JP4602020B2 - 温度補償回路 - Google Patents

Description

本発明は、温度によって出力電圧が変動する信号を補正する回路に関する。

従来の温度補償回路においては、例えば特開平６−１７４４８９号公報に示されるような温度補償回路では、補正量調整電圧を発生する手段、２つの抵抗が直列に接続された分圧回路、温度係数の異なる２つの温度補償用抵抗、この温度係数の異なる抵抗にそれぞれ前記補正量調整電圧に比例した電流を流す手段、および前記２つの温度補償用抵抗に流れる電流に応じた電流を前記分圧回路の２つの抵抗の接続点に供給し、かつ前記接続点に供給される電流の極性を異ならせる手段からなる回路で構成されていた。この温度補償回路の回路構成を図５に示す。図５の回路図において、３は温度補償回路で、バイポーラ集積回路により構成されている。

従来の温度補償回路は以上の様に構成されているので、接続点１０に温度によって変化する温度補償出力電圧Ｖｏ
Vo=(R1/(R1+R2))×VDD+(1/R3-1/R4)×((R1×R2)/(R1+R2))×Vi (式1)
が得られる。ここで、（式１）の右辺第２項の（１／Ｒ３−１／Ｒ４）×（（Ｒ１×Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２））×Ｖｉは、温度によって電圧が変化する温度補正項ΔＶであり、温度補償用抵抗Ｒ３とＲ４の抵抗値により温度補正の正または負の極性を決定し、補正量調整電圧Ｖｉにより、その電圧補正量を調整することが可能である。また、温度補償基準温度Ｔ０において、温度補償用抵抗Ｒ３とＲ４の抵抗値が等しくなるように抵抗値を選定することにより、温度補償基準温度Ｔ０においては、いかなる補正量調整電圧Ｖｉでも温度補正項ΔＶはゼロとなり、補正量調整電圧Ｖｉに依らない温度補償出力電圧Ｖｏを得ることが出来る。

以上のように構成されている従来の温度補償回路は、温度補償基準温度において温度補償用抵抗の抵抗値が等しくなるように抵抗値を選定する必要がある。すなわち、温度補償用抵抗の抵抗値または抵抗比を温度補償基準温度において測定し、調整手段を用いて、抵抗値が等しくなるように調整する、または抵抗比が１となるように調整する必要がある。温度補償基準温度における抵抗値または抵抗比の測定値の誤差は、温度補償基準温度の誤差となるため、抵抗値または抵抗比の測定を高精度に行う必要があるが、従来の温度補償回路においては、回路内の配線抵抗等による抵抗や、回路と測定装置間の配線抵抗等の抵抗により、抵抗比の測定結果に誤差が生じるという問題がある。

以下に、温度補償用抵抗の抵抗比を測定する方法の一例を説明する。

図５の回路において、接続点１７の補正量調整電圧Ｖｉと端子１０の温度補償出力電圧Ｖｏを以下に示す４つの各条件のように設定し、端子１０に流れる電流を測定する。

第１条件：Ｖｉ＝ＶＳＳ、Ｖｏ＝ＶＳＳ
第２条件：Ｖｉ＝ＶＳＳ、Ｖｏ＝ＶＤＤ
第３条件：Ｖｉ≠ＶＳＳ、Ｖｏ＝ＶＳＳ
第４条件：Ｖｉ≠ＶＳＳ、Ｖｏ＝ＶＤＤ
ここで、第１条件〜第４条件の各条件での端子１０に流れる電流の測定値をそれぞれ電流測定値ＩＴ１〜ＩＴ４とおく。また第３条件と第４条件における補正量調整電圧Ｖｉの電圧値は等しいとする。

はじめに、配線抵抗等のない理想的な場合を考える。

Ｖｉ＝ＶＳＳの時には、温度補償用抵抗Ｒ３、Ｒ４の両端の電圧がＶＳＳであり同電位であるから、抵抗Ｒ３、Ｒ４に流れる電流はゼロとなる。従って、トランジスタＴｒ５およびＴｒ７に流れる電流はゼロとなる。一方で、Ｖｉ≠ＶＳＳの時には、温度補償用抵抗Ｒ３、Ｒ４の両端にかかる電圧は（Ｖｉ−ＶＳＳ）となるから、温度補償用抵抗Ｒ３、Ｒ４にはそれぞれ（Ｖｉ−ＶＳＳ）／Ｒ３、（Ｖｉ−ＶＳＳ）／Ｒ４の電流が流れる。

また、Ｖｏ＝ＶＳＳの時には、接続点１１の電圧はＶＳＳと等しくなり、抵抗Ｒ２の両端の電圧、およびトランジスタＴｒ７のエミッタ端子とコレクタ端子の電圧がＶＳＳとなるため、抵抗Ｒ２とトランジスタＴｒ７に流れる電流はゼロとなる。一方で、Ｖｏ＝ＶＤＤの時には、接続点１１の電圧はＶＤＤと等しくなり、抵抗Ｒ１の両端の電圧、およびトランジスタＴｒ５のエミッタ端子とコレクタ端子の電圧がＶＤＤとなるため、抵抗Ｒ１とトランジスタＴｒ５に流れる電流はゼロとなる。

従って、第１条件の場合、電流測定値ＩＴ１は抵抗Ｒ１に流れる電流に等しく、
|IT1|=(VDD-VSS)/R1 (式2)
となる。第２条件の場合は、電流測定値ＩＴ２は抵抗Ｒ２に流れる電流に等しく、
|IT2|=(VDD-VSS)/R2 (式3)
となる。また、第３条件の場合、電流測定値ＩＴ３は抵抗Ｒ１とトランジスタＴｒ５に流れる電流の和に等しく、
|IT3|=(VDD-VSS)/R1+(Vi-VSS)/R3 (式4)
となる。第４条件の場合は、電流測定値ＩＴ４は抵抗Ｒ２とトランジスタＴｒ７に流れる電流の和に等しく、
|IT4|=(VDD-VSS)/R2+(Vi-VSS)/R4 (式5)
となる。

以上の（式２）〜（式５）から、温度補償用抵抗Ｒ４とＲ３の抵抗比
R4/R3=(|IT3|-|IT1|)/(|IT4|-|IT2|) (式6)
が求まる。

抵抗値の調整においては、（式６）のＲ３とＲ４の抵抗比が１となるように抵抗値を調整すれば、Ｒ３とＲ４の抵抗値が等しくなる。

調整方法としては、一例として、次が挙げられる。例えば、集積回路においては、抵抗はウェハ平面上に形成されており、その抵抗値は、長さ／幅×シート抵抗で決まる。測定値から求めたＲ４／Ｒ３の値をＡとすると、温度補償用抵抗Ｒ３を調整する場合には、抵抗Ｒ３の抵抗値をＡ倍に調整すればＲ３とＲ４の抵抗値が等しくなるから、抵抗Ｒ３の幅を初期設計値の（１／Ａ）倍となるようにトリミングすればよい。

以上の方法を用いることにより、温度補償基準温度での温度補償用抵抗の抵抗比を求め、抵抗値を調整することが可能である。

次に、配線抵抗等の存在する現実的な場合を考える。図５の回路構成のうち、温度補償用抵抗の測定に影響の大きい抵抗は、図５に示すように、接続点１１と温度補償出力電圧Ｖｏ端子の間の配線の抵抗による抵抗Ｒｐ１、およびＶｏ端子から電流測定装置への配線の抵抗、Ｖｏ端子での接触抵抗などによる抵抗Ｒｐ２である。

端子１０の電流を測定する際に、抵抗Ｒｐ１、Ｒｐ２に電流が流れることにより、抵抗Ｒｐ１、Ｒｐ２の両端子間に電位差が生じるため、端子１０の電圧と接続点１１の電圧が等しくなくなる。この影響を考慮して、上記の理想的な場合と同様に、各条件での各抵抗およびトランジスタに流れる電流の式をたて、測定電流値との関係式を求めると、次のようになる。

(|IT3|-|IT1|)×(1+(Rp1+Rp2)×(R1+R2)/(R1×R2))=(Vi-VSS)/R3-Ib3 (式7)
(|IT4|-|IT2|)×(1+(Rp1+Rp2)×(R1+R2)/(R1×R2))=(Vi-VSS)/R4-Ia4 (式8)
ここに、Ｉｂ３は第３条件でトランジスタＴｒ７のエミッタ−コレクタ間の電位差がゼロでないことにより流れる電流、Ｉａ４は第４条件でトランジスタＴｒ５のエミッタ−コレクタ間の電位差がゼロでないことにより流れる電流である。電流Ｉｂ３およびＩａ４はそれぞれ温度補償用抵抗Ｒ３、Ｒ４に流れる電流に等しい電流と期待されるが、各条件でのトランジスタＴｒ７、Ｔｒ５のそれぞれのエミッタ−コレクタ間の電位差は、抵抗Ｒｐ１、Ｒｐ２の両端に発生する電圧の和に等しいため、トランジスタＴｒ７、Ｔｒ８からなるカレントミラー回路、また、トランジスタＴｒ３、Ｔｒ５からなるカレントミラー回路を正常に動作させるには不十分な電圧であり、Ｉｂ３およびＩａ４にはそれぞれ温度補償用抵抗Ｒ３、Ｒ４に流れる電流に等しい電流が流れていない。よって、電流Ｉｂ３およびＩａ４の電流値は不明確な値となる。

また、（式７）、（式８）の左辺の（１＋（Ｒｐ１＋Ｒｐ２）×（Ｒ１＋Ｒ２）／（Ｒ１×Ｒ２））において、抵抗Ｒｐ１とＲｐ２を数１００Ω程度と見積もり、抵抗Ｒ１とＲ２を数１００ｋΩと設計すると、第２項は約１／１０００となり、ほぼ０と近似できる。以上の近似を行うと（式７）、（式８）はそれぞれ次の様に表される。

|IT3|-|IT1|=(Vi-VSS)/R3-Ib3 (式9)
|IT4|-|IT2|=(Vi-VSS)/R4-Ia4 (式10)
（式９）、（式１０）から、温度補償用抵抗Ｒ４とＲ３の抵抗比
R4/R3=(|IT3|-|IT1|+Ib3)/(|IT4|-|IT2|+Ia4) (式11)
が求まる。

従って、抵抗Ｒｐ１、Ｒｐ２によって生じる電流Ｉｂ３、Ｉａ４により、温度補償用抵抗の抵抗比に誤差が生じるので、温度補償基準温度に誤差が生じることになる。
特開平６−１７４４８９号公報

以上の述べたように、従来の温度補償回路においては、温度補償用抵抗の抵抗値または抵抗比を高精度に測定することができず、高精度な温度補償基準温度を得ることができないという課題があった。

本発明はこのような課題を解決して、高精度な温度補償回路を提供するものである。

本発明の温度補償回路は、２つの温度補償用抵抗に流れる電流に応じた電流を分圧回路の２つの抵抗の接続点に供給する電流供給手段の機能を停止する電流停止手段を設け、温度補償基準温度での温度補償用抵抗の抵抗比を高精度に測定し、高精度な温度補償基準温度を得ることができるようにしたものである。

更に、分圧回路とＶＤＤおよびＶＳＳの間にスイッチを設けた。

本発明の温度補償回路は、分圧抵抗に電流を供給する手段に電流を止める手段を追加することで、大幅に面積を増加することなく、温度補償用抵抗の抵抗比の測定を高精度に行うことができるため、製造コストの増加を最小限に抑えて、高精度な温度補償基準温度を得ることができる。

図１は、本発明の第１の実施例を表した回路図である。図１において、温度補償回路１は、補正量調整電圧を発生する抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６からなる分圧抵抗と、オペアンプＯＰ１、ＯＰ２と、温度補償用抵抗Ｒ３、Ｒ４と、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２からなる分圧抵抗と、ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ８と、スイッチＳＷ１、ＳＷ２と、端子１０とで構成される。ここに、温度補償用抵抗Ｒ３とＲ４はお互いに異なる温度係数を持つ抵抗である。また図１のＶＤＤは電源電圧端子、ＶＳＳは接地電圧端子である。接続点１７の電圧を補正量調整電圧Ｖｉ、端子１０の電圧を温度補償出力電圧とする。

抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６は電源電圧端子ＶＤＤと接地電圧端子ＶＳＳ間に直列に接続される。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の接続点は、オペアンプＯＰ１とＯＰ２の非反転入力端子に接続される。オペアンプＯＰ１、ＯＰ２の出力は、それぞれＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のゲートに接続される。ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のソースは、それぞれ抵抗Ｒ３、Ｒ４の一方の端子にそれぞれ接続点１２、１３にて接続され、それぞれオペアンプＯＰ１、ＯＰ２の反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ３とＲ４のもう一方の端子は接地電圧端子ＶＳＳに接続される。ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインは、接続点１４にてＭＯＳトランジスタＭ３のドレインとゲート、またＭＯＳトランジスタＭ５のゲートに接続される。ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインは、接続点１５にてＭＯＳトランジスタＭ４のドレインとゲート、またＭＯＳトランジスタＭ６のゲートに接続される。接続点１４、１５と接地電圧端子ＶＳＳの間には、それぞれスイッチＳＷ１、ＳＷ２が接続される。ＭＯＳトランジスタＭ６のドレインは、接続点１６にてＭＯＳトランジスタＭ８のドレインとゲート、またＭＯＳトランジスタＭ７のゲートに接続される。ＭＯＳトランジスタＭ３とＭ５、Ｍ４とＭ６、Ｍ７とＭ８は、それぞれカレントミラー回路を構成している。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２は電源電圧端子ＶＤＤと接地電圧端子ＶＳＳ間に直列に接続さる。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点１１にＭＯＳトランジスタＭ５、Ｍ７のドレインが接続される。接続点１１の電圧は温度補償出力端子Ｖｏに導出される。

温度補償回路１は以上の様に構成されており、次のように動作する。

接続点１２と接続点１３の電圧は、それぞれオペアンプＯＰ１とＯＰ２の仮想接地により、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の接続点の電圧に等しく、補正量調整電圧Ｖｉとなる。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の両端子間の電位差は（Ｖｉ−ＶＳＳ）となるから、それぞれの抵抗に流れる電流をＩａ、Ｉｂとすると、
Ia=(Vi-VSS)/R3 (式12)
Ib=(Vi-VSS)/R4 (式13)
となる。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の抵抗比を任意に選定することにより、補正量調整電圧Ｖｉは任意に調整することが可能であるから、電流Ｉａ、Ｉｂは、任意に調整可能である。ＭＯＳトランジスタＭ３とＭ５、Ｍ４とＭ６、Ｍ７とＭ８の各カレントミラー回路のミラー比を１とすると、スイッチＳＷ１、ＳＷ２がオフの場合には、ＭＯＳトランジスタＭ５、Ｍ７には、それぞれ電流Ｉａ、Ｉｂが流れる。スイッチＳＷ１がオンの場合には、ＭＯＳトランジスタＭ５のゲート−ソース間電圧がゼロとなるから、補正量調整電圧Ｖｉがいかなる電圧であってもＭＯＳトランジスタＭ５には電流が流れない。また、スイッチＳＷ２がオンの場合には、ＭＯＳトランジスタＭ６のゲート−ソース間電圧がゼロとなるから、ＭＯＳトランジスタＭ６には電流が流れず、従って、補正量調整電圧Ｖｉがいかなる電圧であってもＭＯＳトランジスタＭ７にも電流が流れないことになる。

また、接続点１１の電圧は、端子１０に電流が流れない場合には、温度補正出力電圧Ｖｏに等しいので、接続点１１の電圧をＶｏとおく。このとき抵抗Ｒ１、Ｒ２に流れる電流は、それぞれ電流をＩ１、Ｉ２とすると、
I1=(VDD-Vo)/R1 (式14)
I2=Vo/R2 (式15)
となる。スイッチＳＷ１とＳＷ２がともにオフの場合、接続点１１にＭＯＳトランジスタＭ５の電流Ｉａが流入し、接続点１１からＭＯＳトランジスタＭ７の電流Ｉｂが流出するから、接続点１１における電流の式は、
Ia+I1=I2+Ib (式16)
となる。（式１６）に（式１２）〜（式１５）を代入し、Ｖｏについて解くと、
Vo=(R1/(R1+R2))×VDD+(1/R3-1/R4)×((R1×R2)/(R1+R2))×Vi (式17)
となる。（式１７）は（式１）と同様であり、スイッチＳＷ１とＳＷ２がオフの場合には、本実施例の回路は従来の温度補償回路と同様の動作をする。つまり、温度補償用抵抗Ｒ３とＲ４の抵抗値により正または負の温度補正を決定し、補正量調整電圧Ｖｉにより、その電圧補正量を調整することが可能である。また、温度補償基準温度Ｔ０において、温度補償用抵抗Ｒ３とＲ４の抵抗値が等しくなるように抵抗値を調整することにより、温度補償基準温度Ｔ０においては、いかなる補正量調整電圧Ｖｉでも温度補正項ΔＶはゼロとなり、補正量調整電圧Ｖｉに依らない温度補正出力電圧Ｖｏを得ることが出来る。

本実施例の温度補償回路においても、従来の温度補償回路と同様に、温度補償基準温度において温度補償用抵抗の抵抗値が等しくなるように抵抗値を選定する必要がある。測定方法としては、例えば、前述の「発明が解決しようとする課題」にて記述した方法とほぼ同様の方法を用いることができる。ただし、図１に示した本実施例の温度補償回路においても、現実的には図２に示すように回路内の配線抵抗等による抵抗Ｒｐ１や、回路と測定装置間の配線抵抗、端子１０における接触抵抗、スイッチ等による抵抗Ｒｐ２が存在するため、前述の「発明が解決しようとする課題」にて記述した方法と全く同じく測定を行うと、電流Ｉｂ３、Ｉａ４の影響を受けて、抵抗比を高精度に測定することができない。しかし、以下のような方法をとることにより、抵抗比を高精度に測定することができる。

以下に、抵抗Ｒｐ１、Ｒｐ２の影響を抑えて、温度補償用抵抗の抵抗比を高精度に測定する方法を説明する。図１に示す回路において、前述の「発明が解決しようとする課題」にて記述した方法と同様の測定を、第１条件から第４条件の各条件に以下に示す条件を追加して行う。

第１条件：ＳＷ１＝オフ、ＳＷ２＝オフ
第２条件：ＳＷ１＝オフ、ＳＷ２＝オフ
第３条件：ＳＷ１＝オフ、ＳＷ２＝オン
第４条件：ＳＷ１＝オン、ＳＷ２＝オフ
第３条件でスイッチＳＷ２をオンすることにより、ＭＯＳトランジスタＭ６に電流が流れなくなり、ＭＯＳトランジスタＭ７にも電流が流れなくなるため、（式１１）において電流Ｉｂ３がゼロとなる。また、第４条件でスイッチＳＷ１をオンすることにより、ＭＯＳトランジスタＭ５に電流が流れなくなるため、（式１１）において電流Ｉａ４がゼロとなる。従って（式１１）は
R4/R3=(|IT3|-|IT1|)/(|IT4|-|IT2|) (式18)
となり、（式６）と同じになる。従って、抵抗Ｒｐ１、Ｒｐ２が存在する場合においても、温度補償用抵抗の抵抗値を高精度に測定することが可能となり、高精度な温度補償基準温度を得ることができる。

図３の本発明の第２の実施例の温度補償回路の回路図を示す。

スイッチＳＷ２の代わりに、接続点１６と接地電圧ＶＳＳとの間にスイッチＳＷ３を接続してもよい。スイッチＳＷ３をオンすることにより、ＭＯＳトランジスタＭ７に流れる電流をゼロにすることができる。

更に、分圧回路の抵抗Ｒ１と電源電圧ＶＤＤ間にスイッチＳＷ４を、抵抗Ｒ２と接地電圧ＶＳＳとの間にスイッチＳＷ５を接続する構成とした。この構成とすることにより、温度補償用抵抗の抵抗比を求める測定の工程数を削減することが可能となる。

以下に、温度補償用抵抗の抵抗比を測定する方法の一例を説明する。

図３において、接続点１７の補正量調整電圧Ｖｉと端子１０の温度補償出力電圧Ｖｏ、スイッチＳＷ１、ＳＷ３〜５を以下に示す２つの各条件のように設定し、端子１０に流れる電流を測定する。

第１条件：Ｖｉ≠ＶＳＳ、Ｖｏ＝ＶＳＳ
ＳＷ１＝オフ、ＳＷ３＝オン、ＳＷ４＝オフ、ＳＷ５＝オフ
第２条件：Ｖｉ≠ＶＳＳ、Ｖｏ＝ＶＤＤ
ＳＷ１＝オン、ＳＷ３＝オフ、ＳＷ４＝オフ、ＳＷ５＝オフ
ここで、第１条件と第２条件における補正量調整電圧Ｖｉの電圧値は等しいとする。第１条件と第２条件でスイッチＳＷ４とＳＷ５をオフすることにより、それぞれ抵抗Ｒ１とＲ２に電流は流れなくなる。従って、第１条件の場合の電流測定値ＩＴ１は抵抗Ｒ３に流れる電流に等しく、
|IT1|=(Vi-VSS)/R3 （式19）
となる。第２条件の場合の電流測定値ＩＴ２は抵抗Ｒ４に流れる電流に等しく、
|IT2|=(Vi-VSS)/R4 （式20）
となる。以上から、温度補償用抵抗Ｒ３とＲ４の抵抗比は、以下のように求まる。

R4/R3=|IT1|/|IT2| （式21）
従って、温度補償用抵抗の抵抗比をより少ない測定工程で求めることが出来る。

また、本実施例では便宜上、スイッチを単にスイッチとしたが、制御信号によってオン／オフ可能な素子であれば、例えばＰＭＯＳトランジスタによるスイッチや、ＮＭＯＳトランジスタによるスイッチ、トランスミッションゲート等を用いても良い。また本実施例では、ＭＯＳトランジスタ構成による温度補償回路ついて説明したが、ＭＯＳトランジスタの代わりにバイポーラトランジスタやＦＥＴ等を用いた温度補償回路についても、同様に適用することができる。

また、温度補償用抵抗の測定においては、上記方法は一例であり、他の方法を用いても構わない。

図４は、本発明の温度補償回路を用いたセンサ信号処理回路図である。

本発明の温度補償回路をセンサ信号処理回路に適用する際の回路構成の一例について示したものである。温度補償回路１の端子１０は、オペアンプＯＰ３の非反転入力端子に接続される、オペアンプＯＰ３の出力端子は、反転入力端子に接続され、ボルテージフォロワとして動作する。またオペアンプＯＰ３の出力端子は、ピエゾ抵抗型センサ２の端子２１に接続され、センサ駆動電圧となる。ピエゾ抵抗型センサ２の端子２２は接地電圧ＶＳＳに接続される。

図４の回路は以上の様に構成されており、次のように動作する。ピエゾ抵抗型センサ２の端子２３と端子２４の電圧の電圧差は一般的にスパン電圧と呼ばれ、ピエゾ抵抗型センサの出力となる。しかし、一般的にスパン電圧は温度依存性を持ち、また製造工程のバラツキにより、センサ素子はひとつひとつ異なるスパン電圧の温度依存性を持つ。スパン電圧はセンサ駆動電圧により変化するので、スパン電圧の温度依存性を打ち消すように、センサ駆動電圧に温度依存性をもたせることにより、温度によらない一定のスパン電圧を得ることができる。個々のセンサ素子のもつスパン電圧の温度依存性は、温度補償回路１の内部の補正量調整電圧Ｖｉを調整することにより、個々のセンサ素子に対して最適なセンサ駆動電圧の温度依存性を選択することができる。

本発明の第１の実施例の温度補償回路の回路図である。 本発明の第１の実施例の温度補償回路の測定回路図である。 本発明の第２の実施例の温度補償回路の回路図である。 本発明の温度補償回路を用いたセンサ信号処理回路図である。 従来の温度補償回路を示す回路図である。 図５の温度補償回路内の測定回路図である。

符号の説明

１ 温度補償回路
１０〜１７ 接続点
Ｖｉ 補正量調整電圧
Ｖｏ 温度補償出力電圧
Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗
Ｍ１〜Ｍ８ ＭＯＳトランジスタ
ＳＷ１〜ＳＷ５ スイッチ
ＯＰ１〜ＯＰ３ オペアンプ
ＶＤＤ 電源電圧端子
ＶＳＳ 接地電圧端子
Ｒｐ１、Ｒｐ２ 配線抵抗、接触抵抗、スイッチ抵抗等による抵抗
Ａ１ 電流計
２ ピエゾ抵抗型センサ
２１〜２４ ピエゾ抵抗型センサの端子
３ 従来の温度補償回路
Ｔｒ１〜Ｔｒ８ バイポーラトランジスタ

Claims (4)

1. 温度係数の異なる第１および第２の温度補償用抵抗と、
   補償量調整電圧を発生する手段と、
   ２つの抵抗が直列に接続された分圧回路と、
   前記第１および第２の温度補償用抵抗に前記補償量調整電圧を印加する手段と、
   前記第１の温度補償用抵抗に流れる電流に応じた電流を前記分圧回路の２つの抵抗の接続点に供給する第１の電流供給手段と、
   前記第２の温度補償用抵抗に流れる電流に応じた電流の極性を異ならせて前記分圧回路の２つの抵抗の接続点に供給する第２の電流供給手段と、
   からなる温度補償回路において、
   前記第１および第２の電流供給手段の機能を停止する電流停止手段を設けたことを特徴とする温度補償回路。
2. 前記分圧回路の直列に接続された２つの抵抗に流れる電流を制御するスイッチを設けたことを特徴とする請求項１記載の温度補償回路。
3. 前記電流停止手段は、前記第１および第２の電流供給手段を構成するカレントミラー回路のＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間を短絡するスイッチであることを特徴とする請求項１記載の温度補償回路。
4. 前記温度補償回路は、ＣＭＯＳトランジスタで構成されていることを特徴とする請求項１記載の温度補償回路。
   
   
   

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