備ビットを用いて指定できる。

さらに、最終データＯＦＤＭ符号に含まれるバイト数を指定できるが、これはこの符号内のパディング・ビット数を固有に指定する。ただし、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信データはパディング符号も含むことができ、これらの符号はＬＥＮＧＴＨおよびＲＡＴＥフィールドから取り出すことはできないので、追加的に指定しなければならない。

さらに、ロング・トレーニング符号およびＳＩＧＮＡＬフィールドを使用するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭは、異なるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ構成にスケーラブルにすることができる。例えば、３つの送信アンテナを備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは２つの送信アンテナを備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに容易にスケールバックできる。さらに、２つの受信アンテナしか備えていないＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムはチャネルをトレーニングして、３つの送信アンテナによるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信のＳＩＧＮＡＬフィールドを解釈でき、したがって、パケットの継続期間だけ待機することができる（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ受信機の場合の技法と同様）。したがって、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムはＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇシステムおよび低次のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムと共存することができる。

送信アンテナの数はどのチャネル係数がどの送信アンテナに属するかの標識をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機に提供するので、ロング・トレーニング符号を使用しているＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、スケーラブルな送信アンテナの数を事前に知っておく必要がある。図１０は２つの送信アンテナＴ_χ ^１およびＴ_χ ^２ならびに３つの受信アンテナＲ_χ ^１、Ｒ_χ ^２およびＲ_χ ^３（Ｒ_χ ^１のみ図示する）を使用するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの例を示す。受信機が送信機のアンテナ構成を知ると、受信機は係数を並べ変えて該当するチャネルを予測できる。

ただし、斜めにロードされるＳＩＧＮＡＬフィールドは、送信アンテナの数を知らなくても検出して復号化できる。各々の受信アンテナは同じデータを受信し、これは最大比率組合せ（ＭＲＣ）技法を用いて組み合わせることができるので、ＳＩＧＮＡＬフィールドは受信データよりもさらに品質が高くなる。

別の変形形態では、ＳＩＧＮＡＬフィールドは送信アンテナの数とＯＦＤＭパディング符号の数とを受信機に知らせる情報（追加の副搬送波の使用を伴う）を含むことができる。前述したように、帯域の端部の無効副搬送波を十分に評価できるには、２ｘ２ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでは、２つの追加の副搬送波が必要であり、３ｘ３ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでは、４つの追加の副搬送波が必要である。２つの副搬送波が追加されたことで利用可能なビットが２つ増える。４つの副搬送波が追加されたということは利用可能なビットが４つ増えたということを意味する。

上記のように、ＳＩＧＮＡＬフィールド内の予備ビットを用いてシステムのタイプ（ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭまたはＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム）を指定できる。追加の副搬送波による第１の追加ビットを用いて２送信アンテナと３送信アンテナを区別できる。第２の追加ビットを用いてＯＦＤＭパディング符号の数（オプションは３つの送信機について１または２パディング符号）を指定できる。これら２つの追加ビットは元のＳＩＧＮＡＬフィールドで符号化できないため、他のＳＩＧＮＡＬフィールト・ビットより堅牢でない。ただし、残りの２つのビットを用いて単一エラー訂正ブロック符号を実行することでさらに堅牢性を追加できる。また、２つの残りのビットを、高次ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを考慮する時に必要とされるような追加の指定情報に使用できる。また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇシステムに関してＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに同様のフレーム構造体が採用される時は、ＳＥＲＶＩＣＥフィールドの予備ビットにより多くの情報を記憶できることに留意することも有益である。

斜めにロードされたＳＩＧＮＡＬフィールドの積極的な財産は、それが実際に第３のロング・トレーニング符号として役に立つということである。復号化と復調の後では、ＳＩＧＮＡＬフィールドの追加ビットは知られているので、チャネルのトレーニングに使用できる。ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムのＳＩＧＮＡＬフィールドは、ＢＰＳＫ変調および符号化率が１／２の畳み込み符号化を用いて同じ堅牢な方法で常に変調および符号化されるので、良好な受信が容易にできる。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信内のＳＩＧＮＡＬフィールドはさらに堅牢である。これはＳＩＧＮＡＬフィールドが複数のアンテナによって受信され、したがって、最適な方法で組み合わせることができるからである。よって、第３のロング・トレーニング符号としてのＳＩＧＮＡＬフィールドの使用は実現可能な解決策である。

ただし、ＳＩＧＮＡＬフィールドの復号化は時間がかかり、チャネル予測に使用する際の待ち時間が増加することに留意されたい。待ち時間が問題になると、第１のチャネル予測は２つのロング・トレーニング符号に基づくことができ、後で更新できる。さらに、後方互換性とスケーラビリティが重要でない時には、ＳＩＧＮＡＬフィールドは周波数オフセット予測には使用されないので、移相斜めロードできる。トレーニング符号およびＳＩＧＮＡＬフィールドの移相斜めロードは高いパフォーマンスを生むことが分かる（Ｂ．Ｄｒｉｅｓｅｎの論文「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ」、Ｄｅｓｉｇｎ Ｎｏｔｅ、ＯＳＤＮ１０Ａ、２００３年を参照）。移相斜めロードされた符号で、各符号が最初別々に処理されてその後組み合わされる時に固有の補間エラーは小さくなる。

さらに、トレーニング符号が各アンテナ上で繰り返される時に、フル電力を送信できなければならないことに留意されたい。移相斜めにロードされた符号で、電力／Ｎ_ｔで送信できることだけが必要であり、その結果、より高価でない電力増幅器が（ＰＡ）が得られる。さらに、大半の時間での制約要因は法規に規定する出力電力ではなく、ＰＡそれ自体が歪を伴わずにこれらの高出力を達成できないので、追加電力で送信することが可能である。

図１１は、５つの送信アンテナＴ_χ ^１〜Ｔ_χ ^５を備えたシステム（ＬＴ１およびＬＴ２はロング・トレーニング符号、ＳＩＧＮＡＬはＳＩＧＮＡＬフィールド）のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭプレアンブル構造体の例を示す。斜めにロードされたロング・トレーニング符号およびＳＩＧＮＡＬフィールドで、３ｘ３ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭは上記の方法で実現できる。高次ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、正確なチャネル予測を可能にするために追加のトレーニングを必要とする。一般に、送信アンテナを１つ追加するたびに、トレーニング符号を１つ追加する必要がある。したがって、例示の５ｘ５ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは４つのロング・トレーニング符号と１つのＳＩＧＮＡＬフィールドとを必要とする。第１の３つの送信アンテナに属するチャネルは最初の２つのロング・トレーニング符号およびＳＩＧＮＡＬフィールドで予測され、最後の２つの送信機に関連するチャネルは最後の２つのロング・トレーニング符号で予測される。

図１２は、本発明の特徴を組み込んだ例示的ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機１２００のブロック図である。図１２に示すように、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機１２００は複数の受信アンテナ１２１５−１〜１２１５−Ｎ_ｒ、および受信機ＲＸ_１〜ＲＸ_Ｎｒを含む。時間および周波数同期化が段階１２２０で実行され、同期化された受信信号が周期プレフィックスを除去する段階１２２５およびチャネル予測段階１２３５に適用される。段階１２２５で周期プレフィックスが除去されると、段階１２３０で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が実行される。検出および復号化ブロック１２４５は、チャネル予測１２３５を用いて、ＭＩＭＯ検出（Ｎ_ｃ副搬送波について）、位相ずれおよび振幅ドループ訂正、マッピング解除、デインタリーブ、パンチャリング解除および復号化を実行する。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム受信機１２００が後方互換でなければならない場合、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機１２００は同等に斜めにロードされたトレーニング符号およびＳＩＧＮＡＬフィールドを以下のように用いてチャネル予測１２３５を実行できる。
１．ＳＮＲ内のゲインに２つのロング・トレーニング符号を追加する。
２．その結果得られるロング・トレーニング符号を周波数ドメインに変換する。
３．ロング・トレーニング符号を復調してその結果、不完了チャネル予測を得る。
４．ＳＩＧＮＡＬフィールドを周波数ドメインに変換する。
５．不完了チャネル予測を用いてＳＩＧＮＡＬフィールドを検出して復号化する。
６．ＳＩＧＮＡＬフィールドを復調して不完了チャネルの別の予測を生成する。
７．復調されたＳＩＧＮＡＬフィールドおよび復調されたトレーニング符号を総計してスケーリング（不完了チャネル予測を総計）する。
８．知られている副搬送波間で補間を行って完了チャネル予測を計算する。
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機１２００が後方互換である必要がなければ、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機は移相斜めにロードされたトレーニング符号およびＳＩＧＮＡＬフィールドで以下のようにチャネル予測１２３５を実行できる。
１．ロング・トレーニング符号およびＳＩＧＮＡＬフィールドを周波数ドメインに変換する。
２．ロング・トレーニング符号を復調する。
３．ロング・トレーニング符号を別々に補間する。
４．補間されたロング・トレーニング符号を総計しスケーリングする。
５．ＳＩＧＮＡＬフィールドを検出して復号化する。
６．ＳＩＧＮＡＬフィールドを復調する。
７．ＳＩＧＮＡＬフィールドを補間する。
８．補間されたＳＩＧＮＡＬフィールドとトレーニング符号とを組み合わせてチャネル予測を更新する。
本明細書に図示し説明してきた実施形態および変形形態は本発明の原理の例示に過ぎず、本発明の範囲および精神を逸脱することなく当業者は本発明をさまざまに変更できることを理解されたい。

Ｎ_ｔ個の送信機とＮ_ｒ個の受信機とからなる従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを示す図である。 逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の入力の６４個の副搬送波からなるＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ標準に準拠する従来のロング・トレーニング符号を示す図である。 従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇロング・トレーニング符号の周波数ドメインの表現を示す図である。 ３つの送信アンテナを有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの本発明の特徴を組み込んだロング・トレーニング符号を示す図である。 本発明の第１の実施形態によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムロング・トレーニング符号の周波数ドメインの表現を示す図である。 本発明の第２の実施形態によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムロング・トレーニング符号の周波数ドメインの表現を示す図である。 オール１のデータ・シーケンスが本発明の斜めロード技法に従って送信される時の３つの例示の送信アンテナの副搬送波を示す図である。 従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇプレアンブル構造体を示す図である。 本発明の機能を組み込んだＭＩＭＯ−ＯＦＤＭプレアンブル構造体を示す図である。 ２つの送信アンテナおよび３つの受信アンテナを使用するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの本発明によるスケーラビリティの一例を示す図である。 ５つの送信アンテナを備えたシステムの例示のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭプレアンブル構造体を示す図である。 本発明の例示のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。

Claims (20)

1. マルチ・アンテナ通信システム内で複数の送信アンテナを有する送信機によって送信されるデータを少なくとも１つの受信アンテナで受信する方法であって、
   次の送信まで待機する期間の標識を受信する工程を含み、前記複数の送信アンテナにわたってＳＩＧＮＡＬフィールドを斜めにロードすることで低次受信機が前記標識を解釈できるように、前記標識が送信され、そして、
   示された前記期間だけ待機する工程とを含む方法。
2. 前記標識が、８０２．１１ａ／ｇ標準に準拠する前記ＳＩＧＮＡＬフィールド内で送信される請求項１に記載の方法。
3. 複数の送信アンテナを有する少なくとも１つの送信機を有するマルチ・アンテナ通信システム内の受信機であって、
   次の送信まで待機する期間の標識を受信する少なくとも１つの受信アンテナを含み、前記複数のアンテナにわたってＳＩＧＮＡＬフィールドを斜めにロードすることで低次受信機が前記標識を解釈できるように、前記標識が送信され、そして、
   示された前記期間だけ待機する手段を含む受信機。
4. 前記標識が、８０２．１１ａ／ｇ標準に準拠する前記ＳＩＧＮＡＬフィールド内で送信される請求項３に記載の受信機。
5. 前記期間が、前記送信の期間及び前記送信の長さのうちの１つとして表される請求項１に記載の方法。
6. 前記ＳＩＧＮＡＬフィールドは、前記マルチ・アンテナ通信システムの前記アンテナの数を示す請求項１に記載の方法。
7. 前記アンテナの数により、前記受信機はチャネル係数を対応する送信アンテナと相関付けることができる請求項６に記載の方法。
8. 前記期間が、前記送信の期間及び前記送信の長さのうちの１つとして表される請求項３に記載の受信機。
9. 前記ＳＩＧＮＡＬフィールドは、前記マルチ・アンテナ通信システムの前記アンテナの数を示す請求項３に記載の受信機。
10. 前記アンテナの数により、前記受信機はチャネル係数を対応する送信アンテナと相関付けることができる請求項９に記載の受信機。
11. マルチ・アンテナ通信システム内で複数の送信アンテナを有する送信機によってデータを送信する方法であって、
    次の送信まで待機する期間の標識を決定する工程と、
    前記次の送信まで待機する前記期間の前記標識を送信する工程とを含み、前記複数の送信アンテナにわたってＳＩＧＮＡＬフィールドを斜めにロードすることで低次受信機が前記標識を解釈できるように、前記標識が送信される、方法。
12. 前記標識が、８０２．１１ａ／ｇ標準に準拠する前記ＳＩＧＮＡＬフィールド内で送信される請求項１１に記載の方法。
13. 前記期間が、前記送信の期間及び前記送信の長さのうちの１つとして表される請求項１１に記載の方法。
14. 前記ＳＩＧＮＡＬフィールドは、前記マルチ・アンテナ通信システムの前記アンテナの数を示す請求項１１に記載の方法。
15. 前記アンテナの数により、前記受信機はチャネル係数を対応する送信アンテナと相関付けることができる請求項１４に記載の方法。
16. マルチ・アンテナ通信システム内の送信機であって、
    Ｎ個の送信アンテナを含み、前記Ｎ個の送信アンテナは、前記Ｎ個の送信アンテナの少なくとも１つを用いて少なくとも１つのトレーニング符号を送信し、次の送信まで待機する期間の標識を送信するものであり、そして、前記複数の送信アンテナにわたってＳＩＧＮＡＬフィールドを斜めにロードすることで低次受信機が前記標識を解釈できるように、前記標識が送信される、送信機。
17. 前記標識が、８０２．１１ａ／ｇ標準に準拠する前記ＳＩＧＮＡＬフィールド内で送信される請求項１６に記載の送信機。
18. 前記期間が、前記送信の期間及び前記送信の長さのうちの１つとして表される請求項１６に記載の送信機。
19. 前記ＳＩＧＮＡＬフィールドは、前記マルチ・アンテナ通信システムの前記アンテナの数を示す請求項１６に記載の送信機。
20. 前記アンテナの数により、前記受信機はチャネル係数を対応する送信アンテナと相関付けることができる請求項１９に記載の送信機。

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