JP4559908B2 - Operational amplifier - Google Patents
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本発明は、電気・電子装置に広く適用される演算増幅器に関し、特に、入力側と出力側との演算増幅回路間に接続されるバッファ回路の消費電流を最適化する演算増幅器に関する。 The present invention relates to an operational amplifier widely applied to electric / electronic devices, and more particularly to an operational amplifier that optimizes current consumption of a buffer circuit connected between operational amplifier circuits on an input side and an output side.
図2は、特許文献1に記載されている従来の演算増幅器10の回路図であり、差動増幅回路A1の出力と出力増幅回路A2の入力の間にバッファ回路ABを具備するものである。即ち、この演算増幅器10は、差動増幅回路A1及び出力増幅回路A2と、差動増幅回路A1の出力端と出力増幅回路A2の入力端との間にバッファ回路ABを直列に接続して構成されている。更に、差動増幅回路A1の出力端及びバッファ回路ABの接続間と出力増幅回路A2の出力端との間に、抵抗値RCの抵抗器と静電容量CCのコンデンサとを直列に接続して構成された位相補償回路を備えている。差動増幅回路A1の例としては、図8のような回路が考えられ、入力V+とV−の電圧差Vinを増幅し、Vxを出力する。また、Ci2は出力増幅回路A2の入力容量、CiBはバッファ回路ABの入力容量、CLは出力端容量、ILは出力電流(出力負荷電流)、Vinは差動増幅回路への入力電圧、Voutは出力増幅回路の出力端からの出力電圧、VX及びVyは動作電圧である。
Figure 2 is a circuit diagram of a conventional operational amplifier 10 which is described in
上記回路の小信号等価回路は図3のようになり、伝達関数H(S)は下式(1)のように求められる。 The small signal equivalent circuit of the above circuit is as shown in FIG. 3, and the transfer function H (S) is obtained as in the following equation (1).
但し、DCゲインA0、極P1〜P4、零点Zは下式(2)〜(7)の通りである。 However, the DC gain A 0 , the poles P 1 to P 4 , and the zero point Z are as shown in the following equations (2) to (7).
ここで、
gm1 :差動増幅回路A1の伝達コンダクタンス
gm2 :出力増幅回路A2の伝達コンダクタンス
Ro1 :差動増幅回路A1の出力インピーダンス
Ro2 :出力増幅回路A2の出力インピーダンス
P4 :バッファ回路ABを追加することによって生じる極
RoB :バッファ回路ABの出力インピーダンス
CiB :バッファ回路ABの入力容量
GB :バッファ回路ABのDCゲイン(バッファの場合には、通常1)
つまり、抵抗値RCと容量値CCの値により極P1〜P3、及び零点Zを任意の場所に設定することができる。フェーズマージンを確保するための一般的な設計手法としては、DCゲインA0と極P1の積によって表現されるGB積に対して、極P2を高域に設定することであり、
gm1: transconductance of the differential amplifier circuit A 1 gm2: output amplifier transconductance of the circuit A 2 Ro1: output impedance of the differential amplifier circuit A 1 Ro2: a buffer circuit A B: Output amplifier A 2 output impedance P 4 pole Ro B caused by adding: output impedance Ci of the buffer circuit a B B: input capacitance of the buffer circuit a B G B: DC gain of the buffer circuit a B (in the case of the buffer, usually 1)
That is, the resistance value R C and the capacitance value C C pole P by the
この式(8)となる様に抵抗値RCと抵抗値CCの値を決定し、極P2、零点Zを高域に設定する。つまり、(2)〜(7)式より次式(9)となる。 The resistance value R C and the resistance value C C are determined so as to satisfy this equation (8), and the pole P 2 and the zero point Z are set to a high range. That is, the following equation (9) is obtained from the equations (2) to (7).
また、極P3に関しては(5)、(8)式より次式(10)となる。 Further, with respect to the pole P 3 (5), a (8) the following equation from the equation (10).
この式(11)となり、極P3はGB積に対して十分高域に存在することになるので、これは位相特性を劣化させない。
また、バッファ回路ABの出力に生じる極P4に関しては、バッファ回路ABの出力インピーダンスRoBが次式(12)の条件
The equation (11) and, since the pole P 3 will be present in sufficient high frequency with respect to GB product, which does not degrade the phase characteristic.
With respect to the pole P 4 occurring in the output of the buffer circuit A B, condition of the output impedance Ro B is the formula of the buffer circuit A B (12)
図4は、バッファ回路の一例を示す。通常は、PMOSのソース端子にはバイアス電流IBを供給する回路が接続される(図示せず)。このバッファ回路ABはPMOSのソースフォロワで構成され、出力インピーダンスRoBは1/gmで表される。ここでgmはバッファ回路ABの伝達コンダクタンスである。
一般的に、飽和領域にいるMOSの伝達コンダクタンスgmはドレイン電流の平方根に比例するため、バッファ回路ABの出力インピーダンスRoBは、バイアス電流Ibの平方根に反比例することになる。このように、バッファ回路の出力インピーダンスは一般的にバイアス電流に依存する。
FIG. 4 shows an example of the buffer circuit. Normally, a circuit for supplying a bias current IB is connected to the source terminal of the PMOS (not shown). The buffer circuit A B is a PMOS source follower, the output impedance Ro B is represented by 1 / gm. Where gm is the transconductance of the buffer circuit A B.
Generally, since the transfer conductance gm of the MOS being in the saturation region is proportional to the square root of the drain current, the output impedance Ro B of the buffer circuit A B will be inversely proportional to the square root of the bias current Ib. As described above, the output impedance of the buffer circuit generally depends on the bias current.
従って、出力インピーダンスRoBを小さくするには、バッファ回路ABのバイアス電流を増やすと良い。同様に、差動増幅回路A1の伝達コンダクタンスgm1を小さくするには、差動増幅回路A1のバイアス電流を減らすと良い。
このときの位相特性を図5に示す。但し、図5においては、縦軸をゲイン(gain)及び位相(phase)とし、横軸を周波数(Frq)とした。図5に示すように位相特性を劣化させる極P4はユニティ・ゲイン周波数f0よりも高域にシフトしていることがわかる。ここで、零点Z、極P2及び極P3は、極P4よりも更に高域にあるため図示していない。このように、位相特性を劣化させる極(ここでは極P4)をユニティ・ゲイン周波数f0よりも高域にシフトさせてフェーズマージンを確保することが出来る。つまり、ユニティ・ゲイン周波数f0近傍までは位相特性をDCゲインA0と極P1だけで表現される1次の系とみなすことができ、位相特性を改善することができる。
The phase characteristics at this time are shown in FIG. However, in FIG. 5, the vertical axis is gain and phase, and the horizontal axis is frequency (Frq). As shown in FIG. 5, it can be seen that the pole P 4 that deteriorates the phase characteristic is shifted to a higher frequency than the unity gain frequency f 0 . Here, the zero point Z, pole P 2 and pole P 3 are not shown because they are still higher range than the pole P 4. In this way, the phase margin can be secured by shifting the pole (here, the pole P 4 ) that deteriorates the phase characteristics to a higher frequency than the unity gain frequency f 0 . That is, the phase characteristic can be regarded as a primary system expressed only by the DC gain A 0 and the pole P 1 up to the vicinity of the unity gain frequency f 0 , and the phase characteristic can be improved.
ところで、従来の演算増幅器10はレギュレータ等に用いられるが、このような用途の演算増幅器10の出力電流は0から大電流までと幅が広い。演算増幅器10の出力電流ILが0の状態は、例えば負荷回路がパワーダウンした状態などである。このため、演算増幅器10自体の消費電流も減らしたいという要望がある。
ここで、一般的に出力増幅回路A2は、図6に示すように、ソース接地されたP型MOSトランジスタ(単に、PMOSとも略す)で実現され、そのPMOS11にバイアス電流を供給するバイアス電流源12を備えている。例えば、演算増幅器10の出力電流ILが0の時、このPMOS11に流れる電流はバイアス電流源12から供給されているバイアス電流のみの小電流となるため、PMOS11の伝達コンダクタンスgm2は小さくなる。結果として(4)式で表される極P2はf0よりも低域に移動し、フェーズマージンがとれなくなってしまう。
By the way, the conventional operational amplifier 10 is used for a regulator or the like, but the output current of the operational amplifier 10 for such a purpose has a wide range from 0 to a large current. Output current I L is zero state of the operational amplifier 10, for example, load circuit or the like while powered down. For this reason, there is a demand for reducing the current consumption of the operational amplifier 10 itself.
Here, as shown in FIG. 6, the output amplifier circuit A 2 is generally realized by a source-grounded P-type MOS transistor (simply abbreviated as PMOS) and supplies a bias current to the
そこで、上式(7)で示される零点Zを高域に飛ばすのではなく、より低域に移動することで、極P2によるフェーズの減少を相殺させ、フェーズマージンを確保することが一般的である。このときの位相特性を図7に示す。但し、図7においては、縦軸をゲイン(gain)及び位相(phase)とし、横軸を周波数(Frq)とした。
図7からわかるように、零点Zは高域にあるのではなく低域にあり、さらに言えば極P2の近傍にあることで極P2によるフェーズの減少を相殺させていることがわかる。この場合は、上式(7)からわかるように、抵抗器の抵抗値RC、コンデンサの静電容量CCを大きくすれば良い。
Therefore, it is general that the zero point Z expressed by the above equation (7) is not moved to a high frequency, but moved to a low frequency, so that the decrease in phase due to the pole P 2 is offset and the phase margin is secured. It is. The phase characteristics at this time are shown in FIG. However, in FIG. 7, the vertical axis is gain and phase, and the horizontal axis is frequency (Frq).
As can be seen from Figure 7, the zero point Z is located in the low frequency rather than in a high frequency range, it can be seen that by offsetting the decrease in phase by pole P 2 in that further in the vicinity of if pole P 2 terms. In this case, as can be seen from the above equation (7), the resistance value R C of the resistor and the capacitance C C of the capacitor may be increased.
さらに、抵抗器をPMOSで構成し、出力増幅回路のPMOSの伝達コンダクタンスgm2の変動に応じて抵抗器の抵抗値RCを変化させる。即ち、極P2と同様に、伝達コンダクタンスgm2の変動に応じて零点Zを変化させることにより、零点Zと極極P2の相対関係を維持してフェーズマージンを確保する位相補償手法が用いられる。 Further, the resistor is constituted by a PMOS, and the resistance value RC of the resistor is changed according to the fluctuation of the PMOS transfer conductance gm 2 of the output amplifier circuit. That is, like the pole P 2, by changing the zero point Z in accordance with a variation in the transfer conductance gm 2, the phase compensation technique to ensure a phase margin while maintaining the gulp relative relationship P 2 and zeros Z are used .
しかし、図7のように、極P2がユニティ・ゲイン周波数f0よりも低域にあり、図5の場合と比べユニティ・ゲイン周波数f0が低域に移動しているため、高域にシフトされた極P4は、フェーズマージンにほとんど影響を与えないことになる。従って、バッファ回路ABの出力インピーダンスRoBは必ずしも上式(12)を満たす必要はない。このことより、上式(12)を満足するために行っていたバッファ回路ABのバイアス電流を増やすことは、特に出力電流ILが小さい場合には、必要分よりも多めに消費電流を使っていることになる。
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、位相補償特性の劣化をさせることなく、消費電流をより減らすことができる演算増幅器を提供することを目的としている。
However, as shown in FIG. 7, there pole P 2 is the low range than unity gain frequency f 0, because the unity gain frequency f 0 as compared with the case of FIG. 5 is moved to the low frequency, the high frequency band the shifted pole P 4 was would have little effect on the phase margin. Therefore, the output impedance Ro B of the buffer circuit A B is not always necessary to satisfy the above equation (12). From this fact, it is increasing the bias current of the buffer circuit A B which has been performed in order to satisfy the above equation (12), particularly when the output current I L is small, with a larger amount consumed current than necessary content Will be.
The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide an operational amplifier capable of further reducing current consumption without deteriorating phase compensation characteristics.
上記目的を達成するために、本発明の請求項1による演算増幅器は、互いに直列に接続された差動増幅回路、バッファ回路及び出力増幅回路と、前記差動増幅回路及び前記バッファ回路の接続点と前記出力増幅回路の出力端との間に直列に接続された抵抗器とコンデンサとを有する演算増幅器において、前記出力増幅回路の出力段に流れる電流に基づいて前記バッファ回路のバイアス電流を発生し、このバイアス電流を前記バッファ回路のバイアスとして供給するバイアス電流発生回路を備えたことを特徴とする。
この構成によれば、バッファ回路に供給されるバイアス電流が、出力増幅回路に流れる電流、即ち演算増幅器の出力電流に依存するので、出力電流が0であったり僅かであったりする時には、バッファ回路に供給されるバイアス電流が少なくて済み、この結果、演算増幅器の消費電流を減らすことができる。
In order to achieve the above object, an operational amplifier according to
According to this configuration, since the bias current supplied to the buffer circuit depends on the current flowing through the output amplifier circuit, that is, the output current of the operational amplifier, when the output current is zero or small, the buffer circuit As a result, the current consumption of the operational amplifier can be reduced.
また、本発明の請求項2による演算増幅器は、請求項1において、前記バッファ回路の出力インピーダンスは、前記出力増幅回路の伝達コンダクタンスに応じて変動することを特徴とする。
この構成によれば、伝達コンダクタンスに応じて変動する零点Z及び極P2との相対関係を維持し、フェーズマージンを確保したままでいることができる。従って、フェーズマージンを確保しつつ、演算増幅器の出力電流が小さい時の消費電流を削減することができる。
また、本発明の請求項3による演算増幅器は、請求項1又は2において、前記バッファ回路はソースフォロワで構成され、前記バイアス電流は、前記バッファ回路のソース端子に供給されることを特徴とする。
そして、本発明の請求項4による演算増幅器は、請求項1乃至3のいずれか1項において、前記バイアス電流発生回路は、前記出力増幅回路の出力段に流れる電流に比例した電流と電流源の電流とを加算し、加算した電流を前記バイアス電流として発生することを特徴とする。
The operational amplifier according to
According to this configuration, maintaining the relative relationship between the zero point Z and pole P 2 that varies according to the transfer conductance can remain securing the phase margin. Therefore, the current consumption when the output current of the operational amplifier is small can be reduced while securing the phase margin.
The operational amplifier according to a third aspect of the present invention is the operational amplifier according to the first or second aspect, wherein the buffer circuit is constituted by a source follower, and the bias current is supplied to a source terminal of the buffer circuit. .
An operational amplifier according to a fourth aspect of the present invention is the operational amplifier according to any one of the first to third aspects, wherein the bias current generating circuit includes a current proportional to a current flowing through an output stage of the output amplifier circuit and a current source. The current is added, and the added current is generated as the bias current.
以上説明したように本発明によれば、位相補償特性の劣化をさせることなく、消費電流をより減らすことができるという効果がある。 As described above, according to the present invention, there is an effect that current consumption can be further reduced without deteriorating the phase compensation characteristic.
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。
図1は、本発明の実施の形態に係る演算増幅器の構成を示す回路図である。
図1に示す演算増幅器20において、A1は差動増幅回路、ABはバッファ回路、A2はソース接地されたPMOS21で構成された出力増幅回路であり、バッファ回路ABにバイアス電流を供給するバイアス電流発生回路Bを備えたことを特徴としている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. However, parts corresponding to each other in all the drawings in this specification are denoted by the same reference numerals, and description of the overlapping parts will be omitted as appropriate.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an operational amplifier according to an embodiment of the present invention.
In the operational amplifier 20 shown in FIG. 1, A 1 is a differential amplifier circuit, A B is the buffer circuit, A 2 is an output amplifier circuit comprised of PMOS21 which is grounded source, supplying a bias current to the buffer circuit A B A bias current generating circuit B is provided.
バイアス電流発生回路Bは、PMOS22と電流源23を備え、そのPMOS22のゲート端が出力増幅回路A2のPMOS21のゲート端に接続され、更に、PMOS22のドレイン電流と電流源23を流れる電流が加算され、これがバッファ回路ABのバイアス電流Ibとなるようになっている。但し、CiBはバッファ回路ABの入力容量、CLは出力端容量である。
Bias current generating circuit B includes a PMOS22 and the
バッファ回路ABは、出力電圧Voutが所望の値となるようにPMOS21にゲート電圧を与える。PMOS22のゲート電圧はPMOS21と共通であるため、PMOS22のドレイン電流はPMOS21のドレイン電流に比例した値となっている。PMOS22のドレイン電流はPMOS21のドレイン電流とは無関係な0も取り得る電流源23の電流と加算され、これがバイアス電流Ibとなる。このバイアス電流Ibは、図4に示したバッファ回路ABのソース端子に供給される。
Buffer circuit A B, the output voltage Vout is provide a gate voltage to the PMOS21 to be a desired value. Since the gate voltage of the
このように、バッファ回路ABに供給されるバイアス電流Ibは、出力増幅回路A2を構成するPMOS21に流れる電流、即ち演算増幅器20の出力電流ILに依存するので、出力電流ILが0であったり僅かであったりする時には、バッファ回路ABに供給されるバイアス電流Ibは少なくて済み、この結果、演算増幅器20の消費電流を減らすことができる。 Thus, the bias current Ib to be supplied to the buffer circuit A B, a current flowing through the PMOS21 constituting the output amplifier A 2, that is, depends on the output current I L of the operational amplifier 20, the output current I L 0 by the time or a slight or even in, the bias current Ib to be supplied to the buffer circuit a B requires less, as a result, it is possible to reduce the current consumption of the operational amplifier 20.
また、上述したように、バッファ回路ABの出力インピーダンスRoBはバイアス電流Ibに依存するので、バッファ回路ABの出力インピーダンスRoBを出力増幅回路A2のPMOS21を流れる電流、即ち出力増幅回路A2の伝達コンダクタンスgm2に応じて変動させることが可能となる。従って、上式(6)からわかるように、極P4は出力増幅回路A2の伝達コンダクタンスgm2に応じて変動させることが可能となる。 As described above, since the output impedance Ro B of the buffer circuit A B depends on the bias current Ib, the current flowing through the PMOS21 buffer circuit A output impedance Ro B output amplifier circuit A 2 of B, that the output amplifier circuit It is possible to vary according to the transfer conductance gm 2 of A 2 . Therefore, as can be seen from the above equation (6), the pole P 4 can be changed according to the transfer conductance gm 2 of the output amplifier circuit A 2 .
ここで、出力電流ILが0であったり僅かであったりする時には、バッファ回路ABに供給されるバイアス電流Ibは、出力増幅回路A2を構成するPMOS21に流れる電流、即ち演算増幅器20の出力電流ILに依存するので、少なくなっており、極P4は低域に移動することになる。
しかし、極P4は出力増幅回路A2の伝達コンダクタンスgm2に応じて変動するので、同様に伝達コンダクタンスgm2に応じて変動する零点Z及び極P2との相対関係は維持され、フェーズマージンを確保したままでいることができる。
Here, when the output current I L or a small or a zero, the bias current Ib to be supplied to the buffer circuit A B, a current flowing through the PMOS21 constituting the output amplifier A 2, i.e. of the operational amplifier 20 Since it depends on the output current I L , it is less and the pole P 4 moves to the low band.
However, since the pole P 4 varies according to the transfer conductance gm 2 of the output amplifier circuit A 2 , the relative relationship between the zero Z and the pole P 2 that similarly varies according to the transfer conductance gm 2 is maintained, and the phase margin Can remain secure.
以上のように、本実施の形態の演算増幅器20によれば、演算増幅器20の出力電流ILが小さく、上式(2)で表される極P2が低域にある図7のような場合に、上式(6)で表される極P4をフェーズマージンが確保できる範囲で低域に移動することが可能となり、且つ演算増幅器20の消費電流を削減することができる。言い換えれば、位相補償特性の劣化をさせることなく、消費電流をより減らすことができる。 As described above, according to the operational amplifier 20 of this embodiment, the output current I L of the operational amplifier 20 is small, as shown in FIG. 7 the poles P 2 represented by the above formula (2) is in the low range In this case, it is possible to move the pole P 4 represented by the above formula (6) to a low frequency within a range in which the phase margin can be secured, and the current consumption of the operational amplifier 20 can be reduced. In other words, the current consumption can be further reduced without deteriorating the phase compensation characteristics.
10,20 演算増幅器
11,21,22 P型MOSトランジスタ
12,23 電流源
A1 差動増幅回路
A2 出力増幅回路
AB バッファ回路
B バイアス電流発生回路
Ib バイアス電流
IL 出力負荷電流
CL 出力負荷容量
RC 抵抗値
CC 静電容量
Ci2 寄生容量(出力増幅回路の入力容量)
CiB 寄生容量(バッファ回路の入力容量)
IL 出力負荷電流
CL 出力端容量
Vin 差動増幅回路への入力電圧
Vout 出力増幅回路からの出力電圧
VX,Vy 動作電圧
gm1 差動増幅回路の伝達コンダクタンス
gm2 出力増幅回路の伝達コンダクタンス
Ro1 差動増幅回路の出力インピーダンス
Ro2 出力増幅回路の出力インピーダンス
Vds ドレイン−ソース電圧
Vdd ドレイン電源電圧
RoB バッファ回路の出力インピーダンス
GB バッファ回路のDCゲイン
10, 20
Ci B parasitic capacitance (input capacitance of buffer circuit)
I L output load current C L output terminal capacitance V in Input voltage to differential amplifier circuit V out Output voltage from output amplifier circuit V X , V y Operating voltage gm 1 Transfer conductance of differential amplifier circuit gm 2 Output amplifier circuit output impedance Vds drain of the output impedance Ro 2 output amplifier circuit of the transconductance Ro 1 differential amplifier circuit - DC gain of the output impedance G B buffer circuit of the source voltage Vdd drain supply voltage Ro B buffer circuit
Claims (4)
前記出力増幅回路の出力段に流れる電流に基づいて前記バッファ回路のバイアス電流を発生し、このバイアス電流を前記バッファ回路のバイアスとして供給するバイアス電流発生回路を備えたことを特徴とする演算増幅器。 A differential amplifier circuit, a buffer circuit, and an output amplifier circuit connected in series with each other, and a resistor connected in series between a connection point of the differential amplifier circuit and the buffer circuit and an output terminal of the output amplifier circuit And an operational amplifier having a capacitor,
An operational amplifier comprising a bias current generating circuit that generates a bias current of the buffer circuit based on a current flowing through an output stage of the output amplifier circuit and supplies the bias current as a bias of the buffer circuit.
前記バイアス電流は、前記バッファ回路のソース端子に供給されることを特徴とする請求項1又は2記載の演算増幅器。The operational amplifier according to claim 1, wherein the bias current is supplied to a source terminal of the buffer circuit.
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Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6298809A (en) * | 1985-10-24 | 1987-05-08 | Nec Corp | Phase compensating circuit |
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Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6298809A (en) * | 1985-10-24 | 1987-05-08 | Nec Corp | Phase compensating circuit |
JP2001160722A (en) * | 1999-12-02 | 2001-06-12 | Yamaha Corp | Differential amplifier circuit |
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