JP4505777B2

JP4505777B2 - Frequency demultiplexing circuit and multi-band antenna switch laminated module composite parts

Info

Publication number: JP4505777B2
Application number: JP2001051051A
Authority: JP
Inventors: 啓介深町; 茂釼持; 光弘渡辺; 裕之但井
Original assignee: Hitachi Metals Ltd
Current assignee: Hitachi Metals Ltd
Priority date: 2001-02-26
Filing date: 2001-02-26
Publication date: 2010-07-21
Anticipated expiration: 2021-02-26
Also published as: JP2002252567A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数分波回路、およびそれらに好適なマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品に関し、特に２つ以上の異なる周波数の信号を１つのアンテナを共用して送受信するものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯無線システムには、例えば主に欧州で盛んなEGSM900(Extended Global System for Mobile Communications 900)方式およびDCS(Digital Cellular System)方式、米国で盛んなPCS(Personal Communication Service)方式、日本で採用されているPDC(Personal Digital Cellular )方式などの様々なシステムがあるが、昨今の携帯電話の急激な普及に伴い、特に先進国の主要な大都市部においては各システムに割り当てられた周波数帯域ではシステム利用者を賄いきれず、接続が困難であったり、通話途中で接続が切断するなどの問題が生じている。そこで、利用者が複数のシステムを利用できるようにして、実質的に利用可能な周波数の増加を図り、さらにサービス区域の拡充や各システムの通信インフラを有効活用することが提唱されている。
【０００３】
前記利用者が複数のシステムを利用したい場合には、各システムに対応した携帯通信機を必要な分だけ持つか、あるいは複数のシステムで通信できる小型軽量の携帯通信機を持つ必要がある。後者の場合、１台の携帯通信機で複数のシステムを利用可能とするには、システム毎の部品を用いて携帯通信機を構成すればよいが、信号の送信系においては、例えば希望の送信周波数の送信信号を通過させるフィルタ、送受信回路を切り換える高周波スイッチや送受信信号を入放射するアンテナ、また信号の受信系では、前記高周波スイッチを通過した受信信号の希望の周波数を通過させるフィルタ等の高周波回路部品が各システム毎に必要となる。このため、携帯通信機が高価になるとともに、体積および重量ともに増加してしまい携帯用としては不適であった。そこで複数のシステムに対応した小型軽量の高周波回路部品が必要になってきた。例えば、EGSMとDCSの２つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるデュアルバンド対応の高周波スイッチモジュール、あるいはEGSM、DCS、PCSの３つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるトリプルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特開平１１−２２５０８８号公報、特開２０００−１６５２８８号公報にそれぞれ開示されている。また高周波スイッチモジュールの小型化に関して特開平９−１５３８４０号公報には並列共振器と直列共振器及び移相器を基板内に内蔵することが開示されている。
【０００４】
【本発明が解決しようとする課題】
次世代携帯無線システムとしてWCDMA(Wide-band Code Division Multiple Access)方式のサービスが２００１年以降開始される予定であり、データ転送レートの高速化、通信チャネルの多重化などが期待できるため、急速に普及する事が予想される。このため現在携帯電話通信システムで大きなウェートを占めている、EGSM、DCS、PCSなどとあわせて、WCDMAにも対応した携帯無線機が必要となってきた。例えばEGSM方式(Tx：880〜915MHz Rx：925〜960MHz)とDCS方式（Tx：1710〜1785MHz Rx：1805〜1880MHz）、WCDMA方式（Tx：1920〜1980MHz Rx：2110〜2170MHz）、（Txは送信、Rxは受信を意味する）の３つのシステムに対応した高周波スイッチモジュールを構成するには、周波数分波回路(Diplexer)によりEGSMの周波数の信号とDCSあるいはWCDMAの周波数の信号を２分波した後に、図５の高周波スイッチ回路ＳＷ１によりEGSMの送受信信号を切り換え、ＳＷ２によりDCSの送受信信号とWCDMAの信号とを切り換える回路構成が従来の技術より容易に考案される。しかしながら従来の周波数分波回路では高周波側の通過帯域幅が300MHz程度であったため、DCS〜WCDMA帯域の帯域幅460MHz(1710〜2170MHz)のような周波数帯域をカバーすることは困難であった。例えば、上記特開平９−１５３８４０号公報ではこのような広帯域化による問題点全く意識しておらず、この回路のままではこの問題を解決することは出来なかった。
本発明では以上のような問題に鑑み、高周波側の通過帯域が広帯域で、かつ形状が小型の周波数分波回路、およびこれを用いたマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、下記の構成を主旨とする。
（１）周波数ｆ１の信号と、前記周波数ｆ１よりも相対的に高周波である周波数ｆ２の信号を分波する周波数分波回路において、前記周波数分波回路は、共通端子と低周波側の端子との間に設けられた、周波数ｆ１の信号を通過させる低周波側フィルタと、前記共通端子と高周波側の端子との間に設けられた、周波数ｆ２の信号を通過させる高周波側フィルタより構成され、低周波側フィルタは前記共通端子に電気的に接続された第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路と低周波側の端子との間に電気的に接続された第２の伝送線路と、前記第１および第２の伝送線路の接点とグランドの間に電気的に接続された、第３の伝送線路と第１の容量とからなる直列共振回路より構成され、前記第１の伝送線路と前記第２の伝送線路は周波数ｆ２において高インピーダンスであり、前記第１の伝送線路と前記第３の伝送線路の合計長さを、前記共通端子から前記低周波側の端子をみたインピーダンスが周波数ｆ２において高インピーダンスとなる電気長としたことを特徴とする周波数分波回路である。
本発明において高周波側フィルタは、前記共通端子に電気的に接続された、第２の容量と第４の伝送線路とからなる並列共振回路と、前記並列共振回路と前記高周波側の端子との間に電気的に接続された第３の容量と、前記並列共振回路と第３の容量の接点とグランドとの間に電気的に接続された第５の伝送線路より構成されるのが好ましい。
【０００６】
（２）（１）記載の周波数分波回路を構成する伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵したことを特徴とする周波数分波回路である。
【０００７】
（３）（１）または（２）記載の周波数分波回路と送受信信号を切り換える為のスイッチ回路とを複合し、アンテナで送受信する２つ以上の異なった周波数の信号を分波、切り換えするアンテナスイッチ積層モジュール複合部品であって、前記周波数分波回路および前記スイッチ回路を構成する伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵し、前記スイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子を積層基板上に搭載したことを特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品である。
【０００８】
２つの異なる周波数ｆ１、ｆ２（ｆ１＜ｆ２の関係にある）の信号を分波する周波数分波回路において、以下本発明の周波数分波回路の作用について説明する。
【０００９】
前記低周波側フィルタは、前記直列共振回路がｆ２の周波数で共振するため、ｆ２の信号を通過させない。一方、ｆ１の周波数ではマッチングが取れているため、ｆ１の信号を低損失で通過させる。
【００１０】
前記高周波側フィルタは、前記並列共振回路がｆ１の周波数で共振するため、ｆ１の信号を通過させない。一方、ｆ２の周波数ではマッチングが取れているため、ｆ２の信号を低損失で通過させる。
【００１１】
前記第１および前記第２の伝送線路は低周波数においては低インピーダンス、高周波数においては高インピーダンスとして働くため、ｆ１の信号は共通端子から低周波側の端子へと通過しやすく、ｆ２の信号は通過しにくい。
【００１２】
前記第３の伝送線路と前記第１の容量は直列共振回路を形成し、ｆ２の周波数で共振するようになっている。このためｆ２の信号は共通端子から低周波側の端子へ通過できない。またＰ１からＰ２の経路において、ｆ２より高周波側の信号は前記第１の容量を介してグランドへ吸収される。このためＰ１からＰ２の経路において、ｆ２より高周波側のノイズを低減できる。
【００１３】
前記第２の容量と前記第４の伝送線路は並列共振回路を形成し、ｆ１の周波数で共振するようになっている。このためｆ１の信号は共通端子から高周波側の端子へ通過できない。また、前記第２の容量は大きい値が望ましい。なぜなら、前記第２の容量が大きい方がｆ２の周波数においてより低インピーダンスとなるため、ｆ２の信号が共通端子から高周波側の端子へ通過しやすくなるからである。
【００１４】
前記第１の伝送線路と前記第３の伝送線路の合計の長さは、ｆ２の周波数における電気長がλ／４に相当するよう調整されている。したがって、共通端子からみた低周波側の端子のインピーダンスが無限大になり、ｆ２の信号が低周波側の端子へ通過できなくなる。この結果、ｆ２の信号が共通端子から高周波側の端子へ通過しやすくなる。
【００１５】
Ｐ１からＰ３の経路において、ｆ１より低周波側の信号は前記第３の容量を通過することができず、前記第５の伝送線路を介してグランドへ吸収される。このためＰ１からＰ３の経路において、ｆ１より低周波側のノイズを低減できる。
【００１６】
以上の作用から、高周波側の通過帯域が広帯域である周波数分波回路が得られる。
【００１７】
また本発明の周波数分波回路を構成する伝送線路および容量を積層基板に内蔵することにより小型で安価な周波数分波器が得られる。
【００１８】
また、本発明の周波数分波回路と、送受信信号を切り換える為のスイッチ回路とを複合し、前記周波数分波回路および前記スイッチ回路を構成する伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵し、前記スイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子、容量および抵抗を積層基板上に搭載することにより、アンテナで送受信する２つ以上の異なった周波数の信号を分波、切り換えするマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る周波数分波回路の実施形態について図面を参照して説明する。
【００２０】
（実施例１）
２つの異なる周波数ｆ１、ｆ２（ｆ１＜ｆ２の関係にある）の信号を分波する周波数分波回路において、本発明に係る周波数分波回路の等価回路を図１に示す。ここでＬ１〜Ｌ５は伝送線路、Ｃ１〜Ｃ３は容量、Ｐ１は共通端子、Ｐ２は低周波側の端子、Ｐ３は高周波側の端子をそれぞれ示す。
【００２１】
本発明において、Ｐ１とＰ２の間の回路が低周波側フィルタ（ＬＰＦ：ローパスフィルタ）を構成し、Ｐ１とＰ３の間の回路が高周波側フィルタ（ＨＰＦ：ハイパスフィルタ）を構成する。ＬＰＦはＰ１−Ｐ２間に電気的に直列に接続されたＬ１とＬ２、およびＬ１とＬ２の接点とグランドとの間に接続された、Ｌ３とＣ１とからなる直列共振回路から構成される。また、ＨＰＦはＰ１に接続されたＣ２とＬ４とからなる並列共振回路、前記並列共振回路とＰ３の間に接続されたＣ３、前記並列共振回路とＣ３の接点とグランドとの間に接続されたＬ５より構成される。
【００２２】
Ｌ１およびＬ２は低周波数においては低インピーダンス、高周波数においては高インピーダンスとして働くため、ｆ１の信号はＰ１からＰ２へと通過しやすく、ｆ２の信号は通過しにくい。この結果、Ｐ１からＰ３の経路において、ｆ２の信号の挿入損失が向上する。
【００２３】
Ｌ３とＣ１は直列共振回路を形成し、ｆ２の周波数で共振するように伝送線路の長さ、容量の大きさが調整されている。したがって、Ｐ１からＰ２の経路においてｆ２の信号が通過しにくく、Ｐ１からＰ３の経路におけるｆ２の信号の挿入損失が向上する。またＰ１からＰ２の経路において、ｆ２より高周波側の信号はＣ１を介してグランドへ吸収される。このためＰ１からＰ２の経路において、ｆ２より高周波側のノイズを低減できる。
【００２４】
Ｃ２とＬ４は並列共振回路を形成し、ｆ１の周波数で共振するように伝送線路の長さ、容量の大きさが調整されている。したがって、Ｐ１からＰ３の経路においてｆ１の信号が通過しにくく、Ｐ１からＰ２の経路におけるｆ１の信号の挿入損失が向上する。また、Ｃ２の容量値は大きい方が望ましい。なぜなら、Ｃ２の容量が大きい方がｆ２の周波数においてより低インピーダンスとなるため、ｆ２の信号がＰ１からＰ３へ通過しやすくなるからである。
【００２５】
Ｌ１とＬ３の合計の長さは、ｆ２の周波数における電気長がλ／４に相当するよう調整されている。したがって、Ｐ１からみたＰ２側のインピーダンスが無限大になり、ｆ２の信号がＰ１側へ通過できなくなる。この結果、ｆ２の信号がＰ１からＰ３へ通過しやすくなる。
【００２６】
Ｐ１からＰ３の経路において、ｆ１より低周波側の信号はＣ３の容量を通過することができず、Ｌ５の伝送線路を介してグランドへ吸収される。このためＰ１からＰ３の経路において、ｆ１より低周波側のノイズを低減できる。
【００２７】
本実施例の回路構成で周波数分波回路を構成することにより、特に高周波側の通過帯域が広帯域で低損失な周波数分波回路が得られる。また、等価回路中の伝送線路はインダクタとして働くため、チップインダクタを用いることもできるが、伝送線路および容量を積層基板に内蔵することにより、小型で安価な周波数分波器が容易に実現できる。
【００２８】
（実施例２）
本発明である図１の等価回路で示される周波数分波回路の特徴について説明する。実施例として、EGSM帯域とDCS帯域〜WCDMA帯域とを分波する周波数分波回路を考える。このとき低周波側の信号ｆ１はEGSMの帯域（880〜960MHz）であり、高周波側の信号ｆ２はDCS〜WCDMAの帯域（1710〜2170MHz）である。
【００２９】
したがって、図１においてＬ３とＣ１で構成される直列共振回路の共振周波数をｆ２の周波数に、Ｃ２とＬ４で構成される並列共振回路の共振周波数をｆ１の周波数にそれぞれ調整する。この時、Ｃ２の容量、およびＬ３の伝送線路長は大きい方が望ましい。Ｃ２が大きい方がＰ１からＰ３へのインピーダンスを低減でき、ｆ２の信号がＰ１からＰ３の経路に通過しやすくなるためである。また、Ｌ３が大きい方がＰ１からＰ２の経路におけるｆ２の減衰極の幅を大きくできるため、Ｐ１からＰ３の経路におけるｆ２の信号の通過帯域幅を広くすることができるためである。
【００３０】
Ｌ１とＬ３の合計の長さは、ｆ２の周波数における電気長がλ／４に相当するよう調整される。例えば、伝送線路のまわりの誘電体の誘電率が８の場合を考えると、ＤＣＳ帯域〜ＷＣＤＭＡの帯域の中心周波数約２ＧＨｚをｆ２として、λ／４＝１３．２ｍｍとなる。したがって、Ｌ１とＬ３の長さを約１３ｍｍ程度に設定することでＰ１からみたＰ２側のインピーダンスが無限大となり、ｆ２の信号がＰ１側へ通過できなくなる。この結果、ｆ２の信号がＰ１からＰ３へ通過しやすくなる。
【００３１】
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３端子の反射、各端子間のマッチングはＬ２、Ｌ５、Ｃ３の最適化により行う。この場合、ｆ１の周波数においては、Ｐ１、Ｐ２端子の反射係数ができるだけゼロ、Ｐ３端子の反射係数ができるだけ１になるようにＬ２、Ｌ５、Ｃ３の値を調整する。またｆ２の周波数においては、Ｐ１、Ｐ３端子の反射係数ができるだけゼロ、Ｐ２端子の反射係数ができるだけ１になるようにＬ２、Ｌ５、Ｃ３の値を調整する。
【００３２】
上記手順で実現された本発明に係る周波数分波回路の特性を図２に示す。比較のため、従来技術の周波数分波回路（図６に示される等価回路、特開平１０−９８３４８参照）の特性も図中に示した。なお、図６においてＬ６〜Ｌ８は伝送線路、Ｃ４〜Ｃ７は容量を示す。
【００３３】
図２より明らかなように本発明の周波数分波回路は広帯域で低損失であり、DCS〜WCDMA帯域（1710〜2170MHz）における挿入損失も０．２ｄB以内であることが確認できる。表１にＰ１−Ｐ３経路におけるDCS帯域〜WCDMA帯域での挿入損失の比較を示す。表１の（）内の値はリップル値と言い、システム帯域内での挿入損失の最大変化量を示す指標であり、小さい値が望まれる。表１より、本発明の周波数分波回路が挿入損失、リップルともに良好である事が確認できる。
【００３４】
【表１】

【００３５】
図２より、Ｐ１からＰ３経路の挿入損失が０．２ｄB、０．３ｄB、０．４ｄB以内となる帯域幅を算出し、表２に示す。本発明の周波数分波回路において０．２ｄB以内の帯域幅は５００MHｚであり、従来の回路と比較して非常に広帯域であることが確認できる。
【００３６】
【表２】

【００３７】
（実施例３）
本発明に係る一実施例の積層構造図を図４に、斜視図を図３に示す。この実施例はシート積層法を用いて構成したチップ状の積層型周波数分波器の実施例である。まず、セラミックグリーンシート１〜１２を用意する。本実施例では、９５０℃以下の低温焼成が可能なセラミック誘電材料を用いた。伝送線路、容量を形成しやすいように、シートの４０〜２００μｍの厚みのものを使用した。なお、誘電率は８である。このセラミックグリーンシート１〜１２を積層して図１の等価回路で示される周波数分波器を構成する。
【００３８】
図４において、最下層のシート１には、グランド電極３３が形成され、そのグランド電極３３は外部端子Ｔ４〜Ｔ８に接続されるように引き出し部を有する。伝送線路１３、１４、１５は等価回路のＬ１、伝送線路１６、１７、１８は等価回路のＬ３、伝送線路１９、２０、２１は等価回路のＬ２、伝送線路２２、２３、２４は等価回路のＬ４、伝送線路２５、２６、２７は等価回路のＬ５をそれぞれ形成している。また、電極２８とグランド電極３３により等価回路のＣ１、電極２９と電極３０、３２により等価回路のＣ２、電極３０、３２と電極３１により等価回路のＣ３がそれぞれ形成されている。図中の黒丸で示したスルーホールにより、前記記伝送線路および前記容量は下層のパターンと電気的に接続される。
【００３９】
伝送線路１３、２２および電極２９は外部端子Ｔ１へ、伝送線路１９は外部端子Ｔ２へ、電極３１は外部端子Ｔ３へそれぞれ接続されるように引出し部を有する。このときＴ１は等価回路における共通端子Ｐ１、Ｔ２は低周波側の端子Ｐ２、Ｔ３は高周波側の端子Ｐ３にそれぞれ対応する。
【００４０】
最上層には方向認識用マーク３４が形成されたシート１２が積層される。この積層体を約９００℃で一体焼成し、側面に端子用電極を形成して、積層型分波器を構成した。なおパターン電極はＡｇペーストをスクリーン印刷して形成した。
以上、本実施例により、図１に示す等価回路図の周波数分波器が構成できる。また、積層法を用いることにより外形寸法は１．６ｍｍ×０．８ｍｍで高さ０．８ｍｍと非常に小型で、低背化が実現できる。
【００４１】
（実施例４）
図５は、本発明の周波数分波回路とスイッチ回路、ＬＰＦおよびデュプレクサを複合させて、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＷＣＤＭＡの３つの異なる周波数の信号を分波、切り換えするトリプルバンドアンテナスイッチ積層モジュールのブロック図である。
【００４２】
図５において、ＡＮＴはＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＷＣＤＭＡの帯域の信号を入放射するためのアンテナ、ＳＷ１はＧＳＭシステムの送受信の切り換えを行うスイッチ回路、ＳＷ２はＤＣＳシステムの送受信およびＷＣＤＭＡシステムの切り換えを行うスイッチ回路、ＬＰＦ１、ＬＰＦ２は送信時のパワーアンプから発生する高調波信号を取り除くためのローパスフィルタ、ＤｕｐはＷＣＤＭＡシステムの送受信信号を分波するデュプレクサをそれぞれ意味する。
【００４３】
本実施例において、本発明の周波数分波回路を適用することにより、ＤＣＳ帯域とＷＣＤＭＡ帯域の両方の帯域を低損失にできる。このため、本実施例のアンテナスイッチモジュールを用いた携帯通信機の受信感度の向上および送信効率の向上が期待できる。
【００４４】
ＳＷ１およびＳＷ２のスイッチ回路は、公知のＰＩＮダイオードとλ／4共振器、容量、抵抗などから構成されるスイッチ回路、またはＧａＡｓ半導体を用いたＧａＡｓスイッチなどが使える。
【００４５】
また、本実施例の周波数分波回路、ＬＰＦ１、ＬＰＦ２、およびスイッチ回路を構成する、伝送線路と容量を積層基板に内蔵し、スイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子や容量および抵抗を積層基板上に搭載することにより、小型で安価なトリプルバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が実現可能となる。
【００４６】
（その他の実施例）
以上の実施例では主にEGSMとDCS、WCDMAを分波する周波数分波回路およびEGSM、DCS、WCDMAの３つの異なった周波数の信号を分波、切り換えするアンテナスイッチモジュールを例に挙げたが、これ以外にもDAMPS帯域(824〜894MHz)、PDC800帯域(810〜960MHz)、GPS帯域(1575.42MHz)、PCS帯域(1850〜1910MHz)、PHS帯域(1895〜1920MHz)、Bluetooth帯域(2400〜2484)などを対象にした場合も同様の効果が期待でき、デュアルバンド、トリプルバンド、クアッドバンド等のマルチバンドのアンテナスイッチモジュールも実現可能である。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によると、２つの異なった周波数を分波する周波数分波回路において、特に高周波側の通過帯域が広帯域で、低損失の周波数分波回路が提供される。また、本発明の周波数分波回路と送受信を切り換える為のスイッチ回路とを複合することで、アンテナで送受信する２つ以上の異なった周波数の信号を分波、切り換えするマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る周波数分波回路の等価回路図である。
【図２】本発明に係る周波数分波回路と従来技術による周波数分波回路との特性を比較する図である。
【図３】本発明に係る一実施例の斜視図である。
【図４】本発明に係る一実施例の積層構造図である。
【図５】本発明に係るマルチバンドアンテナスイッチモジュールの一例を示すブロック図である。
【図６】従来技術による周波数分波回路を示す等価回路図である。
【符号の説明】
ＡＮＴ：アンテナ
ＬＰＦ、ＬＰＦ１、ＬＰＦ２：ローパスフィルタ
ＨＰＦ：ハイパスフィルタ
ＳＷ１、ＳＷ２：スイッチ回路
Ｄｕｐ：デュプレクサ
Ｐ１：共通端子
Ｐ２：低周波側の端子
Ｐ３：高周波側の端子
Ｌ１〜Ｌ８：伝送線路
Ｃ１〜Ｃ７：容量
Ｔ１〜Ｔ８：外部端子
１〜１２：セラミックグリーンシート
１３〜２７：伝送線路形成用パターン電極
２８〜３２：容量形成用パターン電極
３３：グランド電極
３４：方向認識用マーク[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a frequency demultiplexing circuit and a multiband antenna switch laminated module composite component suitable for them, and more particularly, to one that transmits and receives signals of two or more different frequencies by sharing one antenna.
[0002]
[Prior art]
For example, EGSM900 (Extended Global System for Mobile Communications 900) method and DCS (Digital Cellular System) method, which are popular in Europe, PCS (Personal Communication Service) method, which is popular in the United States, are adopted in Japan. There are various systems such as PDC (Personal Digital Cellular) system, but with the rapid spread of mobile phones in recent years, the system is used in the frequency band allocated to each system, especially in major metropolitan areas in developed countries. There are problems such as being unable to cover the party, making it difficult to connect, and disconnecting during a call. Therefore, it has been proposed that the user can use a plurality of systems to increase the number of frequencies that can be substantially used, and further expand the service area and effectively use the communication infrastructure of each system.
[0003]
When the user wants to use a plurality of systems, the user needs to have a portable communication device corresponding to each system, or a small and lightweight portable communication device that can communicate with the plurality of systems. In the latter case, in order to be able to use a plurality of systems with one portable communication device, the portable communication device may be configured using components for each system. However, in the signal transmission system, for example, desired transmission High-frequency switches such as filters that pass transmission signals of frequencies, high-frequency switches that switch transmission / reception circuits, antennas that receive and emit transmission / reception signals, and filters that pass the desired frequency of reception signals that have passed through the high-frequency switch in signal reception Circuit components are required for each system. For this reason, the portable communication device becomes expensive and increases in volume and weight, which is not suitable for portable use. Therefore, small and lightweight high-frequency circuit components corresponding to a plurality of systems have become necessary. For example, a dual-band high-frequency switch module used in a portable communication device compatible with two systems EGSM and DCS, or a triple-band compatible high-frequency used in a portable communication device compatible with three systems EGSM, DCS, and PCS. Switch modules are disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open Nos. 11-225088 and 2000-165288, respectively. Further, regarding miniaturization of the high frequency switch module, Japanese Patent Laid-Open No. 9-153840 discloses that a parallel resonator, a series resonator and a phase shifter are built in the substrate.
[0004]
[Problems to be solved by the present invention]
The WCDMA (Wide-band Code Division Multiple Access) system service is scheduled to start after 2001 as a next-generation portable radio system, and it is expected to increase the data transfer rate and multiplex communication channels. It is expected to spread. For this reason, portable radios compatible with WCDMA have become necessary together with EGSM, DCS, PCS, etc., which currently occupy a large weight in mobile phone communication systems. For example, EGSM method (Tx: 880 to 915 MHz Rx: 925 to 960 MHz) and DCS method (Tx: 1710 to 1785 MHz Rx: 1805 to 1880 MHz), WCDMA method (Tx: 1920 to 1980 MHz Rx: 2110 to 2170 MHz), (Tx is transmitted) In order to construct a high-frequency switch module corresponding to three systems (Rx means reception), the signal of EGSM frequency and the signal of DCS or WCDMA frequency were divided into two by the frequency demultiplexer circuit (Diplexer) Later, a circuit configuration in which the EGSM transmission / reception signal is switched by the high-frequency switch circuit SW1 of FIG. However, in the conventional frequency demultiplexing circuit, since the pass bandwidth on the high frequency side is about 300 MHz, it is difficult to cover a frequency band such as the DCS to WCDMA bandwidth 460 MHz (1710 to 2170 MHz). For example, the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-153840 is completely unaware of the problems caused by such widening of the bandwidth, and this problem cannot be solved with this circuit.
In view of the above problems, the present invention has an object to provide a frequency demultiplexing circuit having a wide passband on the high frequency side and a small shape, and a multiband antenna switch laminated module composite component using the same. To do.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
The gist of the present invention is as follows.
(1) In a frequency demultiplexing circuit that demultiplexes a signal having a frequency f1 and a signal having a frequency f2 that is relatively higher than the frequency f1, the frequency demultiplexing circuit includes a common terminal and a low frequency side terminal. A low-frequency filter that passes a signal of frequency f1, and a high-frequency filter that passes a signal of frequency f2 provided between the common terminal and a high-frequency terminal. The low frequency side filter includes a first transmission line electrically connected to the common terminal, and a second transmission line electrically connected between the first transmission line and the low frequency side terminal. The first transmission line is composed of a series resonant circuit composed of a third transmission line and a first capacitor electrically connected between a contact point of the first and second transmission lines and a ground. said second transmission line to a frequency f2 and There are a high impedance, the total length of said first transmission line and the third transmission line, impedance viewed terminal of the low-frequency side from the common terminal is the electrical length becomes a high impedance at the frequency f2 This is a frequency demultiplexing circuit.
In the present invention, the high frequency filter includes a parallel resonant circuit that is electrically connected to the common terminal and includes a second capacitor and a fourth transmission line, and between the parallel resonant circuit and the high frequency terminal. a third capacitor electrically connected to the fifth preferred that Ru is constructed from transmission line electrically connected between the parallel resonant circuit and the third capacitor contact and ground.
[0006]
(2) A frequency demultiplexing circuit in which a part of a transmission line and a capacitor constituting the frequency demultiplexing circuit according to (1) are built in a laminated substrate.
[0007]
(3) An antenna that combines the frequency demultiplexing circuit according to (1) or (2) and a switch circuit for switching transmission / reception signals, and demultiplexes and switches signals of two or more different frequencies transmitted and received by the antenna. A switch laminated module composite component, wherein the frequency demultiplexing circuit and the transmission line constituting the switch circuit and a part of the capacitance are built in the laminated substrate, and the switch element constituting a part of the switch circuit is provided on the laminated substrate It is a multi-band antenna switch laminated module composite part characterized by being mounted on.
[0008]
The operation of the frequency demultiplexing circuit according to the present invention will be described below in a frequency demultiplexing circuit that demultiplexes signals of two different frequencies f1 and f2 (which have a relationship of f1 <f2).
[0009]
The low frequency side filter does not pass the signal of f2 because the series resonant circuit resonates at the frequency of f2. On the other hand, since the matching is obtained at the frequency of f1, the signal of f1 is passed with low loss.
[0010]
Since the parallel resonant circuit resonates at the frequency of f1, the high-frequency filter does not pass the signal of f1. On the other hand, since the matching is obtained at the frequency of f2, the signal of f2 is passed with low loss.
[0011]
Since the first and second transmission lines function as low impedance at low frequencies and high impedance at high frequencies, the f1 signal easily passes from the common terminal to the low frequency side terminal, and the f2 signal is Difficult to pass.
[0012]
The third transmission line and the first capacitor form a series resonance circuit and resonate at a frequency of f2. For this reason, the signal of f2 cannot pass from the common terminal to the low frequency side terminal. In the path from P1 to P2, the signal on the higher frequency side than f2 is absorbed to the ground through the first capacitor. For this reason, noise on the higher frequency side than f2 can be reduced in the path from P1 to P2.
[0013]
The second capacitor and the fourth transmission line form a parallel resonance circuit and resonate at a frequency of f1. For this reason, the signal of f1 cannot pass from the common terminal to the high frequency side terminal. The second capacity is preferably a large value. This is because the greater the second capacitance, the lower the impedance at the frequency of f2, so that the signal of f2 easily passes from the common terminal to the terminal on the high frequency side.
[0014]
The total length of the first transmission line and the third transmission line is adjusted so that the electrical length at the frequency of f2 corresponds to λ / 4. Therefore, the impedance of the low frequency side terminal viewed from the common terminal becomes infinite, and the signal of f2 cannot pass to the low frequency side terminal. As a result, the signal of f2 easily passes from the common terminal to the high frequency side terminal.
[0015]
In the path from P1 to P3, the signal on the lower frequency side than f1 cannot pass through the third capacitor and is absorbed to the ground via the fifth transmission line. For this reason, in the path from P1 to P3, noise on the lower frequency side than f1 can be reduced.
[0016]
From the above operation, a frequency branching circuit having a wide pass band on the high frequency side can be obtained.
[0017]
Further, by incorporating the transmission line and the capacitor constituting the frequency demultiplexing circuit of the present invention in the laminated substrate, a small and inexpensive frequency demultiplexer can be obtained.
[0018]
Further, the frequency demultiplexing circuit of the present invention and a switch circuit for switching transmission / reception signals are combined, and a part of the transmission line and the capacitor constituting the frequency demultiplexing circuit and the switch circuit are built in the laminated substrate, A multi-band antenna switch laminate module that demultiplexes and switches signals of two or more different frequencies transmitted and received by an antenna by mounting a switch element, a capacitor and a resistor constituting a part of the switch circuit on the laminate substrate. Composite parts are obtained.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of a frequency branching circuit according to the present invention will be described with reference to the drawings.
[0020]
Example 1
FIG. 1 shows an equivalent circuit of a frequency demultiplexing circuit according to the present invention in a frequency demultiplexing circuit that demultiplexes signals of two different frequencies f1 and f2 (which have a relationship of f1 <f2). Here, L1 to L5 are transmission lines, C1 to C3 are capacitors, P1 is a common terminal, P2 is a low frequency side terminal, and P3 is a high frequency side terminal.
[0021]
In the present invention, the circuit between P1 and P2 constitutes a low frequency side filter (LPF: low pass filter), and the circuit between P1 and P3 constitutes a high frequency side filter (HPF: high pass filter). The LPF is composed of L1 and L2 electrically connected in series between P1 and P2, and a series resonance circuit composed of L3 and C1 connected between the contact point of L1 and L2 and the ground. The HPF is connected to a parallel resonance circuit composed of C2 and L4 connected to P1, C3 connected between the parallel resonance circuit and P3, and connected between the contact point of the parallel resonance circuit and C3 and the ground. L5.
[0022]
Since L1 and L2 function as low impedance at a low frequency and high impedance at a high frequency, the signal of f1 easily passes from P1 to P2, and the signal of f2 hardly passes. As a result, the insertion loss of the signal f2 is improved in the path from P1 to P3.
[0023]
L3 and C1 form a series resonance circuit, and the length of the transmission line and the size of the capacitance are adjusted so as to resonate at the frequency of f2. Therefore, the f2 signal hardly passes through the path from P1 to P2, and the insertion loss of the f2 signal in the path from P1 to P3 is improved. In the path from P1 to P2, the signal on the higher frequency side than f2 is absorbed to the ground via C1. For this reason, noise on the higher frequency side than f2 can be reduced in the path from P1 to P2.
[0024]
C2 and L4 form a parallel resonance circuit, and the length of the transmission line and the size of the capacitance are adjusted so as to resonate at the frequency of f1. Therefore, the f1 signal hardly passes through the path from P1 to P3, and the insertion loss of the f1 signal in the path from P1 to P2 is improved. Further, it is desirable that the capacitance value of C2 is large. This is because the larger the capacitance of C2, the lower the impedance at the frequency of f2, so that the signal of f2 easily passes from P1 to P3.
[0025]
The total length of L1 and L3 is adjusted so that the electrical length at the frequency of f2 corresponds to λ / 4. Therefore, the impedance on the P2 side viewed from P1 becomes infinite, and the signal of f2 cannot pass to the P1 side. As a result, the signal of f2 easily passes from P1 to P3.
[0026]
In the path from P1 to P3, the signal on the lower frequency side than f1 cannot pass through the capacitance of C3 and is absorbed to the ground via the transmission line of L5. For this reason, in the path from P1 to P3, noise on the lower frequency side than f1 can be reduced.
[0027]
By configuring the frequency demultiplexing circuit with the circuit configuration of the present embodiment, a frequency demultiplexing circuit with a wide pass band on the high frequency side and a low loss can be obtained. Further, since the transmission line in the equivalent circuit functions as an inductor, a chip inductor can be used. However, a small and inexpensive frequency demultiplexer can be easily realized by incorporating the transmission line and the capacitor in the laminated substrate.
[0028]
(Example 2)
The characteristics of the frequency demultiplexing circuit shown by the equivalent circuit of FIG. 1 according to the present invention will be described. As an embodiment, a frequency demultiplexing circuit that demultiplexes the EGSM band and the DCS band to the WCDMA band is considered. At this time, the signal f1 on the low frequency side is the EGSM band (880 to 960 MHz), and the signal f2 on the high frequency side is the DCS to WCDMA band (1710 to 2170 MHz).
[0029]
Therefore, in FIG. 1, the resonance frequency of the series resonance circuit composed of L3 and C1 is adjusted to the frequency f2, and the resonance frequency of the parallel resonance circuit composed of C2 and L4 is adjusted to the frequency f1. At this time, it is desirable that the capacity of C2 and the transmission line length of L3 are large. This is because the larger C2 can reduce the impedance from P1 to P3, and the signal of f2 easily passes through the path from P1 to P3. This is also because the width of the attenuation pole of f2 in the path from P1 to P2 can be increased when L3 is larger, and the passband width of the signal of f2 in the path from P1 to P3 can be increased.
[0030]
The total length of L1 and L3 is adjusted so that the electrical length at the frequency of f2 corresponds to λ / 4. For example, considering the case where the dielectric constant of the dielectric around the transmission line is 8, λ / 4 = 13.2 mm, where f2 is a center frequency of about 2 GHz from the DCS band to the WCDMA band. Therefore, by setting the lengths of L1 and L3 to about 13 mm, the impedance on the P2 side viewed from P1 becomes infinite, and the signal of f2 cannot pass to the P1 side. As a result, the signal of f2 easily passes from P1 to P3.
[0031]
The reflection of the P1, P2, and P3 terminals and the matching between the terminals are performed by optimizing L2, L5, and C3. In this case, at the frequency of f1, the values of L2, L5, and C3 are adjusted so that the reflection coefficients of the P1 and P2 terminals are as zero as possible and the reflection coefficient of the P3 terminal is as possible as one. At the frequency of f2, the values of L2, L5, and C3 are adjusted so that the reflection coefficient of the P1 and P3 terminals is as zero as possible and the reflection coefficient of the P2 terminal is as possible as one.
[0032]
FIG. 2 shows the characteristics of the frequency branching circuit according to the present invention realized by the above procedure. For comparison, the characteristics of a conventional frequency demultiplexing circuit (equivalent circuit shown in FIG. 6, see Japanese Patent Laid-Open No. 10-98348) are also shown in the figure. In FIG. 6, L6 to L8 denote transmission lines, and C4 to C7 denote capacitances.
[0033]
As is clear from FIG. 2, the frequency demultiplexing circuit of the present invention has a wide band and low loss, and it can be confirmed that the insertion loss in the DCS to WCDMA band (1710 to 2170 MHz) is within 0.2 dB. Table 1 shows a comparison of insertion loss in the DCS band to the WCDMA band in the P1-P3 path. The value in parentheses in Table 1 is called a ripple value, and is an index indicating the maximum amount of change in insertion loss within the system band, and a small value is desired. From Table 1, it can be confirmed that the frequency demultiplexing circuit of the present invention has good insertion loss and ripple.
[0034]
[Table 1]

[0035]
From FIG. 2, bandwidths where the insertion loss of the P1 to P3 paths is within 0.2 dB, 0.3 dB, and 0.4 dB are calculated and shown in Table 2. In the frequency demultiplexing circuit of the present invention, the bandwidth within 0.2 dB is 500 MHz, and it can be confirmed that the bandwidth is very wide compared to the conventional circuit.
[0036]
[Table 2]

[0037]
(Example 3)
A laminated structure diagram of one embodiment according to the present invention is shown in FIG. 4, and a perspective view is shown in FIG. This embodiment is an embodiment of a chip-shaped laminated frequency demultiplexer configured by using a sheet laminating method. First, ceramic green sheets 1 to 12 are prepared. In this example, a ceramic dielectric material that can be fired at a low temperature of 950 ° C. or lower was used. A sheet having a thickness of 40 to 200 μm was used so that a transmission line and a capacitor can be easily formed. The dielectric constant is 8. The ceramic green sheets 1 to 12 are laminated to constitute a frequency demultiplexer shown by the equivalent circuit in FIG.
[0038]
In FIG. 4, a ground electrode 33 is formed on the lowermost sheet 1, and the ground electrode 33 has a lead portion so as to be connected to the external terminals T <b> 4 to T <b> 8.

Transmission lines

13, 14, and 15 are equivalent circuit L1,

transmission lines

16, 17, and 18 are equivalent circuit L3,

transmission lines

19, 20, and 21 are equivalent circuit L2, and

transmission lines

22, 23, and 24 are equivalent circuits. L4 and

transmission lines

25, 26, and 27 form an equivalent circuit L5, respectively. The electrode 28 and the ground electrode 33 form an equivalent circuit C1, the electrode 29 and the

electrodes

30 and 32 form an equivalent circuit C2, and the

electrodes

30, 32 and the electrode 31 form an equivalent circuit C3. The transmission line and the capacitor are electrically connected to a lower layer pattern through through holes indicated by black circles in the figure.
[0039]
The

transmission lines

13 and 22 and the electrode 29 have lead portions so that the transmission line 19 is connected to the external terminal T2, the electrode 31 is connected to the external terminal T3. At this time, T1 corresponds to the common terminal P1 in the equivalent circuit, T2 corresponds to the low frequency side terminal P2, and T3 corresponds to the high frequency side terminal P3.
[0040]
The sheet 12 on which the direction recognition mark 34 is formed is laminated on the uppermost layer. This laminated body was integrally fired at about 900 ° C., and terminal electrodes were formed on the side surfaces to constitute a laminated duplexer. The pattern electrode was formed by screen printing Ag paste.
As described above, according to this embodiment, the frequency demultiplexer having the equivalent circuit diagram shown in FIG. 1 can be configured. Further, by using the lamination method, the outer dimensions are 1.6 mm × 0.8 mm and the height is 0.8 mm, which is very small, and a low profile can be realized.
[0041]
Example 4
FIG. 5 is a block diagram of a triple-band antenna switch stack module that combines the frequency demultiplexing circuit of the present invention with a switch circuit, LPF, and duplexer to demultiplex and switch signals of three different frequencies of EGSM, DCS, and WCDMA. It is.
[0042]
In FIG. 5, ANT is an antenna for receiving and radiating signals in the EGSM, DCS and WCDMA bands, SW1 is a switch circuit for switching transmission / reception of the GSM system, and SW2 is a switch for switching transmission / reception of the DCS system and switching of the WCDMA system. Circuits, LPF1 and LPF2 are low-pass filters for removing harmonic signals generated from a power amplifier at the time of transmission, and Dup is a duplexer for demultiplexing transmission / reception signals of the WCDMA system.
[0043]
In this embodiment, by applying the frequency demultiplexing circuit of the present invention, both the DCS band and the WCDMA band can be reduced in loss. For this reason, the improvement of the reception sensitivity and the improvement of transmission efficiency of the portable communication device using the antenna switch module of the present embodiment can be expected.
[0044]
As the switch circuit of SW1 and SW2, a known switch circuit including a PIN diode and a λ / 4 resonator, a capacitor, a resistor, or a GaAs switch using a GaAs semiconductor can be used.
[0045]
Further, the transmission line and the capacitor constituting the frequency demultiplexing circuit, LPF1, LPF2 and switch circuit of this embodiment are built in the multilayer substrate, and the switch element, the capacitor and the resistor constituting a part of the switch circuit are laminated on the multilayer substrate. By mounting on top, it is possible to realize a compact and inexpensive triple band antenna switch laminated module composite component.
[0046]
(Other examples)
In the above embodiment, an example is mainly given of a frequency demultiplexing circuit that demultiplexes EGSM, DCS, and WCDMA and an antenna switch module that demultiplexes and switches signals of three different frequencies of EGSM, DCS, and WCDMA. Other than this, DAMPS band (824 to 894 MHz), PDC 800 band (810 to 960 MHz), GPS band (1575.42 MHz), PCS band (1850 to 1910 MHz), PHS band (1895 to 1920 MHz), Bluetooth band (2400 to 2484) The same effect can be expected when targeting the above, and multiband antenna switch modules such as dual band, triple band, quad band, etc. can be realized.
[0047]
【The invention's effect】
According to the present invention, in a frequency demultiplexing circuit that demultiplexes two different frequencies, a low-loss frequency demultiplexing circuit having a wide pass band on the high frequency side in particular is provided. Further, by combining the frequency demultiplexing circuit of the present invention and the switch circuit for switching between transmission and reception, a multiband antenna switch laminated module composite that demultiplexes and switches signals of two or more different frequencies transmitted and received by the antenna. Parts are provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of a frequency branching circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram comparing characteristics of a frequency demultiplexing circuit according to the present invention and a frequency demultiplexing circuit according to the prior art.
FIG. 3 is a perspective view of an embodiment according to the present invention.
FIG. 4 is a stacked structural diagram of an embodiment according to the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing an example of a multiband antenna switch module according to the present invention.
FIG. 6 is an equivalent circuit diagram showing a frequency branching circuit according to the prior art.
[Explanation of symbols]
ANT: Antennas LPF, LPF1, LPF2: Low-pass filter HPF: High-pass filter SW1, SW2: Switch circuit Dup: Duplexer P1: Common terminal P2: Low-frequency side terminal P3: High-frequency side terminals L1-L8: Transmission lines C1-C7 : Capacitances T1 to T8: External terminals 1 to 12: Ceramic green sheets 13 to 27: Transmission line forming pattern electrodes 28 to 32: Capacitance forming pattern electrodes 33: Ground electrodes 34: Direction recognition marks

Claims

In a frequency demultiplexing circuit that demultiplexes a signal having a frequency f1 and a signal having a frequency f2 that is relatively higher than the frequency f1.
The frequency branching circuit is provided between a common terminal and a low frequency side terminal, and is provided between a low frequency side filter that passes a signal of frequency f1 and a common terminal and a high frequency side terminal. In addition, it is composed of a high frequency side filter that passes a signal of frequency f2,
The low frequency side filter includes a first transmission line electrically connected to the common terminal, and a second transmission line electrically connected between the first transmission line and the low frequency side terminal. A series resonant circuit composed of a third transmission line and a first capacitor electrically connected between the contact point of the first and second transmission lines and the ground,
The first transmission line and the second transmission line have high impedance at a frequency f2 , and the total length of the first transmission line and the third transmission line is determined from the common terminal to the low frequency side. A frequency demultiplexing circuit characterized in that the impedance viewed from the terminal has an electrical length that is high impedance at a frequency f2 .

The high frequency side filter is electrically connected to the common terminal, and is electrically connected between the parallel resonant circuit including the second capacitor and the fourth transmission line, and between the parallel resonant circuit and the high frequency side terminal. 2. The circuit according to claim 1, comprising: a third capacitor connected; and a fifth transmission line electrically connected between the parallel resonant circuit, a contact of the third capacitor, and a ground. The frequency demultiplexing circuit described.

The frequency demultiplexing circuit according to claim 1 or 2, wherein a transmission line and a part of a capacitor constituting the frequency demultiplexing circuit are built in a laminated substrate .

4. An antenna switch that combines the frequency demultiplexing circuit according to claim 1 and a switch circuit for switching transmission / reception signals, and demultiplexes and switches signals of two or more different frequencies transmitted and received by an antenna. A composite part, wherein a part of a transmission line and a capacitor constituting the frequency demultiplexing circuit and the switch circuit are built in a multilayer substrate, and a switch element constituting a part of the switch circuit is mounted on the multilayer substrate Multiband antenna switch laminated module composite parts characterized by the above.