JP4126651B2

JP4126651B2 - High frequency switch module, composite laminated module, and communication device using them

Info

Publication number: JP4126651B2
Application number: JP2002310875A
Authority: JP
Inventors: 健児林; 太一徳永
Original assignee: Hitachi Metals Ltd
Current assignee: Hitachi Metals Ltd
Priority date: 2002-10-25
Filing date: 2002-10-25
Publication date: 2008-07-30
Anticipated expiration: 2022-10-25
Also published as: JP2004147166A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は２つ以上の異なる周波数の信号を１つのアンテナを共用して送受信する無線通信システムに関し、マルチバンド型の高周波スイッチモジュールと、この高周波スイッチモジュールと高周波増幅器を一つの積層体に構成したマルチバンド型の複合積層モジュール及びこれを用いた通信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
携帯無線システムには、例えば主に欧州で盛んなEGSM(Extended Global System for Mobile Communications)方式およびDCS(Digital Cellular System)方式、米国で盛んなPCS(Personal Communication Service)方式、日本で採用されているPDC(Personal Digital Cellular )方式などの時分割マルチプルアクセス（ＴＤＭＡ）を用いた様々なシステムがある。昨今の携帯電話の急激な普及に伴い、特に先進国の主要な大都市部においては各システムに割り当てられた周波数帯域ではシステム利用者を賄いきれず、接続が困難であったり、通話途中で接続が切断するなどの問題が生じている。そこで、利用者が複数のシステムを利用できるようにして、実質的に利用可能な周波数の増加を図り、さらにサービス区域の拡充や各システムの通信インフラを有効活用することが提唱されている。
従来、複数のシステムに対応した小型軽量の高周波回路部品として、例えばEGSMとDCSの２つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるデュアルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特許文献１に開示されている。また、EGSM、DCS、PCSの３つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるトリプルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特許文献２に開示されている。
【０００３】
図５にトリプルバンド型アンテナスイッチモジュール（アンテナまでを含めてアンテナスイッチモジュールと言っている）のブロック構成の一例を示す。アンテナANT端子に接続された分波器（ダイプレクサDip）によりEGSMの周波数帯の信号とDCS/PCSの周波数帯の信号を分波し（逆方向では合成するが、本明細書では分波で説明する。）、第１の高周波スイッチSW1はEGSM送信端子TxとEGSM受信端子Rxとを切り替え、第２の高周波スイッチSW2はDCS/PCS送信端子TxとDCS受信端子Rx及びPCS受信端子Rxとを切り替える。ローパスフィルタLPF1、LPF2は送信経路に挿入されパワーアンプで発生する高調波歪発生量を低減する。バンドパスフィルタSAW1、SAW2、SAW3はアンテナANTからの受信信号のうち不要周波数成分を除去し、必要成分だけをローノイズアンプに送る。従って、EGSM送信端子TxとDCS／PCS送信端子Txの前段にはパワーアンプHPA1、HPA2が設けられ、EGSM受信端子RxとDCS受信端子Rx及びPCS受信端子Rxの後段にはローノイズアンプLNA1、LNA2、LNA3が設けられている。
【０００４】
携帯通信機の小型軽量化の要求は依然として強く、部品の共有化や機能を集約したモジュール化が進められている。例えば、図５の点線で囲まれた回路部品は、LTCC（Low Temperature Co-fired Ceramics）等の誘電体シートを多層に積み重ねた積層体内に伝送線路やコンデンサを電極パターンにより形成し、ダイオード等を積層体上に搭載したマルチバンド型アンテナスイッチモジュールとして実現されている。また、一点鎖線で囲まれた範囲のモジュール化についてもディスクリートのSAWフィルタを積層体上に搭載した形で実現されている。
【０００５】
一方、携帯通信機の送信側では比較的大電力の信号を出力するために、数Ｗ程度のハイパワーアンプ（本発明ではパワーアンプ等と区別をせず高周波増幅器と言うがパワーアンプ等と記す場合がある。）が用いられる。携帯電話機等は小型で低消費電力にする必要があるため、ＤＣ電力の大部分を消費するハイパワーアンプには、ＤＣ−ＲＦ電力変換効率（電力付加効率とも言う。）が高く小型であることが求められる。特に携帯電話機等においては、機器が小型であることと、電池の１回充電当たりの通話時間の長さが製品の重要なセールス・ポイントであるために、ハイパワーアンプの小型化と高効率化が必須である。
【０００６】
従来、高周波増幅器とアンテナスイッチ等を積層体内に複合モジュール化する従来技術としては、例えば、受信専用アンテナとアンプを積層体上に搭載し両者間に位相調整回路を設けたアンテナ装置がある（特許文献３参照）。しかしながら、このものはアンプから漏れた電磁波を当該受信専用アンテナ（パッチアンンテナ）自身が受信した場合の閉ループの位相ずれを調整するためのものであった。即ち、高周波スイッチ機能を複合化したものではない。
また、複数の誘電体層を積層してなる多層基板に高周波スイッチとアンプを構成する伝送線路やコンデンサを内蔵し、多層基板上にトランジスタ等を搭載してモジュール化したものがある（特許文献４参照）。しかし、このものでは構想を示すだけで両者を一体化したときの現実的な問題点や手段は何ら開示されておらず実現困難なものであった。
さらに、ハイパワーアンプとこの出力電力をモニタするカプラを一体化した高周波用送信モジュールがある（特許文献５参照）に開示されている。しかしながら、このものはパワーアンプとカプラを積層モジュール化するに留まっていた。
【０００７】
【特許文献１】
特開平１１−２２５０８８号公報
【特許文献２】
特開２０００−１６５２８８号公報
【特許文献３】
特開２０００−１８３６１２号公報
【特許文献４】
特開平１０−１２６３０７号公報
【特許文献５】
特開２００２−１４１８２７号公報
【０００８】
【本発明が解決しようとする課題】
このように、従来、マルチバンド型のアンテナスイッチモジュールと高周波増幅器までを含めた積層モジュール化は検討課題であるが、実際LTCC等の一つの積層体内にモジュール化することは実現されていない。
例え実現したとしても大型のものでは意味がなく、例えば15mm×10mm×2mm以下のサイズが必要である。しかしながら、高周波回路モジュールの小型、高集積化を図ることは、すなわち、各内部回路間の密集度を上げることにつながり、各回路間のアイソレーションが十分とれなくなるといった問題が生じる。受信回路と送信回路との間のアイソレーションが十分でないと、送信信号が受信回路側に漏洩し受信回路のLNA(Low Noise Amplifier)、ミキサ、変復調器を構成するAnalog Processing ICの誤動作を引き起こす恐れがある。
【０００９】
本発明はこのような問題に鑑み、小型サイズの積層体であってもアイソレーションを十分にとることができる高周波スイッチモジュールを提供すること、同様にマルチバンド型の高周波スイッチモジュールと高周波増幅器を一つの積層体内に構成し、アイソレーションが良好で低損失かつ高効率の複合積層モジュールを提供することを目的とする。また、これらを用いたマルチバンド型の小型通信機を提供するものである。
【００１０】
本発明は、通過帯域が異なる複数の送受信系に信号を分波する分波回路（ Dip ）と、前記分波回路（ Dip ）に接続され、前記各送受信系に送信系と受信系を切り替える第１のスイッチ回路(SW1) と第２のスイッチ回路（ SW2 ）を有し、前記第１、第 2 のスイッチ回路（ SW1 、 SW2 ）の各送信系にローパスフィルタ（ LPF1 、 LPF2 ）を有し、前記分波回路（ Dip ）はＬＣ回路で構成され、前記各スイッチ回路（ SW1 、 SW2 ）はスイッチング素子と伝送線路を主構成とし、前記各ローパスフィルタ（ LPF1 、 LPF2 ）はＬＣ回路で構成され、前記分波回路（ Dip ）のＬＣ回路、前記各ローパスフィルタ（ LPF1 、 LPF2 ）のＬＣ回路及び前記各スイッチ回路（ SW1 、 SW2 ）の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との積層体内に、前記電極パターンにより構成し、前記スイッチング素子やＬＣ回路等の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置して構成された高周波スイッチモジュールにおいて、前記第１または第 2 のスイッチ回路の受信系には、伝送線路（ L6 、 L8 、 L10 ）と、この伝送線路（ L6 、 L8 、 L10 ）に一端を接続したダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）と、一端をグランドに接続したコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）と、一端を電圧制御端子（ VC1 、 VC2 、 VC3 ）に接続するか、あるいは接地した抵抗（ R1 、 R2 、 R3 ）とを有し、前記ダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）の他端と前記コンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）の他端とを直列に接続すると共に、前記抵抗（ R1 、 R2 、 R3 ）の他端を前記ダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）とコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）との間に接続し、さらに前記ダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）と抵抗（ R1 、 R2 、 R3 ）との接点と前記コンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）との間の少なくとも 1 箇所にインダクタまたは伝送線路（ L40 ／ L20 ／ L30 ）を設けた高周波スイッチモジュールである。
【００１１】
同様に本発明は、通過帯域が異なる複数の送受信系に信号を分波する分波回路（ Dip ）と、前記分波回路（ Dip ）に接続され、前記各送受信系に送信系と受信系を切り替える第１のスイッチ回路(SW1) と第２のスイッチ回路（ SW2 ）を有し、前記第１、第 2 のスイッチ回路（ SW1 、 SW2 ）の各送信系にローパスフィルタ（ LPF1 、 LPF2 ）を有し、前記分波回路（ Dip ）はＬＣ回路で構成され、前記各スイッチ回路（ SW1 、 SW2 ）はスイッチング素子と伝送線路を主構成とし、前記各ローパスフィルタ（ LPF1 、 LPF2 ）はＬＣ回路で構成され、前記分波回路（ Dip ）のＬＣ回路、前記各ローパスフィルタ（ LPF1 、 LPF2 ）のＬＣ回路及び前記各スイッチ回路（ SW1 、 SW2 ）の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との積層体内に、前記電極パターンにより構成し、前記スイッチング素子やＬＣ回路等の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置して構成された高周波スイッチモジュールにおいて、前記第１または第 2 のスイッチ回路の送信系には、一端をグランドに接続した第1の伝送線路（ L5 、 L7 ）と、この第1の伝送線路（ L5 、 L7 ）側にカソードを接続した第1のダイオード（ D1 、 D3 ）を有し、受信系には第2の伝送線路（ L6 、 L8 、 L10 ）と、この第2の伝送線路（ L6 、 L8 、 L10 ）側にカソードを接続した第2のダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）と、一端をグランドに接続した第1のコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）と、一端を電圧制御端子（ VC1 、 VC2 、 VC3 ）に接続した抵抗（ R1 、 R2 、 R3 ）とを有し、前記第2のダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）の他端と前記第1のコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）の他端とを直列に接続すると共に、前記抵抗（ R1 、 R2 、 R3 ）の他端を前記第 2 のダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）と第 1 のコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）との間に接続し、さらに前記第2のダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）と抵抗（ R1 、 R2 、 R3 ）との接点と前記第1のコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）との間の少なくとも 1 箇所にインダクタまたは伝送線路（ L40 ／ L20 ／ L30 ）を設けた高周波スイッチモジュールである。
【００１２】
本発明は、通過帯域が異なる複数の送受信系に信号を分波するＬＣ回路で構成した分波回路（ Dip ）と、前記分波回路（ Dip ）に接続され、前記各送受信系に送信系と受信系を切り替えるスイッチング素子と伝送線路を主構成とした第１のスイッチ回路(SW1) と第２のスイッチ回路（ SW2 ）と、ＬＣ回路で構成され前記第１、第 2 のスイッチ回路（ SW1 、 SW2 ）の各送信系に挿入されるローパスフィルタ（ LPF1 、 LPF2 ）とを有し、前記第１または第 2 のスイッチ回路（ SW1 、 SW2 ）の受信系には、伝送線路（ L6 、 L8 、 L10 ）と、この伝送線路（ L6 、 L8 、 L10 ）に一端を接続したダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）と、一端をグランドに接続したコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）と、一端を電圧制御端子（ VC1 、 VC2 、 VC3 ）に接続するか、あるいは接地した抵抗（ R1 、 R2 、 R3 ）とを有し、前記ダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）の他端とコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）の他端とを直列に接続すると共に、前記抵抗（ R1 、 R2 、 R3 ）の他端を当該ダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）とコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）との間に接続し、さらに前記ダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）と抵抗（ R1 、 R2 、 R3 ）との接点と前記コンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）との間の少なくとも 1 箇所にインダクタまたは伝送線路（ L40 ／ L20 ／ L30 ）を挿入し、前記分波回路（ Dip ）のＬＣ回路、前記各ローパスフィルタ（ LPF1 、 LPF2 ）のＬＣ回路及び前記各スイッチ回路（ SW1 、 SW2 ）の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との積層体内に、前記電極パターンにより構成し、前記スイッチング素子や抵抗及びＬＣ回路等の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置して構成された高周波スイッチ積層モジュール部（ASM）と、少なくとも半導体素子と電源供給回路と整合回路とを有し、前記電源供給回路と整合回路を構成する伝送線路及びＬＣ回路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との前記積層体内に、前記電極パターンにより構成し、前記半導体素子やＬＣ回路等の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置して構成された高周波増幅器積層モジュール部（HPA）とを有し、前記高周波スイッチ積層モジュール部（ASM）と高周波増幅器積層モジュール部（HPA）とを前記一つの積層体に構成した複合積層モジュールである。
【００１３】
同様に本発明は、通過帯域が異なる複数の送受信系に信号を分波するＬＣ回路で構成した分波回路（ Dip ）と、前記分波回路（ Dip ）に接続され、前記各送受信系に送信系と受信系を切り替えるスイッチング素子と伝送線路を主構成とした第１のスイッチ回路(SW1) と第２のスイッチ回路（ SW2 ）と、ＬＣ回路で構成され前記第１、第 2 のスイッチ回路（ SW1 、 SW2 ）の各送信系に挿入されるローパスフィルタ（ LPF1 、 LPF2 ）とを有し、前記第１または第 2 のスイッチ回路（ SW1 、 SW2 ）の送信系には、一端をグランドに接続した第1の伝送線路（ L5 、 L7 ）と、この第1の伝送線路（ L5 、 L7 ）側にカソードを接続した第1のダイオード（ D1 、 D3 ）を有し、受信系には第2の伝送線路（ L6 、 L8 、 L10 ）と、この第2の伝送線路（ L6 、 L8 、 L10 ）側にカソードを接続した第2のダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）と、一端をグランドに接続した第1のコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）と、一端を電圧制御端子（ VC1 、 VC2 、 VC3 ）に接続した抵抗（ R1 、 R2 、 R3 ）とを有し、前記第2のダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）の他端と第1のコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）の他端とを直列に接続すると共に、前記抵抗（ R1 、 R2 、 R3 ）の他端を前記第 2 のダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）と前記第 1 のコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）との間に接続し、さらに前記第2のダイオード（ D2 、 D4 、 D6 ）と抵抗（ R1 、 R2 、 R3 ）との接点と前記第1のコンデンサ（ C6 、 C7 、 C10 ）との間の少なくとも 1 箇所にインダクタまたは伝送線路（ L40 ／ L20 ／ L30 ）を挿入し、前記分波回路（ Dip ）のＬＣ回路、前記各ローパスフィルタ（ LPF1 、 LPF2 ）のＬＣ回路及び前記各スイッチ回路（ SW1 、 SW2 ）の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との積層体内に、前記電極パターンにより構成し、前記スイッチング素子や抵抗及びＬＣ回路等の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置して構成された高周波スイッチ積層モジュール部（ASM）と、少なくとも半導体素子と電源供給回路と整合回路とを有し、前記電源供給回路と整合回路を構成する伝送線路及びＬＣ回路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との前記積層体内に、前記電極パターンにより構成し、前記半導体素子やＬＣ回路等の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置して構成された高周波増幅器積層モジュール部（HPA）とを有し、前記高周波スイッチ積層モジュール部（ASM）と高周波増幅器積層モジュール部（HPA）とを前記一つの積層体に構成した複合積層モジュールである。
【００１４】
また、本発明は、２つ以上の異なる周波数の信号を１つのアンテナを共用して送受信する通信機であって、上記高周波スイッチモジュールあるいは複合積層モジュールに１つの共用アンテナを接続して搭載したことを特徴とする通信機である。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を、高周波スイッチモジュールと高周波増幅器を例に図面を参照して説明する。図１はEGSM、DCS、PCSトリプルバンド用の高周波スイッチモジュール（以下、アンテナスイッチモジュールと言う。）の等価回路図の一例を示し、図２は高周波増幅器の等価回路図の一例を示す。図３は積層体の誘電体シートの一部展開図を示し、図４に積層体の断面図を示す。
【００１６】
先ず、アンテナスイッチモジュール側の回路について図１を用いて説明する。図１において分波器（ダイプレクサ）Dipは、伝送線路L1〜L4および容量C1〜C4により構成される。伝送線路L2と容量C1は直列共振回路を形成し、DCS帯域（送信周波数：1710〜1785MHz、受信周波数：1805〜1880MHz）およびPCS帯域（送信周波数：1850〜1910MHz、受信周波数：1930〜1990MHz）で減衰量が得られるように設計する。本例では前記周波数帯のほぼ中心である1.8GHzに共振周波数をあわせた。また、伝送線路L4と容量C3は直列共振回路を形成し、EGSM帯域(送信周波数：880〜915MHz、受信周波数：925〜960MHz)に減衰量が得られるように設計する。本例では前記周波数帯域のほぼ中心である0.9GHzに共振周波数をあわせた。この回路により、EGSM系の信号とDCS／PCS系の信号とを分波合成することが可能となる。伝送線路L1、L3はDCS／PCS系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるようにある程度の長さに設定するのが好ましい。これによりDCS／PCS系の信号がEGSM系の経路へ伝送しにくくなる。逆に容量C2、C4はEGSM系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるように比較的小さい容量値に設定されるのが好ましい。これによりEGSM系の信号がDCS／PCS系の経路へ伝送しにくくなる。
【００１７】
第１のスイッチ回路SW1は、容量C5、C6、伝送線路L5、L6、PINダイオードD1、D2、および抵抗R1により構成される。伝送線路L5、L6はEGSMの送信周波数帯においてλ/4共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路L5はチョークコイルでも代用可能であり、その場合EGSMの送信周波数において、接地されている端子と反対の端子がオープンのインピーダンス状態になるようなインダクタンスである必要がある。この場合インダクタンス値は10〜100ｎH程度が望ましい。抵抗R1はコントロール電源VC1がHigh状態での第1、第2のダイオードD1、D2に流れる電流を決定する。本例では100Ω〜200Ωを使用した。容量C5、C6はコントロール電源のDCカットのために必要である。また容量C6はDCカットだけでなく、EGSM Tx〜EGSM Rx間のアイソレーションを調整する役割を持つ。伝送線路L6はλ/4共振器となるような伝送線路の長さが基本的に必要であるが、EGSM Rxのインピーダンス整合のために長さなどを調整するため、アイソレーションが十分に取れないような伝送線路長になる場合がある。このような場合、前記インピーダンス整合を保つよう伝送線路L6を変化させずに、容量C6を調整することによりアイソレーション量を最適にすることができる。本実施例では容量C6を積層体内部で構成できる面積を確保することができた。よって伝送線路またはインダクタL40を挿入してアイソレーションを調整しなくとも容量C6で調整できるので、このインダクタを設けるには及ばなかった。よって点線で示している。
【００１８】
以上によりコントロール電源VC1がHighの時には、第１、第２のダイオードD1、D2は共にONとなり、第２のダイオードD2と伝送線路L6の接続点がグランドレベルとなり、λ/4共振器である伝送線路L6の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源VC1がHighの時にはダイプレクサDip〜EGSM Rx間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサDip〜EGSM Tx間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール電源VC1がLowの時には第１のダイオードD1もOFFとなりダイプレクサDip〜EGSM Tx間の経路では信号は通過できず、また第２のダイオードD2もOFFであるので、ダイプレクサDip〜EGSM Rx間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、EGSM信号の送受信の切り替えが可能となる。
【００１９】
第２のスイッチ回路SW2は、容量C7〜C10、伝送線路L7〜L10、PINダイオードD3〜D6、抵抗R2、R3およびダイオードD4と抵抗R2との接点と容量C7との間に設けたインダクタ又は伝送線路L20により構成される。伝送線路L7〜L10はDCS／PCSの信号の周波数においてλ/4共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路L7、L9はチョークコイルでも代用可能であり、その場合それぞれDCSの送信周波数において、PCSの送信周波数において、接地されている端子と反対の端子がオープンのインピーダンス状態になるようなインダクタンスである必要がある。この場合インダクタンス値は5〜60nH程度が望ましい。抵抗R2はコントロール電源VC2がHigh状態での第３、第４のダイオードD3、D4に流れる電流を決定する。本例では100Ω〜200Ωを使用した。抵抗R3はコントロール電源VC3がHigh状態での第５、第６のダイオードD5、D6に流れる電流を決定する。本実施例では100Ω〜2ｋΩを使用した。容量C7、C8、C10はコントロール電源のDCカットのために必要である。また容量C7及びC10はDCカットだけでなく、おのおのDCS/PCS Tx 〜 DCS Rx、PCS Rx間、及びPCS Rx 〜 DCS Rx間のアイソレーションを調整する役割を持つ。
【００２０】
伝送線路L8はλ/4共振器となるような伝送線路の長さが基本的に必要であるが、DCS Rx及びPCS Rxのインピーダンス整合のために長さなどを調整するため、前記アイソレーションが十分に取れないような伝送線路長になる場合がある。このような場合、前記インピーダンス整合を保つよう伝送線路L8を変化させずに、容量C7を調整することによりアイソレーション量を最適にすることが望ましい。ここで本実施例ではC7を積層体内に構成しており、さらに面積的な制約、層数の制限で十分なアイソレーションを得るだけの容量をとることが出来ない。従来、そのような場合は、伝送線路L8でアイソレーションを調整しているが、伝送線路L8を調整すると、その後段にあるPCS Rx、DCS Rxのインピーダンス特性が変化し、L8より後段の回路定数（L9、L10、C9、C10等）を調整する必要があり、その調整に相当な時間と積層構造の変更が必要であった。そこで容量C7と伝送線路L8を調整せずにDCS/PCS Tx 〜 DCS Rx間のアイソレーションを得る為に、積層体内に伝送線路L20を設けたのである。これによりダイオードD3、D4がON時には、伝送線路L20は高周波的にL8の延長として考えることができ、その結果アイソレーション調整をすることができる。またダイオードD3、D4がOFF時（DCS Rx受信時）には伝送線路L20は、信号経路であるアンテナ〜DCS Rx間に存在しないので、挿入損失低減にも寄与する。また容量C7は積層した誘電体シート間に印刷した電極パターンによって形成されるが、小型で面積、層数で制限された誘電体シート上では十分な容量をとることが困難である。このような状況にあっても伝送線路L20は比較的容易に形成することが出来るので有利である。伝送線路L20の長さは伝送線路L8の長さの30％以下が好ましい。
【００２１】
以上によりコントロール電源VC2がHighの時には、第３、第４のダイオードD3、D4は共にONとなり、第４のダイオードD4と伝送線路L8の接続点がグランドレベルとなり、λ/4共振器である伝送線路L8の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源VC2がHighの時にはダイプレクサDip〜PCS RxおよびダイプレクサDip〜DCS Rx間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサDip〜DCS／PCS Tx間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール端子VC2がLowの時には第３のダイオードD3もOFFとなりダイプレクサDip〜DCS／PCS Tx間の経路では信号は通過できず、また第４のダイオードD4もOFFであるのでダイプレクサDip〜PCS RxおよびダイプレクサDip〜DCS Rx間の経路では信号が通過しやすくなる。
【００２２】
またコントロール端子VC3がHighの時には、第５、第６のダイオードD5、D6は共にONとなり、第６のダイオードD6と伝送線路L10の接続点がグランドレベルとなり、λ/4共振器である伝送線路L10の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール端子VC3がHighの時にはDCS Rx間の経路には信号は通過できず、PCS Rx間の経路では信号が通過しやすくなる。逆にコントロール端子VC3がLowの時には第５のダイオードD5もOFFとなり、PCS Rx間の経路には信号は通過できず、また第６のダイオードD6もOFFであるのでDCS Rx間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、コントロール端子VC2がHighの時にはDCS／PCS Txへ、コントロール端子VC2、VC3がそれぞれLow、Highの時にはPCS Rxへ、コントロール端子VC2およびコントロール端子VC3がLowの時にはDCS Rxへの切り替えが可能となる。
【００２３】
VC3がHighの時のPCS Rx − DCS Rx間のアイソレーションの調整にインダクタ又は伝送線路L30を使用する事も可能であるが、λ/4共振器であるL10と容量C10が、回路の末端であるDCS_Rx端子に接続されており、他の回路素子への影響度も少ないことから、比較的自由にL10、C10を前記アイソレーション、DCS_Rx端子の整合のために調整することができた。よってここではインダクタ又は伝送線路L30を挿入するに至らなかった。
【００２４】
第１のローパスフィルタLPF1は、伝送線路L11および容量C11〜C13より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここでL11とC11は並列共振回路を構成し、その共振周波数はEGSMの送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では３倍の2.7GHzに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるEGSM側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。
第１のローパスフィルタLPF1は第１の高周波スイッチSW1の第１のダイオードD1と伝送線路L5の間に配置しているが、これはダイプレクサDipと第１の高周波スイッチSW1との間に配置しても良いし、前記伝送線路L5とEGSM Txとの間に配置しても良い。前記第１のローパスフィルタLPF1のグランドに接続する容量を伝送線路L5と並列に配置すれば、並列共振回路を構成することとなり、伝送線路L5の線路長をλ／４よりも短く構成でき、またチョークコイルのインダクタンス値を小さくすることが出来る。
【００２５】
第２のローパスフィルタLPF2は、伝送線路L12および容量C14〜C16より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここで伝送線路L12と容量C14は並列共振回路を構成し、その共振周波数はDCS／PCS送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では２倍の3.6GHzに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるDCS／PCS側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。
第２のローパスフィルタLPF2も第１のローパスフィルタLPF1と同様に、ダイプレクサDipと第２の高周波スイッチSW2との間に配置しても良いし、前記伝送線路L7とDCS送信端子DCS Txとの間に配置しても良い。第1、第2のローパスフィルタLPF1、LPF2は、ダイオードD1と伝送線路L5との間、及びダイオードD3と伝送線路L7との間に構成されて、スイッチ回路の中に設けられている。これは回路設計上好ましいが必須ではない。ローパスフィルタは送信信号が通過するダイプレクサ〜送信端子との間の送信経路のどこかの位置に設けてあれば良い。
【００２６】
また、EGSM系をさらにGSM850(送信周波数：824〜849MHz、受信周波数：869〜894MHz)とEGSMに分けて、クワッドバンド対応とすることもできる。この場合、送信系は共通端子を用いることができ、受信系は前記トリプルバンド対応アンテナスイッチのEGSM受信端子部にGSM850とEGSMを切り替えるスイッチを接続することにより構成できる。また、前記スイッチの代わりにGSM850、EGSM帯のλ/4共振器である伝送線路を用いて、両者間の周波数を分けることでも実現できる。
【００２７】
次に、高周波増幅器側を図２を参照して説明する。この高周波増幅器はハイパワーアンプで整合回路端の出力端子Ｐ0を図１のアンテナスイッチモジュールの例えばEGSM Txの送信端子Ｐ1に接続し、増幅した送信信号をアンテナスイッチ側に送る役割を果たす。出力端子P0には、直流カットコンデンサCa2を介して、伝送線路ASL1の一端が接続される。伝送線路ASL1には一端を接地されたコンデンサCa3、Ca4が接続されて出力整合回路を構成する。伝送線路ASL1の他端は、半導体素子の一種である電界効果スイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１のドレインに接続される。また、FET Ｑ１のソースは接地され、ゲートはバイポーラスイッチング素子（Ｂ−Ｔｒ）Ｑ２のコレクタに接続される。
【００２８】
他方、伝送線路ASL1の他端と電界効果スイッチングトランジスタFET Q1のドレインDとの接続点は、λ／４ストリップライン等からなるインダクタSL1とコンデンサCa5との直列回路を介して接地され、インダクタSL1とコンデンサCa5との接続点はドレイン電圧端子Vdd1に接続されている。また、電界効果スイッチングトランジスタFET Q1のゲートとバイポーラスイッチング素子Q2のコレクタとの接続点は、コンデンサCa6を介して接地されると共にゲート電圧端子Vgにも接続される。
【００２９】
更に、バイポーラスイッチング素子Q2のエミッタは接地され、ベースは伝送線路SL3の一端に接続される。バイポーラスイッチング素子Q2のコレクタは、ストリップライン等からなるインダクタSL2とコンデンサCa7との直列回路を介して接地され、インダクタSL2とコンデンサCa7との接続点は、コレクタ電圧端子Vcに接続される。また、インダクタSL2とコンデンサCa7との接続点は、バイポーラスイッチング素子Q2のベースと伝送線路SL3の一端との接続点にも接続される。伝送線路SL3の他端は、コンデンサCa8を介して接地されると共に入力端子Pinに接続される。
【００３０】
尚、図１及び図２の等価回路において伝送線路及びインダクタはストリップラインで構成されることが多いものの、マイクロストリップライン、コプレーナガイドライン等で構成されていてもよい。また、図１のスイッチ回路ではpinダイオードは伝送線路側にカソードを接続した例を示したが、この向きに限るものではない。伝送線路側にアノードを接続しても良い。但し、この場合は送信系の伝送線路はコンデンサを介して接地するか、または伝送線路の他端を直接電圧制御端子にする。前記伝送線路にコンデンサを介して接地した場合、伝送線路とコンデンサの間に電圧制御端子を接続する。受信系のpinダイオードはアノードを伝送線路側に接続しており、カソードはコンデンサを介して接地されている。前記受信系pinダイオードとコンデンサの間には抵抗が接続されており、その一端は電圧制御端子、又は接地されている。電圧制御端子として使用される場合、その端子に正の電圧を印加することにより送受信系ダイオードに逆バイアスをかけることができ、ダイオードのアイソレーションを更に大きくすることができる。結果として、アンテナ〜受信経路の挿入損失低減、他経路の送信時では前記ダイオードからの高調波発生を抑制することができる。
【００３１】
また、スイッチ回路のスイッチング素子としてpinダイオードを用いたが、これはSP3T（Single Pole 3 Throw）等のGaAsスイッチを用いても良い。さらにトランジスタはQ1をFET、Q2をB-Trとしたが、それぞれ他の種類のトランジスタでも良い。例えば、Si-MOSFET、GaAsFET、Siバイポーラトランジスタ、GaAsHBT（ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）、ＨＥＭＴ(高電子移動度トランジスタ)等があげられる。もちろん、いくつものトランジスタを集積化したMMIC(モノリシックマイクロ波集積回路)を用いても良い。また、本実施例では伝送線路SL3とトランジスタQ2の間を直接繋いでいるが、抵抗を介して接続しても良い。
【００３２】
図３は、図１のアンテナスイッチモジュールと図２の高周波増幅器を一つの積層体内に収めた複合積層モジュールの誘電体グリーンシートの一部展開図である。図は積層体上部の１〜３層、中間の７〜８層及び下層の１３〜１５層の誘電体グリーンシートを抜き出したものである。誘電体グリーンシートは▲１▼が最上層で以下順に15層で構成され、最後のシート(15)は積層体の裏面を示している。また、図４はＸ−Ｘ断面図である。
実施例で使用した誘電体グリーンシート（以下、グリーンシート或いはシートと言う。）は９５０℃以下の低温焼成が可能なＬＴＣＣ材料からなる。例えば、Ａｌ_２Ｏ_３換算で１０〜６０質量％、ＳｉＯ_２換算で２５〜６０質量％、ＳｒＯ換算で７．５〜５０質量％、ＴｉＯ_２換算で２０質量％以下のＡｌ，Ｓｉ，Ｓｒ，Ｔｉと、Ｂｉ_２Ｏ_３換算で０．１〜１０質量％、Ｎａ_２Ｏ換算で０．１〜５質量％、Ｋ_２Ｏ換算で０．１〜５質量％、ＣｕＯ換算で０．０１〜５質量％、ＭｎＯ_２換算で０．０１〜５質量％のＢｉ、Ｎａ、Ｋ、Ｃｕ、Ｍｎをそれぞれ含有した誘電体組成物が用いられる。
【００３３】
グリーンシートは伝送線路や容量を形成しやすいようにシート厚みは４０〜２００μｍのものを使用し、電極材は銀系のものを用いた。このグリーンシートの各層に伝送線路やコンデンサ容量を電極パターンにより形成し、適宜スルーホールを設けて回路を構成している。このグリーンシートを順次積層圧着し、９５０℃で焼成することにより高周波部品が複合化された複合積層モジュールが得られる。積層体の大きさは横13.75mm×縦8mm×高さ0.75mm程度であり、積層体の上面には図４に示すようにダイオードやトランジスタ及びチップインダクタ、チップコンデンサ、抵抗体等のチップ素子を搭載し、その上に金属ケース（図示せず）を被せて完成品とする。完成後の全高は1.8mm程度である。ただし、金属ケースの代わりに、樹脂封止パッケージとしても良く、この場合の全高は1.5mm程度である。
【００３４】
積層体内の概略構成は、アンテナスイッチモジュール側は、上部層に分波器及びローパスフィルタを構成する伝送線路L1、L2、L3、L4等を、中間層に分波器、スイッチ回路及びローパスフィルタを構成するコンデンサ容量C1、C3、C6、C10等を、下部層にスイッチ回路を構成する伝送線路L5、L6、L7、L8、L9、L10等が主に形成されている。一方高周波増幅器側は、上部層に初段整合回路の主に伝送線路を、中間層に初段、後段整合回路の主にコンデンサ容量を、下部層にサーマルビアや後段整合回路の主に伝送線路、電源供給用ラインが主に形成されている。グランド電極は図３に示した第2、3、8、13、14、15層にそれぞれG1、G2、G3、G4、G5、G6と設けられている。本例では中間層を省略しているのでグランド電極や伝送線路、コンデンサ容量の全てを表していないが、概略上記のような配置によってそれぞれ電極パターンにより形成されている。積層体への搭載部品あるいは基板外付け部品は、上記したようにダイオードD1〜D6、トランジスタQ1〜Q3、チップコンデンサC5、C8、Ca5〜Ca7、抵抗体R1〜R3などがある。
【００３５】
高周波増幅器とアンテナスイッチモジュールの接続は上層にあり、相互干渉を避けるためにグリーンシート▲１▼の伝送線路ASL1（高周波増幅器側の線路）とグリーンシート▲２▼の伝送線路ASL2（アンテナスイッチモジュール側の引廻し線路）とは層を変えて且つ上下に重ならないような位置に形成している。本例では両者の間に位相調整用のハイパスフィルタを介在させているが、これはＬＣ回路をチップインダクタとチップコンデンサで構成し積層体の上面に搭載している。これにより積層体モジュールを作成した後でも位相調整が出来るので、高調波を減衰するため等に試作調整の時間がかからず望ましい。また伝送線路ASL1とASL2は上下異なる層で且つ投影上で干渉しない位置に設けているので両高周波部品間の干渉をここでも避けることが出来ている。また、表層において、ASL1とシールド電極を挟んでアンテナスイッチ側には、ローパスフィルタよりもアンテナ側の回路パターンが存在するため、ASL1とこのパターンが電磁気的な結合を起こすと、ローパスフィルタを介さず、不要高周波電力がそのままアンテナから出力されることとなる。本実施例のようにこの間をシールド電極SGで分離することによって、上記のような結合を回避することができ、高周波特性の向上に役立っている。
【００３６】
図に示すようにこの積層体モジュールは、高周波増幅器を構成する電極パターンは左側領域に、他方アンテナスイッチモジュールを構成する電極パターンは右側領域に形成し、グリーンシートは積層方向全てに渡って２つの領域に区分して構成している。さらに第1層の左右領域の間に帯状のシールド電極SGを設け、このシールド電極SGから積層方向の全層にわたってスルーホール電極HGを縦列して設けている。スルーホール電極HGは、シールド電極SGから3層目のグランド電極G2、8層目のグランド電極G3、13層目のグランド電極G4そして最下層のグランド電極G6にも繋がっており、両高周波部品間の相互干渉を抑制するとともに、上下方向にある電極パターン間の相互干渉の抑制にも効果がある。寸法配置的に余裕がある場合は、全層のグリーンシートに帯状のシールド電極SGを設けることが望ましい。しかし多くの場合それが出来ないのでグランド電極を兼用してシールド電極SGの作用を引き出すことができている。
【００３７】
縦列したスルーホール電極HGの間隔は、出来るだけ広がらない方が良いが、強度上、製造上また相互干渉の抑制効果の傾向からスルーホール電極HGの間隔ｇは、干渉を防ぎたい最も高い周波数の波長(λ)の１／４以下とする必要がある。実際のところではほぼλ／10〜λ／50程度で遮蔽効果が高まることが分かった。この実施例では間隔gは不等間隔であるが、おおよそDCS帯の3倍波(5.4GHz近傍)のλ/20（略1mm）〜λ/25程度とした。このように縦列したスルーホール電極HGは、間欠的に設けているので層間の密着強度が高まり強度が増す。スルーホールは必ずしも直線上に設ける必要は無く、図３の7層目及びそれ以下の層で見られるように電極パターンの配置等を考慮し適宜ずらして設けてもよい。以上のようにシールド電極SG及び／又はグランド電極とスルーホール電極HGによるグランド遮蔽効果により両者高周波部品間のノイズ等の相互干渉が無くなり、高周波増幅器の発振等の不安定動作を防止できる。さらに、高周波部品を一つの積層体の中に集約したのでその占有面積は、従来のパワーアンプと高周波アンテナスイッチを別々に基板に実装した場合に比べて約50％の小型化が出来ており、携帯電話などの通信機に搭載することで小型軽量化のニーズに答えることが出来る。
【００３８】
図１に示したアンテナスイッチモジュールの等価回路、図２に示した高周波増幅器の等価回路は一例である。増幅器回路側は、半導体素子Q3と電源供給回路を同様に付加して増幅回路を3段、またそれ以上の多段となしハイパワーアンプとして構成することも出来る。また、アンテナスイッチモジュールと高周波増幅器の間にカプラ回路やアイソレータ回路を備えても良く、受信系経路にはSAWフィルタを挿入しても良い。また、アンテナスイッチモジュール回路とカプラ回路を複合積層モジュールとしても良い。
上記した高周波スイッチモジュールやアンテナスイッチモジュールと高周波増幅器を複合化した複合積層モジュールをアンテナを共用とする携帯電話などの無線通信機に用いることによって小型軽量化の要求に答えることが出来る。
【００３９】
また本発明で用いられる送受信系システムとしては、上記した以外にもPDC800帯域(810〜960MHz)、GPS帯域(1575.42MHz)、PHS帯域(1895〜1920MHz)、Bluetooth帯域(2400〜2484MHz)や、米国で普及が見込まれるCDMA2000、中国で普及が見込まれるTD-SCDMA、欧州で普及が見込まれるW-CDMAなどを組み合わせたマルチバンドアンテナスイッチ回路の場合も同様の効果が期待できる。これらの場合の回路を用いてデュアルバンド、３バンド、４バンド、５バンド等のマルチモードマルチバンドの高周波スイッチ回路が得られる。
【００４０】
【発明の効果】
本発明によれば、アイソレーションが十分とれて挿入損失が低減され、送信信号が受信回路側に漏洩することが防止された高周波スイッチモジュールとなる。さらに一つの積層体内にこれらの機能を一体化することにより損失が無く変換効率の高い特性の優れた複合積層モジュールが得られる。そしてこれらを用いることにより小型軽量のマルチバンド型の高性能な通信機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示すトリプルバンド用アンテナスイッチモジュールの等価回路図である。
【図２】本発明の一実施例を示す高周波増幅器の等価回路図である。
【図３】本発明の複合積層モジュールの一実施例を示す、誘電体グリーンシートの一部展開図である。
【図４】複合積層モジュールのX-X断面図である。
【図５】本発明のマルチバンド用アンテナスイッチモジュールの形態を説明するブロック図である。
【符号の説明】
ASM：アンテナスイッチモジュール（高周波スイッチモジュール）
HPA：ハイパワーアンプ（高周波増幅器）
Dip：ダイプレクサ（分波器）
SW：スイッチ回路
LPF：ローパスフィルタ回路
SAW：弾性表面波フィルタ
L、SL、ASL：インダクタ、伝送線路
C、Ca：コンデンサ
Ｑ１、Ｑ２：半導体スイッチング素子
SG：シールド電極
HG：スルーホールによるシールド電極[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio communication system that transmits and receives signals of two or more different frequencies by sharing one antenna, and a multiband type high-frequency switch module, and the high-frequency switch module and the high-frequency amplifier are configured in one laminate. The present invention relates to a multi-band type composite laminated module and a communication device using the same.
[0002]
[Prior art]
For example, EGSM (Extended Global System for Mobile Communications) method and DCS (Digital Cellular System) method, which are popular in Europe, PCS (Personal Communication Service) method, which is popular in the United States, are adopted in Japan. There are various systems using time division multiple access (TDMA) such as PDC (Personal Digital Cellular). With the rapid spread of mobile phones in recent years, especially in major metropolitan areas in developed countries, it is difficult to connect system users in the frequency bands allocated to each system, making it difficult to connect, or connecting in the middle of a call There are problems such as disconnection. Therefore, it has been proposed that the user can use a plurality of systems to increase the number of frequencies that can be substantially used, and further expand the service area and effectively use the communication infrastructure of each system.
Conventionally, as a small and light high-frequency circuit component compatible with a plurality of systems, for example, a dual-band high-frequency switch module used in a portable communication device compatible with two systems of EGSM and DCS is disclosed in Patent Document 1. Patent Document 2 discloses a triple-band compatible high-frequency switch module used in a portable communication device compatible with three systems of EGSM, DCS, and PCS.
[0003]
FIG. 5 shows an example of a block configuration of a triple-band antenna switch module (referred to as an antenna switch module including the antenna). The demultiplexer (diplexer Dip) connected to the antenna ANT terminal demultiplexes the signal in the EGSM frequency band and the signal in the DCS / PCS frequency band (combined in the reverse direction, but this description uses demultiplexing) The first high frequency switch SW1 switches between the EGSM transmission terminal Tx and the EGSM reception terminal Rx, and the second high frequency switch SW2 switches between the DCS / PCS transmission terminal Tx, the DCS reception terminal Rx, and the PCS reception terminal Rx. . The low-pass filters LPF1 and LPF2 are inserted in the transmission path to reduce the amount of harmonic distortion generated by the power amplifier. The band pass filters SAW1, SAW2, and SAW3 remove unnecessary frequency components from the received signal from the antenna ANT, and send only the necessary components to the low noise amplifier. Therefore, power amplifiers HPA1 and HPA2 are provided before the EGSM transmission terminal Tx and the DCS / PCS transmission terminal Tx, and low noise amplifiers LNA1 and LNA2 are provided at the subsequent stage of the EGSM reception terminal Rx and the DCS reception terminal Rx and the PCS reception terminal Rx. LNA3 is provided.
[0004]
There is still a strong demand for reducing the size and weight of portable communication devices, and parts sharing and modularization of functions are being promoted. For example, the circuit components surrounded by the dotted line in FIG. 5 are formed by forming transmission lines and capacitors with electrode patterns in a multilayer structure in which dielectric sheets such as LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) are stacked in layers, and forming diodes and the like. It is realized as a multiband antenna switch module mounted on a laminate. In addition, modularization within the range surrounded by the alternate long and short dash line is also realized by mounting a discrete SAW filter on the laminate.
[0005]
On the other hand, in order to output a relatively large power signal on the transmission side of the portable communication device, a high power amplifier of about several watts (in the present invention, it is referred to as a high frequency amplifier although it is not distinguished from a power amplifier or the like). May be used). Since mobile phones and the like need to be small and have low power consumption, a high-power amplifier that consumes most of DC power has high DC-RF power conversion efficiency (also referred to as power added efficiency) and is small. Is required. Especially in mobile phones, the high power amplifier is downsized and highly efficient because the device is small and the length of talk time per battery charge is an important selling point of the product. Is essential.
[0006]
Conventionally, as a conventional technique for making a high-frequency amplifier and an antenna switch into a composite module in a laminate, for example, there is an antenna device in which a reception-only antenna and an amplifier are mounted on a laminate and a phase adjustment circuit is provided between them (patent) Reference 3). However, this is for adjusting the phase deviation of the closed loop when the reception antenna (patch antenna) itself receives the electromagnetic wave leaking from the amplifier. That is, it is not a composite of the high frequency switch function.
Also, there is a module in which a transmission line and a capacitor constituting a high-frequency switch and an amplifier are built in a multilayer substrate formed by laminating a plurality of dielectric layers, and a transistor is mounted on the multilayer substrate (Patent Document 4). reference). However, in this case, only a concept was shown and practical problems and means when the two were integrated were not disclosed and it was difficult to realize.
Further, there is a high frequency transmission module in which a high power amplifier and a coupler for monitoring the output power are integrated (see Patent Document 5). However, this has been limited to making a power amplifier and a coupler into a laminated module.
[0007]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 11-225088 [Patent Document 2]
JP 2000-165288 A [Patent Document 3]
JP 2000-183612 A [Patent Document 4]
JP-A-10-126307 [Patent Document 5]
Japanese Patent Laid-Open No. 2002-141827
[Problems to be solved by the present invention]
As described above, the formation of a multilayer module including a multiband antenna switch module and a high-frequency amplifier has been a subject of study, but it has not been realized to actually be modularized in a single multilayer body such as LTCC.
Even if it is realized, it is meaningless for a large-sized one, and for example, a size of 15 mm × 10 mm × 2 mm or less is required. However, reducing the size and increasing the integration of the high-frequency circuit module leads to an increase in the density between the internal circuits, resulting in a problem that sufficient isolation between the circuits cannot be obtained. If the isolation between the receiving circuit and the transmitting circuit is not sufficient, the transmitted signal may leak to the receiving circuit and cause malfunction of the Analog Processing IC that configures the LNA (Low Noise Amplifier), mixer, and modulator / demodulator of the receiving circuit There is.
[0009]
In view of such problems, the present invention provides a high-frequency switch module that can provide sufficient isolation even with a small-sized laminate, and similarly, a multiband high-frequency switch module and a high-frequency amplifier are combined. An object of the present invention is to provide a composite laminated module which is configured in one laminated body and has good isolation, low loss and high efficiency. The present invention also provides a multiband compact communication device using these.
[0010]
The present invention provides a demultiplexing circuit ( Dip ) for demultiplexing a signal to a plurality of transmission / reception systems having different pass bands, and a demultiplexing circuit ( Dip ) connected to the demultiplexing circuit ( Dip ) . a first switching circuit and (SW1) and the second switch circuit (SW2), has a low-pass filter (LPF1, LPF2) to the first, each transmission system of the second switching circuits (SW1, SW2), said branching circuit (Dip) is composed of LC circuits, each switch circuit (SW1, SW2) is the main constituent of the transmission line and the switching element, wherein each of the low-pass filter (LPF1, LPF2) is constituted by an LC circuit, LC circuit of said branching circuit (Dip), wherein at least a portion of the transmission line of the LC circuit and the switch circuits (SW1, SW2) of each low-pass filter (LPF1, LPF2) is between the electrode pattern and the dielectric layer In the laminate, the electrode pattern Ri constitute, in the high-frequency switch module chip element configured by arranging on the laminate that constitutes a part of such a switching element and an LC circuit, the receiving system of the first or second switch circuit , a transmission line (L6, L8, L10), the transmission line and (L6, L8, L10) in a diode having one end connected to (D2, D4, D6), the capacitor having one end connected to the ground (C6, C7, C10 ) and either one end connected to the voltage control terminal (VC1, VC2, VC3), or and a grounded resistor (R1, R2, R3), wherein the other end of the diode (D2, D4, D6) The other end of the capacitor ( C6 , C7 , C10 ) is connected in series, and the other end of the resistor ( R1 , R2 , R3 ) is connected to the diode ( D2 , D4 , D6 ) and the capacitor ( C6 , C7 , C10 ). And the diode ( D2 , D4 , D6 ) and the resistors ( R1 , R2 , R3 ) and at least one location between the capacitors ( C6 , C7 , C10 ) and an inductor or transmission line ( L40 / L20 / L30 ) It is a switch module.
[0011]
The invention likewise includes a branching circuit passband for demultiplexing the signal into a plurality of different transmitting and receiving systems (Dip), connected to said branching circuit (Dip), the receiving system and transmitting system to the each reception system switching the first switch circuit and (SW1) and a second switch circuit (SW2), it has a low-pass filter (LPF1, LPF2) to the first, each transmission system of the second switching circuits (SW1, SW2) and said branching circuit (Dip) is composed of LC circuits, each switch circuit (SW1, SW2) is the main constituent of the transmission line and the switching element, wherein each of the low-pass filter (LPF1, LPF2) are constituted by an LC circuit is, the LC circuit of said branching circuit (Dip), at least in part, the electrode pattern and the dielectric layer of the transmission line of the LC circuit and the switch circuits (SW1, SW2) of each low-pass filter (LPF1, LPF2) In the laminate with the electrode pattern In the high-frequency switch module configured by disposing the chip element that constitutes a part of the switching element, the LC circuit, or the like on the laminate, the transmission element of the first or second switch circuit is used as a transmission system. has a first and a transmission line (L5, L7) having one end connected to ground, the first transmission line (L5, L7) first diode connected to the cathode on the side of (D1, D3), The receiving system includes a second transmission line ( L6 , L8 , L10 ) , a second diode ( D2 , D4 , D6 ) having a cathode connected to the second transmission line ( L6 , L8 , L10 ) side , A first capacitor ( C6 , C7 , C10 ) having one end connected to the ground, and a resistor ( R1 , R2 , R3 ) having one end connected to a voltage control terminal ( VC1 , VC2 , VC3 ) . the other end and the first capacitor diodes (D2, D4, D6) ( C6, C7, C10 ) And the other end of the resistor ( R1 , R2 , R3 ) and the second diode ( D2 , D4 , D6 ) and the first capacitor ( C6 , C7 , C10 ) And at least one between the contact point of the second diode ( D2 , D4 , D6 ) and the resistor ( R1 , R2 , R3 ) and the first capacitor ( C6 , C7 , C10 ) This is a high-frequency switch module in which an inductor or a transmission line ( L40 / L20 / L30 ) is provided at a location .
[0012]
The present invention relates to a demultiplexing circuit ( Dip ) configured by an LC circuit that demultiplexes a signal into a plurality of transmission / reception systems having different pass bands, and is connected to the demultiplexing circuit ( Dip ). the first switch circuit and (SW1) and the second switch circuit (SW2), said first consists of LC circuit, the second switch circuit (SW1 in which the switching elements and transmission lines for switching the reception system as the main constituent, low-pass filter is inserted into the transmission system of SW2) (LPF1, LPF2) and has, wherein the first or reception system of the second switching circuits (SW1, SW2), the transmission lines (L6, L8, L10 and), and the transmission line (L6, L8, L10) connected at one end to the diode (D2, D4, D6), one end of a capacitor (C6, C7, C10) connected to ground, one end voltage control terminal ( VC1 , VC2 , VC3 ) or grounded resistors ( R1 , R2 , R3 ), and the other end of the diode ( D2 , D4 , D6 ) and the other end of the capacitor ( C6 , C7 , C10 ) are connected in series, and the resistor ( R1 , R2 , R3 ) is connected between the other diode ( D2 , D4 , D6 ) and the capacitor ( C6 , C7 , C10 ), and the diode ( D2 , D4 , D6 ) and resistor ( R1 , R2 , R3 ) An inductor or a transmission line ( L40 / L20 / L30 ) is inserted into at least one point between the contact with the capacitor ( C6 , C7 , C10 ) , the LC circuit of the branching circuit ( Dip ) , and each of the low-pass At least a part of the LC circuit of the filter ( LPF1 , LPF2 ) and the transmission line of each of the switch circuits ( SW1 , SW2 ) is constituted by the electrode pattern in a laminate of an electrode pattern and a dielectric layer, and the switching element And parts of resistors and LC circuits The chip element has a high frequency switch laminated module part (ASM) arranged on the laminated body, at least a semiconductor element, a power supply circuit, and a matching circuit, and the transmission constituting the power supply circuit and the matching circuit At least a part of the line and the LC circuit is constituted by the electrode pattern in the laminated body of the electrode pattern and the dielectric layer, and a chip element constituting a part of the semiconductor element, the LC circuit or the like is on the laminated body. And a high frequency amplifier stack module section (HPA) configured to be arranged in the same, and the high frequency switch stack module section (ASM) and the high frequency amplifier stack module section (HPA) are configured as a single stacked body. It is a module.
[0013]
Similarly, the present invention is connected to a demultiplexing circuit ( Dip ) composed of an LC circuit for demultiplexing a signal into a plurality of transmission / reception systems having different pass bands, and connected to the demultiplexing circuit ( Dip ) , and transmitted to each of the transmission / reception systems the system and the first switch circuit whose main constituting the switching element transmission line for switching the reception system and (SW1) a second switch circuit (SW2), is constituted by an LC circuit and the first, second switching circuits ( SW1, SW2) and a low-pass filter (LPF1, LPF2) to be inserted into each transmission system, wherein the first or transmission system of the second switching circuits (SW1, SW2), was connected at one end to ground It has a first transmission line ( L5 , L7 ) and a first diode ( D1 , D3 ) with a cathode connected to the first transmission line ( L5 , L7 ) side. Line ( L6 , L8 , L10 ) and cathode on the second transmission line ( L6 , L8 , L10 ) side A second diode connected to (D2, D4, D6), the first capacitors (C6, C7, C10) having one end connected to ground, and connected at one end to a voltage control terminal (VC1, VC2, VC3) A resistor ( R1 , R2 , R3 ), and the other end of the second diode ( D2 , D4 , D6 ) and the other end of the first capacitor ( C6 , C7 , C10 ) are connected in series The other end of the resistor ( R1 , R2 , R3 ) is connected between the second diode ( D2 , D4 , D6 ) and the first capacitor ( C6 , C7 , C10 ), and the second Inductor or transmission line ( L40 / L20 ) in at least one place between the contact of the diode ( D2 , D4 , D6 ) and the resistor ( R1 , R2 , R3 ) and the first capacitor ( C6 , C7 , C10 ) / L30) insert a, LC circuit of said branching circuit (Dip), the LC times of each low-pass filter (LPF1, LPF2) And wherein at least a portion of the transmission line of each of the switch circuits (SW1, SW2) is in the laminate between the electrode pattern and the dielectric layer, the constituted by the electrode patterns, the switching element and a resistor and a part of the LC circuit and the like The chip elements constituting the high-frequency switch laminated module part (ASM) arranged on the laminated body, and at least a semiconductor element, a power supply circuit, and a matching circuit, At least a part of the transmission line and the LC circuit to be configured is configured by the electrode pattern in the stacked body of the electrode pattern and the dielectric layer, and the chip element that configures a part of the semiconductor element, the LC circuit, etc. A high-frequency amplifier multi-layer module (HPA) arranged on the laminate, and the high-frequency switch multi-layer module (ASM) and the high-frequency amplifier multi-layer module Yuru portion and (HPA) is a composite laminate module configured to laminate the one.
[0014]
In addition, the present invention is a communication device that transmits and receives signals of two or more different frequencies by sharing one antenna, and is mounted by connecting one common antenna to the high frequency switch module or the composite laminated module. It is a communication device characterized by.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings, taking a high-frequency switch module and a high-frequency amplifier as examples. FIG. 1 shows an example of an equivalent circuit diagram of a high-frequency switch module (hereinafter referred to as an antenna switch module) for EGSM, DCS, and PCS triple bands, and FIG. 2 shows an example of an equivalent circuit diagram of a high-frequency amplifier. FIG. 3 is a partial development view of the dielectric sheet of the laminate, and FIG. 4 is a cross-sectional view of the laminate.
[0016]
First, the circuit on the antenna switch module side will be described with reference to FIG. In FIG. 1, a duplexer Dip is composed of transmission lines L1 to L4 and capacitors C1 to C4. Transmission line L2 and capacitor C1 form a series resonant circuit, with DCS band (transmission frequency: 1710-1785MHz, reception frequency: 1805-1880MHz) and PCS band (transmission frequency: 1850-1910MHz, reception frequency: 1930-1990MHz) Design to obtain attenuation. In this example, the resonance frequency is adjusted to 1.8 GHz which is substantially the center of the frequency band. Further, the transmission line L4 and the capacitor C3 form a series resonance circuit, and are designed so that attenuation is obtained in the EGSM band (transmission frequency: 880 to 915 MHz, reception frequency: 925 to 960 MHz). In this example, the resonance frequency is adjusted to 0.9 GHz which is substantially the center of the frequency band. This circuit makes it possible to demultiplex and synthesize an EGSM signal and a DCS / PCS signal. The transmission lines L1 and L3 are preferably set to a certain length so as to have a high impedance with respect to the frequency of the DCS / PCS signal. This makes it difficult to transmit DCS / PCS signals to EGSM routes. On the other hand, the capacitors C2 and C4 are preferably set to relatively small capacitance values so as to have a high impedance for the frequency of the EGSM signal. This makes it difficult for EGSM signals to be transmitted to the DCS / PCS route.
[0017]
The first switch circuit SW1 includes capacitors C5 and C6, transmission lines L5 and L6, PIN diodes D1 and D2, and a resistor R1. The lengths of the transmission lines are set so that the transmission lines L5 and L6 are λ / 4 resonators in the EGSM transmission frequency band. However, the transmission line L5 can be replaced by a choke coil. In this case, it is necessary that the transmission line L5 has an inductance such that the terminal opposite to the grounded terminal is in an open impedance state at the transmission frequency of the EGSM. In this case, the inductance value is preferably about 10 to 100 nH. The resistor R1 determines the current flowing through the first and second diodes D1 and D2 when the control power supply VC1 is in the high state. In this example, 100Ω to 200Ω was used. Capacitances C5 and C6 are necessary for DC cut of the control power supply. The capacitor C6 has a role of adjusting the isolation between EGSM Tx and EGSM Rx as well as the DC cut. Transmission line L6 basically requires a transmission line length that can be a λ / 4 resonator, but the length is adjusted for impedance matching of EGSM Rx, so isolation is not sufficient. The transmission line length may be such. In such a case, the amount of isolation can be optimized by adjusting the capacitance C6 without changing the transmission line L6 so as to maintain the impedance matching. In this example, it was possible to secure an area where the capacitor C6 could be configured inside the laminate. Therefore, since it is possible to adjust the capacitance C6 without adjusting the isolation by inserting the transmission line or the inductor L40, it is not sufficient to provide this inductor. Therefore, it is indicated by a dotted line.
[0018]
As described above, when the control power supply VC1 is high, both the first and second diodes D1 and D2 are turned on, the connection point between the second diode D2 and the transmission line L6 becomes the ground level, and the transmission is a λ / 4 resonator. The impedance on the opposite side of the line L6 becomes infinite. Therefore, when the control power source VC1 is High, a signal cannot pass through the path between the diplexers Dip and EGSM Rx, and the signal easily passes through the path between the diplexers Dip and EGSM Tx. On the other hand, when the control power source VC1 is low, the first diode D1 is also turned off, and no signal can pass through the path between the diplexer Dip and EGSM Tx, and the second diode D2 is also turned off, so that between the diplexer Dip and EGSM Rx. It is easier for signals to pass through this route. With the above configuration, transmission / reception of EGSM signals can be switched.
[0019]
The second switch circuit SW2 includes capacitors C7 to C10, transmission lines L7 to L10, PIN diodes D3 to D6, resistors R2 and R3, an inductor provided between the contact between the diode D4 and the resistor R2, and the capacitor C7. Consists of the line L20. The lengths of the transmission lines are set so that the transmission lines L7 to L10 are λ / 4 resonators at the frequency of the DCS / PCS signal. However, the transmission lines L7 and L9 can also be replaced with a choke coil, in which case the inductance that causes the terminal opposite to the grounded terminal to be in an open impedance state at the DCS transmission frequency and at the PCS transmission frequency, respectively. Need to be. In this case, the inductance value is desirably about 5 to 60 nH. The resistor R2 determines the current flowing through the third and fourth diodes D3 and D4 when the control power supply VC2 is in the high state. In this example, 100Ω to 200Ω was used. The resistor R3 determines the current flowing through the fifth and sixth diodes D5 and D6 when the control power supply VC3 is in the high state. In this example, 100Ω to 2 kΩ was used. Capacitances C7, C8, and C10 are necessary for DC cut of the control power supply. Capacitors C7 and C10 have a role of adjusting not only DC cut but also isolation between DCS / PCS Tx to DCS Rx, PCS Rx, and PCS Rx to DCS Rx.
[0020]
The transmission line L8 basically needs a transmission line length to be a λ / 4 resonator, but the above-mentioned isolation is necessary to adjust the length for impedance matching of DCS Rx and PCS Rx. The transmission line length may not be sufficient. In such a case, it is desirable to optimize the amount of isolation by adjusting the capacitance C7 without changing the transmission line L8 so as to maintain the impedance matching. Here, in this embodiment, C7 is formed in the laminated body, and it is not possible to obtain a capacity sufficient to obtain sufficient isolation due to area restrictions and the number of layers. Conventionally, in such a case, the isolation is adjusted with the transmission line L8, but when the transmission line L8 is adjusted, the impedance characteristics of the PCS Rx and DCS Rx in the subsequent stage change, and the circuit constants after the L8 (L9, L10, C9, C10, etc.) had to be adjusted, and considerable time and change of the laminated structure were required for the adjustment. Therefore, in order to obtain isolation between DCS / PCS Tx to DCS Rx without adjusting the capacitor C7 and the transmission line L8, the transmission line L20 is provided in the laminate. Thus, when the diodes D3 and D4 are ON, the transmission line L20 can be considered as an extension of L8 in terms of high frequency, and as a result, isolation adjustment can be performed. Further, when the diodes D3 and D4 are OFF (when DCS Rx is received), the transmission line L20 does not exist between the antenna and the DCS Rx that are signal paths, which contributes to reduction of insertion loss. The capacitor C7 is formed by an electrode pattern printed between laminated dielectric sheets. However, it is difficult to obtain a sufficient capacity on a dielectric sheet that is small in size and limited in area and number of layers. Even in such a situation, the transmission line L20 can be formed relatively easily, which is advantageous. The length of the transmission line L20 is preferably 30% or less of the length of the transmission line L8.
[0021]
As described above, when the control power supply VC2 is High, the third and fourth diodes D3 and D4 are both turned ON, and the connection point between the fourth diode D4 and the transmission line L8 becomes the ground level, and the transmission is a λ / 4 resonator. The impedance on the opposite side of the line L8 becomes infinite. Therefore, when the control power source VC2 is High, signals cannot pass through the path between the diplexers Dip to PCS Rx and the diplexers Dip to DCS Rx, and signals easily pass through the path between the diplexers Dip to DCS / PCS Tx. On the other hand, when the control terminal VC2 is low, the third diode D3 is also turned OFF, and the signal cannot pass through the path between the diplexer Dip and DCS / PCS Tx, and the fourth diode D4 is also OFF, so the diplexer Dip to PCS Rx. The signal easily passes through the path between the diplexer Dip and the DCS Rx.
[0022]
When the control terminal VC3 is High, both the fifth and sixth diodes D5 and D6 are turned on, the connection point between the sixth diode D6 and the transmission line L10 is at the ground level, and the transmission line is a λ / 4 resonator. The impedance on the other side of L10 becomes infinite. Therefore, when the control terminal VC3 is High, the signal cannot pass through the path between the DCS Rx, and the signal easily passes through the path between the PCS Rx. Conversely, when the control terminal VC3 is Low, the fifth diode D5 is also OFF, and the signal cannot pass through the path between the PCS Rx, and the sixth diode D6 is also OFF, so the signal is between the DCS Rx paths. Easy to pass. With the above configuration, switching to DCS / PCS Tx when the control terminal VC2 is High, switching to PCS Rx when the control terminals VC2 and VC3 are Low and High respectively, and switching to DCS Rx when the control terminal VC2 and the control terminal VC3 are Low Is possible.
[0023]
It is possible to use an inductor or transmission line L30 to adjust the isolation between PCS Rx and DCS Rx when VC3 is High, but the λ / 4 resonator L10 and capacitor C10 are at the end of the circuit. Since it is connected to a certain DCS_Rx terminal and has little influence on other circuit elements, L10 and C10 can be adjusted relatively freely for matching the isolation and DCS_Rx terminal. Therefore, no inductor or transmission line L30 has been inserted here.
[0024]
The first low-pass filter LPF1 is a π-type low-pass filter including a transmission line L11 and capacitors C11 to C13. Here, L11 and C11 constitute a parallel resonance circuit, and the resonance frequency is set to be twice or three times the transmission frequency of EGSM. In this embodiment, the frequency is set to 3 times 2.7 GHz. With the above configuration, harmonic distortion included in the transmission signal on the EGSM side input from the power amplifier can be removed.
The first low-pass filter LPF1 is arranged between the first diode D1 of the first high-frequency switch SW1 and the transmission line L5, but this is arranged between the diplexer Dip and the first high-frequency switch SW1. Alternatively, it may be arranged between the transmission line L5 and EGSM Tx. If a capacitor connected to the ground of the first low-pass filter LPF1 is arranged in parallel with the transmission line L5, a parallel resonant circuit is formed, and the line length of the transmission line L5 can be made shorter than λ / 4. The inductance value of the choke coil can be reduced.
[0025]
The second low-pass filter LPF2 is a π-type low-pass filter including the transmission line L12 and the capacitors C14 to C16. Here, the transmission line L12 and the capacitor C14 constitute a parallel resonance circuit, and the resonance frequency is set to be twice or three times the DCS / PCS transmission frequency. In this embodiment, the frequency is set to 3.6 GHz which is doubled. With the above configuration, harmonic distortion included in the DCS / PCS side transmission signal input from the power amplifier can be removed.
Similarly to the first low-pass filter LPF1, the second low-pass filter LPF2 may be disposed between the diplexer Dip and the second high-frequency switch SW2, or between the transmission line L7 and the DCS transmission terminal DCS Tx. You may arrange in. The first and second low-pass filters LPF1 and LPF2 are configured between the diode D1 and the transmission line L5 and between the diode D3 and the transmission line L7, and are provided in the switch circuit. This is preferable in terms of circuit design, but is not essential. The low-pass filter may be provided at any position on the transmission path between the diplexer through which the transmission signal passes and the transmission terminal.
[0026]
Further, the EGSM system can be further divided into GSM850 (transmission frequency: 824 to 849 MHz, reception frequency: 869 to 894 MHz) and EGSM to support quad band. In this case, the transmission system can use a common terminal, and the reception system can be configured by connecting a switch for switching between GSM850 and EGSM to the EGSM reception terminal section of the triple-band antenna switch. Further, it can be realized by using a transmission line which is a λ / 4 resonator in the GSM850 or EGSM band instead of the switch and dividing the frequency between the two.
[0027]
Next, the high frequency amplifier side will be described with reference to FIG. This high-frequency amplifier is a high-power amplifier that connects the output terminal P0 at the end of the matching circuit to the transmission terminal P1 of the antenna switch module of FIG. 1, for example, EGSM Tx, and sends the amplified transmission signal to the antenna switch side. One end of a transmission line ASL1 is connected to the output terminal P0 via a DC cut capacitor Ca2. Capacitors Ca3 and Ca4 having one end grounded are connected to the transmission line ASL1 to constitute an output matching circuit. The other end of the transmission line ASL1 is connected to the drain of a field effect switching transistor (FET) Q1 which is a kind of semiconductor element. The source of the FET Q1 is grounded, and the gate is connected to the collector of the bipolar switching element (B-Tr) Q2.
[0028]
On the other hand, the connection point between the other end of the transmission line ASL1 and the drain D of the field effect switching transistor FET Q1 is grounded via a series circuit of an inductor SL1 composed of a λ / 4 stripline and the capacitor Ca5, and the inductor SL1 A connection point with the capacitor Ca5 is connected to the drain voltage terminal Vdd1. The connection point between the gate of the field effect switching transistor FET Q1 and the collector of the bipolar switching element Q2 is grounded via the capacitor Ca6 and also connected to the gate voltage terminal Vg.
[0029]
Furthermore, the emitter of the bipolar switching element Q2 is grounded, and the base is connected to one end of the transmission line SL3. The collector of the bipolar switching element Q2 is grounded via a series circuit of an inductor SL2 and a capacitor Ca7 made of a strip line or the like, and a connection point between the inductor SL2 and the capacitor Ca7 is connected to a collector voltage terminal Vc. The connection point between the inductor SL2 and the capacitor Ca7 is also connected to the connection point between the base of the bipolar switching element Q2 and one end of the transmission line SL3. The other end of the transmission line SL3 is grounded via a capacitor Ca8 and connected to the input terminal Pin.
[0030]
In the equivalent circuits of FIGS. 1 and 2, the transmission line and the inductor are often formed of a strip line, but may be formed of a microstrip line, a coplanar guideline, or the like. Further, in the switch circuit of FIG. 1, an example in which the cathode of the pin diode is connected to the transmission line side is shown, but the direction is not limited to this. An anode may be connected to the transmission line side. In this case, however, the transmission line of the transmission system is grounded via a capacitor, or the other end of the transmission line is directly used as a voltage control terminal. When the transmission line is grounded via a capacitor, a voltage control terminal is connected between the transmission line and the capacitor. The pin diode of the receiving system has the anode connected to the transmission line side, and the cathode is grounded via a capacitor. A resistor is connected between the receiving pin diode and the capacitor, and one end thereof is a voltage control terminal or grounded. When used as a voltage control terminal, by applying a positive voltage to the terminal, a reverse bias can be applied to the transmission / reception diode, and the isolation of the diode can be further increased. As a result, it is possible to reduce the insertion loss of the antenna to the reception path and to suppress the generation of harmonics from the diode at the time of transmission on another path.
[0031]
Further, although the pin diode is used as the switching element of the switch circuit, a GaAs switch such as SP3T (Single Pole 3 Throw) may be used. Furthermore, although Q1 is FET and Q2 is B-Tr, other types of transistors may be used. For example, Si-MOSFET, GaAsFET, Si bipolar transistor, GaAsHBT (heterojunction bipolar transistor), HEMT (high electron mobility transistor) and the like can be mentioned. Of course, an MMIC (monolithic microwave integrated circuit) in which several transistors are integrated may be used. In the present embodiment, the transmission line SL3 and the transistor Q2 are directly connected, but they may be connected via a resistor.
[0032]
3 is a partial development view of a dielectric green sheet of a composite laminated module in which the antenna switch module of FIG. 1 and the high-frequency amplifier of FIG. 2 are housed in one laminated body. In the figure, dielectric green sheets of 1-3 layers at the top of the laminate, 7-8 layers at the middle, and 13-15 layers at the bottom are extracted. In the dielectric green sheet, (1) is the uppermost layer and is composed of 15 layers in the following order, and the last sheet (15) indicates the back surface of the laminate. FIG. 4 is a sectional view taken along line XX.
The dielectric green sheet (hereinafter referred to as a green sheet or sheet) used in the examples is made of an LTCC material that can be fired at a low temperature of 950 ° C. or lower. For example, Al, Si, Sr, 10-60 mass% in terms of Al ₂ O ₃ , 25-60 mass% in terms of SiO ₂ , 7.5-50 mass% in terms of SrO, and 20 mass% or less in terms of TiO ₂ . Ti, 0.1 to 10% by mass in terms of Bi ₂ O ₃ , 0.1 to 5% by mass in terms of Na ₂ O, 0.1 to 5% by mass in terms of K ₂ O, 0.01 to in terms of CuO A dielectric composition containing 5% by mass and 0.01 to 5% by mass of Bi, Na, K, Cu, and Mn in terms of MnO ₂ is used.
[0033]
A green sheet having a sheet thickness of 40 to 200 μm was used so that a transmission line and a capacitor can be easily formed, and a silver material was used for the electrode material. A transmission line and a capacitor capacity are formed by electrode patterns on each layer of the green sheet, and through holes are appropriately provided to constitute a circuit. The green sheets are sequentially laminated and pressure-bonded and fired at 950 ° C. to obtain a composite laminated module in which high-frequency components are composited. The size of the laminated body is about 13.75 mm wide x 8 mm long x 0.75 mm high. As shown in FIG. 4, chip elements such as diodes, transistors, chip inductors, chip capacitors, resistors are provided on the top surface of the laminated body. Mount it and put a metal case (not shown) on it to make a finished product. The total height after completion is about 1.8mm. However, a resin sealed package may be used instead of the metal case, and the total height in this case is about 1.5 mm.
[0034]
The schematic configuration in the stack is as follows. On the antenna switch module side, transmission lines L1, L2, L3, L4, etc. that constitute the duplexer and low-pass filter are arranged in the upper layer, and the duplexer, switch circuit, and low-pass filter are arranged in the intermediate layer. Transmission lines L5, L6, L7, L8, L9, L10, etc. constituting the switch circuit are mainly formed in the lower layer, with the capacitor capacitances C1, C3, C6, C10 etc. constituting the lower layer. On the other hand, on the high-frequency amplifier side, the upper layer mainly includes the transmission line of the first-stage matching circuit, the intermediate layer mainly includes the first-stage and subsequent-stage matching circuit, the capacitor capacity, and the lower layer mainly includes the thermal via and the second-stage matching circuit mainly including the transmission line and power supply. Supply lines are mainly formed. The ground electrodes are provided as G1, G2, G3, G4, G5, and G6 on the second, third, eighth, thirteenth, fourteenth, and fifteenth layers shown in FIG. In this example, since the intermediate layer is omitted, not all of the ground electrode, the transmission line, and the capacitor capacity are shown, but they are each formed by an electrode pattern by the arrangement as described above. As described above, there are diodes D1 to D6, transistors Q1 to Q3, chip capacitors C5 and C8, Ca5 to Ca7, resistors R1 to R3, and the like, as described above.
[0035]
The connection between the high-frequency amplifier and the antenna switch module is in the upper layer. To avoid mutual interference, the transmission line ASL1 (line on the high-frequency amplifier) on the green sheet (1) and the transmission line ASL2 (on the antenna switch module side) on the green sheet (2) Is formed at a position where the layers are changed and do not overlap vertically. In this example, a high-pass filter for phase adjustment is interposed between the two, but this comprises an LC circuit composed of a chip inductor and a chip capacitor and mounted on the upper surface of the laminate. As a result, phase adjustment can be performed even after the laminate module is created, and this is desirable because it does not take time for trial adjustment in order to attenuate harmonics. Further, since the transmission lines ASL1 and ASL2 are provided in different layers in the upper and lower layers and at positions where they do not interfere with each other in projection, interference between both high-frequency components can be avoided here. Also, on the surface layer, there is a circuit pattern closer to the antenna than the low-pass filter on the antenna switch side with ASL1 and the shield electrode in between.If ASL1 and this pattern are electromagnetically coupled, the low-pass filter is not passed. Unnecessary high frequency power is output from the antenna as it is. By separating the gap with the shield electrode SG as in the present embodiment, the above-described coupling can be avoided, which helps to improve the high frequency characteristics.
[0036]
As shown in the figure, in this laminate module, the electrode pattern constituting the high-frequency amplifier is formed in the left region, and the electrode pattern constituting the antenna switch module is formed in the right region, and the green sheet is divided into two in all the lamination directions. It is divided into areas. Further, a strip-shaped shield electrode SG is provided between the left and right regions of the first layer, and through-hole electrodes HG are provided in cascade from the shield electrode SG to all layers in the stacking direction. The through-hole electrode HG is connected from the shield electrode SG to the third layer ground electrode G2, the eighth layer ground electrode G3, the thirteenth layer ground electrode G4, and the bottom layer ground electrode G6. Are effective in suppressing the mutual interference between the electrode patterns in the vertical direction. When there is an allowance in dimensional arrangement, it is desirable to provide a strip-shaped shield electrode SG on the green sheet of all layers. In many cases, however, this is not possible, and the action of the shield electrode SG can be brought out also by using the ground electrode.
[0037]
The interval between the through-hole electrodes HG in a row should not be widened as much as possible. However, because of the strength, the manufacturing, and the tendency to suppress mutual interference, the interval g between the through-hole electrodes HG has the highest frequency at which interference is to be prevented. It is necessary to set it to 1/4 or less of the wavelength (λ). Actually, it has been found that the shielding effect is enhanced at about λ / 10 to λ / 50. In this embodiment, the interval g is unequal, but is about λ / 20 (approximately 1 mm) to λ / 25 of the third harmonic of the DCS band (near 5.4 GHz). Since the through-hole electrodes HG arranged in this way are provided intermittently, the adhesion strength between the layers increases and the strength increases. The through holes do not necessarily need to be provided on a straight line, and may be provided by appropriately shifting in consideration of the arrangement of the electrode pattern and the like as seen in the seventh layer and lower layers in FIG. As described above, due to the ground shielding effect by the shield electrode SG and / or the ground electrode and the through-hole electrode HG, mutual interference such as noise between the high frequency components is eliminated, and unstable operation such as oscillation of the high frequency amplifier can be prevented. Furthermore, since the high-frequency components are consolidated in a single laminate, the occupied area is approximately 50% smaller than when a conventional power amplifier and high-frequency antenna switch are separately mounted on the board. By installing it in a communication device such as a mobile phone, it is possible to answer the need for miniaturization and weight reduction.
[0038]
The equivalent circuit of the antenna switch module shown in FIG. 1 and the equivalent circuit of the high-frequency amplifier shown in FIG. 2 are examples. On the amplifier circuit side, the semiconductor element Q3 and the power supply circuit can be added in the same manner, so that the amplifier circuit has three stages or more and can be configured as a high power amplifier. Further, a coupler circuit or an isolator circuit may be provided between the antenna switch module and the high frequency amplifier, and a SAW filter may be inserted in the reception system path. Further, the antenna switch module circuit and the coupler circuit may be a composite laminated module.
By using the above-described high-frequency switch module or a composite laminated module in which an antenna switch module and a high-frequency amplifier are combined in a wireless communication device such as a mobile phone sharing an antenna, the demand for reduction in size and weight can be met.
[0039]
In addition to the transmission / reception system used in the present invention, in addition to the above, PDC800 band (810 to 960 MHz), GPS band (1575.42 MHz), PHS band (1895 to 1920 MHz), Bluetooth band (2400 to 2484 MHz), and the United States The same effect can be expected in the case of a multiband antenna switch circuit combining CDMA2000, which is expected to be popular in China, TD-SCDMA, which is expected to be popular in China, and W-CDMA, which is expected to be popular in Europe. A multi-mode multi-band high-frequency switch circuit such as a dual band, three-band, four-band, and five-band can be obtained by using the circuit in these cases.
[0040]
【The invention's effect】
According to the present invention, a high-frequency switch module in which isolation is sufficiently obtained, insertion loss is reduced, and a transmission signal is prevented from leaking to the reception circuit side. Furthermore, by integrating these functions in one laminate, a composite laminate module having no loss and high conversion efficiency can be obtained. By using these, it is possible to provide a small and light multiband high-performance communication device.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of a triple band antenna switch module according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of a high-frequency amplifier showing an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a partial development view of a dielectric green sheet showing one embodiment of the composite laminated module of the present invention.
FIG. 4 is a sectional view taken along line XX of the composite laminated module.
FIG. 5 is a block diagram illustrating an embodiment of a multiband antenna switch module of the present invention.
[Explanation of symbols]
ASM: Antenna switch module (high frequency switch module)
HPA: High power amplifier (high frequency amplifier)
Dip: Diplexer
SW: Switch circuit
LPF: Low-pass filter circuit
SAW: SAW filter
L, SL, ASL: Inductor, transmission line
C, Ca: Capacitors Q1, Q2: Semiconductor switching elements
SG: Shield electrode
HG: Shield electrode with through hole

Claims

A demultiplexing circuit ( Dip ) for demultiplexing a signal to a plurality of transmission / reception systems having different pass bands, and a first switch circuit connected to the demultiplexing circuit ( Dip ) and switching between the transmission system and the reception system to each of the transmission / reception systems (SW1) and a second switch circuit (SW2), said first, each transmission system of the second switch circuits (SW1, SW2) has a low-pass filter (LPF1, LPF2), said branching circuit ( Dip ) is composed of an LC circuit, each switch circuit ( SW1 , SW2 ) is mainly composed of a switching element and a transmission line, and each low-pass filter ( LPF1 , LPF2 ) is composed of an LC circuit. ( Dip ) LC circuit, the LC circuit of each of the low-pass filters ( LPF1 , LPF2 ) and the transmission line of each of the switch circuits ( SW1 , SW2 ) , at least part of the laminate of the electrode pattern and the dielectric layer, Constituted by the electrode pattern, In the high-frequency switch module in which the chip element that constitutes a part of the switching element or the LC circuit is arranged on the laminate,
The reception system of the first or second switch circuit includes a transmission line ( L6 , L8 , L10 ) and a diode ( D2 , D4 , D6 ) having one end connected to the transmission line ( L6 , L8 , L10 ). has one end and a capacitor (C6, C7, C10) connected to ground, or one end connected to the voltage control terminal (VC1, VC2, VC3), or a grounded resistor (R1, R2, R3), said diode and the other end of the (D2, D4, D6) and the other end with said capacitor (C6, C7, C10) as well as connected in series, the resistors (R1, R2, R3) the other end of said diode (D2 , D4 , D6 ) and capacitors ( C6 , C7 , C10 ), and further , the contacts between the diodes ( D2 , D4 , D6 ) and resistors ( R1 , R2 , R3 ) and the capacitors ( C6 , C7) , C10 ) at least one place between the inductor or transmission line ( L40 / L20 / A high frequency switch module provided with L30 ) .

A demultiplexing circuit ( Dip ) for demultiplexing a signal to a plurality of transmission / reception systems having different pass bands, and a first switch circuit connected to the demultiplexing circuit ( Dip ) and switching between the transmission system and the reception system to each of the transmission / reception systems (SW1) and a second switch circuit (SW2), said first, each transmission system of the second switch circuits (SW1, SW2) has a low-pass filter (LPF1, LPF2), said branching circuit ( Dip ) is composed of an LC circuit, each switch circuit ( SW1 , SW2 ) is mainly composed of a switching element and a transmission line, and each low-pass filter ( LPF1 , LPF2 ) is composed of an LC circuit. ( Dip ) LC circuit, the LC circuit of each of the low-pass filters ( LPF1 , LPF2 ) and the transmission line of each of the switch circuits ( SW1 , SW2 ) , at least part of the laminate of the electrode pattern and the dielectric layer, Constituted by the electrode pattern, In the high-frequency switch module in which the chip element that constitutes a part of the switching element or the LC circuit is arranged on the laminate,
The transmission system of the first or second switch circuit has a first transmission line ( L5 , L7 ) having one end connected to the ground, and a cathode connected to the first transmission line ( L5 , L7 ) side. It has a first diode ( D1 , D3 ) , the receiving system has a second transmission line ( L6 , L8 , L10 ) and a cathode connected to the second transmission line ( L6 , L8 , L10 ) side A second diode ( D2 , D4 , D6 ) , a first capacitor ( C6 , C7 , C10 ) with one end connected to ground, and a resistor ( R1 ) with one end connected to the voltage control terminals ( VC1 , VC2 , VC3 ) , R2, R3) and has, together with connecting the other ends of said first capacitor of said second diode (D2, D4, D6) ( C6, C7, C10) in series, the resistance wherein the other end of the (R1, R2, R3) a second diode (D2, D4, D6) and between the first capacitor (C6, C7, C10) Connect, further said second diode (D2, D4, D6) and a resistor (R1, R2, R3) and an inductor in at least one location between the contact and the first capacitor (C6, C7, C10) of Alternatively , a high-frequency switch module provided with a transmission line ( L40 / L20 / L30 ) .

A demultiplexing circuit ( Dip ) configured by an LC circuit that demultiplexes a signal into a plurality of transmission / reception systems having different passbands, and is connected to the demultiplexing circuit ( Dip ) , and the transmission system and the reception system are switched to each of the transmission / reception systems. a switching element between the transmission line and the main structure and the first switch circuit and (SW1) a second switch circuit (SW2), said first consists of LC circuits, each of the second switch circuits (SW1, SW2) and a low-pass filter inserted in the transmission system (LPF1, LPF2), wherein the first or the reception system of the second switching circuits (SW1, SW2), a transmission line (L6, L8, L10), the transmission lines (L6, L8, L10) and a diode having one end connected to (D2, D4, D6) to one end and a capacitor (C6, C7, C10) connected to ground, the voltage controlled one end terminal (VC1, VC2, VC3 ) or grounded resistors ( R1 , R2 , R 3 ), and the other end of the diode ( D2 , D4 , D6 ) and the other end of the capacitor ( C6 , C7 , C10 ) are connected in series, and other than the resistor ( R1 , R2 , R3 ) The end is connected between the diode ( D2 , D4 , D6 ) and the capacitor ( C6 , C7 , C10 ), and the contact point between the diode ( D2 , D4 , D6 ) and the resistor ( R1 , R2 , R3 ) the capacitor the inductor or transmission line (L40 / L20 / L30) in at least one place between the (C6, C7, C10), LC circuit of said branching circuit (Dip), wherein each of the low-pass filter (LPF1, LPF2 ) LC circuit and at least part of the transmission line of each switch circuit ( SW1 , SW2 ) is constituted by the electrode pattern in the laminate of the electrode pattern and the dielectric layer, and the switching element, resistor and LC Chip elements that form part of a circuit, etc. High-frequency switch stack module unit and (ASM) which is constructed by arranging on the stack,
Having at least a semiconductor element, a power supply circuit, and a matching circuit, and at least a part of the transmission line and the LC circuit constituting the power supply circuit and the matching circuit are in the stacked body of the electrode pattern and the dielectric layer, A chip element constituted by an electrode pattern and constituting a part of the semiconductor element or the LC circuit has a high frequency amplifier laminated module part (HPA) arranged and arranged on the laminated body,
A composite laminated module, wherein the high-frequency switch laminated module part (ASM) and the high-frequency amplifier laminated module part (HPA) are configured in the one laminated body.

A demultiplexing circuit ( Dip ) configured by an LC circuit that demultiplexes a signal into a plurality of transmission / reception systems having different passbands, and is connected to the demultiplexing circuit ( Dip ) , and the transmission system and the reception system are switched to each of the transmission / reception systems. a switching element between the transmission line and the main structure and the first switch circuit and (SW1) a second switch circuit (SW2), said first consists of LC circuits, each of the second switch circuits (SW1, SW2) and a low-pass filter inserted in the transmission system (LPF1, LPF2), wherein the first or second switching circuits (SW1, SW2) of the transmission system, a first transmission line having one end connected to the ground ( L5 , L7 ) and a first diode ( D1 , D3 ) having a cathode connected to the first transmission line ( L5 , L7 ) side, and a second transmission line ( L6 , L8 , and L10), the second transmission line (L6, L8, L10) a second connecting a cathode side Diode (D2, D4, D6) and a first capacitor (C6, C7, C10) and the resistor connected to one end voltage control terminal (VC1, VC2, VC3) ( R1, R2 having one end connected to the ground, R3) and has, together with connecting the other ends of said first capacitor of said second diode (D2, D4, D6) ( C6, C7, C10) in series, the resistor (R1 , R2 , R3 ) are connected between the second diodes ( D2 , D4 , D6 ) and the first capacitors ( C6 , C7 , C10 ), and further, the second diodes ( D2 , D4) , D6 ) and an inductor or a transmission line ( L40 / L20 / L30 ) is inserted at least at one point between the contact of the resistor ( R1 , R2 , R3 ) and the first capacitor ( C6 , C7 , C10 ) , LC circuit of said branching circuit (Dip), the LC circuit and the respective Sui of each low-pass filter (LPF1, LPF2) At least a portion of the transmission line of the switch circuit (SW1, SW2) is in the laminate between the electrode pattern and the dielectric layer is constituted by the electrode patterns form a part of such a switching element and a resistor and LC circuits The chip element is a high-frequency switch laminated module part (ASM) arranged and configured on the laminated body,
Having at least a semiconductor element, a power supply circuit, and a matching circuit, and at least a part of the transmission line and the LC circuit constituting the power supply circuit and the matching circuit are in the stacked body of the electrode pattern and the dielectric layer, A chip element constituted by an electrode pattern and constituting a part of the semiconductor element or the LC circuit has a high frequency amplifier laminated module part (HPA) arranged and arranged on the laminated body,
A composite laminated module, wherein the high-frequency switch laminated module part (ASM) and the high-frequency amplifier laminated module part (HPA) are configured in the one laminated body.

5. A communication device that transmits and receives two or more signals having different frequencies by sharing one antenna, and the high frequency switch module according to claim 1 or 2 or the single laminated layer module according to claim 3 or 4 A communicator with an antenna connected.