JP3581324B2 - OFDM communication device - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムにおいて使用されるＯＦＤＭ通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２１を用いて従来のＯＦＤＭ通信装置について説明する。図２１は、従来のＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。
【０００３】
図２１に示すＯＦＤＭ通信装置においては、まず、各サブキャリア毎の情報信号は、変調部１で、例えば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などでディジタル変調処理された後、同期用シンボル挿入部２で同期用シンボルが挿入される。
【０００４】
同期用シンボルが挿入された信号は、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部３でＩＦＦＴ演算されてＯＦＤＭ信号となる。このＯＦＤＭ信号は、ガード区間挿入部４でガードインターバルが挿入される。この信号のフレームは、図２２に示すようになり、同期用シンボル２１と、位相基準シンボル又はパイロットシンボル２２と、ガードインターバル（ガード区間）２３と、有効シンボル２４とで構成されている。
【０００５】
ガードインターバルが挿入された信号はＤ／Ａ部（Ｄ／Ａ変換部）５でＤ／Ａ変換されてベースバンド信号となる。このベースバンド信号は、図示しない無線送信部で通常の無線送信処理がなされて送信信号としてアンテナを介して送信される。
【０００６】
アンテナを介して受信された信号は、図示しない無線受信部で通常の無線受信処理がなされてベースバンド信号となる。このベースバンド信号は、直交検波器で直交検波処理され、ローパス・フィルタで不要周波数成分が除去される（直交検波器及びローパス・フィルタはいずれも図示しない）。このベースバンド信号は、Ａ／Ｄ部（Ａ／Ｄ変換部）６でＡ／Ｄ変換される。なお、直交検波処理により受信信号は同相成分と直交成分に分かれるが図面では一つの信号経路としている。
【０００７】
このベースバンド信号は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１２でＦＦＴ演算されて、各サブキャリアに割り当てられた信号が得られる。このとき、ベースバンド信号は、遅延部７により遅延されて乗算器８に送られ、乗算結果が積算部９で積算される。そして、積算結果が、減算器１０に送られて、しきい値との間で減算処理され、判定部１１でしきい値判定される。そして、この判定結果がＦＦＴ部１２に送られる。
【０００８】
ＦＦＴ部１２でＦＦＴ演算された信号は、復調部１３に送られ、遅延検波処理され、判定部１４で１ビット前の信号と異なるかどうかが判定されて復調信号となる。
【０００９】
上記構成を有するＯＦＤＭ通信装置において、シンボル同期をとる場合、まず、ＦＦＴ演算前のベースバンド信号と、ＦＦＴ処理前の信号を遅延部７で１シンボルだけ遅延させた信号とを乗算部８に送り、そこで複素乗算処理を行なう。
【００１０】
次いで、乗算部８の出力を積算部９に送り、複素乗算結果を積算する。ここで、位相基準シンボルは、同期用シンボルと同じ信号であるため、両者の積算結果は、図２３のＡ部に示すように、１シンボル遅延させた信号の位相基準シンボルでピークを生じる。したがって、積算結果がしきい値を超えるタイミングを検出することによって、シンボル同期を確立することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、数十もの遅延波が受信されてくる状況下においては、信号パワの高いものが含まれていることがある。この場合、しきい値判定は、相関結果のパワを用いて行なうので、パワの高い信号がしきい値を超えてしまうことが考えられる。このような場合には、パワの高い信号でシンボル同期をとってしまい、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができず、同期ずれを起こすことがある。
【００１２】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、数十もの遅延波が受信されてくる状況下においても、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができるＯＦＤＭ通信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ送信機は、同期用シンボルの直後に前記同期用シンボルに対して極性が反転し、かつ、当該同期用シンボルの長さよりも短い相関値抑制用信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段と、生成されたＯＦＤＭ信号を送信する送信手段と、を具備する構成を採る。
【００１４】
本発明のＯＦＤＭ送信機は、前記ＯＦＤＭ信号生成手段は、同期用シンボルの直後に、同期用シンボルに対して極性が反転しかつ当該同期用シンボルの長さよりも短い信号、又はヌル信号を相関値抑制用信号として選択的に挿入するスイッチを具備する構成を採る。
【００１６】
これらの構成によれば、同期引き込み（遅延検波）に用いるシンボルの直後に相関値抑制用信号を挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。さらに、受信信号を用いた相関値を算出してシンボル同期を取る際に、相関結果を小さくさせて、確実にシンボル同期を取ることができる。
【００１７】
本発明のＯＦＤＭ受信機は、同期用シンボルの直後に前記同期用シンボルに対して極性が反転し、かつ、当該同期用シンボルの長さよりも短い相関値抑制用信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信する受信手段と、前記受信手段により受信された信号を用いて相関値を算出する相関値算出手段と、前記相関値算出手段により算出された相関値を用いてシンボル同期をとる同期手段と、を具備する構成を採る。
【００１８】
本発明のＯＦＤＭ受信機は、同期用シンボルの直後に、同期用シンボルに対して極性が反転しかつ当該同期用シンボルの長さよりも短い信号、又はヌル信号を相関値抑制用信号として選択的に挿入されたＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信する受信手段と、前記受信手段により受信された信号を用いて相関値を算出する相関値算出手段と、前記相関値算出手段により算出された相関値を用いてシンボル同期をとる同期手段と、を具備する構成を採る。
【００２０】
これらの構成によれば、同期引き込み（遅延検波）に用いるシンボルの直後に相関値抑制用信号が挿入された信号を受信するので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。さらに、受信信号を用いた相関値を算出してシンボル同期を取る際に、相関結果を小さくさせて、確実にシンボル同期を取ることができる。
【００２１】
本発明のＯＦＤＭ受信機は、前記相関値算出手段は、前記受信手段により受信された信号と、前記信号を単位シンボル遅延させた信号と、を用いて、相関値を算出する構成を採る。
【００２２】
この構成によれば、同期引き込み方法として、受信信号とこの受信信号を単位シンボル遅延させた信号との相関結果の最大値を検出する方法を用いた場合においても、同期用シンボルの直後に相関値抑制用信号が挿入されているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。
【００２３】
本発明のＯＦＤＭ受信機は、前記相関値算出手段は、前記受信手段により受信された信号と、ＩＦＦＴ処理された同期用シンボルと、を用いて、相関値を算出する構成を採る。
【００２４】
この構成によれば、同期引き込み方法として、受信信号と同期用シンボルをＩＦＦＴ処理した信号との相関結果の最大値を検出する方法を用いた場合においても、同期用シンボルの直後に相関値抑制用信号が挿入されているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。
【００２５】
本発明の通信端末装置は、上記いずれかのＯＦＤＭ送信機を備えた構成を採る。本発明の基地局装置は、上記いずれかのＯＦＤＭ送信機を備えた構成を採る。
【００２６】
これらの構成によれば、同期引き込み（遅延検波）に用いるシンボルの直後に相関値抑制用信号を挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。この結果、同期ずれを抑えたシンボル同期をとることが可能な通信端末装置および基地局装置を提供することができる。
【００２７】
本発明の通信端末装置は、上記いずれかのＯＦＤＭ受信機を備えた構成を採る。本発明の基地局装置は、上記いずれかのＯＦＤＭ受信機を備えた構成を採る。
【００２８】
これらの構成によれば、同期引き込み（遅延検波）に用いるシンボルの直後に相関値抑制用信号が挿入された信号を受信するので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。この結果、同期ずれを抑えたシンボル同期をとることが可能な通信端末装置および基地局装置を提供することができる。
【００２９】
本発明のＯＦＤＭ送信方法は、同期用シンボルの直後に前記同期用シンボルに対して極性が反転し、かつ、当該同期用シンボルの長さよりも短い相関値抑制用信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成工程と、生成されたＯＦＤＭ信号を送信する送信工程と、を具備する。
【００３１】
この方法によれば、同期引き込み（遅延検波）に用いるシンボルの直後に相関値抑制用信号を挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。
【００３２】
本発明のＯＦＤＭ送信方法は、同期用シンボルの直後に前記同期用シンボルに対して極性が反転し、かつ、当該同期用シンボルの長さよりも短い相関値抑制用信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信する受信工程と、前記受信工程により受信された信号を用いて相関値を算出する相関値算出工程と、前記相関値算出工程により算出された相関値を用いてシンボル同期をとる同期工程と、を具備する。
【００３４】
この方法によれば、同期引き込み（遅延検波）に用いるシンボルの直後に相関値抑制用信号が挿入された信号を受信するので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、送信する信号において、同期引き込みに用いられるシンボルの直後に相関値抑制用信号を挿入するようにしたことである。これにより、受信側において、受信信号を用いた相関値処理を行ってシンボル同期をとる際に、信号パワが高い信号についての相関結果を小さくさせて、受信信号における上記シンボルを用いた相関値結果のみにピークが現れるようにすることができる。したがって、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出して、同期ずれのないシンボル同期を実現する。
【００３６】
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。
【００３７】
まず、各サブキャリア毎の情報信号は、変調部１０１で、例えば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などでディジタル変調処理された後、同期用シンボル挿入部１０２で同期用シンボルが付加され、その後、０シンボル挿入部１０３で相関値抑制用信号である０シンボルが付加される。
【００３８】
所定のシンボルが挿入された信号は、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１０４でＩＦＦＴ演算されてＯＦＤＭ信号となる。このＯＦＤＭ信号は、ガード区間挿入部１０５でガードインターバルが挿入される。ガードインターバルが挿入された信号はＤ／Ａ部（Ｄ／Ａ変換部）１０６でＤ／Ａ変換されてベースバンド信号となる。このベースバンド信号は、図示しない無線送信部で通常の無線送信処理がなされて送信信号としてアンテナを介して送信される。
【００３９】
アンテナを介して受信された信号は、図示しない無線受信部で通常の無線受信処理がなされてベースバンド信号となる。このベースバンド信号は、直交検波器で直交検波処理され、ローパス・フィルタで不要周波数成分が除去される（直交検波器及びローパス・フィルタはいずれも図示しない）。このベースバンド信号は、Ａ／Ｄ部（Ａ／Ｄ変換部）１０７でＡ／Ｄ変換される。なお、直交検波処理により受信信号は同相成分と直交成分に分かれるが図面では一つの信号経路としている。
【００４０】
このベースバンド信号は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１１３でＦＦＴ演算されて、各サブキャリアに割り当てられた信号が得られる。このとき、ベースバンド信号は、遅延部１０８により遅延されて乗算器１０９に送られ、乗算結果が積算部１１０で積算される。そして、積算結果が、減算器１１１に送られて、しきい値との間で減算処理され、判定部１１２でしきい値判定される。そして、この判定結果がＦＦＴ部１１３に送られる。
【００４１】
ＦＦＴ部１１３でＦＦＴ演算された信号は、復調部１１４に送られ、遅延検波処理され、判定部１１５で１ビット前の信号と異なるかどうかが判定されて復調信号となる。
【００４２】
次に、上記構成を有するＯＦＤＭ通信装置の動作について図１及び図２を用いて説明する。変調部１０１でディジタル変調された信号には、同期用シンボル挿入部１０２で同期用シンボル２０１が挿入される。この同期用シンボル挿入部１０２は、スイッチで構成されており、同期用シンボル２０１を挿入する旨の制御信号１が入力されたときにスイッチが切り換わり、同期用シンボル２０１を挿入するようになっている。なお、同期用シンボル２０１の後には、位相基準シンボル２０２が挿入される。この位相基準シンボル２０２は、同期用シンボル２０１と同一の信号である。また、この位相基準シンボル２０２の挿入は、同期用シンボル挿入部１０２で同様に行われる。
【００４３】
同期用シンボル２０１が挿入された信号には、０シンボル挿入部１０３で０シンボル２０３が挿入される。この０シンボル挿入部１０３は、スイッチで構成されており、０シンボル２０３を挿入する旨の制御信号２が入力されたときにスイッチが切り換わり、０シンボル２０３を挿入するようになっている。
【００４４】
このように同期用シンボル２０１及び０シンボル２０３が挿入された信号は、ＩＦＦＴ部１０４に送られ、ＩＦＦＴ演算される。すなわち、ＩＦＦＴ部１０４では、周波数軸上において位相と振幅の情報を含む複素数データを各シンボル期間ごとに時間軸上へＩＦＦＴ変換することにより、時間軸上の信号波形を得る。
【００４５】
次いで、ＩＦＦＴ変換された信号波形には、ガード区間挿入部１０５でガードインターバル（ガード区間）２０４が挿入される。具体的には、有効シンボル２０５の後端部の一部の波形をガードインターバル２０４として挿入する。このように、遅延時間を許容するガードインターバル２０４を挿入することにより、ビット誤り率の増加を抑えることができ、耐マルチパス性を向上させることができる。
【００４６】
次いで、このようにガードインターバルを挿入した信号は、Ｄ／Ａ変換部１０６でＤ／Ａ変換される。その後、Ｄ／Ａ変換された信号は、通常の無線送信処理に供された後に送信される。すなわち、上記信号は、図示しない無線送信部で周波数変換及び増幅され、アンテナから送信される。
【００４７】
一方、アンテナから受信された信号は、通常の無線受信処理に供される。すなわち、受信信号は、図示しない無線受信部で増幅、周波数変換、及びＡ／Ｄ変換されてベースバンド信号となる。なお、上述したように、受信信号は、図示しない直交検波器で同相成分と直交成分に分けられてそれぞれ処理されるが、図においては、一つの経路で表わしている。
【００４８】
ここで、ベースバンド信号については、ガードインターバルを用いてシンボル同期を確立する。以下、このシンボル同期の確立方法（同期引き込み方法）について説明する。
【００４９】
まず、ＦＦＴ演算前のベースバンド信号と、ＦＦＴ処理前の信号を遅延部１０８で、例えば１シンボルだけ遅延させた信号とを乗算部１０９に送り、そこで複素乗算処理を行なう。
【００５０】
次いで、乗算部１０９の出力を積算部１１０に送り、複素乗算結果を積算する。ここで、位相基準シンボルは、同期用シンボルと同じ信号であるため、両者の積算結果は、図２３のＡ部に示すように、単位シンボル（ここでは１シンボル）遅延させた信号の位相基準シンボルでピークを生じる。したがって、積算結果がしきい値を超えるタイミングを検出することによって、シンボル同期を確立することができる。
【００５１】
したがって、積算部１１０の出力である積算結果を減算部１１１に送り、そこで所定のしきい値と減算処理し、その減算結果を判定部１１２に送り、そこで大小判定が行なう。これにより、積算結果に対するしきい判定がなされ、しきい値を超えたタイミングをＦＦＴ部１１３におけるＦＦＴ処理開始タイミングとすることができる。このようにして、送信側と受信側とでシンボル同期を合わせてＦＦＴを開始するようにタイミングを取る。
【００５２】
本実施の形態においては、図２に示すように、信号のフレーム中において、位相基準シンボル２０２の後に０シンボル２０３が挿入されている。したがって、数十もの遅延波が受信されてくる状況下において、信号パワの高いものが含まれている場合、受信信号と１シンボル遅延させた信号との間で相関をとったときに、受信信号の０シンボルと位相基準シンボルとの間で相関処理がなされる。この場合、０シンボルとの間で相関処理されるので、たとえ信号パワが高くても、相関結果は非常に小さいものとなる。このため、ＦＦＴ処理開始タイミング付近では、しきい値を超えるピークは特定されるので、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができる。
【００５３】
Ａ／Ｄ変換処理されたベースバンド信号は、ＦＦＴ部１１３において、上記ＦＦＴ処理開始タイミングからＦＦＴ処理され、各サブキャリアに割り当てられた信号が得られる。さらに、この信号は、復調部１１４に送られ、そこで遅延検波遅延検波処理され、判定部１１５で１ビット前の信号と比較されて復調信号となる。
【００５４】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、遅延検波に用いる位相基準シンボルの直後に０シンボルを挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。
【００５５】
（実施の形態２）
本実施の形態においては、位相基準シンボル直後に位相基準シンボル周期より短い区間の０信号を挿入する場合について説明する。
【００５６】
図３は、本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。図３における図１と同様の部分については、図１におけるものと同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【００５７】
図３に示すＯＦＤＭ通信装置では、送信部において、同期用シンボルを挿入した信号に対してＩＦＦＴ処理を施し、ガードインターバルを挿入した後に、０信号を挿入する。このため、０シンボル挿入部１０２を削除し、ガード区間挿入部１０５の後段に０信号挿入部３０１を設けている。
【００５８】
次に、上記構成を有するＯＦＤＭ通信装置の動作について図３及び図４を用いて説明する。変調部１０１でディジタル変調された信号には、実施の形態１と同様にして、同期シンボル挿入部１０２で同期用シンボル２０１が挿入される。なお、同期用シンボル２０１の後には、位相基準シンボル２０２が挿入される。この位相基準シンボル２０２は、同期用シンボル２０１と同一の信号である。また、この位相基準シンボル２０２の挿入は、同期用シンボル挿入部１０２で同様に行われる。
【００５９】
同期用シンボル２０１が挿入された信号は、ＩＦＦＴ部１０４に送られ、ＩＦＦＴ演算される。次いで、ＩＦＦＴ変換された信号波形には、ガード区間挿入部１０５でガードインターバル（ガード区間）２０４が挿入される。
【００６０】
次いで、ガードインターバルを挿入した信号は、０信号挿入部３０１で相関値抑制用信号である０信号が挿入される。この０信号挿入部３０１は、スイッチで構成されており、０信号４０１を挿入する旨の制御信号３が入力されたときにスイッチが切り換わり、０信号４０１を挿入するようになっている。この０信号４０１の区間は、位相基準シンボル２０２の周期よりも短く設定されている。例えば、１／４シンボル程度に設定することが好ましい。これにより、パワのない信号を送る区間をできるだけ短くすることができる。
【００６１】
次いで、このように０信号を挿入した信号は、Ｄ／Ａ変換部１０６でＤ／Ａ変換される。その後、Ｄ／Ａ変換された信号は、通常の無線送信処理に供された後に送信される。すなわち、上記信号は、図示しない無線送信部で周波数変換及び増幅され、アンテナから送信される。
【００６２】
一方、アンテナから受信された信号は、通常の無線受信処理に供される。ベースバンド信号については、実施の形態１と同様にして、ガードインターバルを用いてシンボル同期を確立する。
【００６３】
本実施の形態においては、図４に示すように、信号のフレーム中において、位相基準シンボル２０２の後に０信号４０１が挿入されている。したがって、数十もの遅延波が受信されてくる状況下において、信号パワの高いものが含まれている場合、受信信号と１シンボル遅延させた信号との間で相関をとったときに、受信信号の０信号と位相基準シンボルとの間で相関処理がなされる。この場合、０信号との間で相関処理されるので、たとえ信号パワが高くても、相関結果は非常に小さいものとなる。このため、ＦＦＴ処理開始タイミング付近では、しきい値を超えるピークは特定されるので、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができる。
【００６４】
Ａ／Ｄ変換処理されたベースバンド信号は、ＦＦＴ部１１３において、上記ＦＦＴ処理開始タイミングからＦＦＴ処理され、各サブキャリアに割り当てられた信号が得られる。さらに、この信号は、復調部１１４に送られ、そこで遅延検波遅延検波処理され、判定部１１５で１ビット前の信号と比較されて復調信号となる。
【００６５】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、遅延検波に用いる位相基準シンボルの直後に０信号を挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。さらに、位相基準シンボルの直後に挿入する０信号は、位相基準シンボル周期よりも短いので、パワのない信号を送る区間をできるだけ短くすることができる。
【００６６】
（実施の形態３）
本実施の形態においては、受信レベル情報をシンボル同期獲得の際に用いる場合について説明する。
【００６７】
図５は、本発明の実施の形態３に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。図５における図３と同様の部分については、図３におけるものと同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【００６８】
図５に示すＯＦＤＭ通信装置は、受信部において、ベースバンド信号の受信レベルを検出するレベル検出部５０１、検出されたレベルと所定のしきい値とを比較する減算部５０２と、減算結果の大小判定を行なう判定部５０３と、判定部５０３の判定結果とＦＦＴ処理開始タイミング検出のための判定結果との間の論理積を算出する論理積部５０４とを含む。
【００６９】
次に、上記構成を有するＯＦＤＭ通信装置の動作について図５を用いて説明する。
【００７０】
送信側については、実施の形態２と同様である。したがって、送信される信号におけるフレーム構成は、図４に示すようになる。
【００７１】
一方、アンテナから受信された信号は、通常の無線受信処理に供される。ベースバンド信号については、実施の形態１と同様にして、ガードインターバルを用いてシンボル同期を確立する。
【００７２】
本実施の形態においては、ベースバンド信号がレベル検出部５０１に送られ、レベル検出され、そのレベルが減算部５０２に送られて所定のしきい値との間で減算処理される。この減算結果が判定部５０３に送られて大小判定される。すなわち、検出されたレベルについてしきい値判定がなされる。
【００７３】
また、実施の形態２と同様にして、受信信号と１シンボル遅延させた信号との間の相関結果のしきい値判定を行なう。上記レベルのしきい値判定の結果と相関結果のしきい値判定の結果とが論理積部５０４に送られ、その論理積情報がＦＦＴ部１１３に送られる。すなわち、レベル検出のしきい値判定において、しきい値より低く、相関結果のしきい値判定において、しきい値より高い時に、ＦＦＴ処理開始タイミングとなる。
【００７４】
Ａ／Ｄ変換処理されたベースバンド信号は、ＦＦＴ部１１３において、上記ＦＦＴ処理開始タイミングからＦＦＴ処理され、各サブキャリアに割り当てられた信号が得られる。さらに、この信号は、復調部１１４に送られ、そこで遅延検波遅延検波処理され、判定部１１５で１ビット前の信号と比較されて復調信号となる。
【００７５】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができ、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。また、位相基準シンボルの直後に挿入する０信号は、位相基準シンボル周期よりも短いので、パワのない信号を送る区間をできるだけ短くすることができる。さらに、受信信号のレベル検出を行なうので、相関結果の高いものを正確に検出することができ、より正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができる。
【００７６】
（実施の形態４）
本実施の形態においては、０信号を挿入する区間の長さを可変とする場合について説明する。
【００７７】
図６は、本発明の実施の形態４に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。図６における図３と同様の部分については、図３におけるものと同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【００７８】
図６に示すＯＦＤＭ通信装置は、判定部１１５における判定前の信号と判定後の信号との差分をとる第１減算部６０５と、この減算結果と所定のしきい値との間で減算処理を行なう第２減算部６０４と、この第２減算部の減算結果の大小判定を行なう判定部６０３と、この判定結果に応じて０信号を挿入するかどうかを切り換えるスイッチ６０２と、位相基準シンボル直後に０信号を挿入する０信号挿入部６０１とを含む。
【００７９】
０信号挿入部６０１は、スイッチで構成されており、０信号を挿入する旨の制御信号３がスイッチ６０２に入力されたときにスイッチが切り換わり、０信号を挿入するようになっている。また、スイッチ６０２は、判定部６０３の判定結果に基づいて０信号を挿入する旨の制御信号３と０信号を挿入しない旨の制御信号４とにより切り換えを行なう。
【００８０】
次に、上記構成を有するＯＦＤＭ通信装置の動作について図６を用いて説明する。変調部１０１でディジタル変調された信号には、実施の形態１と同様にして、同期シンボル挿入部１０２で同期用シンボル２０１が挿入される。なお、同期用シンボル２０１の後には、位相基準シンボル２０２が挿入される。
【００８１】
同期用シンボル２０１が挿入された信号は、ＩＦＦＴ部１０４に送られ、ＩＦＦＴ演算される。次いで、ＩＦＦＴ変換された信号波形には、ガード区間挿入部１０５でガードインターバル（ガード区間）２０４が挿入される。
【００８２】
一方、アンテナから受信された信号は、通常の無線受信処理に供される。ベースバンド信号については、実施の形態１と同様にして、ガードインターバルを用いてシンボル同期を確立する。
【００８３】
本実施の形態においては、図４に示すように、信号のフレーム中において、位相基準シンボル２０２の後に０信号４０１が挿入されている。このため、受信信号と１シンボル遅延させた信号との間で相関をとったときに、受信信号の０信号と位相基準シンボルとの間で相関処理がなされる。
【００８４】
Ａ／Ｄ変換処理されたベースバンド信号は、ＦＦＴ部１１３において、上記ＦＦＴ処理開始タイミングからＦＦＴ処理され、各サブキャリアに割り当てられた信号が得られる。さらに、この信号は、復調部１１４に送られ、そこで遅延検波遅延検波処理され、判定部１１５で１ビット前の信号と比較されて復調信号となる。
【００８５】
上記の場合において、判定前後の信号が第１減算部６０５に送られて、両者の差分が求められる。この差分は第２減算部６０４に送られて、しきい値と比較される。この比較結果が判定部６０３で判定される。このしきい値よりも差分が大きい場合には、通信環境が悪いと判断して、すなわち０信号の区間が短いと判断して０信号の区間を長くするような制御を行なう。
【００８６】
具体的には、０信号の区間を長くする場合には、スイッチ６０２に制御信号３を入力してスイッチ６０２を切り換えて、０信号挿入部６０１で０信号を挿入する。一方、０信号を長くする必要がない場合には、スイッチ６０２に制御信号４を入力してスイッチ６０２を切り換えて、０信号挿入部６０１で０信号を挿入しないようにする。このようにして、信号フレームにおいて０信号の区間を適応的に可変させることが可能となる。
【００８７】
次いで、このように０信号を挿入した信号は、Ｄ／Ａ変換部１０６でＤ／Ａ変換される。その後、Ｄ／Ａ変換された信号は、通常の無線送信処理に供された後に送信される。すなわち、上記信号は、図示しない無線送信部で周波数変換及び増幅され、アンテナから送信される。
【００８８】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、遅延検波に用いる位相基準シンボルの直後に０信号を挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができ、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止する。また、０信号の挿入の切り換えを行なうことができるので、信号フレームにおける０信号の区間を適応的に可変とすることができ、通信環境に応じて柔軟に処理を対応させることができる。
【００８９】
（実施の形態５）
本実施の形態においては、位相基準シンボルの直後に、相関値抑制用信号である、位相基準シンボルを極性反転させたシンボルを挿入する場合について説明する。
【００９０】
図７は、本発明の実施の形態５に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。図７における図１と同様の部分については、図１におけるものと同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【００９１】
図７に示すＯＦＤＭ通信装置では、送信部において、同期用シンボルを挿入した信号に対して反転シンボルを挿入する。このため、０シンボル挿入部１０２の代わりに、反転シンボル挿入部７０１を設けている。この反転シンボル挿入部７０１は、スイッチで構成されており、反転シンボルを挿入する旨の制御信号２が入力されたときにスイッチが切り換わり、反転シンボルを挿入するようになっている。
【００９２】
次に、上記構成を有するＯＦＤＭ通信装置の動作について図７及び図８を用いて説明する。変調部１０１でディジタル変調された信号には、実施の形態１と同様にして、同期シンボル挿入部１０２で同期用シンボル２０１が挿入される。なお、同期用シンボル２０１の後には、位相基準シンボル２０２が挿入される。この位相基準シンボル２０２は、同期用シンボル２０１と同一の信号である。また、この位相基準シンボル２０２の挿入は、同期用シンボル挿入部１０２で同様に行われる。
【００９３】
同期用シンボル２０１が挿入された信号には、反転シンボル挿入部７０１で位相基準シンボルを反転した反転シンボル８０１が挿入される。これらのシンボルが挿入された信号は、ＩＦＦＴ部１０４に送られ、ＩＦＦＴ演算される。次いで、ＩＦＦＴ変換された信号波形には、ガード区間挿入部１０５でガードインターバル（ガード区間）２０４が挿入される。
【００９４】
次いで、このようにガードインターバル２０４を挿入した信号は、Ｄ／Ａ変換部１０６でＤ／Ａ変換される。その後、Ｄ／Ａ変換された信号は、通常の無線送信処理に供された後に送信される。すなわち、上記信号は、図示しない無線送信部で周波数変換及び増幅され、アンテナから送信される。
【００９５】
一方、アンテナから受信された信号は、通常の無線受信処理に供される。ベースバンド信号については、実施の形態１と同様にして、ガードインターバルを用いてシンボル同期を確立する。
【００９６】
本実施の形態においては、図８に示すように、信号のフレーム中において、位相基準シンボル２０２の後に反転シンボル８０１が挿入されている。したがって、数十もの遅延波が受信されてくる状況下において、信号パワの高いものが含まれている場合、受信信号と１シンボル遅延させた信号との間で相関をとったときに、受信信号の反転シンボルと位相基準シンボルとの間で相関処理がなされる。この場合、反転シンボルとの間で相関処理されるので、たとえ信号パワが高くても、両者は打ち消されて相関結果は非常に小さいものとなる。このため、ＦＦＴ処理開始タイミング付近では、しきい値を超えるピークは特定されるので、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができる。
【００９７】
Ａ／Ｄ変換処理されたベースバンド信号は、ＦＦＴ部１１３において、上記ＦＦＴ処理開始タイミングからＦＦＴ処理され、各サブキャリアに割り当てられた信号が得られる。さらに、この信号は、復調部１１４に送られ、そこで遅延検波遅延検波処理され、判定部１１５で１ビット前の信号と比較されて復調信号となる。
【００９８】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、遅延検波に用いる位相基準シンボルの直後に位相基準シンボルを反転した反転シンボルを挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を打ち消して低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。
【００９９】
（実施の形態６）
本実施の形態においては、位相基準シンボル直後に位相基準シンボル周期より短い区間の反転信号を挿入する場合について説明する。
【０１００】
図９は、本発明の実施の形態６に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。図９における図７と同様の部分については、図７におけるものと同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【０１０１】
図９に示すＯＦＤＭ通信装置では、送信部において、同期用シンボルを挿入した信号に対してＩＦＦＴ処理を施し、ガードインターバルを挿入した後に、反転信号を挿入する。このため、反転シンボル挿入部７０１を削除し、ガード区間挿入部１０５の後段に反転信号挿入部９０１を設けている。
【０１０２】
次に、上記構成を有するＯＦＤＭ通信装置の動作について図９及び図１０を用いて説明する。変調部１０１でディジタル変調された信号には、実施の形態１と同様にして、同期シンボル挿入部１０２で同期用シンボル２０１が挿入される。なお、同期用シンボル２０１の後には、位相基準シンボル２０２が挿入される。この位相基準シンボル２０２は、同期用シンボル２０１と同一の信号である。また、この位相基準シンボル２０２の挿入は、同期用シンボル挿入部１０２で同様に行われる。
【０１０３】
同期用シンボル２０１が挿入された信号は、ＩＦＦＴ部１０４に送られ、ＩＦＦＴ演算される。次いで、ＩＦＦＴ変換された信号波形には、ガード区間挿入部１０５でガードインターバル（ガード区間）２０４が挿入される。
【０１０４】
次いで、ガードインターバルを挿入した信号は、反転信号挿入部９０１で相関値抑制用信号である反転信号が挿入される。この反転信号挿入部９０１は、スイッチで構成されており、反転信号１００１を挿入する旨の制御信号３が入力されたときにスイッチが切り換わり、反転信号１００１を挿入するようになっている。この反転信号１００１の区間は、位相基準シンボル２０２の周期よりも短く設定されている。例えば、１／４シンボル程度に設定することが好ましい。これにより、追加の信号を送る区間をできるだけ短くすることができる。
【０１０５】
次いで、このように反転信号を挿入した信号は、Ｄ／Ａ変換部１０６でＤ／Ａ変換される。その後、Ｄ／Ａ変換された信号は、通常の無線送信処理に供された後に送信される。すなわち、上記信号は、図示しない無線送信部で周波数変換及び増幅され、アンテナから送信される。
【０１０６】
一方、アンテナから受信された信号は、通常の無線受信処理に供される。ベースバンド信号については、実施の形態１と同様にして、ガードインターバルを用いてシンボル同期を確立する。
【０１０７】
本実施の形態においては、図１０に示すように、信号のフレーム中において、位相基準シンボル２０２の後に反転信号１００１が挿入されている。したがって、数十もの遅延波が受信されてくる状況下において、信号パワの高いものが含まれている場合、受信信号と１シンボル遅延させた信号との間で相関をとったときに、受信信号の反転信号と位相基準シンボルとの間で相関処理がなされる。この場合、反転信号との間で相関処理されるので、たとえ信号パワが高くても、両者が打ち消しあって相関結果は非常に小さいものとなる。このため、ＦＦＴ処理開始タイミング付近では、しきい値を超えるピークは特定されるので、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができる。
【０１０８】
Ａ／Ｄ変換処理されたベースバンド信号は、ＦＦＴ部１１３において、上記ＦＦＴ処理開始タイミングからＦＦＴ処理され、各サブキャリアに割り当てられた信号が得られる。さらに、この信号は、復調部１１４に送られ、そこで遅延検波遅延検波処理され、判定部１１５で１ビット前の信号と比較されて復調信号となる。
【０１０９】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、遅延検波に用いる位相基準シンボルの直後に反転信号を挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。さらに、位相基準シンボルの直後に挿入する反転信号は、位相基準シンボル周期よりも短いので、パワのない信号を送る区間をできるだけ短くすることができる。
【０１１０】
（実施の形態７）
本実施の形態においては、反転信号を挿入する区間の長さを可変とする場合について説明する。
【０１１１】
図１１は、本発明の実施の形態７に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。図１１における図６と同様の部分については、図６におけるものと同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【０１１２】
図１１に示すＯＦＤＭ通信装置は、判定部１１５における判定前の信号と判定後の信号との差分をとる第１減算部１１０５と、この減算結果と所定のしきい値との間で減算処理を行なう第２減算部１１０４と、この第２減算部の減算結果の大小判定を行なう判定部１１０３と、この判定結果に応じて反転信号を挿入するかどうかを切り換えるスイッチ１１０２と、位相基準シンボル直後に反転信号を挿入する反転信号挿入部１１０１とを含む。
【０１１３】
反転信号挿入部１１０１は、スイッチで構成されており、反転信号を挿入する旨の制御信号３がスイッチ１１０２に入力されたときにスイッチが切り換わり、反転信号を挿入するようになっている。また、スイッチ１１０２は、判定部１１０３の判定結果に基づいて反転信号を挿入する旨の制御信号３と反転信号を挿入しない旨の制御信号４とにより切り換えを行なう。
【０１１４】
次に、上記構成を有するＯＦＤＭ通信装置の動作について図１１を用いて説明する。変調部１０１でディジタル変調された信号には、実施の形態１と同様にして、同期シンボル挿入部１０２で同期用シンボル２０１が挿入される。なお、同期用シンボル２０１の後には、位相基準シンボル２０２が挿入される。
【０１１５】
同期用シンボル２０１が挿入された信号は、ＩＦＦＴ部１０４に送られ、ＩＦＦＴ演算される。次いで、ＩＦＦＴ変換された信号波形には、ガード区間挿入部１０５でガードインターバル（ガード区間）２０４が挿入される。
【０１１６】
一方、アンテナから受信された信号は、通常の無線受信処理に供される。ベースバンド信号については、実施の形態１と同様にして、ガードインターバルを用いてシンボル同期を確立する。
【０１１７】
本実施の形態においては、図１０に示すように、信号のフレーム中において、位相基準シンボル２０２の後に反転信号１００１が挿入されている。このため、受信信号と１シンボル遅延させた信号との間で相関をとったときに、受信信号の反転信号と位相基準シンボルとの間で相関処理がなされる。
【０１１８】
Ａ／Ｄ変換処理されたベースバンド信号は、ＦＦＴ部１１３において、上記ＦＦＴ処理開始タイミングからＦＦＴ処理され、各サブキャリアに割り当てられた信号が得られる。さらに、この信号は、復調部１１４に送られ、そこで遅延検波遅延検波処理され、判定部１１５で１ビット前の信号と比較されて復調信号となる。
【０１１９】
上記の場合において、判定前後の信号が第１減算部１１０５に送られて、両者の差分が求められる。この差分は第２減算部１１０４に送られて、しきい値と比較される。この比較結果が判定部１１０３で判定される。このしきい値よりも差分が大きい場合には、通信環境が悪いと判断して、すなわち反転信号の区間が短いと判断して反転信号の区間を長くするような制御を行なう。
【０１２０】
具体的には、反転信号の区間を長くする場合には、スイッチ１１０２に制御信号３を入力してスイッチ１１０２を切り換えて、反転信号挿入部１１０１で反転信号を挿入する。一方、反転信号を長くする必要がない場合には、スイッチ１１０２に制御信号４を入力してスイッチ１１０２を切り換えて、反転信号挿入部１１０１で反転信号を挿入しないようにする。このようにして、信号フレームにおいて反転信号の区間を適応的に可変させることが可能となる。
【０１２１】
次いで、このように反転信号を挿入した信号は、Ｄ／Ａ変換部１０６でＤ／Ａ変換される。その後、Ｄ／Ａ変換された信号は、通常の無線送信処理に供された後に送信される。すなわち、上記信号は、図示しない無線送信部で周波数変換及び増幅され、アンテナから送信される。
【０１２２】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、遅延検波に用いる位相基準シンボルの直後に反転信号を挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができ、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。また、反転信号の挿入の切り換えを行なうことができるので、信号フレームにおける反転信号の区間を適応的に可変とすることができ、通信環境に応じて柔軟に処理を対応させることができる。
【０１２３】
（実施の形態８）
本実施の形態においては、位相基準シンボル直後に挿入する反転信号のレベルを高くする場合について説明する。
【０１２４】
図１２は、本発明の実施の形態８に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。図１２における図９と同様の部分については、図９におけるものと同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【０１２５】
図１２に示すＯＦＤＭ通信装置では、送信部において、同期用シンボルを挿入した信号に対してＩＦＦＴ処理を施し、ガードインターバルを挿入した後に、反転信号を挿入する。このときに、反転信号のレベルを高くするため、利得部１２０１を設けている。
【０１２６】
次に、上記構成を有するＯＦＤＭ通信装置の動作について図１２を用いて説明する。変調部１０１でディジタル変調された信号には、実施の形態１と同様にして、同期シンボル挿入部１０２で同期用シンボル２０１が挿入される。なお、同期用シンボル２０１の後には、位相基準シンボル２０２が挿入される。この位相基準シンボル２０２は、同期用シンボル２０１と同一の信号である。また、この位相基準シンボル２０２の挿入は、同期用シンボル挿入部１０２で同様に行われる。
【０１２７】
同期用シンボル２０１が挿入された信号は、ＩＦＦＴ部１０４に送られ、ＩＦＦＴ演算される。次いで、ＩＦＦＴ変換された信号波形には、ガード区間挿入部１０５でガードインターバル（ガード区間）２０４が挿入される。
【０１２８】
次いで、ガードインターバルを挿入した信号は、反転信号挿入部９０１で反転信号が挿入される。この反転信号は、利得部１２０１でレベルが高くされる。利得の程度については、通信環境や遅延波の数などに応じて適宜設定する。
【０１２９】
次いで、このように反転信号を挿入した信号は、Ｄ／Ａ変換部１０６でＤ／Ａ変換される。その後、Ｄ／Ａ変換された信号は、通常の無線送信処理に供された後に送信される。すなわち、上記信号は、図示しない無線送信部で周波数変換及び増幅され、アンテナから送信される。
【０１３０】
一方、アンテナから受信された信号は、通常の無線受信処理に供される。ベースバンド信号については、実施の形態１と同様にして、ガードインターバルを用いてシンボル同期を確立する。
【０１３１】
本実施の形態においては、図１０に示すように、信号のフレーム中において、位相基準シンボル２０２の後に反転信号１００１が挿入されている。したがって、数十もの遅延波が受信されてくる状況下において、信号パワの高いものが含まれている場合、受信信号と１シンボル遅延させた信号との間で相関をとったときに、受信信号の反転信号と位相基準シンボルとの間で相関処理がなされる。この場合、反転信号のレベルを高くしているので、たとえ信号パワが高くても、両者が打ち消しあって相関結果は非常に小さいものとなる。このため、ＦＦＴ処理開始タイミング付近では、しきい値を超えるピークは特定されるので、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができる。
【０１３２】
Ａ／Ｄ変換処理されたベースバンド信号は、ＦＦＴ部１１３において、上記ＦＦＴ処理開始タイミングからＦＦＴ処理され、各サブキャリアに割り当てられた信号が得られる。さらに、この信号は、復調部１１４に送られ、そこで遅延検波遅延検波処理され、判定部１１５で１ビット前の信号と比較されて復調信号となる。
【０１３３】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、遅延検波に用いる位相基準シンボルの直後に利得の高い反転信号を挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。
【０１３４】
（実施の形態９）
本実施の形態においては、反転信号の利得を可変とする場合について説明する。
【０１３５】
図１３は、本発明の実施の形態９に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。図１３における図１１と同様の部分については、図１１におけるものと同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【０１３６】
図１３に示すＯＦＤＭ通信装置は、判定部１１５における判定前の信号と判定後の信号との差分をとる第１減算部１１０５と、この減算結果と所定のしきい値との間で減算処理を行なう第２減算部１１０４と、この第２減算部の減算結果の大小判定を行なう判定部１１０３と、この判定結果に応じて反転信号の利得を切り換えるスイッチ１３０２と、位相基準シンボル直後に反転信号を挿入する反転信号挿入部１３０１と、反転信号のレベルを変える利得部１２０１とを含む。
【０１３７】
反転信号挿入部１３０１は、スイッチで構成されており、反転信号を挿入する旨の制御信号３が入力されたときにスイッチが切り換わり、反転信号を挿入するようになっている。また、スイッチ１３０２は、判定部１１０３の判定結果に基づいて反転信号の利得を切り換えを行なう。
【０１３８】
次に、上記構成を有するＯＦＤＭ通信装置の動作について図１３を用いて説明する。変調部１０１でディジタル変調された信号には、実施の形態１と同様にして、同期シンボル挿入部１０２で同期用シンボル２０１が挿入される。なお、同期用シンボル２０１の後には、位相基準シンボル２０２が挿入される。
【０１３９】
同期用シンボル２０１が挿入された信号は、ＩＦＦＴ部１０４に送られ、ＩＦＦＴ演算される。次いで、ＩＦＦＴ変換された信号波形には、ガード区間挿入部１０５でガードインターバル（ガード区間）２０４が挿入される。
【０１４０】
一方、アンテナから受信された信号は、通常の無線受信処理に供される。ベースバンド信号については、実施の形態１と同様にして、ガードインターバルを用いてシンボル同期を確立する。
【０１４１】
本実施の形態においては、図１０に示すように、信号のフレーム中において、位相基準シンボル２０２の後に反転信号１００１が挿入されている。このため、受信信号と１シンボル遅延させた信号との間で相関をとったときに、受信信号の反転信号と位相基準シンボルとの間で相関処理がなされる。
【０１４２】
Ａ／Ｄ変換処理されたベースバンド信号は、ＦＦＴ部１１３において、上記ＦＦＴ処理開始タイミングからＦＦＴ処理され、各サブキャリアに割り当てられた信号が得られる。さらに、この信号は、復調部１１４に送られ、そこで遅延検波遅延検波処理され、判定部１１５で１ビット前の信号と比較されて復調信号となる。
【０１４３】
上記の場合において、判定前後の信号が第１減算部１１０５に送られて、両者の差分が求められる。この差分は第２減算部１１０４に送られて、しきい値と比較される。この比較結果が判定部１１０３で判定される。このしきい値よりも差分が大きい場合には、通信環境が悪いと判断して、すなわち反転信号のレベルが低いと判断して反転信号のレベルを高くするような制御を行なう。
【０１４４】
具体的には、反転信号のレベルを高くする場合には、スイッチ１３０２を切り換えて、利得部１２０１でレベルを高くした反転信号を反転信号挿入部１３０１に送り、そこでレベルの高い反転信号を挿入する。一方、反転信号のレベルを高くする必要がない場合には、スイッチ１３０２を切り換えて、そのままのレベルの反転信号を反転信号挿入部１３０１に送り、そこで反転信号を挿入する。このようにして、信号フレームにおいて反転信号のレベルを適応的に可変させることが可能となる。
【０１４５】
次いで、このように反転信号を挿入した信号は、Ｄ／Ａ変換部１０６でＤ／Ａ変換される。その後、Ｄ／Ａ変換された信号は、通常の無線送信処理に供された後に送信される。すなわち、上記信号は、図示しない無線送信部で周波数変換及び増幅され、アンテナから送信される。
【０１４６】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、遅延検波に用いる位相基準シンボルの直後に反転信号を挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができ、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。また、反転信号のレベルの切り換えを行なって反転信号のレベルを適応的に可変とすることができ、通信環境に応じて柔軟に処理を対応させることができる。
【０１４７】
（実施の形態１０）
本実施の形態においては、受信品質情報の平均を用いて反転信号の利得を可変とする場合について説明する。
【０１４８】
図１４は、本発明の実施の形態１０に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。図１４における図１３と同様の部分については、図１３におけるものと同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【０１４９】
図１４に示すＯＦＤＭ通信装置は、判定部１１５における判定前の信号と判定後の信号との差分をとる第１減算部１１０５の減算結果のバースト平均を算出する平均部１４０１を含む。
【０１５０】
この平均部１４０１では、第１減算部１１０５のバースト平均をとるので、突発的にしきい値を超えたことにより、反転信号の利得を上げてしまうことを防止できる。これにより、他への干渉を小さくすることができる。
【０１５１】
次に、上記構成を有するＯＦＤＭ通信装置の動作について図１４を用いて説明する。変調部１０１でディジタル変調された信号には、実施の形態１と同様にして、同期シンボル挿入部１０２で同期用シンボル２０１が挿入される。なお、同期用シンボル２０１の後には、位相基準シンボル２０２が挿入される。
【０１５２】
同期用シンボル２０１が挿入された信号は、ＩＦＦＴ部１０４に送られ、ＩＦＦＴ演算される。次いで、ＩＦＦＴ変換された信号波形には、ガード区間挿入部１０５でガードインターバル（ガード区間）２０４が挿入される。
【０１５３】
一方、アンテナから受信された信号は、通常の無線受信処理に供される。ベースバンド信号については、実施の形態１と同様にして、ガードインターバルを用いてシンボル同期を確立する。
【０１５４】
本実施の形態においては、図１０に示すように、信号のフレーム中において、位相基準シンボル２０２の後に反転信号１００１が挿入されている。このため、受信信号と１シンボル遅延させた信号との間で相関をとったときに、受信信号の反転信号と位相基準シンボルとの間で相関処理がなされる。
【０１５５】
Ａ／Ｄ変換処理されたベースバンド信号は、ＦＦＴ部１１３において、上記ＦＦＴ処理開始タイミングからＦＦＴ処理され、各サブキャリアに割り当てられた信号が得られる。さらに、この信号は、復調部１１４に送られ、そこで遅延検波遅延検波処理され、判定部１１５で１ビット前の信号と比較されて復調信号となる。
【０１５６】
上記の場合において、判定前後の信号が第１減算部１１０５に送られて、両者の差分が求められる。この差分は平均部１４０１に送られ、バースト平均が算出される。この平均値が第２減算部１１０４に送られて、しきい値と比較される。この比較結果が判定部１１０３で判定される。このしきい値よりも差分が大きい場合には、通信環境が悪いと判断して、すなわち反転信号のレベルが低いと判断して反転信号のレベルを高くするような制御を行なう。
【０１５７】
具体的には、反転信号のレベルを高くする場合には、スイッチ１３０２を切り換えて、利得部１２０１でレベルを高くした反転信号を反転信号挿入部１３０１に送り、そこでレベルの高い反転信号を挿入する。一方、反転信号のレベルを高くする必要がない場合には、スイッチ１３０２を切り換えて、そのままのレベルの反転信号を反転信号挿入部１３０１に送り、そこで反転信号を挿入する。このようにして、信号フレームにおいて反転信号のレベルを適応的に可変させることが可能となる。
【０１５８】
次いで、このように反転信号を挿入した信号は、Ｄ／Ａ変換部１０６でＤ／Ａ変換される。その後、Ｄ／Ａ変換された信号は、通常の無線送信処理に供された後に送信される。すなわち、上記信号は、図示しない無線送信部で周波数変換及び増幅され、アンテナから送信される。
【０１５９】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、遅延検波に用いる位相基準シンボルの直後に反転信号を挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができ、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。また、反転信号のレベルの切り換えを行なって反転信号のレベルを適応的に可変とすることができ、通信環境に応じて柔軟に処理を対応させることができる。この場合、第１減算部１１０５のバースト平均をとるので、突発的にしきい値を超えたことにより、反転信号の利得を上げてしまうことを防止できる。これにより、他への干渉を小さくすることができる。
【０１６０】
（実施の形態１１）
本実施の形態においては、上述した実施の形態におけるものとは異なる同期引き込み方法を採用する場合について、図１５を用いて説明する。同期引き込み方法としては、受信信号とこの受信信号を１シンボル遅延させた信号との相関結果の最大値を検出する方法（上記実施の形態１〜１０における方法）の他に、位相基準シンボル（パイロットシンボル）をＩＦＦＴ処理した信号と受信信号との相関結果の最大値を検出する方法がある。本実施の形態に係るＯＦＤＭ通信装置は、この同期引き込み方法を採用する。なお、ここでは、一例として、実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置においてこの同期引き込み方法を採用した場合について説明する。
【０１６１】
図１５は、本発明の実施の形態１１に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。図１５における図１と同様の部分については、図１におけるものと同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【０１６２】
図１５に示すＯＦＤＭ通信装置は、受信部において、位相基準シンボル（パイロットシンボル）をＩＦＦＴ処理した信号と受信信号との相関値を算出する相関器１５０１を含む。この相関器１５０１の内部構成について、図１６を用いて説明する。
【０１６３】
図１６は、実施の形態１１に係るＯＦＤＭ通信装置における相関器１５０１の内部構成を示すブロック図である。図１６に示すように、相関器１５０１は、Ａ／Ｄ変換器１０７が出力した信号（受信信号）と位相基準シンボルをＩＦＦＴ処理した信号とを入力する。具体的には、相関器１５０１は、ＩＦＦＴ処理におけるサンプル数をｎとすれば、位相基準シンボルをＩＦＦＴ処理した信号における１番目〜ｎ番目のサンプル点の信号（図中ｒｅｆ１〜ｒｅｆｎ）を入力する。
【０１６４】
また、相関器１５０１は、図１６に示すように、乗算器１６０１ａ〜１６０１ｎと、遅延器１６０２ａ〜１６０２ｎと、加算器１６０３ａ〜１６０３ｎと、を含む。上記構成を有する相関器１５０１は、加算器１６０３ｎより、受信信号と位相基準シンボルをＩＦＦＴ処理した信号との相関値を算出する。
【０１６５】
相関器１５０１から出力された相関値は、減算部１１１に送られて、実施の形態１で説明したものと同様の処理がなされる。このようにして、同期引き込み処理がなされる。
【０１６６】
本実施の形態においては、図２に示すように、信号のフレーム中において、位相基準シンボル２０２の後に０シンボル２０３が挿入されている。したがって、数十もの遅延波が受信されてくる状況下において、信号パワの高いものが含まれている場合、位相基準シンボルをＩＦＦＴ処理した信号と受信信号との間で相関をとったときに、受信信号の０シンボルと位相基準シンボルをＩＦＦＴ処理した信号との間で相関処理がなされる。この場合、０シンボルとの間で相関処理されるので、たとえ信号パワが高くても、相関結果は非常に小さいものとなる。このため、ＦＦＴ処理開始タイミング付近では、しきい値を超えるピークは特定されるので、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができる。
【０１６７】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、同期引き込み処理に用いる位相基準シンボルの直後に０シンボルを挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。
【０１６８】
なお、本実施の形態においては、上記同期引き込み方法を実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置に採用した場合について説明したが、本発明は、上記同期引き込み方法を実施の形態２〜実施の形態１０に採用した場合にも適用することができる。
【０１６９】
（実施の形態１２）
本実施の形態においては、位相基準シンボルをＩＦＦＴ処理した信号と受信信号との相関をとる相関器において、乗算器に代えて、ＩＦＦＴ処理した信号に対して硬判定を行う手段を用いる場合について、図１７を用いて説明する。
【０１７０】
図１７は、本発明の実施の形態１１に係るＯＦＤＭ通信装置の相関器における硬判定部の構成を示すブロック図である。図１７に示す硬判定部は、図１６に示した相関器において、乗算部１６０１ａ〜乗算部１６０１ｎのそれぞれに代えて設けられる。硬判定部１７０１は、Ａ／Ｄ変換器１０７が出力した信号（受信信号）に対する硬判定値を出力する。セレクタ１７０２は、硬判定部１７０１からの信号すなわち硬判定値と、受信信号すなわち軟判定値と、の相関をとる。
【０１７１】
このように、本実施の形態に係るＯＦＤＭ装置においては、乗算器を用いることなく構成された相関器を備えるので、ハード規模を大幅に削減することができる。
【０１７２】
（実施の形態１３）
本実施の形態においては、上述した２種類の方法とは異なる同期引き込み方法を採用する場合について、図１８を用いて説明する。上述した図２２に示したフレームにおける同期用シンボル２１および位相基準シンボル２２を用いた同期引き込み方法の他に、図２４に示したフレームにおける同期用シンボルを用いた同期引き込み方法がある。本実施の形態に係るＯＦＤＭ通信装置は、この同期引き込み方法を採用する。なお、ここでは、一例として、実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置においてこの同期引き込み方法を採用した場合について、実施の形態１２を参照しつつ、図１８を用いて説明する。
【０１７３】
図１８は、本発明の実施の形態１３に係るＯＦＤＭ通信装置において使用する信号のフレーム図である。図１８に示すフレームは、図２４に示したフレームにおける位相基準シンボル３２の直前に０シンボルを付加したものである。本実施の形態に係るＯＦＤＭ通信装置は、図１８に示すフレームにおける同期用シンボルをＩＦＦＴ処理した信号と受信信号との相関結果の最大値を検出する同期引き込み方法を採用する。
【０１７４】
図１９は、本発明の実施の形態１３に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。図１９における図１と同様の部分については、図１におけるものと同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【０１７５】
送信部において、変調部１０１でディジタル変調された信号には、同期用シンボル挿入部１９０１で同期用シンボル１８０１が挿入される。この同期用シンボル挿入部１９０１は、スイッチで構成されており、同期用シンボル１８０１を挿入する旨の制御信号４が入力されたときにスイッチが切り換わり、同期用シンボル１８０１を挿入するようになっている。
【０１７６】
同期用シンボル１８０１が挿入された信号には、０シンボル挿入部１０３で０シンボル１８０２が挿入される。この０シンボル挿入部１０３は、実施の形態１におけるものと同様である。
【０１７７】
０シンボル１８０２が挿入された信号には、位相基準シンボル挿入部１９０２で位相基準シンボル１８０３および位相基準シンボル１８０４が挿入される。この位相基準シンボル挿入部１９０２は、スイッチで構成されており、位相基準シンボル１８０３及び位相基準シンボル１８０４を挿入する旨の制御信号５が入力されたときにスイッチが切り換わり、位相基準シンボル１８０３および位相基準シンボル１８０４を挿入するようになっている。
【０１７８】
このように同期用シンボル１８０１、０シンボル１８０２及び上記各位相基準シンボルが挿入された信号は、ＩＦＦＴ部１０４に送られ、ＩＦＦＴ演算される。
【０１７９】
受信部において、Ａ／Ｄ変換器１０７が出力した信号（受信信号）は、ＦＦＴ部１１３と相関器１９０３に送られる。相関器１９０３は、受信信号と同期用シンボルをＩＦＦＴ処理した信号との相関値を算出するものである。この相関器１９０３が、実施の形態１２における相関器１５０１と相違する点は、位相基準シンボルをＩＦＦＴ処理した信号に代えて、同期用シンボルをＩＦＦＴ処理した信号を入力することである。
【０１８０】
相関器１９０３から出力された相関値は、減算部１１１に送られて、実施の形態１で説明したものと同様の処理がなされる。このようにして、同期引き込み処理がなされる。
【０１８１】
本実施の形態においては、図１８に示すように、信号のフレーム中において、同期用シンボル１８０１の後に０シンボル１８０２が挿入されている。したがって、数十もの遅延波が受信されてくる状況下において、信号パワの高いものが含まれている場合、同期用シンボルをＩＦＦＴ処理した信号と受信信号との間で相関をとったときに、受信信号の０シンボルと同期用シンボルをＩＦＦＴ処理した信号との間で相関処理がなされる。この場合、０シンボルとの間で相関処理されるので、たとえ信号パワが高くても、相関結果は非常に小さいものとなる。このため、ＦＦＴ処理開始タイミング付近では、しきい値を超えるピークは特定されるので、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができる。
【０１８２】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、同期引き込み処理に用いる同期用シンボルの直後に０シンボルを挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。
【０１８３】
また、本実施の形態に係るＯＦＤＭ通信装置は、上述した実施の形態１〜実施の形態１２に係るＯＦＤＭ通信装置に比べて、処理遅延を低減することができる。
【０１８４】
すなわち、実施の形態１〜実施の形態１２に係るＯＦＤＭ通信装置においては、同期用シンボル２０１及び位相基準シンボル２０２を用いて同期引き込みが行われるので、同期誤差が存在しない場合には、位相基準シンボル２０２の直後に同期が確立される。ところが、同期用シンボル２０１又は位相基準シンボル２０２は、伝送路推定を行うために用いられるので、メモリに格納しておく必要があるものである。よって、同期用シンボル２０１又は位相基準シンボル２０２に対応する１シンボル又は２シンボルだけ遅延が生ずることとなる。
【０１８５】
一方、本実施の形態に係るＯＦＤＭ通信装置においては、同期用シンボル１８０１を用いて同期引き込みが行われるので、同期誤差が存在しない場合には、同期用シンボル１８０１の直後に同期が確立される。よって、実施の形態１〜実施の形態１２のように位相基準シンボル等をメモリに格納する必要がないので、本実施の形態に係るＯＦＤＭ通信装置は、処理遅延を低減することができる。
【０１８６】
なお、本実施の形態においては、上記同期引き込み方法を実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置に採用した場合について説明したが、本発明は、上記同期引き込み方法を実施の形態２〜実施の形態１０に採用した場合にも適用することができる。
【０１８７】
（実施の形態１４）
本実施の形態においては、上述した３種類の方法とは異なる同期引き込み方法を採用する場合について説明する。図２４に示したフレームにおける同期用シンボルを用いた同期引き込み方法としては、実施の形態１３で説明した方法の他に、受信信号とこの受信信号を適宜遅延させた信号との相関結果の最大値を検出する方法がある。本実施の形態に係るＯＦＤＭ通信装置は、この同期引き込み方法を採用する。なお、ここでは、一例として、実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置においてこの同期引き込み方法を採用した場合について、実施の形態１３を参照しつつ、図２０を用いて説明する。
【０１８８】
図２０は、本発明の実施の形態１４に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。図２０における図１及び図１９と同様の部分については、それぞれ図１及び図１９におけるものとと同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【０１８９】
本実施の形態においては、実施の形態１３でのフレーム（図１８）と同様のものを用いる。ここでは、ｎの整数倍のサブキャリアのみに信号を配置した信号パターンが用いられるので、図１８に示したフレームにおける同期用シンボル１８０１は、１／ｎ周期で同じ波形が繰り返されたものである。以下、一例としてｎを４とした場合について説明するが、本発明は、ｎを適宜変更した場合にも適用可能であることはいうまでもない。
【０１９０】
受信部において、Ａ／Ｄ変換器１０７が出力した信号（受信信号）は、ＦＦＴ部１１３と乗算器２００２と遅延部２００１とに送られる。遅延部２００１は、受信信号を１／ｎシンボルだけ遅延させた信号を乗算器２００２に出力する。なお、ここでは、ｎが４の場合について説明しているので、遅延部２００１は、受信信号を１／４シンボルだけ遅延させる。乗算器２００２は、Ａ／Ｄ変換器１０７が出力した信号と、遅延部２００１が出力した信号と、の相関をとる。すなわち、乗算器２００２は、受信信号とこの受信信号を１／４シンボル遅延させた信号との相関をとる。乗算器２００２による相関結果は積算部１１０に送られて、上述した実施の形態１と同様の処理がなされる。
【０１９１】
本実施の形態においては、図１８に示すように、信号のフレーム中において、同期用シンボル１８０１の後に０シンボル１８０２が挿入されている。したがって、数十もの遅延波が受信されてくる状況下において、信号パワの高いものが含まれている場合、受信信号とこの受信信号を１／４シンボル遅延させた信号との間で相関をとったときに、受信信号の０シンボルと同期用シンボルとの間で相関処理がなされる。この場合、０シンボルとの間で相関処理されるので、たとえ信号パワが高くても、相関結果は非常に小さいものとなる。このため、ＦＦＴ処理開始タイミング付近では、しきい値を超えるピークは特定されるので、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができる。
【０１９２】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、同期引き込み処理に用いる同期用シンボルの直後に０シンボルを挿入しているので、同期タイミング位置付近の相関出力を低減することができる。したがって、パワが高い信号が含まれていたとしても、しきい値を超える相関値を抑えることができる。その結果、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。
【０１９３】
なお、本実施の形態においては、上記同期引き込み方法を実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置に採用した場合について説明したが、本発明は、上記同期引き込み方法を実施の形態２〜実施の形態１０に採用した場合にも適用することができる。
【０１９４】
本発明のＯＦＤＭ通信装置は、無線通信システムにおける移動局装置のような通信端末装置及び基地局装置に適用することができる。
【０１９５】
上記実施の形態１〜１４においては、遅延検波に用いる位相基準シンボルの直後に０シンボル（信号）や反転シンボル（信号）を挿入する場合について説明しているが、本発明は、同期検波に用いる位相基準シンボルであるパイロットシンボルの直後に０シンボル（信号）や反転シンボル（信号）を挿入する場合にも適用することができる。この場合、復調部１１４においては、遅延検波処理の代わりに同期検波処理がなされる。
【０１９６】
なお、本発明は、上記実施の形態１〜１４に限定されず、種々変更して実施することが可能である。また、上記実施の形態１〜１４は、適宜組み合わせて実施することが可能である。
【０１９７】
なお、同期引き込み方法として上記のような方法を用いた場合についてそれぞれ説明したが、本発明は、これに限定されず、受信信号を用いて相関値を算出し、算出結果の最大値を検出する工程を採用するものであれば、いかなる同期引き込み方法を用いた場合にも適用できるものである。このとき、相関値抑制用信号を、同期引き込み処理に用いられるシンボルすなわち相関値算出処理に用いられるシンボルの直後に挿入することは言うまでもない。
【０１９８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明のＯＦＤＭ通信装置は、遅延検波に使用する位相基準シンボル又は同期検波に使用するパイロットシンボルの後に相関値抑制用信号である０シンボル（０信号）又は反転シンボル（反転信号）を挿入するので、数十もの遅延波が受信されてくる状況下においても、正確にＦＦＴ処理開始タイミングを検出することができ、同期ずれを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図２】上記実施の形態に係るＯＦＤＭ通信装置において使用する信号のフレーム図
【図３】本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図４】上記実施の形態に係るＯＦＤＭ通信装置において使用する信号のフレーム図
【図５】本発明の実施の形態３に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態４に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態５に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図８】上記実施の形態に係るＯＦＤＭ通信装置において使用する信号のフレーム図
【図９】本発明の実施の形態６に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図１０】上記実施の形態に係るＯＦＤＭ通信装置において使用する信号のフレーム図
【図１１】本発明の実施の形態７に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態８に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の実施の形態９に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図１４】本発明の実施の形態１０に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図１５】本発明の実施の形態１１に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図１６】実施の形態１１に係るＯＦＤＭ通信装置における相関器の内部構成を示すブロック図
【図１７】実施の形態１１に係るＯＦＤＭ通信装置の相関器における硬判定部の構成を示すブロック図
【図１８】実施の形態１３に係るＯＦＤＭ通信装置において使用する信号のフレーム図
【図１９】実施の形態１３に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図２０】本発明の実施の形態１４に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図２１】従来のＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図２２】従来のＯＦＤＭ通信装置において使用する信号のフレーム図
【図２３】受信信号及び相関結果のタイミングを示す図
【図２４】ＯＦＤＭ通信装置において使用する信号のフレーム図
【符号の説明】
１０１ 変調部
１０２ 同期用シンボル挿入部
１０３ ０シンボル挿入部
１０４ ＩＦＦＴ部
１０５ ガード区間挿入部
１０６ Ｄ／Ａ変換部
１０７ Ａ／Ｄ変換部
１０８ 遅延部
１０９ 乗算器
１１０ 積算部
１１１ 減算器
１１２，１１５ 判定部
１１３ ＦＦＴ部
１１４ 復調部
２０１ 同期用シンボル
２０２ 位相基準シンボル
２０３ ０シンボル
２０４ ガード区間
２０５ 有効シンボル[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an OFDM communication device used in a wireless communication system.
[0002]
[Prior art]
A conventional OFDM communication device will be described with reference to FIG. FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a conventional OFDM communication device.
[0003]
In the OFDM communication apparatus shown in FIG. 21, first, an information signal for each subcarrier is subjected to digital modulation processing in modulation section 1 using, for example, Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) or Quadrature Amplitude Modulation (QAM). The synchronization symbol is inserted by the synchronization symbol insertion unit 2.
[0004]
The signal into which the synchronization symbol is inserted is subjected to an IFFT calculation in an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 3 to become an OFDM signal. A guard interval is inserted into the OFDM signal by the guard interval insertion unit 4. The frame of this signal is as shown in FIG. 22 and includes a synchronization symbol 21, a phase reference symbol or pilot symbol 22, a guard interval (guard section) 23, and an effective symbol 24.
[0005]
The signal into which the guard interval has been inserted is D / A-converted by a D / A unit (D / A conversion unit) 5 to become a baseband signal. This baseband signal is subjected to normal wireless transmission processing by a wireless transmission unit (not shown), and is transmitted as a transmission signal via an antenna.
[0006]
The signal received via the antenna is subjected to normal wireless reception processing by a wireless receiver (not shown) to become a baseband signal. This baseband signal is subjected to quadrature detection processing by a quadrature detector, and unnecessary frequency components are removed by a low-pass filter (neither the quadrature detector nor the low-pass filter are shown). This baseband signal is A / D converted by an A / D unit (A / D conversion unit) 6. Although the received signal is divided into an in-phase component and a quadrature component by the quadrature detection processing, the signal is shown as one signal path in the drawing.
[0007]
This baseband signal is subjected to an FFT operation in an FFT (Fast Fourier Transform) unit 12 to obtain a signal assigned to each subcarrier. At this time, the baseband signal is delayed by the delay unit 7 and sent to the multiplier 8, and the multiplication result is integrated by the integration unit 9. Then, the integration result is sent to the subtractor 10, where the result is subtracted from the threshold value, and the determination unit 11 determines the threshold value. Then, this determination result is sent to the FFT unit 12.
[0008]
The signal that has been subjected to the FFT operation by the FFT unit 12 is sent to the demodulation unit 13, subjected to delay detection processing, and determined by the determination unit 14 as to whether it is different from the signal one bit before, and becomes a demodulated signal.
[0009]
In the OFDM communication apparatus having the above configuration, when synchronizing symbols, first, a baseband signal before the FFT operation and a signal obtained by delaying the signal before the FFT processing by one symbol in the delay unit 7 are sent to the multiplication unit 8. Then, a complex multiplication process is performed.
[0010]
Next, the output of the multiplication unit 8 is sent to the accumulation unit 9, and the result of the complex multiplication is integrated. Here, since the phase reference symbol is the same signal as the synchronization symbol, the integration result of both generates a peak in the phase reference symbol of the signal delayed by one symbol, as shown in part A of FIG. Therefore, symbol synchronization can be established by detecting the timing when the integration result exceeds the threshold value.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
However, in a situation where dozens of delayed waves are received, those having high signal power may be included. In this case, since the threshold determination is performed using the power of the correlation result, it is conceivable that a high-power signal will exceed the threshold. In such a case, symbol synchronization is achieved with a high-power signal, and the FFT processing start timing cannot be accurately detected, which may cause a synchronization shift.
[0012]
The present invention has been made in view of such a point, and can detect the start timing of the FFT processing accurately even under the situation where tens of delayed waves are received, and can prevent the synchronization shift. It is an object of the present invention to provide an OFDM communication device capable of performing the above.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The OFDM transmitter of the present invention immediately follows the synchronization symbol. The polarity is inverted with respect to the synchronization symbol, and a correlation value suppression signal shorter than the length of the synchronization symbol is inserted. A configuration including OFDM signal generation means for generating an OFDM signal and transmission means for transmitting the generated OFDM signal is employed.
[0014]
The OFDM transmitter of the present invention comprises: The OFDM signal generating means selectively inserts, immediately after the synchronization symbol, a signal whose polarity is inverted with respect to the synchronization symbol and shorter than the length of the synchronization symbol, or a null signal as a correlation value suppression signal. Equipped with a switch Take the configuration.
[0016]
According to these configurations, since the correlation value suppression signal is inserted immediately after the symbol used for synchronization pull-in (delay detection), the correlation output near the synchronization timing position can be reduced. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented. Further, when calculating a correlation value using a received signal and performing symbol synchronization, the correlation result can be reduced to ensure symbol synchronization.
[0017]
The OFDM receiver of the present invention immediately follows the synchronization symbol. The polarity is inverted with respect to the synchronization symbol, and a correlation value suppression signal shorter than the length of the synchronization symbol is inserted. A receiving unit that receives an OFDM signal via a transmission path, a correlation value calculating unit that calculates a correlation value using the signal received by the receiving unit, and a correlation value calculated by the correlation value calculating unit. And a synchronizing means for symbol synchronization.
[0018]
The OFDM receiver of the present invention comprises: Immediately after the synchronization symbol, a signal whose polarity is inverted with respect to the synchronization symbol and shorter than the length of the synchronization symbol, or an OFDM signal in which a null signal is selectively inserted as a correlation value suppression signal, is transmitted. Receiving means for receiving via a road, correlation value calculating means for calculating a correlation value using a signal received by the receiving means, and symbol synchronization using the correlation value calculated by the correlation value calculating means. Synchronization means Take the configuration.
[0020]
According to these configurations, a signal in which a correlation value suppression signal is inserted immediately after a symbol used for synchronization pull-in (delay detection) is received, so that a correlation output near a synchronization timing position can be reduced. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented. Further, when calculating a correlation value using a received signal and performing symbol synchronization, the correlation result can be reduced to ensure symbol synchronization.
[0021]
The OFDM receiver of the present invention comprises: Said The correlation value calculating means includes: Said A configuration is employed in which a correlation value is calculated using a signal received by the receiving unit and a signal obtained by delaying the signal by a unit symbol.
[0022]
According to this configuration, even when the method of detecting the maximum value of the correlation result between the received signal and the signal obtained by delaying the received signal by the unit symbol is used as the synchronization pull-in method, the correlation value is provided immediately after the synchronization symbol. Since the suppression signal is inserted, the correlation output near the synchronization timing position can be reduced. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed.
[0023]
The OFDM receiver of the present invention comprises: Said The correlation value calculating means includes: Said A configuration is employed in which a correlation value is calculated using the signal received by the receiving means and the synchronization symbol subjected to the IFFT processing.
[0024]
According to this configuration, even when the method of detecting the maximum value of the correlation result between the received signal and the signal obtained by performing the IFFT processing on the synchronization symbol is used as the synchronization pull-in method, the correlation value suppression is performed immediately after the synchronization symbol. Since the signal is inserted, the correlation output near the synchronization timing position can be reduced. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed.
[0025]
The communication terminal device of the present invention employs a configuration including any one of the above-mentioned OFDM transmitters. The base station apparatus of the present invention employs a configuration including any one of the above-described OFDM transmitters.
[0026]
According to these configurations, since the correlation value suppression signal is inserted immediately after the symbol used for synchronization pull-in (delay detection), the correlation output near the synchronization timing position can be reduced. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented. As a result, it is possible to provide a communication terminal device and a base station device capable of achieving symbol synchronization with suppressed synchronization deviation.
[0027]
The communication terminal device of the present invention employs a configuration including any one of the above-described OFDM receivers. The base station apparatus of the present invention employs a configuration including any one of the above-described OFDM receivers.
[0028]
According to these configurations, a signal in which a correlation value suppression signal is inserted immediately after a symbol used for synchronization pull-in (delay detection) is received, so that a correlation output near a synchronization timing position can be reduced. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented. As a result, it is possible to provide a communication terminal device and a base station device capable of achieving symbol synchronization with suppressed synchronization deviation.
[0029]
In the OFDM transmission method of the present invention, immediately after the synchronization symbol, The polarity is inverted with respect to the synchronization symbol, and a correlation value suppression signal shorter than the length of the synchronization symbol is inserted. An OFDM signal generating step of generating an OFDM signal and a transmitting step of transmitting the generated OFDM signal are provided.
[0031]
this According to the method, since the correlation value suppression signal is inserted immediately after the symbol used for synchronization pull-in (delay detection), the correlation output near the synchronization timing position can be reduced. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented.
[0032]
In the OFDM transmission method of the present invention, immediately after the synchronization symbol, The polarity is inverted with respect to the synchronization symbol, and a correlation value suppression signal shorter than the length of the synchronization symbol is inserted. A receiving step of receiving the OFDM signal via a transmission path, a correlation value calculating step of calculating a correlation value using the signal received by the receiving step, and a correlation value calculated by the correlation value calculating step. And synchronizing symbols.
[0034]
this According to the method, a signal in which the correlation value suppression signal is inserted is received immediately after the symbol used for synchronization pull-in (delay detection), so that the correlation output near the synchronization timing position can be reduced. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented.
[0035]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The gist of the present invention is that a correlation value suppression signal is inserted into a signal to be transmitted immediately after a symbol used for synchronization pull-in. Thereby, when performing symbol value synchronization by performing correlation value processing using the received signal on the receiving side, the correlation result for the signal with high signal power is reduced, and the correlation value result using the symbol in the received signal is reduced. Only the peak can appear. Therefore, the FFT processing start timing is accurately detected, and symbol synchronization without synchronization deviation is realized.
[0036]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
[0037]
First, an information signal for each subcarrier is subjected to digital modulation processing by a modulation section 101, for example, by QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation), and then by a synchronization symbol insertion section 102 for synchronization. Symbols are added, and then 0 symbols, which are correlation value suppression signals, are added by 0 symbol insertion section 103.
[0038]
The signal in which the predetermined symbol is inserted is subjected to IFFT calculation in an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) section 104 to become an OFDM signal. The guard interval is inserted into the OFDM signal by the guard interval insertion unit 105. The signal with the guard interval inserted is D / A-converted by a D / A unit (D / A conversion unit) 106 to become a baseband signal. This baseband signal is subjected to normal wireless transmission processing by a wireless transmission unit (not shown), and is transmitted as a transmission signal via an antenna.
[0039]
The signal received via the antenna is subjected to normal wireless reception processing by a wireless receiver (not shown) to become a baseband signal. This baseband signal is subjected to quadrature detection processing by a quadrature detector, and unnecessary frequency components are removed by a low-pass filter (neither the quadrature detector nor the low-pass filter are shown). This baseband signal is A / D converted by an A / D unit (A / D conversion unit) 107. Although the received signal is divided into an in-phase component and a quadrature component by the quadrature detection processing, the signal is shown as one signal path in the drawing.
[0040]
This baseband signal is subjected to an FFT operation in an FFT (Fast Fourier Transform) unit 113 to obtain a signal assigned to each subcarrier. At this time, the baseband signal is delayed by the delay unit 108 and sent to the multiplier 109, and the multiplication result is integrated by the integration unit 110. Then, the integration result is sent to the subtractor 111, where the result is subtracted from the threshold value, and the determination unit 112 determines the threshold value. Then, this determination result is sent to FFT section 113.
[0041]
The signal subjected to the FFT operation by the FFT unit 113 is sent to the demodulation unit 114, subjected to delay detection processing, and determined by the determination unit 115 as to whether it is different from the signal one bit before, and becomes a demodulated signal.
[0042]
Next, the operation of the OFDM communication apparatus having the above configuration will be described with reference to FIGS. A synchronization symbol 201 is inserted into the signal digitally modulated by the modulation section 101 by a synchronization symbol insertion section 102. The synchronization symbol insertion section 102 is configured by a switch. When a control signal 1 for inserting the synchronization symbol 201 is input, the switch is switched and the synchronization symbol 201 is inserted. I have. Note that a phase reference symbol 202 is inserted after the synchronization symbol 201. The phase reference symbol 202 is the same signal as the synchronization symbol 201. The insertion of the phase reference symbol 202 is performed in the same manner by the synchronization symbol insertion unit 102.
[0043]
The 0 symbol 203 is inserted by the 0 symbol insertion section 103 into the signal into which the synchronization symbol 201 has been inserted. The 0 symbol insertion section 103 is configured by a switch. When a control signal 2 for inserting the 0 symbol 203 is input, the switch is switched and the 0 symbol 203 is inserted.
[0044]
The signal into which the synchronization symbol 201 and the zero symbol 203 are inserted is sent to the IFFT section 104 and subjected to an IFFT operation. In other words, IFFT section 104 obtains a signal waveform on the time axis by performing IFFT conversion on the time axis for each symbol period on complex time data including phase and amplitude information on the frequency axis.
[0045]
Next, a guard interval (guard interval) 204 is inserted by the guard interval insertion unit 105 into the IFFT-converted signal waveform. Specifically, a part of the waveform at the rear end of the effective symbol 205 is inserted as the guard interval 204. As described above, by inserting the guard interval 204 allowing the delay time, an increase in the bit error rate can be suppressed, and the multipath resistance can be improved.
[0046]
Next, the signal into which the guard interval is inserted is D / A-converted by the D / A converter 106. Thereafter, the D / A-converted signal is transmitted after being subjected to normal wireless transmission processing. That is, the signal is frequency-converted and amplified by a wireless transmission unit (not shown), and transmitted from an antenna.
[0047]
On the other hand, the signal received from the antenna is subjected to normal wireless reception processing. That is, the received signal is amplified, frequency-converted, and A / D-converted by a wireless receiver (not shown) to become a baseband signal. As described above, a received signal is divided into an in-phase component and a quadrature component by a quadrature detector (not shown) and processed, respectively. However, in FIG.
[0048]
Here, for the baseband signal, symbol synchronization is established using the guard interval. Hereinafter, a method for establishing the symbol synchronization (synchronization pull-in method) will be described.
[0049]
First, the baseband signal before the FFT operation and the signal before the FFT processing are delayed by the delay unit 108, for example, a signal delayed by one symbol, to the multiplication unit 109, where complex multiplication processing is performed.
[0050]
Next, the output of the multiplication unit 109 is sent to the integration unit 110, and the result of the complex multiplication is integrated. Here, since the phase reference symbol is the same signal as the synchronization symbol, the integration result of both is, as shown in part A of FIG. 23, the phase reference symbol of the signal delayed by a unit symbol (here, one symbol). Produces a peak at Therefore, symbol synchronization can be established by detecting the timing when the integration result exceeds the threshold value.
[0051]
Therefore, the integration result, which is the output of the integration unit 110, is sent to the subtraction unit 111, where it is subjected to a subtraction process with a predetermined threshold, and the subtraction result is sent to the determination unit 112, where the magnitude is determined. Thereby, the threshold is determined for the integration result, and the timing when the threshold value is exceeded can be used as the FFT processing start timing in FFT section 113. In this way, the timing is set so that the FFT is started in synchronization with the symbol synchronization between the transmitting side and the receiving side.
[0052]
In the present embodiment, as shown in FIG. 2, 0 symbol 203 is inserted after phase reference symbol 202 in a signal frame. Therefore, in a situation where dozens of delayed waves are received, when a signal having a high signal power is included, when the correlation between the received signal and the signal delayed by one symbol is obtained, the received signal is A correlation process is performed between the 0 symbol and the phase reference symbol. In this case, since the correlation processing is performed between 0 symbols, the correlation result is very small even if the signal power is high. For this reason, a peak exceeding the threshold value is specified near the FFT processing start timing, so that the FFT processing start timing can be accurately detected.
[0053]
The A / D-converted baseband signal is subjected to FFT processing at the FFT processing start timing from the FFT processing start timing, and a signal assigned to each subcarrier is obtained. Further, this signal is sent to the demodulation unit 114, where it is subjected to delay detection and delay detection processing, and is compared with the signal one bit before by the determination unit 115 to become a demodulated signal.
[0054]
As described above, since the OFDM communication apparatus of the present embodiment inserts 0 symbol immediately after the phase reference symbol used for differential detection, it is possible to reduce the correlation output near the synchronization timing position. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented.
[0055]
(Embodiment 2)
In the present embodiment, a case will be described in which a 0 signal in a section shorter than the phase reference symbol period is inserted immediately after the phase reference symbol.
[0056]
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. 3 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1, and detailed description is omitted.
[0057]
In the OFDM communication apparatus shown in FIG. 3, the transmission unit performs IFFT processing on a signal in which a synchronization symbol has been inserted, inserts a guard interval, and then inserts a 0 signal. Therefore, 0 symbol insertion section 102 is deleted, and 0 signal insertion section 301 is provided at the subsequent stage of guard section insertion section 105.
[0058]
Next, the operation of the OFDM communication apparatus having the above configuration will be described with reference to FIGS. The synchronization symbol 201 is inserted into the signal digitally modulated by the modulation section 101 by the synchronization symbol insertion section 102 as in the first embodiment. Note that a phase reference symbol 202 is inserted after the synchronization symbol 201. The phase reference symbol 202 is the same signal as the synchronization symbol 201. The insertion of the phase reference symbol 202 is performed in the same manner by the synchronization symbol insertion unit 102.
[0059]
The signal into which the synchronization symbol 201 has been inserted is sent to the IFFT section 104 and subjected to an IFFT operation. Next, a guard interval (guard interval) 204 is inserted by the guard interval insertion unit 105 into the IFFT-converted signal waveform.
[0060]
Next, the signal into which the guard interval has been inserted is inserted by the 0 signal insertion section 301 with a 0 signal which is a correlation value suppressing signal. The 0 signal insertion unit 301 is configured by a switch. When a control signal 3 for inserting the 0 signal 401 is input, the switch is switched and the 0 signal 401 is inserted. The section of the 0 signal 401 is set shorter than the cycle of the phase reference symbol 202. For example, it is preferable to set to about 1/4 symbol. As a result, it is possible to shorten a section for transmitting a signal without power as much as possible.
[0061]
Next, the signal into which the 0 signal is inserted is subjected to D / A conversion by the D / A converter 106. Thereafter, the D / A-converted signal is transmitted after being subjected to normal wireless transmission processing. That is, the signal is frequency-converted and amplified by a wireless transmission unit (not shown), and transmitted from an antenna.
[0062]
On the other hand, the signal received from the antenna is subjected to normal wireless reception processing. As for the baseband signal, symbol synchronization is established using the guard interval as in the first embodiment.
[0063]
In the present embodiment, as shown in FIG. 4, a 0 signal 401 is inserted after a phase reference symbol 202 in a signal frame. Therefore, in a situation where dozens of delayed waves are received, when a signal having a high signal power is included, when the correlation between the received signal and the signal delayed by one symbol is obtained, the received signal is A correlation process is performed between the 0 signal of the above and the phase reference symbol. In this case, since the correlation processing is performed with the 0 signal, even if the signal power is high, the correlation result becomes very small. For this reason, a peak exceeding the threshold value is specified near the FFT processing start timing, so that the FFT processing start timing can be accurately detected.
[0064]
The A / D-converted baseband signal is subjected to FFT processing at the FFT processing start timing from the FFT processing start timing, and a signal assigned to each subcarrier is obtained. Further, this signal is sent to the demodulation unit 114, where it is subjected to delay detection and delay detection processing, and is compared with the signal one bit before by the determination unit 115 to become a demodulated signal.
[0065]
As described above, since the OFDM communication apparatus of the present embodiment inserts the 0 signal immediately after the phase reference symbol used for differential detection, it is possible to reduce the correlation output near the synchronization timing position. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented. Furthermore, since the 0 signal inserted immediately after the phase reference symbol is shorter than the phase reference symbol period, the section for transmitting a signal without power can be made as short as possible.
[0066]
(Embodiment 3)
In the present embodiment, a case will be described where the reception level information is used when acquiring symbol synchronization.
[0067]
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. The same reference numerals as in FIG. 3 denote the same parts in FIG. 5, and a detailed description thereof will be omitted.
[0068]
In the OFDM communication apparatus shown in FIG. 5, in a receiving section, a level detecting section 501 for detecting a reception level of a baseband signal, a subtracting section 502 for comparing the detected level with a predetermined threshold value, and a magnitude of the subtraction result. A determination unit 503 for making a determination and a logical product unit 504 for calculating a logical product between the determination result of the determination unit 503 and the determination result for detecting the FFT processing start timing are included.
[0069]
Next, the operation of the OFDM communication apparatus having the above configuration will be described with reference to FIG.
[0070]
The transmitting side is the same as in the second embodiment. Therefore, the frame configuration of the transmitted signal is as shown in FIG.
[0071]
On the other hand, the signal received from the antenna is subjected to normal wireless reception processing. As for the baseband signal, symbol synchronization is established using the guard interval as in the first embodiment.
[0072]
In the present embodiment, the baseband signal is sent to level detection section 501, the level is detected, and the level is sent to subtraction section 502, where the level is subtracted from a predetermined threshold value. The result of the subtraction is sent to the determination unit 503 to determine the size. That is, the threshold is determined for the detected level.
[0073]
In the same manner as in the second embodiment, threshold value determination of the correlation result between the received signal and the signal delayed by one symbol is performed. The result of the threshold decision of the above level and the result of the threshold decision of the correlation result are sent to AND section 504, and the AND information thereof is sent to FFT section 113. In other words, when the threshold value of the level detection is lower than the threshold value and the threshold value of the correlation result is higher than the threshold value, the FFT process start timing is reached.
[0074]
The A / D-converted baseband signal is subjected to FFT processing at the FFT processing start timing from the FFT processing start timing, and a signal assigned to each subcarrier is obtained. Further, this signal is sent to the demodulation unit 114, where it is subjected to delay detection and delay detection processing, and is compared with the signal one bit before by the determination unit 115 to become a demodulated signal.
[0075]
As described above, the OFDM communication apparatus according to the present embodiment can suppress the correlation value exceeding the threshold value even if a signal with high power is included, and can accurately detect the FFT processing start timing. It is possible to prevent synchronization deviation. Further, since the 0 signal inserted immediately after the phase reference symbol is shorter than the phase reference symbol period, a section for transmitting a signal without power can be made as short as possible. Furthermore, since the level of the received signal is detected, a signal having a high correlation result can be accurately detected, and the FFT processing start timing can be detected more accurately.
[0076]
(Embodiment 4)
In the present embodiment, a case will be described where the length of the section in which the 0 signal is inserted is variable.
[0077]
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. 6 that are the same as those in FIG. 3 are given the same reference numerals as in FIG. 3, and detailed descriptions thereof are omitted.
[0078]
The OFDM communication apparatus shown in FIG. 6 performs a subtraction process on a first subtraction unit 605 that calculates a difference between a signal before determination and a signal after determination in determination unit 115, and performs a subtraction process between the subtraction result and a predetermined threshold value. A second subtraction unit 604 for performing the determination, a determination unit 603 for determining the magnitude of the subtraction result of the second subtraction unit, a switch 602 for switching whether or not to insert a 0 signal according to the determination result; A 0 signal insertion unit 601 for inserting a 0 signal.
[0079]
The 0 signal insertion unit 601 is configured by a switch. When a control signal 3 for inserting a 0 signal is input to the switch 602, the switch is switched and a 0 signal is inserted. The switch 602 switches between a control signal 3 for inserting a 0 signal and a control signal 4 for not inserting a 0 signal based on the determination result of the determination unit 603.
[0080]
Next, the operation of the OFDM communication apparatus having the above configuration will be described with reference to FIG. The synchronization symbol 201 is inserted into the signal digitally modulated by the modulation section 101 by the synchronization symbol insertion section 102 as in the first embodiment. Note that a phase reference symbol 202 is inserted after the synchronization symbol 201.
[0081]
The signal into which the synchronization symbol 201 has been inserted is sent to the IFFT section 104 and subjected to an IFFT operation. Next, a guard interval (guard interval) 204 is inserted by the guard interval insertion unit 105 into the IFFT-converted signal waveform.
[0082]
On the other hand, the signal received from the antenna is subjected to normal wireless reception processing. As for the baseband signal, symbol synchronization is established using the guard interval as in the first embodiment.
[0083]
In the present embodiment, as shown in FIG. 4, a 0 signal 401 is inserted after a phase reference symbol 202 in a signal frame. Therefore, when a correlation is obtained between the received signal and the signal delayed by one symbol, a correlation process is performed between the 0 signal of the received signal and the phase reference symbol.
[0084]
The A / D-converted baseband signal is subjected to FFT processing at the FFT processing start timing from the FFT processing start timing, and a signal assigned to each subcarrier is obtained. Further, this signal is sent to the demodulation unit 114, where it is subjected to delay detection and delay detection processing, and is compared with the signal one bit before by the determination unit 115 to become a demodulated signal.
[0085]
In the above case, the signals before and after the determination are sent to the first subtraction unit 605, and the difference between the two is obtained. This difference is sent to the second subtraction unit 604 and compared with a threshold value. The comparison result is determined by the determination unit 603. If the difference is larger than this threshold value, it is determined that the communication environment is bad, that is, it is determined that the section of the 0 signal is short, and control is performed to extend the section of the 0 signal.
[0086]
More specifically, to lengthen the section of the 0 signal, the control signal 3 is input to the switch 602, the switch 602 is switched, and the 0 signal is inserted by the 0 signal insertion unit 601. On the other hand, if it is not necessary to lengthen the 0 signal, the control signal 4 is input to the switch 602 and the switch 602 is switched so that the 0 signal insertion unit 601 does not insert the 0 signal. In this way, it is possible to adaptively change the section of the 0 signal in the signal frame.
[0087]
Next, the signal into which the 0 signal is inserted is subjected to D / A conversion by the D / A converter 106. Thereafter, the D / A-converted signal is transmitted after being subjected to normal wireless transmission processing. That is, the signal is frequency-converted and amplified by a wireless transmission unit (not shown), and transmitted from an antenna.
[0088]
As described above, since the OFDM communication apparatus of the present embodiment inserts the 0 signal immediately after the phase reference symbol used for differential detection, the correlation output near the synchronization timing position can be reduced, and the FFT can be accurately performed. The processing start timing can be detected, and the synchronization shift is prevented. Further, since the insertion of the 0 signal can be switched, the section of the 0 signal in the signal frame can be adaptively changed, and the processing can be flexibly performed according to the communication environment.
[0089]
(Embodiment 5)
In the present embodiment, a case will be described in which a symbol, which is a correlation value suppressing signal, which is a phase reference symbol whose polarity is inverted, is inserted immediately after the phase reference symbol.
[0090]
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 5 of the present invention. In FIG. 7, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1, and detailed description is omitted.
[0091]
In the OFDM communication apparatus shown in FIG. 7, a transmitting section inserts an inverted symbol into a signal into which a synchronization symbol has been inserted. Therefore, an inverted symbol insertion unit 701 is provided instead of the zero symbol insertion unit 102. The inverted symbol insertion unit 701 is configured by a switch, and switches when a control signal 2 for inserting an inverted symbol is input, and inserts an inverted symbol.
[0092]
Next, the operation of the OFDM communication apparatus having the above configuration will be described with reference to FIGS. The synchronization symbol 201 is inserted into the signal digitally modulated by the modulation section 101 by the synchronization symbol insertion section 102 as in the first embodiment. Note that a phase reference symbol 202 is inserted after the synchronization symbol 201. The phase reference symbol 202 is the same signal as the synchronization symbol 201. The insertion of the phase reference symbol 202 is performed in the same manner by the synchronization symbol insertion unit 102.
[0093]
The inverted symbol 801 obtained by inverting the phase reference symbol by the inverted symbol insertion unit 701 is inserted into the signal into which the synchronization symbol 201 has been inserted. The signal with these symbols inserted is sent to IFFT section 104 and subjected to IFFT operation. Next, a guard interval (guard interval) 204 is inserted by the guard interval insertion unit 105 into the IFFT-converted signal waveform.
[0094]
Next, the signal into which the guard interval 204 is inserted is D / A converted by the D / A conversion unit 106. Thereafter, the D / A-converted signal is transmitted after being subjected to normal wireless transmission processing. That is, the signal is frequency-converted and amplified by a wireless transmission unit (not shown), and transmitted from an antenna.
[0095]
On the other hand, the signal received from the antenna is subjected to normal wireless reception processing. As for the baseband signal, symbol synchronization is established using the guard interval as in the first embodiment.
[0096]
In the present embodiment, as shown in FIG. 8, an inverted symbol 801 is inserted after a phase reference symbol 202 in a signal frame. Therefore, in a situation where dozens of delayed waves are received, when a signal having a high signal power is included, when the correlation between the received signal and the signal delayed by one symbol is obtained, the received signal is The correlation processing is performed between the inverted symbol and the phase reference symbol. In this case, since correlation processing is performed between the inverted symbol and the inverted symbol, even if the signal power is high, both are canceled and the correlation result becomes very small. For this reason, a peak exceeding the threshold value is specified near the FFT processing start timing, so that the FFT processing start timing can be accurately detected.
[0097]
The A / D-converted baseband signal is subjected to FFT processing at the FFT processing start timing from the FFT processing start timing, and a signal assigned to each subcarrier is obtained. Further, this signal is sent to the demodulation unit 114, where it is subjected to delay detection and delay detection processing, and is compared with the signal one bit before by the determination unit 115 to become a demodulated signal.
[0098]
As described above, in the OFDM communication apparatus according to the present embodiment, since the inverted symbol obtained by inverting the phase reference symbol is inserted immediately after the phase reference symbol used for the differential detection, the correlation output near the synchronization timing position is canceled and reduced. can do. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented.
[0099]
(Embodiment 6)
In the present embodiment, a case will be described where an inverted signal of a section shorter than the phase reference symbol period is inserted immediately after the phase reference symbol.
[0100]
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 6 of the present invention. 9 that are the same as in FIG. 7 are assigned the same reference numerals as in FIG. 7, and detailed descriptions thereof are omitted.
[0101]
In the OFDM communication apparatus shown in FIG. 9, the transmitting unit performs an IFFT process on the signal in which the synchronization symbol is inserted, inserts a guard interval, and then inserts an inverted signal. Therefore, inverted symbol insertion section 701 is deleted, and inverted signal insertion section 901 is provided at the subsequent stage of guard section insertion section 105.
[0102]
Next, the operation of the OFDM communication apparatus having the above configuration will be described with reference to FIGS. A synchronization symbol 201 is inserted into a signal digitally modulated by modulation section 101 by synchronization symbol insertion section 102 in the same manner as in the first embodiment. Note that a phase reference symbol 202 is inserted after the synchronization symbol 201. The phase reference symbol 202 is the same signal as the synchronization symbol 201. The insertion of the phase reference symbol 202 is performed in the same manner by the synchronization symbol insertion unit 102.
[0103]
The signal into which the synchronization symbol 201 has been inserted is sent to the IFFT section 104 and subjected to an IFFT operation. Next, a guard interval (guard interval) 204 is inserted by the guard interval insertion unit 105 into the IFFT-converted signal waveform.
[0104]
Next, the inverted signal which is the correlation value suppressing signal is inserted by the inverted signal inserting unit 901 into the signal into which the guard interval has been inserted. The inverted signal insertion unit 901 is configured by a switch. When a control signal 3 for inserting the inverted signal 1001 is input, the switch is switched and the inverted signal 1001 is inserted. The section of the inverted signal 1001 is set shorter than the cycle of the phase reference symbol 202. For example, it is preferable to set to about 1/4 symbol. As a result, the section for transmitting the additional signal can be made as short as possible.
[0105]
Next, the signal into which the inverted signal is inserted is subjected to D / A conversion by the D / A converter 106. Thereafter, the D / A-converted signal is transmitted after being subjected to normal wireless transmission processing. That is, the signal is frequency-converted and amplified by a wireless transmission unit (not shown), and transmitted from an antenna.
[0106]
On the other hand, the signal received from the antenna is subjected to normal wireless reception processing. As for the baseband signal, symbol synchronization is established using the guard interval as in the first embodiment.
[0107]
In the present embodiment, as shown in FIG. 10, an inverted signal 1001 is inserted after a phase reference symbol 202 in a signal frame. Therefore, in a situation where dozens of delayed waves are received, when a signal having a high signal power is included, when the correlation between the received signal and the signal delayed by one symbol is obtained, the received signal is The correlation processing is performed between the inverted signal and the phase reference symbol. In this case, since the correlation processing is performed with the inverted signal, even if the signal power is high, the two cancel each other out, and the correlation result becomes very small. For this reason, a peak exceeding the threshold value is specified near the FFT processing start timing, so that the FFT processing start timing can be accurately detected.
[0108]
The A / D-converted baseband signal is subjected to FFT processing at the FFT processing start timing from the FFT processing start timing, and a signal assigned to each subcarrier is obtained. Further, this signal is sent to the demodulation unit 114, where it is subjected to delay detection and delay detection processing, and is compared with the signal one bit before by the determination unit 115 to become a demodulated signal.
[0109]
As described above, in the OFDM communication apparatus according to the present embodiment, since the inverted signal is inserted immediately after the phase reference symbol used for differential detection, the correlation output near the synchronization timing position can be reduced. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented. Further, since the inverted signal inserted immediately after the phase reference symbol is shorter than the phase reference symbol period, the section for transmitting a signal without power can be made as short as possible.
[0110]
(Embodiment 7)
In the present embodiment, a case will be described where the length of the section into which the inverted signal is inserted is variable.
[0111]
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 7 of the present invention. In FIG. 11, the same portions as those in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 6, and detailed description is omitted.
[0112]
The OFDM communication apparatus shown in FIG. 11 includes a first subtraction section 1105 that calculates a difference between a signal before determination and a signal after determination in determination section 115, and performs a subtraction process between the subtraction result and a predetermined threshold value. A second subtraction unit 1104 for performing the determination, a determination unit 1103 for determining the magnitude of the subtraction result of the second subtraction unit, a switch 1102 for switching whether or not to insert an inverted signal according to the determination result; And an inverted signal insertion unit 1101 for inserting an inverted signal.
[0113]
The inverted signal insertion unit 1101 is configured by a switch. When a control signal 3 for inserting an inverted signal is input to the switch 1102, the switch is switched and the inverted signal is inserted. Further, the switch 1102 switches based on a control signal 3 for inserting an inverted signal and a control signal 4 for not inserting an inverted signal based on the determination result of the determining unit 1103.
[0114]
Next, the operation of the OFDM communication apparatus having the above configuration will be described with reference to FIG. A synchronization symbol 201 is inserted into a signal digitally modulated by modulation section 101 by synchronization symbol insertion section 102 in the same manner as in the first embodiment. Note that a phase reference symbol 202 is inserted after the synchronization symbol 201.
[0115]
The signal into which the synchronization symbol 201 has been inserted is sent to the IFFT section 104 and subjected to an IFFT operation. Next, a guard interval (guard interval) 204 is inserted by the guard interval insertion unit 105 into the IFFT-converted signal waveform.
[0116]
On the other hand, the signal received from the antenna is subjected to normal wireless reception processing. As for the baseband signal, symbol synchronization is established using the guard interval as in the first embodiment.
[0117]
In the present embodiment, as shown in FIG. 10, an inverted signal 1001 is inserted after a phase reference symbol 202 in a signal frame. Therefore, when a correlation is obtained between the received signal and the signal delayed by one symbol, a correlation process is performed between the inverted signal of the received signal and the phase reference symbol.
[0118]
The A / D-converted baseband signal is subjected to FFT processing at the FFT processing start timing from the FFT processing start timing, and a signal assigned to each subcarrier is obtained. Further, this signal is sent to the demodulation unit 114, where it is subjected to delay detection and delay detection processing, and is compared with the signal one bit before by the determination unit 115 to become a demodulated signal.
[0119]
In the above case, the signals before and after the determination are sent to the first subtraction unit 1105, and the difference between the two is obtained. This difference is sent to the second subtraction unit 1104 and compared with a threshold value. The comparison result is determined by the determination unit 1103. If the difference is larger than this threshold value, it is determined that the communication environment is bad, that is, it is determined that the section of the inverted signal is short, and control is performed to lengthen the section of the inverted signal.
[0120]
Specifically, when the section of the inverted signal is lengthened, the control signal 3 is input to the switch 1102, the switch 1102 is switched, and the inverted signal insertion unit 1101 inserts the inverted signal. On the other hand, when it is not necessary to lengthen the inverted signal, the control signal 4 is input to the switch 1102 to switch the switch 1102 so that the inverted signal insertion unit 1101 does not insert the inverted signal. In this way, it is possible to adaptively change the section of the inverted signal in the signal frame.
[0121]
Next, the signal into which the inverted signal is inserted is subjected to D / A conversion by the D / A converter 106. Thereafter, the D / A-converted signal is transmitted after being subjected to normal wireless transmission processing. That is, the signal is frequency-converted and amplified by a wireless transmission unit (not shown), and transmitted from an antenna.
[0122]
As described above, in the OFDM communication apparatus according to the present embodiment, since the inverted signal is inserted immediately after the phase reference symbol used for differential detection, the correlation output near the synchronization timing position can be reduced, and the FFT can be accurately performed. It is possible to detect the processing start timing and to prevent the synchronization deviation. Further, since the insertion of the inverted signal can be switched, the section of the inverted signal in the signal frame can be adaptively changed, and the processing can be flexibly performed according to the communication environment.
[0123]
(Embodiment 8)
In the present embodiment, a case will be described in which the level of the inverted signal inserted immediately after the phase reference symbol is increased.
[0124]
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 8 of the present invention. In FIG. 12, the same parts as those in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 9, and detailed description will be omitted.
[0125]
In the OFDM communication apparatus shown in FIG. 12, the transmitting section performs IFFT processing on the signal in which the synchronization symbol is inserted, inserts a guard interval, and then inserts an inverted signal. At this time, a gain section 1201 is provided to increase the level of the inverted signal.
[0126]
Next, the operation of the OFDM communication apparatus having the above configuration will be described with reference to FIG. A synchronization symbol 201 is inserted into a signal digitally modulated by modulation section 101 by synchronization symbol insertion section 102 in the same manner as in the first embodiment. Note that a phase reference symbol 202 is inserted after the synchronization symbol 201. The phase reference symbol 202 is the same signal as the synchronization symbol 201. The insertion of the phase reference symbol 202 is performed in the same manner by the synchronization symbol insertion unit 102.
[0127]
The signal into which the synchronization symbol 201 has been inserted is sent to the IFFT section 104 and subjected to an IFFT operation. Next, a guard interval (guard interval) 204 is inserted by the guard interval insertion unit 105 into the IFFT-converted signal waveform.
[0128]
Next, the inverted signal is inserted in the inverted signal insertion unit 901 for the signal into which the guard interval has been inserted. The level of the inverted signal is increased by the gain section 1201. The degree of gain is appropriately set according to the communication environment, the number of delayed waves, and the like.
[0129]
Next, the signal into which the inverted signal is inserted is subjected to D / A conversion by the D / A converter 106. Thereafter, the D / A-converted signal is transmitted after being subjected to normal wireless transmission processing. That is, the signal is frequency-converted and amplified by a wireless transmission unit (not shown), and transmitted from an antenna.
[0130]
On the other hand, the signal received from the antenna is subjected to normal wireless reception processing. As for the baseband signal, symbol synchronization is established using the guard interval as in the first embodiment.
[0131]
In the present embodiment, as shown in FIG. 10, an inverted signal 1001 is inserted after a phase reference symbol 202 in a signal frame. Therefore, in a situation where dozens of delayed waves are received, when a signal having a high signal power is included, when the correlation between the received signal and the signal delayed by one symbol is obtained, the received signal is The correlation processing is performed between the inverted signal and the phase reference symbol. In this case, since the level of the inverted signal is increased, even if the signal power is high, the two cancel each other out and the correlation result becomes very small. For this reason, a peak exceeding the threshold value is specified near the FFT processing start timing, so that the FFT processing start timing can be accurately detected.
[0132]
The A / D-converted baseband signal is subjected to FFT processing at the FFT processing start timing from the FFT processing start timing, and a signal assigned to each subcarrier is obtained. Further, this signal is sent to the demodulation unit 114, where it is subjected to delay detection and delay detection processing, and is compared with the signal one bit before by the determination unit 115 to become a demodulated signal.
[0133]
As described above, in the OFDM communication apparatus according to the present embodiment, since the inverted signal having a high gain is inserted immediately after the phase reference symbol used for differential detection, it is possible to reduce the correlation output near the synchronization timing position. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented.
[0134]
(Embodiment 9)
In the present embodiment, a case where the gain of the inverted signal is variable will be described.
[0135]
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 9 of the present invention. 13 that are the same as in FIG. 11 are given the same reference numerals as in FIG. 11, and detailed description is omitted.
[0136]
The OFDM communication apparatus shown in FIG. 13 includes a first subtraction section 1105 that calculates a difference between a signal before determination and a signal after determination in determination section 115, and performs a subtraction process between the subtraction result and a predetermined threshold value. A second subtraction unit 1104 for performing the determination, a determination unit 1103 for determining the magnitude of the subtraction result of the second subtraction unit, a switch 1302 for switching the gain of the inversion signal according to the determination result, and an inversion signal immediately after the phase reference symbol. An inverted signal insertion unit 1301 to be inserted and a gain unit 1201 for changing the level of the inverted signal are included.
[0137]
The inverted signal insertion unit 1301 is configured by a switch, and when the control signal 3 for inserting the inverted signal is input, the switch is switched and the inverted signal is inserted. The switch 1302 switches the gain of the inverted signal based on the determination result of the determination unit 1103.
[0138]
Next, the operation of the OFDM communication apparatus having the above configuration will be described with reference to FIG. A synchronization symbol 201 is inserted into a signal digitally modulated by modulation section 101 by synchronization symbol insertion section 102 in the same manner as in the first embodiment. Note that a phase reference symbol 202 is inserted after the synchronization symbol 201.
[0139]
The signal into which the synchronization symbol 201 has been inserted is sent to the IFFT section 104 and subjected to an IFFT operation. Next, a guard interval (guard interval) 204 is inserted by the guard interval insertion unit 105 into the IFFT-converted signal waveform.
[0140]
On the other hand, the signal received from the antenna is subjected to normal wireless reception processing. As for the baseband signal, symbol synchronization is established using the guard interval as in the first embodiment.
[0141]
In the present embodiment, as shown in FIG. 10, an inverted signal 1001 is inserted after a phase reference symbol 202 in a signal frame. Therefore, when a correlation is obtained between the received signal and the signal delayed by one symbol, a correlation process is performed between the inverted signal of the received signal and the phase reference symbol.
[0142]
The A / D-converted baseband signal is subjected to FFT processing at the FFT processing start timing from the FFT processing start timing, and a signal assigned to each subcarrier is obtained. Further, this signal is sent to the demodulation unit 114, where it is subjected to delay detection and delay detection processing, and is compared with the signal one bit before by the determination unit 115 to become a demodulated signal.
[0143]
In the above case, the signals before and after the determination are sent to the first subtraction unit 1105, and the difference between the two is obtained. This difference is sent to the second subtraction unit 1104 and compared with a threshold value. The comparison result is determined by the determination unit 1103. If the difference is larger than this threshold value, it is determined that the communication environment is bad, that is, it is determined that the level of the inverted signal is low, and control is performed to increase the level of the inverted signal.
[0144]
More specifically, when increasing the level of the inverted signal, the switch 1302 is switched to send the inverted signal whose level has been increased by the gain unit 1201 to the inverted signal insertion unit 1301, where the inverted signal having a higher level is inserted. . On the other hand, when it is not necessary to increase the level of the inversion signal, the switch 1302 is switched to send the inversion signal of the same level to the inversion signal insertion unit 1301, where the inversion signal is inserted. In this way, it is possible to adaptively change the level of the inverted signal in the signal frame.
[0145]
Next, the signal into which the inverted signal is inserted is subjected to D / A conversion by the D / A converter 106. Thereafter, the D / A-converted signal is transmitted after being subjected to normal wireless transmission processing. That is, the signal is frequency-converted and amplified by a wireless transmission unit (not shown), and transmitted from an antenna.
[0146]
As described above, in the OFDM communication apparatus according to the present embodiment, since the inverted signal is inserted immediately after the phase reference symbol used for differential detection, the correlation output near the synchronization timing position can be reduced, and the FFT can be accurately performed. It is possible to detect the processing start timing and to prevent the synchronization deviation. In addition, the level of the inverted signal can be changed adaptively by switching the level of the inverted signal, so that the processing can be flexibly performed according to the communication environment.
[0147]
(Embodiment 10)
In the present embodiment, a case will be described where the gain of the inverted signal is made variable using the average of the reception quality information.
[0148]
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 10 of the present invention. The same reference numerals as in FIG. 13 denote the same parts in FIG. 14 as in FIG. 13, and a detailed description thereof will be omitted.
[0149]
The OFDM communication apparatus illustrated in FIG. 14 includes an averaging unit 1401 that calculates a burst average of the subtraction result of the first subtraction unit 1105 that calculates the difference between the signal before the determination in the determination unit 115 and the signal after the determination.
[0150]
Since the averaging section 1401 calculates the burst average of the first subtraction section 1105, it is possible to prevent the gain of the inverted signal from being increased due to suddenly exceeding the threshold value. As a result, interference with others can be reduced.
[0151]
Next, the operation of the OFDM communication apparatus having the above configuration will be described with reference to FIG. A synchronization symbol 201 is inserted into a signal digitally modulated by modulation section 101 by synchronization symbol insertion section 102 in the same manner as in the first embodiment. Note that a phase reference symbol 202 is inserted after the synchronization symbol 201.
[0152]
The signal into which the synchronization symbol 201 has been inserted is sent to the IFFT section 104 and subjected to an IFFT operation. Next, a guard interval (guard interval) 204 is inserted by the guard interval insertion unit 105 into the IFFT-converted signal waveform.
[0153]
On the other hand, the signal received from the antenna is subjected to normal wireless reception processing. As for the baseband signal, symbol synchronization is established using the guard interval as in the first embodiment.
[0154]
In the present embodiment, as shown in FIG. 10, an inverted signal 1001 is inserted after a phase reference symbol 202 in a signal frame. Therefore, when a correlation is obtained between the received signal and the signal delayed by one symbol, a correlation process is performed between the inverted signal of the received signal and the phase reference symbol.
[0155]
The A / D-converted baseband signal is subjected to FFT processing at the FFT processing start timing from the FFT processing start timing, and a signal assigned to each subcarrier is obtained. Further, this signal is sent to the demodulation unit 114, where it is subjected to delay detection and delay detection processing, and is compared with the signal one bit before by the determination unit 115 to become a demodulated signal.
[0156]
In the above case, the signals before and after the determination are sent to the first subtraction unit 1105, and the difference between the two is obtained. This difference is sent to averaging section 1401, and a burst average is calculated. This average value is sent to the second subtraction unit 1104 and compared with a threshold value. The comparison result is determined by the determination unit 1103. If the difference is larger than this threshold value, it is determined that the communication environment is bad, that is, it is determined that the level of the inverted signal is low, and control is performed to increase the level of the inverted signal.
[0157]
More specifically, when increasing the level of the inverted signal, the switch 1302 is switched to send the inverted signal whose level has been increased by the gain unit 1201 to the inverted signal insertion unit 1301, where the inverted signal having a higher level is inserted. . On the other hand, when it is not necessary to increase the level of the inversion signal, the switch 1302 is switched to send the inversion signal of the same level to the inversion signal insertion unit 1301, where the inversion signal is inserted. In this way, it is possible to adaptively change the level of the inverted signal in the signal frame.
[0158]
Next, the signal into which the inverted signal is inserted is subjected to D / A conversion by the D / A converter 106. Thereafter, the D / A-converted signal is transmitted after being subjected to normal wireless transmission processing. That is, the signal is frequency-converted and amplified by a wireless transmission unit (not shown), and transmitted from an antenna.
[0159]
As described above, in the OFDM communication apparatus according to the present embodiment, since the inverted signal is inserted immediately after the phase reference symbol used for differential detection, the correlation output near the synchronization timing position can be reduced, and the FFT can be accurately performed. It is possible to detect the processing start timing and to prevent the synchronization deviation. In addition, the level of the inverted signal can be changed adaptively by switching the level of the inverted signal, so that the processing can be flexibly performed according to the communication environment. In this case, since the burst average of the first subtraction unit 1105 is obtained, it is possible to prevent the gain of the inverted signal from being increased due to suddenly exceeding the threshold value. As a result, interference with others can be reduced.
[0160]
(Embodiment 11)
In this embodiment, a case where a synchronization pull-in method different from that in the above-described embodiment is adopted will be described with reference to FIG. As the synchronization pull-in method, in addition to the method of detecting the maximum value of the correlation result between the received signal and the signal obtained by delaying the received signal by one symbol (the method in the first to tenth embodiments), the phase reference symbol (pilot) There is a method of detecting a maximum value of a correlation result between a signal obtained by performing IFFT processing on a symbol (a symbol) and a received signal. The OFDM communication apparatus according to the present embodiment employs this synchronization pull-in method. Here, as an example, a case will be described in which the synchronization pull-in method is employed in the OFDM communication apparatus according to Embodiment 1.
[0161]
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 11 of the present invention. In FIG. 15, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1, and detailed description is omitted.
[0162]
The OFDM communication apparatus shown in FIG. 15 includes a correlator 1501 that calculates a correlation value between a signal obtained by performing an IFFT process on a phase reference symbol (pilot symbol) and a received signal in a receiving unit. The internal configuration of the correlator 1501 will be described with reference to FIG.
[0163]
FIG. 16 is a block diagram showing an internal configuration of correlator 1501 in the OFDM communication apparatus according to Embodiment 11. As shown in FIG. 16, a correlator 1501 inputs a signal (received signal) output from the A / D converter 107 and a signal obtained by performing an IFFT process on a phase reference symbol. Specifically, assuming that the number of samples in the IFFT processing is n, the correlator 1501 inputs the signals (ref1 to refn in the figure) of the first to nth sample points in the signal obtained by performing the IFFT processing on the phase reference symbol. .
[0164]
As shown in FIG. 16, correlator 1501 includes multipliers 1601a to 1601n, delay units 1602a to 1602n, and adders 1603a to 1603n. The correlator 1501 having the above configuration calculates a correlation value between the received signal and the signal obtained by performing the IFFT processing on the phase reference symbol from the adder 1603n.
[0165]
The correlation value output from correlator 1501 is sent to subtraction section 111, and the same processing as that described in the first embodiment is performed. Thus, the synchronization pull-in process is performed.
[0166]
In the present embodiment, as shown in FIG. 2, 0 symbol 203 is inserted after phase reference symbol 202 in a signal frame. Therefore, in a situation where dozens of delayed waves are received, if a signal having high signal power is included, when a correlation is obtained between a signal obtained by performing an IFFT process on a phase reference symbol and a received signal, Correlation processing is performed between the 0 symbol of the received signal and the signal obtained by performing the IFFT processing on the phase reference symbol. In this case, since the correlation processing is performed between 0 symbols, the correlation result is very small even if the signal power is high. For this reason, a peak exceeding the threshold value is specified near the FFT processing start timing, so that the FFT processing start timing can be accurately detected.
[0167]
As described above, the OFDM communication apparatus according to the present embodiment inserts 0 symbol immediately after the phase reference symbol used for the synchronization pull-in processing, so that the correlation output near the synchronization timing position can be reduced. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented.
[0168]
In the present embodiment, a case has been described in which the above-described synchronization pull-in method is employed in the OFDM communication apparatus according to Embodiment 1. However, in the present invention, the above-mentioned synchronization pull-in method is described in Embodiments 2 to 10. It can also be applied to the case where it is adopted.
[0169]
(Embodiment 12)
In the present embodiment, a case where a means for performing a hard decision on a signal subjected to IFFT processing is used instead of a multiplier in a correlator for correlating a signal obtained by performing IFFT processing on a phase reference symbol with a received signal is described below. This will be described with reference to FIG.
[0170]
FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a hard decision section in a correlator of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 11 of the present invention. The hard decision section shown in FIG. 17 is provided instead of each of multiplication sections 1601a to 1601n in the correlator shown in FIG. Hard decision section 1701 outputs a hard decision value for the signal (received signal) output from A / D converter 107. Selector 1702 correlates the signal from hard decision section 1701, ie, the hard decision value, with the received signal, ie, the soft decision value.
[0171]
As described above, since the OFDM apparatus according to the present embodiment includes the correlator configured without using the multiplier, the hardware scale can be significantly reduced.
[0172]
(Embodiment 13)
In this embodiment, a case where a synchronization pull-in method different from the above two methods is adopted will be described with reference to FIG. In addition to the synchronization pull-in method using the synchronization symbol 21 and the phase reference symbol 22 in the frame shown in FIG. 22, there is a synchronization pull-in method using the synchronization symbol in the frame shown in FIG. The OFDM communication apparatus according to the present embodiment employs this synchronization pull-in method. Here, as an example, a case where this synchronization pull-in method is employed in the OFDM communication apparatus according to Embodiment 1 will be described with reference to FIG. 18 while referring to Embodiment 12.
[0173]
FIG. 18 is a frame diagram of signals used in the OFDM communication apparatus according to Embodiment 13 of the present invention. The frame shown in FIG. 18 is obtained by adding 0 symbol immediately before the phase reference symbol 32 in the frame shown in FIG. The OFDM communication apparatus according to the present embodiment employs a synchronization pull-in method for detecting a maximum value of a correlation result between a signal obtained by performing IFFT processing on a synchronization symbol in a frame shown in FIG. 18 and a received signal.
[0174]
FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 13 of the present invention. 19 are given the same reference numerals as those in FIG. 1 and their detailed description is omitted.
[0175]
In the transmitting section, a synchronization symbol 1801 is inserted by a synchronization symbol insertion section 1901 into a signal digitally modulated by the modulation section 101. The synchronization symbol insertion unit 1901 is configured by a switch, and switches when the control signal 4 for inserting the synchronization symbol 1801 is input, and inserts the synchronization symbol 1801. I have.
[0176]
The 0 symbol 1802 is inserted by the 0 symbol insertion section 103 into the signal into which the synchronization symbol 1801 has been inserted. This 0 symbol insertion section 103 is the same as that in the first embodiment.
[0177]
A phase reference symbol insertion section 1902 inserts a phase reference symbol 1803 and a phase reference symbol 1804 into the signal into which the zero symbol 1802 has been inserted. The phase reference symbol insertion section 1902 is constituted by a switch. When a control signal 5 for inserting the phase reference symbol 1803 and the phase reference symbol 1804 is input, the switch is switched, and the phase reference symbol 1803 and the phase A reference symbol 1804 is inserted.
[0178]
The signal into which the synchronization symbol 1801, the 0 symbol 1802, and the above-mentioned phase reference symbols are inserted is sent to the IFFT section 104 and subjected to IFFT calculation.
[0179]
In the receiving section, the signal (received signal) output from A / D converter 107 is sent to FFT section 113 and correlator 1903. The correlator 1903 calculates a correlation value between the received signal and the signal obtained by performing the IFFT processing on the synchronization symbol. This correlator 1903 differs from the correlator 1501 in the twelfth embodiment in that a signal obtained by IFFT processing of a synchronization symbol is input instead of a signal obtained by IFFT processing of a phase reference symbol.
[0180]
The correlation value output from correlator 1903 is sent to subtraction section 111, and the same processing as that described in the first embodiment is performed. Thus, the synchronization pull-in process is performed.
[0181]
In the present embodiment, as shown in FIG. 18, a zero symbol 1802 is inserted after a synchronization symbol 1801 in a signal frame. Therefore, in a situation where dozens of delayed waves are received, if a signal having a high signal power is included, when a correlation symbol is obtained between a signal obtained by performing IFFT processing on a synchronization symbol and a received signal, Correlation processing is performed between the 0 symbol of the received signal and the signal obtained by performing the IFFT processing on the synchronization symbol. In this case, since the correlation processing is performed between 0 symbols, the correlation result is very small even if the signal power is high. For this reason, a peak exceeding the threshold value is specified near the FFT processing start timing, so that the FFT processing start timing can be accurately detected.
[0182]
As described above, the OFDM communication apparatus according to the present embodiment inserts 0 symbol immediately after the synchronization symbol used for the synchronization pull-in processing, so that the correlation output near the synchronization timing position can be reduced. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented.
[0183]
Further, the OFDM communication apparatus according to the present embodiment can reduce the processing delay as compared with the OFDM communication apparatuses according to Embodiments 1 to 12 described above.
[0184]
That is, in the OFDM communication apparatus according to Embodiments 1 to 12, synchronization is performed using synchronization symbol 201 and phase reference symbol 202. Therefore, when there is no synchronization error, phase reference symbol Immediately after 202, synchronization is established. However, since the synchronization symbol 201 or the phase reference symbol 202 is used for estimating the transmission path, it is necessary to store it in a memory. Therefore, a delay occurs by one or two symbols corresponding to the synchronization symbol 201 or the phase reference symbol 202.
[0185]
On the other hand, in the OFDM communication apparatus according to the present embodiment, since synchronization is performed using synchronization symbol 1801, if there is no synchronization error, synchronization is established immediately after synchronization symbol 1801. Therefore, unlike the first to twelfth embodiments, it is not necessary to store the phase reference symbols and the like in the memory, so that the OFDM communication apparatus according to the present embodiment can reduce processing delay.
[0186]
In the present embodiment, a case has been described in which the above-described synchronization pull-in method is employed in the OFDM communication apparatus according to Embodiment 1. However, in the present invention, the above-mentioned synchronization pull-in method is described in Embodiments 2 to 10. It can also be applied to the case where it is adopted.
[0187]
(Embodiment 14)
In the present embodiment, a case will be described in which a synchronization pull-in method different from the above three types of methods is adopted. As a synchronization pull-in method using the synchronization symbol in the frame shown in FIG. 24, in addition to the method described in the thirteenth embodiment, the maximum value of the correlation result between the received signal and the signal obtained by appropriately delaying the received signal is used. There is a way to detect The OFDM communication apparatus according to the present embodiment employs this synchronization pull-in method. Here, as an example, a case where the OFDM communication apparatus according to the first embodiment adopts the synchronization pull-in method will be described with reference to FIG. 20 while referring to the thirteenth embodiment.
[0188]
FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 14 of the present invention. 20 are denoted by the same reference numerals as those in FIGS. 1 and 19, respectively, and detailed description is omitted.
[0189]
In the present embodiment, a frame similar to the frame (FIG. 18) in the thirteenth embodiment is used. Here, since a signal pattern in which signals are arranged only on subcarriers that are an integral multiple of n is used, the synchronization symbol 1801 in the frame shown in FIG. 18 has the same waveform repeated at a period of 1 / n. . Hereinafter, a case where n is 4 will be described as an example, but it is needless to say that the present invention can be applied to a case where n is appropriately changed.
[0190]
In the receiving section, the signal (received signal) output from A / D converter 107 is sent to FFT section 113, multiplier 2002 and delay section 2001. Delay section 2001 outputs a signal obtained by delaying the received signal by 1 / n symbol to multiplier 2002. Since the case where n is 4 is described here, delay section 2001 delays the received signal by ４ symbol. Multiplier 2002 correlates the signal output from A / D converter 107 with the signal output from delay section 2001. That is, multiplier 2002 correlates the received signal with a signal obtained by delaying the received signal by １ ／ symbol. The correlation result from multiplier 2002 is sent to accumulator 110, and the same processing as in the first embodiment is performed.
[0191]
In the present embodiment, as shown in FIG. 18, a zero symbol 1802 is inserted after a synchronization symbol 1801 in a signal frame. Therefore, in a situation where several tens of delayed waves are received, if a signal having a high signal power is included, a correlation is obtained between the received signal and a signal obtained by delaying the received signal by １ ／ symbol. Then, a correlation process is performed between the 0 symbol of the received signal and the synchronization symbol. In this case, since the correlation processing is performed between 0 symbols, the correlation result is very small even if the signal power is high. For this reason, a peak exceeding the threshold value is specified near the FFT processing start timing, so that the FFT processing start timing can be accurately detected.
[0192]
As described above, the OFDM communication apparatus according to the present embodiment inserts 0 symbol immediately after the synchronization symbol used for the synchronization pull-in processing, so that the correlation output near the synchronization timing position can be reduced. Therefore, even if a signal with high power is included, a correlation value exceeding the threshold can be suppressed. As a result, the start timing of the FFT processing can be accurately detected, and the synchronization shift can be prevented.
[0193]
In the present embodiment, a case has been described in which the above-described synchronization pull-in method is employed in the OFDM communication apparatus according to Embodiment 1. However, in the present invention, the above-mentioned synchronization pull-in method is described in Embodiments 2 to 10. It can also be applied to the case where it is adopted.
[0194]
The OFDM communication device of the present invention can be applied to a communication terminal device such as a mobile station device and a base station device in a wireless communication system.
[0195]
In the above first to fourteenth embodiments, the case where 0 symbol (signal) or inverted symbol (signal) is inserted immediately after the phase reference symbol used for differential detection, but the present invention is used for synchronous detection. The present invention can also be applied to a case where a 0 symbol (signal) or an inverted symbol (signal) is inserted immediately after a pilot symbol as a phase reference symbol. In this case, in the demodulation section 114, synchronous detection processing is performed instead of delay detection processing.
[0196]
The present invention is not limited to Embodiments 1 to 14, and can be implemented with various modifications. Embodiments 1 to 14 described above can be implemented in appropriate combinations.
[0197]
In addition, although the case where each of the above methods is used as the synchronization pull-in method has been described, the present invention is not limited to this. The correlation value is calculated using the received signal, and the maximum value of the calculation result is detected. Any method that adopts a process can be applied to a case where any synchronization pull-in method is used. At this time, it goes without saying that the correlation value suppression signal is inserted immediately after the symbol used for the synchronization pull-in process, that is, the symbol used for the correlation value calculation process.
[0198]
【The invention's effect】
As described above, the OFDM communication apparatus according to the present invention provides a correlation reference suppression signal of 0 symbol (0 signal) or an inverted symbol (inverted signal) after a phase reference symbol used for delay detection or a pilot symbol used for synchronous detection. ) Is inserted, it is possible to accurately detect the start timing of the FFT processing even in a situation where tens of delayed waves are received, and to prevent a synchronization shift.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a frame diagram of a signal used in the OFDM communication apparatus according to the embodiment.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 4 is a frame diagram of a signal used in the OFDM communication apparatus according to the embodiment.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 8 is a frame diagram of a signal used in the OFDM communication apparatus according to the embodiment.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 10 is a frame diagram of a signal used in the OFDM communication apparatus according to the embodiment.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 7 of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 8 of the present invention.
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 9 of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 10 of the present invention.
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 11 of the present invention.
FIG. 16 is a block diagram showing an internal configuration of a correlator in the OFDM communication apparatus according to the eleventh embodiment.
FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a hard decision unit in a correlator of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 11.
FIG. 18 is a frame diagram of a signal used in the OFDM communication apparatus according to Embodiment 13.
FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 13.
FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 14 of the present invention.
FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a conventional OFDM communication device.
FIG. 22 is a frame diagram of a signal used in a conventional OFDM communication device.
FIG. 23 is a diagram showing timings of a received signal and a correlation result.
FIG. 24 is a frame diagram of a signal used in the OFDM communication apparatus.
[Explanation of symbols]
101 Modulation section
102 Synchronization symbol insertion unit
1030 symbol insertion part
104 IFFT section
105 Guard section insertion section
106 D / A converter
107 A / D converter
108 Delay unit
109 Multiplier
110 Accumulator
111 subtractor
112, 115 judgment unit
113 FFT section
114 Demodulation unit
201 Symbol for synchronization
202 Phase reference symbol
2030 symbol
204 guard section
205 valid symbols

Claims (12)

同期用シンボルの直後に、前記同期用シンボルに対して極性が反転し、かつ、当該同期用シンボルの長さよりも短い相関値抑制用信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段と、
生成されたＯＦＤＭ信号を送信する送信手段と、
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ送信機。Immediately after the synchronization symbol, an OFDM signal generation unit that generates an OFDM signal in which the polarity of the synchronization symbol is inverted and a correlation value suppression signal shorter than the length of the synchronization symbol is inserted .
Transmitting means for transmitting the generated OFDM signal;
An OFDM transmitter, comprising: 前記ＯＦＤＭ信号生成手段は、
前記同期用シンボルの直後に、当該同期用シンボルに対して極性が反転しかつ当該同期用シンボルの長さよりも短い信号、又はヌル信号を相関値抑制用信号として選択的に挿入するスイッチを具備することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ送信機。 The OFDM signal generation means includes:
Immediately after the synchronization symbol, a switch is provided that selectively inserts a signal whose polarity is inverted with respect to the synchronization symbol and shorter than the length of the synchronization symbol or a null signal as a correlation value suppression signal. The OFDM transmitter according to claim 1, wherein: 同期用シンボルの直後に前記同期用シンボルに対して極性が反転し、かつ、当該同期用シンボルの長さよりも短い相関値抑制用信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信する受信手段と、
前記受信手段により受信された信号を用いて相関値を算出する相関値算出手段と、
前記相関値算出手段により算出された相関値を用いてシンボル同期をとる同期手段と、
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信機。Receiving, via a transmission line, an OFDM signal in which the polarity is inverted with respect to the synchronization symbol immediately after the synchronization symbol and a correlation value suppression signal shorter than the length of the synchronization symbol is inserted. Means,
Correlation value calculation means for calculating a correlation value using the signal received by the reception means,
Synchronizing means for symbol synchronization using the correlation value calculated by the correlation value calculating means,
An OFDM receiver comprising: 同期用シンボルの直後に、同期用シンボルに対して極性が反転しかつ当該同期用シンボルの長さよりも短い信号、又はヌル信号を相関値抑制用信号として選択的に挿入されたＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信する受信手段と、
前記受信手段により受信された信号を用いて相関値を算出する相関値算出手段と、
前記相関値算出手段により算出された相関値を用いてシンボル同期をとる同期手段と、
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信機。Immediately after the synchronization symbol, a signal whose polarity is inverted with respect to the synchronization symbol and shorter than the length of the synchronization symbol, or an OFDM signal in which a null signal is selectively inserted as a correlation value suppression signal, is transmitted. Receiving means for receiving via a road;
Correlation value calculation means for calculating a correlation value using the signal received by the reception means,
Synchronizing means for symbol synchronization using the correlation value calculated by the correlation value calculating means,
An OFDM receiver comprising: 前記相関値算出手段は、前記受信手段により受信された信号と、前記信号を単位シンボル遅延させた信号と、を用いて、相関値を算出することを特徴とする請求項３又は請求項４に記載のＯＦＤＭ受信機。 The correlation value calculating means, a signal received by the receiving means, using a signal obtained by the unit symbol delay the signal, to claim 3 or claim 4, characterized in that calculating a correlation value An OFDM receiver as described. 前記相関値算出手段は、前記受信手段により受信された信号と、ＩＦＦＴ処理された同期用シンボルと、を用いて、相関値を算出することを特徴とする請求項３又は請求項４に記載のＯＦＤＭ受信機。 The correlation value calculating means, a signal received by the receiving means, by using the synchronization symbols IFFT processing, and according to claim 3 or claim 4, characterized in that calculating a correlation value OFDM receiver. 請求項１又は請求項２に記載のＯＦＤＭ送信機を備えたことを特徴とする通信端末装置。Communication terminal apparatus comprising the OFDM transmitter of claim 1 or claim 2. 請求項３又は請求項４に記載のＯＦＤＭ受信機を備えたことを特徴とする通信端末装置。A communication terminal device comprising the OFDM receiver according to claim 3 or 4 . 請求項１又は請求項２に記載のＯＦＤＭ送信機を備えたことを特徴とする基地局装置。The base station apparatus comprising the OFDM transmitter of claim 1 or claim 2. 請求項３又は請求項４に記載のＯＦＤＭ受信機を備えたことを特徴とする基地局装置。A base station apparatus comprising the OFDM receiver according to claim 3 or 4 . 同期用シンボルの直後に前記同期用シンボルに対して極性が反転し、かつ、当該同期用シンボルの長さよりも短い相関値抑制用信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成工程と、
生成されたＯＦＤＭ信号を送信する送信工程と、
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ送信方法。An OFDM signal generation step of generating an OFDM signal in which the polarity of the synchronization symbol is inverted immediately after the synchronization symbol and a correlation value suppression signal shorter than the length of the synchronization symbol is inserted ;
A transmitting step of transmitting the generated OFDM signal;
An OFDM transmission method, comprising: 同期用シンボルの直後に前記同期用シンボルに対して極性が反転し、かつ、当該同期用シンボルの長さよりも短い相関値抑制用信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信する受信工程と、
前記受信工程により受信された信号を用いて相関値を算出する相関値算出工程と、
前記相関値算出工程により算出された相関値を用いてシンボル同期をとる同期工程と、
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。Receiving, via a transmission line, an OFDM signal in which the polarity is inverted with respect to the synchronization symbol immediately after the synchronization symbol and a correlation value suppression signal shorter than the length of the synchronization symbol is inserted. Process and
A correlation value calculating step of calculating a correlation value using the signal received by the receiving step,
A synchronization step of performing symbol synchronization using the correlation value calculated in the correlation value calculation step,
An OFDM receiving method, comprising:
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