JP4503796B2 - Synchronization signal generating method, receiving apparatus, and recording medium - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、先頭に既知の複数回の繰り返し信号が付加されたパケット信号を受信し、その受信信号から同期信号を生成する同期信号生成方法、および同期信号生成部を備えた受信装置、並びに同期信号の生成をコンピュータによって実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関するものである。特に本発明は、バースト的にパケット通信を行う通信システムに適用されて好適なるものである。なお、「バースト的にパケット通信を行う」とは、同期が不完全で、連続的でない形でパケット通信を行うものをいう。
【0002】
【従来の技術】
バースト的にパケット通信を行う通信システムでは、パケット信号の到来が予測できないため、受信側では、パケット毎に独立な復調同期処理を行う必要がある。このため、既知N回の繰り返し信号をプリアンブルとしてパケットの先頭に付加し、受信側でパケットの先頭に付された繰り返し信号を判別して、同期信号を生成する技術が提案されている。例えば、1999年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会B−5−61「OFDM無線LANシステム用シンボルタイミング検出回路の特性」には、受信信号の相関器出力(相関ピーク信号)をディジタルフィルタでピーク積分処理することにより、同期信号を生成するものが記載されている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
この同期信号を生成する同期信号生成部は、図11のように構成される。この同期信号生成部は、遅延部101と、マッチトフィルタ(MF)102と、絶対値部103と、パワー検出部104と、除算部105と、プリアンブル区間積分部106と、最大値検出部107から構成されている。
【0004】
プリアンブルにおける繰り返し信号が10回で、各繰り返し信号が16サンプル周期(図中のTは、サンプル周期を表す)であるとしたとき、受信信号は、遅延部101において16サンプル周期分遅延される。そして、マッチトフィルタ102において受信信号Xと遅延部101で遅延した受信信号Yとの相関が取られる。
【0005】
マッチトフィルタ102は、図12に示すように構成されている。受信信号(複素数で表される信号)Xは、複素共役部1021において複素共役がとられ、その出力信号が遅延部1022によって順次遅延される。また、遅延部101によって遅延された受信信号Yとその信号を遅延部1023によって順次遅延させた信号により、係数c15、c14、c13、c12、…、c2、c1、c0が生成される。複素共役器1021の出力信号と各遅延部1022の出力信号は、乗算器1024において係数c15、c14、c13、c12、…、c2、c1、c0とそれぞれ乗算され、各乗算結果が加算部1025において加算される。そして、加算部1025から受信信号の相関値信号が出力される。
【0006】
また、パワー検出部104は、図13に示すように構成される。受信信号は、遅延器1041によって順次遅延される。受信信号と各遅延部1041の出力信号は、それぞれの信号の複素共役をとる複素共役部1042の出力信号と乗算器1043においてそれぞれ乗算され、各乗算結果が加算部1044において加算される。そして、加算部1044から受信信号のパワーを示す信号が出力される。
【0007】
マッチトフィルタ102から出力される相関値信号は、絶対値部103において絶対値に変換され、絶対値部103の出力は、除算部105においてパワー検出部104の出力によって除算される。その結果、除算部105から規格化された相関値信号が出力される。
【0008】
この規格化された相関値信号は、プリアンブル区間積分部106においてプリアンブル区間(すなわち16×10T)分積分される。プリアンブル区間積分部106からはサンプル同期T毎に積分値が出力される。その積分値が所定スレッショルド以上でかつ最大値となるタイミングが最大値検出部107において検出され、同期信号が出力される。
【0009】
しかし、上記のように構成した同期信号生成部についてハードウェア構成の観点から検討を行ったところ、乗算部、加算部を回路で構成したときにその規模が大きくなり、特に乗算部での処理によって誤差が生じるなどの問題があることがわかった。
【0010】
本発明は上記問題に鑑みたもので、その目的とするところは、マッチトフィルタ等を用いずに同期信号の生成を行うことにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明においては、プリアンブルにおける各繰り返し信号が同じ信号であり、各繰り返し信号の差をとったときその値が極端に小さくなることに着目した。すなわち、上記したような相関値を用いずに、各繰り返し信号の周期単位での受信信号の差を用いれば、同期信号を生成することができる。
【0012】
本発明は上記した検討を基になされたもので、請求項1に記載の発明では、先頭に既知の複数回の繰り返し信号が付加されたパケット信号を受信し、その受信信号から同期信号を生成する同期信号生成方法において、前記繰り返し信号の所定周期分だけ異なる2つの受信信号の差をとり、その絶対値を積分し、その積分値が最小となるタイミングで前記同期信号を出力することを特徴としている。
【0013】
この発明によれば、マッチトフィルタ等を用いずに同期信号の生成を行うことができる。
【0014】
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の発明をより具体的にしたもので、前記受信信号のI成分およびQ成分について、それぞれ前記繰り返し信号の所定周期分だけ異なる2つの信号の差をとって絶対値を得るとともに、それぞれの絶対値を加算し、加算した値を積分し、その積分値が最小となるタイミングで前記同期信号を出力することを特徴としている。
【0015】
上記した積分は、請求項3に記載の発明のように、前記繰り返し信号の周期分の積分を行う第1の積分と、その積分値からさらに前記複数回の繰り返し信号の長さ分の積分を行う第2の積分とすることができ、この場合、前記第2の積分の積分値が所定スレッショルド以下の最小となるタイミングで前記同期信号を出力するようにすることができる。
【0016】
また、上記した積分は、前記複数回の繰り返し信号の長さと同じかそれ以上にしてもよく、逆に請求項4に記載の発明のように、前記複数回の繰り返し信号の長さより短い区間行うようにしてもよい。この場合、早いタイミングで同期信号を得ることができる。
【0017】
請求項5に記載の発明では、先頭に既知の複数回の繰り返し信号が付加されたパケット信号を受信する受信装置であって、この受信装置は、前記受信信号から同期信号を生成する同期信号生成部を備えており、
前記同期信号生成部は、
前記繰り返し信号の所定周期分だけ異なる2つの受信信号の差をとって、その絶対値を得る手段(211〜217)と、
前記絶対値を積分する手段(218、219)と、
前記積分した値が最小となるタイミングで前記同期信号を出力する手段(220)とを有していることを特徴としている。
【0018】
請求項6に記載の発明では、先頭に既知の複数回の繰り返し信号が付加されたパケット信号について、前記繰り返し信号の所定周期分だけ異なる2つの受信信号の差をとって、その絶対値を得る手段(211〜217)と、
前記絶対値を積分する手段(218、219)と、
前記積分した値が最小となるタイミングで同期信号を出力する手段(220)とをコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体を特徴としている。
【0019】
請求項5、6に記載の発明の場合、前記繰り返し信号の所定周期分だけ異なる2つの受信信号の差をとって、その絶対値を得る手段(211〜217)は、前記受信信号のI成分およびQ成分について、それぞれ前記繰り返し信号の所定周期分だけ異なる2つの信号の差をとって絶対値を得、さらにそれぞれの絶対値を加算する手段として構成することができる。より具体的には、前記受信信号のI成分について前記繰り返し信号の所定周期分だけ異なる2つの信号の差をとる手段(211、212)と、その差を絶対値に変換する手段(213)と、前記受信信号のQ成分について前記繰り返し信号の所定周期分だけ異なる2つの信号の差をとる手段(214、215)と、その差を絶対値に変換する手段(216)と、両絶対値を加算する手段(217)として構成することができる。
【0020】
なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【0021】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示す実施形態について説明する。この実施形態は、直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:OFDM)方式を用いた通信システムに適用したもので、図1にその通信システムの概念図を示す。
【0022】
送信装置としての送信機(TX)からは、既知N回の繰り返し信号からなるプリアンブル(P)とデータからなるパケット信号がバースト的に送信される。受信装置としての受信機(RX)は、その送信された信号を受信し、プリアンブルの繰り返し信号により同期信号を生成して、送信されたデータの復調を行う。
【0023】
図2に、送信信号(I成分の信号)およびパケットのイメージ構成を示す。パケットは、IEEE802.11a仕様に準拠した構成になっており、既知N(=10)回の繰り返し信号(16サンプル毎に繰り返される信号)からなるプリアンブルと、送信情報信号であるデータからなる。
【0024】
図3(a)に、送信機(TX)におけるベースバンド部の構成を示す。送信するデータは、符号化部11において符号化され、シリアル/パラレル変換部(S/P変換部)12においてパラレル信号に変換され、変調部13においてサブキャリア変調(例えばQPSK)され、IFFT(逆高速フーリエ変換)部14においてIFFT処理され、パラレル/シリアル変換部(P/S変換部)15においてシリアル信号に変換され、ガードインターバル(GI)付加部15においてガードインターバルが付加される。
【0025】
図3(b)に、受信機(RX)におけるベースバンド部の構成を示す。受信した信号は、時間および周波数の同期処理を行う時間・周波数同期部21に入力され、この時間・周波数同期部21から同期信号が出力される。受信機(RX)における各部(以下に説明する各部22〜28等)は、その同期信号を基にしてそれぞれの処理を行う。
【0026】
具体的には、受信信号はGI除去部22に入力されてガードインタバルが除去され、S/P変換部23においてパラレル信号に変換され、FFT(高速フーリエ変換)部24においてFFT処理され、等化部25において等化処理され、復調部26においてサブキャリアの復調処理が行われ、P/S変換部27においてシリアル信号に変換され、復号部28において復号処理が行われる。
【0027】
なお、上記した送信機(TX)および受信機(RX)は、移動端末、基地局にそれぞれ設けれられ、端末−端末間、端末−基地局間で相互に通信が行われる。
【0028】
この実施形態において、上記した受信機の時間&周波数同期部21には、時間の同期信号を生成する同期信号生成部が含まれている。この同期信号生成部は、図4に示すように構成されている。この同期信号生成部には、図示しない変換部によって、複素数で表される受信信号を直交した位相のI成分とQ成分の信号に変換された、受信信号のI成分、Q成分の信号が入力される。
【0029】
受信信号のI成分は、遅延部211においてプリアンブルの各繰り返し信号の周期(16T)分遅延される。そして、引き算部(一方の信号をマイナスして加算する加算部)212において、受信信号のI成分を16Tだけ遅延した信号と遅延しない信号の差が求められる。この差を示す信号は、絶対値部213において絶対値信号に変換され、この絶対値部213から、受信信号のI成分を16T分遅延した信号と遅延しない信号の差の大きさを示す信号が出力される。
【0030】
また、受信信号のQ成分も同様に、遅延部214、引き算部215、絶対値部216によって信号処理される。そして、絶対値部216から、受信信号のQ成分を16T分遅延した信号と遅延しない信号の差の大きさを示す信号が出力される。
【0031】
両絶対値部213、216から出力される信号は、加算部217において加算され、相関区間積分部218において積分される。相関区間積分部218は、相関区間(16T)分積分を行う。
【0032】
ここで、受信信号がデータであるときには、受信信号のI成分、Q成分のぞれぞれについて、16T分遅延した信号と遅延しない信号が大きく異なる場合が多いため、絶対値部213、216から出力される値を加算部217で加算し相関区間積分部218で積分した値は大きな値となる。
【0033】
また、受信信号がプリアンブルにおける各繰り返し信号であると、受信信号のI成分、Q成分のぞれぞれについて、16T分遅延した信号と遅延しない信号は同じような信号となり、両信号の差は小さい。このため、絶対値部213、216から出力される値を加算部217で加算し相関区間積分部218で積分した値は小さな値となる。
【0034】
図6(a)に、相関区間積分部218の積分によって得られた信号の波形(図4中のa点の波形)のグラフを示す。このグラフは、ノイズおよびマルチパスフェージングがないとした場合のシュミレーション結果で、横軸はサンプル数(時間軸相当)、縦軸は信号レベルを示している。グラフ中で特に他の信号レベルと比べて極端に小さくなっているところ(すなわち下側にピークが生じていることろ)がプリアンブル区間である。図6(b)に、そのうちの1つのピーク近傍の拡大図を示す。プリアンブル区間においては、相関区間積分部218の出力がほぼ0になっている。
【0035】
なお、比較のため、図11に示す構成によって得られる正規化相関値の波形(図11中のb点の波形)の同様のシュミレーション結果を、図6(a)、(b)と対応させて、図6(c)、(d)に示す。図11に示す構成によれば、規格化相関値出力は各プリアンブル区間において上側にピークが生じる。
【0036】
また、CNR(搬送波信号電力と雑音電力の比)が20dBで、ETSI BRANで定められたModel Cのマルチパスフェージング特性を与えた場合のシュミレーション結果を図7に示す。この図7の(a)〜(d)は、図6の(a)〜(d)に対応している。この図7からわかるように、この実施形態のものによれば、マルチパスフェージングがあったとしても、相関区間積分部218の積分によって得られた信号において各プリアンブル区間毎に下側に明確なピークが生じている。
【0037】
なお、図6、図7に示すシュミレーションで用いたパケットは、IEEE802.11a仕様に準拠した構成で、伝送方式にはOFDMを、サブキャリア変調にはQPSKを用いている。また、プリアンブル長は320サンプル(そのうち上記した時間同期に利用するのは160サンプル)、1パケットに対する情報量を768バイトとしている。
【0038】
また、相関区間積分部218の積分によって得られた信号は、プリアンブル区間積分部219に入力され、プリアンブル区間(すなわち16×10T)分積分される。プリアンブル区間積分部219からはT毎に積分値が出力される。
【0039】
図8(a)、(b)に、相関区間積分部218の出力における1つのピーク付近の拡大波形と、それに対するプリアンブル区間積分部219の出力波形のシュミレーション結果をそれぞれ示す。プリアンブル区間積分部219では、160Tの区間における積分を行っているため、相関区間積分部218の出力が極端に低くなった時の値がプリアンブル区間積分部219の積分に影響し始めてからプリアンブル区間積分部219の積分値が低下し始める。また、相関区間積分部218の出力が大きくなった時の値がプリアンブル区間積分部219の積分に影響し始めてからプリアンブル区間積分部219の出力が上昇し始める。従って、プリアンブル区間積分部219の積分値が最小となるタイミングを見つければ、時間同期の同期信号を得ることができる。
【0040】
最小値検出部220は、プリアンブル区間積分部219から出力される積分値が最小となるタイミングを検出して同期信号を出力する。
【0041】
図5に、最小値検出部220の具体的な構成の一例を示す。この最小値検出部220は、制御部2201と、遅延部2202と、比較部2203と、判別部2204とから構成されている。
【0042】
制御部2201は、相関区間積分部218から出力される積分値を所定のスレッショルド値と比較して、相関区間積分部218の出力が極端に低くなったか否かを監視し、相関区間積分部218の出力が極端に低くならない間は遅延部2202、比較部2203、判別部2204の動作を停止させ、相関区間積分部218の出力が極端に低くなると、遅延部2202、比較部2203、判別部2204にイネーブル信号を出力してそれらを動作させる。
【0043】
この動作開始により、プリアンブル区間積分部219から出力される積分値を遅延部2202でTだけ遅延させた値と遅延させない値とが比較部2203において比較され、その比較結果が判別部2204に出力される。図8(b)に示したように、プリアンブル区間積分部219の出力が低下しているときには、比較部2203の出力が低下状態を示す信号(例えば−の信号)となり、プリアンブル区間積分部219の出力が上昇しているときには、比較部2203の出力が上昇状態を示す信号(例えば+の信号)となる。
【0044】
従って、判別部2204において、比較部2203の出力が低下状態を示す信号から上昇状態を示す信号に反転したタイミング(反転する直前あるいは直後のタイミング)を判定することにより、同期信号が出力される。
【0045】
なお、最小値検出部220としては、上記した構成以外に、プリアンブル区間積分部219の出力をM個メモリに記憶し、そのM個の記憶値から、上記したスレッショルド以下でかつ最小値となる記憶値を特定し、その記憶値の記憶位置に応じた同期信号を出力するように構成してもよい。但し、この場合には、プリアンブル区間積分部219の出力をメモリにM個記憶させる分、同期信号の出力がタイミング的に遅れる。このため、この実施形態の場合には、図3に示すGI除去部22に入力される受信信号をM個の記憶に応じた時間だけ遅延させ、その遅延時間内において同期信号が出力されるようにする。
【0046】
また、上記した実施形態では、プリアンブル区間積分部219の積分区間をプリアンブル区間である160Tとしたが、それよりも長い区間であってもよく、逆に短い区間であってもよい。短い区間とした場合には、同期信号がタイミング的に早く出力されることになるが、システムによっては早い同期信号を必要とするものもあるため、そのようなシステムにおいては好適である。
【0047】
また、上記した実施形態では、相関区間積分部218とプリアンブル区間積分部219を設けるものを示したが、相関区間積分部218をなくしプリアンブル区間積分部219だけで実施することもできる。この場合、最小値検出部220において、プリアンブル区間積分部219の出力を常時監視し、その積分値から所定のスレッショルド以下でかつ最小値となるタイミングを検出する。例えば、図9に示すように、プリアンブルが2つの繰り返し信号(Nサンプル周期の信号)で構成されている場合、図10に示すように、1つの繰り返し信号の区間(NT)の積分を相関区間積分部218において行い、その積分結果に基づき最小値検出部220が最小値を検出して同期信号を出力する。この場合、同期信号は、プリンブル区間が終了する前の早いタイミングで出力される。
【0048】
また、上記した実施形態では、受信信号のI成分およびQ成分の両方を用いて時間同期の同期信号を生成するものを示したが、プリアンブルの繰り返し信号にI成分およびQ成分のいずれか一方のみを用いるシステムの場合には、それに対応した成分を用いて同期信号を生成するようにしてもよい。
【0049】
また、上記した実施形態では、受信信号のI成分およびQ成分のそれぞれについて、2つの連続する信号の差をとるものを示したが、連続していなくても差をとる2つの信号が、繰り返し信号の所定周期分だけ異なっていればよい。
【0050】
また、上記した種々の実施形態では、受信機の各部の構成は、ハードロジック的に構成することの他、ソフトウェアによって構成することもできる。例えば、図3(b)に示す各部21〜28等のブロック的なハード構成に対して、それらをコンピュータで構成し、コンピュータに実行させるためのコンピュータプログラム(プログラム製品)を記録媒体をなすメモリに記憶しておき、電源オン時にそのメモリからコンピュータプログラムを各部21〜28等のハード構成に転送してそれらを動作させるようにすることができる。この場合、コンピュータプログラムは、サーバに備えられた記録媒体からネットワークを介した通信によって配信されるようになっていてもよい。また、コンピュータプログラムを記憶するメモリは、各部21〜28等の全体に対して1つ設けられるものの他、各部21〜28等に対し個別に設けられるようになっていてもよい。
【0051】
なお、本発明は、OFDM方式を用いた通信システムに適用されるものに限らず、バースト的にパケット通信を行い、パケット信号のプリアンブルに繰り返し信号を用いるものであれば、その他の方式を用いた通信システムにも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態に係るOFDM方式を用いた通信システムの概念図を示す図である。
【図2】図1に示す通信システムにおける送信波形を説明するための図である。
【図3】図1中の受信機(TX)および受信機(RX)におけるベースバンド部の構成を示す図である。
【図4】図3中の時間・周波数同期部21に含まれる同期信号生成部の構成を示す図である。
【図5】図4中の最小値検出部220の具体的な構成を示す図である。
【図6】ノイズおよびマルチパスフェージングがないとした場合のシュミレーション結果を示す図である。
【図7】Model Cのマルチパスフェージング特性を与えた場合のシュミレーション結果を示す図である。
【図8】相関区間積分部218の出力波形とプリアンブル区間積分部219の出力波形のシュミレーション結果を示す図である。
【図9】プリアンブルが2つの繰り返し信号で構成されている場合のパケットの構成を示す図である。
【図10】図9に示すパケットの構成の場合に適用される同期信号生成部の構成を示す図である。
【図11】本発明者らが検討を行った同期信号生成部の構成を示す図である。
【図12】図11中のマッチトフィルタ102の構成を示す図である。
【図13】図11中のパワー検出部104の構成を示す図である。
【符号の説明】
211、214…遅延部、212、215…引き算部、
213、216…絶対値部、217…加算部、218…相関区間積分部、
219…プリアンブル区間積分部、220…最小値検出部、
2201…制御部、2202…遅延部、2203…比較部、
2204…判別部。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a synchronization signal generating method for receiving a packet signal having a repeated signal added a plurality of times at the beginning and generating a synchronization signal from the received signal, a receiving apparatus including a synchronization signal generating unit, and synchronization The present invention relates to a computer-readable recording medium that records a program for causing a computer to generate a signal. In particular, the present invention is preferably applied to a communication system that performs packet communication in bursts. Note that “performing packet communication in a burst” means that packet communication is performed in a non-continuous manner with incomplete synchronization.
[0002]
[Prior art]
In a communication system that performs packet communication in bursts, the arrival of a packet signal cannot be predicted. Therefore, the receiving side needs to perform independent demodulation and synchronization processing for each packet. For this reason, a technique has been proposed in which a known N number of repeated signals are added to the beginning of the packet as a preamble, and the receiving side discriminates the repeated signal attached to the beginning of the packet to generate a synchronization signal. For example, the 1999 IEICE Communication Society Conference B-5-61 “Characteristics of Symbol Timing Detection Circuit for OFDM Wireless LAN System” is a peak integration process using a digital filter for the correlator output (correlation peak signal) of the received signal. By doing so, what generates a synchronization signal is described.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
The synchronization signal generator that generates this synchronization signal is configured as shown in FIG. The synchronization signal generation unit includes a
[0004]
When the repetition signal in the preamble is 10 times and each repetition signal has a 16 sample period (T in the figure represents a sample period), the received signal is delayed by 16 sample periods in the
[0005]
The matched
[0006]
The
[0007]
The correlation value signal output from the matched
[0008]
The normalized correlation value signal is integrated by a preamble interval (that is, 16 × 10T) in the
[0009]
However, when the synchronous signal generation unit configured as described above has been studied from the viewpoint of hardware configuration, when the multiplication unit and the addition unit are configured by a circuit, the scale becomes large. It was found that there were problems such as errors.
[0010]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to generate a synchronization signal without using a matched filter or the like.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention focuses on the fact that each repeated signal in the preamble is the same signal, and its value becomes extremely small when the difference between the repeated signals is taken. That is, the synchronization signal can be generated by using the difference between the received signals in units of cycles of each repetitive signal without using the correlation value as described above.
[0012]
The present invention has been made on the basis of the above-described studies. In the invention according to
[0013]
According to the present invention, it is possible to generate a synchronization signal without using a matched filter or the like.
[0014]
The invention according to
[0015]
As described in the third aspect of the present invention, the integration described above includes the first integration for integrating the period of the repetitive signal, and the integration for the length of the plurality of repetitive signals from the integration value. The second integration can be performed. In this case, the synchronization signal can be output at a timing at which the integration value of the second integration becomes a minimum equal to or less than a predetermined threshold.
[0016]
Further, the integration described above may be equal to or longer than the length of the plurality of repeated signals, and conversely, as in the invention according to
[0017]
The invention according to
The synchronization signal generator is
Means (211 to 217) for taking a difference between two received signals different by a predetermined period of the repetitive signal and obtaining an absolute value thereof;
Means (218, 219) for integrating the absolute value;
And a means (220) for outputting the synchronization signal at a timing at which the integrated value is minimized.
[0018]
In a sixth aspect of the present invention, the absolute value is obtained by taking the difference between two received signals that differ by a predetermined period of the repetitive signal for a packet signal having a known repetitive signal added a plurality of times at the beginning. Means (211 to 217);
Means (218, 219) for integrating the absolute value;
It is characterized by a computer-readable recording medium recording a program for causing a computer to execute means (220) for outputting a synchronization signal at a timing at which the integrated value is minimized.
[0019]
In the fifth and sixth aspects of the invention, means (211 to 217) for obtaining a difference between two received signals that differ by a predetermined period of the repetitive signal and obtaining an absolute value thereof is an I component of the received signal. For the Q component and Q component, a difference between two signals that differ by a predetermined period of the repetitive signal is obtained to obtain an absolute value, and further, the respective absolute values are added. More specifically, means (211 and 212) for taking the difference between two signals that differ by a predetermined period of the repetitive signal with respect to the I component of the received signal, and means (213) for converting the difference into an absolute value The means (214, 215) for taking a difference between two signals that differ by a predetermined period of the repetitive signal with respect to the Q component of the received signal, a means (216) for converting the difference into an absolute value, It can be configured as a means for adding (217).
[0020]
In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each said means shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiments shown in the drawings will be described below. This embodiment is applied to a communication system using an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) system. FIG. 1 shows a conceptual diagram of the communication system.
[0022]
A transmitter (TX) as a transmitting apparatus transmits a preamble (P) composed of known N repetition signals and a packet signal composed of data in a burst manner. A receiver (RX) as a receiving device receives the transmitted signal, generates a synchronization signal from the preamble repeat signal, and demodulates the transmitted data.
[0023]
FIG. 2 shows an image configuration of a transmission signal (I component signal) and a packet. The packet has a configuration conforming to the IEEE802.11a specification, and includes a preamble composed of a known N (= 10) repetition signal (a signal repeated every 16 samples) and data as a transmission information signal.
[0024]
FIG. 3A shows the configuration of the baseband unit in the transmitter (TX). Data to be transmitted is encoded by the
[0025]
FIG. 3B shows the configuration of the baseband unit in the receiver (RX). The received signal is input to a time /
[0026]
Specifically, the received signal is input to the GI removal unit 22 to remove the guard interval, converted into a parallel signal by the S /
[0027]
The transmitter (TX) and the receiver (RX) described above are provided in the mobile terminal and the base station, respectively, and communicate with each other between the terminal and the terminal and between the terminal and the base station.
[0028]
In this embodiment, the time &
[0029]
The I component of the received signal is delayed in the
[0030]
Similarly, the Q component of the received signal is subjected to signal processing by the
[0031]
The signals output from the
[0032]
Here, when the received signal is data, for each of the I component and Q component of the received signal, the signal delayed by 16T and the signal not delayed are often greatly different. A value obtained by adding the output values by the adding
[0033]
If the received signal is a repetitive signal in the preamble, the signal delayed by 16T and the signal not delayed are the same for each of the I component and Q component of the received signal, and the difference between the two signals is small. For this reason, a value obtained by adding the values output from the
[0034]
FIG. 6A shows a graph of the waveform of the signal obtained by the integration of the correlation interval integrator 218 (the waveform at point a in FIG. 4). This graph is a simulation result when there is no noise and multipath fading. The horizontal axis indicates the number of samples (corresponding to the time axis), and the vertical axis indicates the signal level. In the graph, a portion that is extremely small compared to other signal levels (that is, a peak occurs on the lower side) is a preamble section. FIG. 6B shows an enlarged view near one of the peaks. In the preamble section, the output of the
[0035]
For comparison, the same simulation result of the waveform of the normalized correlation value (the waveform at the point b in FIG. 11) obtained by the configuration shown in FIG. 11 is associated with FIGS. 6 (a) and 6 (b). 6 (c) and 6 (d). According to the configuration shown in FIG. 11, the normalized correlation value output has a peak on the upper side in each preamble section.
[0036]
FIG. 7 shows the simulation result when the CNR (the ratio of carrier signal power to noise power) is 20 dB and the model C multipath fading characteristics defined by ETSI BRAN are given. 7A to 7D correspond to FIGS. 6A to 6D. As can be seen from FIG. 7, according to this embodiment, even if there is multipath fading, a clear peak on the lower side for each preamble section in the signal obtained by the integration of the
[0037]
The packets used in the simulations shown in FIGS. 6 and 7 have a configuration conforming to the IEEE802.11a specification, and OFDM is used for the transmission method and QPSK is used for the subcarrier modulation. Also, the preamble length is 320 samples (of which 160 samples are used for the time synchronization described above), and the amount of information for one packet is 768 bytes.
[0038]
The signal obtained by the integration of the
[0039]
8A and 8B show an enlarged waveform near one peak in the output of the
[0040]
The
[0041]
FIG. 5 shows an example of a specific configuration of the minimum
[0042]
The
[0043]
By starting this operation, the value obtained by delaying the integral value output from the preamble
[0044]
Accordingly, the
[0045]
In addition to the configuration described above, the minimum
[0046]
In the above-described embodiment, the integration interval of the preamble
[0047]
In the above-described embodiment, the correlation
[0048]
Further, in the above-described embodiment, the time-synchronized synchronization signal is generated using both the I component and the Q component of the received signal, but only one of the I component and the Q component is included in the preamble repetition signal. In the case of a system that uses, a synchronization signal may be generated using a component corresponding to the system.
[0049]
In the above-described embodiment, the difference between two consecutive signals is shown for each of the I component and the Q component of the received signal. However, two signals that take a difference even if they are not consecutive are repeated. It only needs to be different by a predetermined period of the signal.
[0050]
Further, in the various embodiments described above, the configuration of each unit of the receiver can be configured by software in addition to the configuration of hardware logic. For example, with respect to the block-like hardware configuration such as each of the
[0051]
Note that the present invention is not limited to the one applied to the communication system using the OFDM method, and other methods are used as long as packet communication is performed in bursts and a repetitive signal is used for the preamble of the packet signal. It can also be applied to a communication system.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a conceptual diagram of a communication system using an OFDM scheme according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram for explaining a transmission waveform in the communication system shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a baseband unit in the receiver (TX) and the receiver (RX) in FIG. 1;
4 is a diagram showing a configuration of a synchronization signal generation unit included in the time /
5 is a diagram showing a specific configuration of a minimum
FIG. 6 is a diagram showing a simulation result when there is no noise and multipath fading.
FIG. 7 is a diagram illustrating a simulation result when a multipath fading characteristic of Model C is given.
8 is a diagram illustrating a simulation result of an output waveform of a
FIG. 9 is a diagram showing a packet configuration when a preamble is composed of two repetitive signals.
10 is a diagram illustrating a configuration of a synchronization signal generation unit applied in the case of the packet configuration illustrated in FIG. 9;
FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration of a synchronization signal generation unit examined by the present inventors.
12 is a diagram showing a configuration of the matched
13 is a diagram showing a configuration of a
[Explanation of symbols]
211, 214 ... delay unit, 212, 215 ... subtraction unit,
213, 216 ... absolute value part, 217 ... addition part, 218 ... correlation interval integration part,
219 ... Preamble interval integration unit, 220 ... Minimum value detection unit,
2201 ... Control unit, 2202 ... Delay unit, 2203 ... Comparison unit,
2204: A discrimination unit.
Claims (6)
前記繰り返し信号の所定周期分だけ異なる2つの受信信号の差をとり、その絶対値を積分し、その積分値が最小となるタイミングで前記同期信号を出力することを特徴とする同期信号生成方法。In a synchronization signal generating method for receiving a packet signal with a known repeated signal added at the beginning and generating a synchronization signal from the received signal,
A method for generating a synchronization signal, comprising: taking a difference between two reception signals that differ by a predetermined period of the repetitive signal, integrating the absolute value thereof, and outputting the synchronization signal at a timing at which the integration value is minimized.
前記同期信号生成部は、
前記繰り返し信号の所定周期分だけ異なる2つの受信信号の差をとって、その絶対値を得る手段(211〜217)と、
前記絶対値を積分する手段(218、219)と、
前記積分した値が最小となるタイミングで前記同期信号を出力する手段(220)とを有していることを特徴とする受信装置。A reception device that receives a packet signal with a plurality of known repetition signals added to the head, the reception device includes a synchronization signal generation unit that generates a synchronization signal from the reception signal,
The synchronization signal generator is
Means (211 to 217) for taking a difference between two received signals different by a predetermined period of the repetitive signal and obtaining an absolute value thereof;
Means (218, 219) for integrating the absolute value;
And a means (220) for outputting the synchronization signal at a timing at which the integrated value is minimized.
前記絶対値を積分する手段(218、219)と、
前記積分した値が最小となるタイミングで同期信号を出力する手段(220)とをコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。Means (211 to 217) for obtaining the absolute value of a difference between two received signals different from each other by a predetermined period of the repetitive signal with respect to a packet signal to which a plurality of known repetitive signals are added at the beginning;
Means (218, 219) for integrating the absolute value;
A computer-readable recording medium recording a program for causing a computer to execute means (220) for outputting a synchronization signal at a timing at which the integrated value is minimized.
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