JP4476580B2 - 給電装置および給電方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源と負荷機器との間に接続される、たとえば無停電電源装置などの給電装置および給電方法に関する。

特許文献１には、交流電源と負荷との間に接続される給電装置の一種である無停電電源装置が開示されている。この無停電電源装置は、交流電源に接続される第２の変換器と、第２の変換器を制御する第２の制御回路と、第２の変換器と負荷との間に接続される第１の変換器と、第１の変換器を制御する第１の制御回路と、第２の変換器と第１の変換器との間に接続されるコンデンサと、を有する。

第２の制御回路は、基準正弦波発生器と、減算器と、三角波発生器と、コンパレータと、波形整形回路と、を有する。基準正弦波発生器は、電源の電圧に同期して電源と同一周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）の基準正弦波電圧を発生する。減算器は、基準正弦波電圧と出力検出電圧との誤差電圧を発生する。三角波発生器は、三角波電圧を発生する。コンパレータは、誤差電圧と三角波電圧とを比較してＰＷＭ（パルス幅変調）波形から成る２値の出力を発生する。コンパレータの出力は、波形整形回路を介して第２の変換器のインバータ用スイッチの制御に使用される。

このＰＷＭ波形から成る２値の出力に基づいて、第２の変換器は、第２の制御回路による制御に基づいてコンデンサの直流電圧を調整し、コンデンサを定電圧に充電する。第１の変換器は、第１の制御回路による制御に基づいて、コンデンサの直流電圧から交流電圧を生成する。この交流電圧による交流電力が負荷へ供給される。

特開２０００−６００２６号公報（発明の実施の形態、図１、図６）

特許文献１に従来の無停電電源装置の例が記載されるように、従来の給電装置では、第２の制御回路は、第２の変換器の出力電圧である出力検出電圧が変化すると、その変化に応じたＰＷＭ波形から成る２値の出力を第２の変換器へ出力することで、第２の変換器と第１の変換器との間のコンデンサの充電電圧を安定化させている。

ところで、無停電電源装置などの給電装置は、それに使用するトランジスタなどの部品が定格電力に応じて選択されるため、その定格電力の大きさに応じて製品化が図られている。ユーザは、電源のバックアップを図りたい負荷機器の定格電力に基づいて、その負荷機器の定格電力に応じた無停電電源装置を選択することになる。

そして、そのような電源のバックアップを図りたい負荷機器として、レーザプリンタなどの負荷機器である場合もある。このようなレーザプリンタは、たとえば定着ヒータが起動するときなどにおいて、数十ミリ秒程度の期間で瞬間的に、レーザプリンタ自体の定格消費電力の３，４倍もの電力を消費する。

しかしながら、従来の無停電電源装置などの給電装置では、上述のコンデンサの充電電圧を安定化させるために、たとえばインパルス的なノイズ成分が出力検出電圧に含まれたとしても、これに応じてコンデンサの充電電圧を急激に変化させるように制御してしまわないように、第２の制御回路の応答特性は、設定されている。そして、この応答特性は、負荷の消費電力が、無停電電源装置の定格電力の範囲内で変動することを前提として設定されている。そのため、負荷機器の消費電力が、無停電電源装置の定格電力の３，４倍程度までに瞬間的に変化し、その結果として第２の変換器の出力電圧が急激に且つ大きく低下した場合には、第２の制御回路はそれに追従することができない。また、第２の変換器の出力電圧が急激に且つ大きく低下してしまうことで、極端な場合には、第１の変換器は、所望の交流電圧を生成することができなくなってしまう。

そのため、レーザプリンタなどの負荷機器の電源をバックアップするために、その機器の定格消費電力に見合った定格電力の従来の無停電電源装置を選択したとしても、その従来の無停電電源装置では、負荷機器に対して、それが正常に動作し続けるように交流電圧の交流電力を供給し続けることが困難である。

本発明は、以上の課題を解決するためになされたものであり、負荷機器の消費電力が、給電装置の定格電力よりも大きな電力へ変化したとしても、その負荷機器に対して、それが正常に動作し続けることができる交流電圧の交流電力を供給し続けることができる給電装置および給電方法を得ることを目的とする。

本発明に係る給電装置は、第一の交流電圧を有する交流電力が入力される入力端子と、入力コイルおよびトランジスタを有し、第一の交流電圧を直流電圧へ変換する交直変換回路と、直流電圧を第二の交流電圧へ変換する直交変換回路と、第二の交流電圧による交流電力を出力する出力端子と、直流電圧を検出直流電圧として検出する検出器と、トランジスタへ検出直流電圧に応じたパルス幅のパルスからなるゲート信号を出力するとともに、検出直流電圧が所定の最低閾値電圧以下になったら、トランジスタをオン状態にする期間が検出直流電圧に基づくトランジスタのオン状態の期間よりも長くなるように、ゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替える制御手段と、を有するものである。

この構成を採用すれば、制御手段は、検出直流電圧が所定の最低閾値電圧以下になったら、トランジスタをオン状態にする期間が検出直流電圧に基づくトランジスタのオン状態の期間よりも長くなるように、ゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替える。したがって、交直変換回路は、検出直流電圧に応じたパルス幅のパルスからなるゲート信号をトランジスタへ出力し続けている場合に比べて、より多くの電力を、直流電圧へ変換する。

その結果、本発明に係る給電装置では、負荷機器の消費電力が、給電装置の定格電力よりも大きな電力へ変化したとしても、それに起因する直流電圧の変化を抑制することができ、負荷機器に対して、それが正常に動作し続けることができる第二の交流電圧の交流電力を供給し続けることができる。

本発明に係る給電装置および本発明に係る他の給電装置は、上述した構成に加えて、制御手段が、電流指令に応じた振幅の正弦波にしたがってパルス幅を制御し、検出直流電圧あるいは検出交流電圧のピーク電圧が所定の最低閾値電圧以下になったら、トランジスタをオン状態にする期間が最大の電流指令に対応した期間となるように、ゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替え、且つ、交流電圧の１周期以上且つ５周期以下に相当する所定の期間が経過したら、ゲート信号の各パルスのパルス幅を、検出直流電圧あるいは検出交流電圧に応じたパルス幅のパルスからなるゲート信号に戻すものである。

この構成を採用すれば、数十ミリ秒程度の期間で瞬間的に、それ自体の定格消費電力の３，４倍もの電力を消費するレーザプリンタを負荷機器として接続したとしても、それが正常に動作し続けることができる交流電圧の交流電力を供給し続けることができる。

本発明に係る給電装置および本発明に係る他の給電装置は、上述した構成に加えて、最低閾値電圧は、入力電圧のピーク電圧よりも高い電圧であるものである。

この構成を採用すれば、直流電圧あるいは第二の交流電圧のピーク電圧は、入力電圧のピーク電圧よりも高い電圧に維持されるように制御される。したがって、直流電圧あるいは第二の交流電圧のピーク電圧が、入力電圧のピーク電圧よりも低い電圧になった場合に、入力端子から交直変換回路あるいは第一の交交変換回路を介して無制御に流れてしまう電流を抑制することができる。なお、このように入力端子から交直変換回路あるいは第一の交交変換回路を介して無制御に流れてしまう電流は、ピークチャージ電流と呼ばれている。

本発明に係る給電装置は、上述した構成に加えて、制御手段が、検出直流電圧を、デジタル値へ変換するＡＤコンバータと、検出直流電圧の目標値である目標直流電圧値を記憶する目標直流電圧レジスタと、目標直流電圧値に対する検出直流電圧のデジタル値の誤差値を演算する誤差演算器と、誤差値に応じた電流指令値を生成する電流指令生成器と、所定の固定電流指令値を記憶する固定電流指令レジスタと、誤差値に応じた電流指令値および固定電流指令値の中の一方を選択するセレクタと、セレクタにより選択された電流指令値に基づいて、ゲート信号の各パルスを生成する瞬時制御部と、最低閾値電圧値を記憶する最低閾値電圧レジスタと、検出直流電圧の値が最低閾値電圧値以下になったら、切換信号を出力する切換判定器と、を有し、固定電流指令値が、検出直流電圧が最低閾値電圧である場合に電流指令生成器が生成する電流指令値よりも大きな電流指令値であり、セレクタは、切換信号が入力されている期間は、固定電流指令値を選択し、それ以外の期間は、誤差値に応じた電流指令値を選択するものである。

この構成を採用すれば、検出直流電圧の値が所定の最低閾値電圧値以下になったら、トランジスタをオン状態にする期間が検出直流電圧の値に基づくトランジスタのオン状態の期間よりも長くなるように、ゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替えることができる。

本発明に係る給電方法は、第一の交流電圧を有する交流電力を、交直変換回路のトランジスタへパルスからなるゲート信号を出力することで直流電圧へ変換し、その直流電圧を直交変換回路で第二の交流電圧へ変換し、この第二の交流電圧による交流電力を負荷機器へ供給する給電方法であって、直流電圧を検出直流電圧として検出するステップと、検出直流電圧と予め登録されている最低閾値電圧とを比較するステップと、検出直流電圧が最低閾値電圧以下になったら、トランジスタをオン状態にする期間が、検出直流電圧に基づくトランジスタのオン状態の期間よりも長くなるように、ゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替えるステップと、を有するものである。

この方法を採用すれば、検出直流電圧が所定の最低閾値電圧以下になったら、トランジスタをオン状態にする期間が検出直流電圧に基づくトランジスタのオン状態の期間よりも長くなるように、ゲート信号の各パルスのパルス幅は切り替わる。したがって、検出直流電圧に応じたパルス幅のパルスからなるゲート信号をトランジスタへ出力し続けている場合に比べて、より多くの電力を、直流電圧へ変換する。その結果、負荷機器の消費電力が、給電装置の定格電力よりも大きな電力へ変化したとしても、それに起因する直流電圧の変化を抑制することができ、負荷機器に対して、それが正常に動作し続けることができる第二の交流電圧の交流電力を供給し続けることができる。

本発明では、負荷機器の消費電力が、給電装置の定格電力よりも大きな電力へ変化したとしても、その負荷機器に対して、それが正常に動作し続けることができる交流電圧の交流電力を供給し続けることができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態に係る給電装置および給電方法を、図面に基づいて説明する。なお、給電装置は、無停電電源装置を例に説明し、給電方法は、無停電電源装置の動作を例に説明する。

図１は、本発明の実施の形態に係る無停電電源装置１およびその無停電電源装置１に接続されている装置を示す接続図である。

無停電電源装置１は、一対の入力端子２，３を有する。一対の入力端子２，３には、商用交流電源などの交流電源装置４が接続されている。商用交流電源は、たとえば５０Ｈｚや６０Ｈｚなどの所定の周波数にて振動する交流電圧の交流電力を出力する。また、商用交流電源は、たとえば実効値が約１００Ｖの交流電圧の交流電力を出力する。一対の入力端子２，３には、この交流電圧を有する交流電力が、第一の交流電圧として入力される。

一対の入力端子２，３の中の一方の入力端子２は、交直変換回路としてのコンバータ回路１１に接続されている。一対の入力端子２，３の中の他方の入力端子３は、無停電電源装置１のグランド８に接続されている。

コンバータ回路１１は、入力コイル４１と、トランジスタとしての第一トランジスタ４２と、トランジスタとしての第二トランジスタ４３と、第一ダイオード４４と、第二ダイオード４５と、を有する。第一トランジスタ４２および第二トランジスタ４３には、たとえば数十アンペア程度の電流をコレクタ−エミッタ間に流すことが可能なトランジスタを使用する。このような大電流を流すことができるトランジスタとしては、たとえば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などがある。また、第一ダイオード４４および第二ダイオード４５には、たとえば数十アンペア程度の電流をアノードからカソードに流すことが可能なダイオードを使用する。

入力コイル４１の一端は、一方の入力端子２に接続されている。入力コイル４１の他端は、第一トランジスタ４２のエミッタと、第二トランジスタ４３のコレクタとに接続されている。第一ダイオード４４のアノードは、第一トランジスタ４２のエミッタに接続され、第一ダイオード４４のカソードは、第一トランジスタ４２のコレクタに接続されている。第二ダイオード４５のアノードは、第二トランジスタ４３のエミッタに接続され、第二ダイオード４５のカソードは、第二トランジスタ４３のコレクタに接続されている。

コンバータ回路１１の第一トランジスタ４２のコレクタは、一対のレール配線１２，１４の中のプラスレール配線１２に接続されている。プラスレール配線１２は、プラスコンデンサ１３の一端に接続されている。プラスコンデンサ１３の他端は、グランド８に接続されている。第二トランジスタ４３のエミッタは、マイナスレール配線１４に接続されている。マイナスレール配線１４は、マイナスコンデンサ１５の一端に接続されている。マイナスコンデンサ１５の他端は、グランド８に接続されている。

また、プラスレール配線１２およびマイナスレール配線１４は、充放電回路１６に接続されている。充放電回路１６は、図示外の充放電用のトランジスタを有する。また、充放電回路１６は、バッテリ１７に接続されている。

さらに、プラスレール配線１２およびマイナスレール配線１４は、直交変換回路としてのインバータ回路１８に接続されている。インバータ回路１８は、第三トランジスタ５１と、第四トランジスタ５２と、第三ダイオード５３と、第四ダイオード５４と、を有する。第三トランジスタ５１および第四トランジスタ５２には、たとえば数十アンペア程度の電流をコレクタ−エミッタ間に流すことが可能なトランジスタを使用する。また、第三ダイオード５３および第四ダイオード５４には、たとえば数十アンペア程度の電流をアノードからカソードに流すことが可能なダイオードを使用する。

第三トランジスタ５１のコレクタは、プラスレール配線１２に接続されている。第三トランジスタ５１のエミッタは、第四トランジスタ５２のコレクタに接続されている。第四トランジスタ５２のエミッタは、マイナスレール配線１４に接続されている。第三ダイオード５３のアノードは、第三トランジスタ５１のエミッタに接続され、第三ダイオード５３のカソードは、第三トランジスタ５１のコレクタに接続されている。第四ダイオード５４のアノードは、第四トランジスタ５２のエミッタに接続され、第四ダイオード５４のカソードは、第四トランジスタ５２のコレクタに接続されている。

インバータ回路１８の第三トランジスタ５１のエミッタおよび第三ダイオード５３のアノードは、ローパスフィルタ回路１９に接続されている。ローパスフィルタ回路１９は、出力コイル６１と、出力コンデンサ６２と、を有する。出力コイル６１には、数十アンペア程度の電流を低抵抗にて流すことができる太い配線のコイルを使用する。出力コンデンサ６２には、大容量のものを使用する。

なお、ローパスフィルタ回路１９は、出力コイル６１のインダクタンス値と、出力コンデンサ６２のキャパシタンス値とによって決まるカットオフ周波数を有する。そして、このカットオフ周波数以上の周波数の信号成分を、カットオフ周波数以下の周波数の信号成分に比べて大きく減衰させる特性を有する。この無停電電源装置１には、５０Ｈｚや６０Ｈｚなどの周波数の交流電圧の交流電力が一対の入力端子２，３に入力され、且つ、一対の出力端子５，６には、５０Ｈｚや６０Ｈｚなどの周波数の交流電圧の交流電力で動作する負荷機器７が接続されている。したがって、たとえば、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ以上の周波数成分を減衰させる特性となるように、出力コイル６１のインダクタンス値と、出力コンデンサ６２のキャパシタンス値とを決定すればよい。

出力コイル６１の一端は、インバータ回路１８の第三トランジスタ５１のエミッタに接続されている。出力コイル６１の他端は、出力コンデンサ６２の一端に接続されている。出力コンデンサ６２の他端は、グランド８に接続されている。

ローパスフィルタ回路１９の出力コイル６１の他端は、切替回路２０に接続される。切替回路２０は、第一開閉器７１と、第二開閉器７２と、を有する。第一開閉器７１および第二開閉器７２は、たとえば、固定接点と、この固定接点に対して接離するように可動する可動接点と、を有する機械式の開閉器で構成することができる。第一開閉器７１および第二開閉器７２として使用することができる開閉器としては、他にもたとえば、トランジスタなどの半導体スイッチがある。

第一開閉器７１の固定接点は、一方の入力端子２に接続されている。第一開閉器７１の可動接点は、一対の出力端子５，６の中の一方の出力端子５に接続されている。一対の出力端子５，６の中の他方の出力端子６は、グランド８に接続されている。第二開閉器７２の固定接点は、ローパスフィルタ回路１９の出力コイル６１の他端に接続されている。第二開閉器７２の可動接点は、一対の出力端子５，６の中の一方の出力端子５に接続されている。なお、これらの固定接点と可動接点とは、それらの接続先が互いに入れ替わってもよい。

一対の出力端子５，６には、コンピュータ、レーザプリンタなどの負荷機器７が接続されている。負荷機器７は、たとえば５０Ｈｚや６０Ｈｚなどの所定の周波数の正弦波波形の交流電圧の交流電力が供給されることで、動作することができる。

以上のように、この実施の形態に係る無停電電源装置１は、一対の入力端子２，３と一対の出力端子５，６との間に、コンバータ回路１１、一対のレール配線１２，１４、プラスコンデンサ１３、マイナスコンデンサ１５、充放電回路１６、バッテリ１７、インバータ回路１８、ローパスフィルタ回路１９、切替回路２０が接続されている。これらの回路によって、無停電電源装置１内の電力供給経路が構成されている。これらの電力供給経路の回路には、たとえば数十アンペアなどのように、負荷機器７の消費電力に見合った電流あるいはそれ以上の電流が流れることになる。

また、この実施の形態に係る無停電電源装置１は、入力電圧検出器２１と、入力電流検出器２２と、プラスレール電圧を検出直流電圧として検出する検出器としてのプラスレール電圧検出器２３と、マイナスレール電圧を検出直流電圧として検出する検出器としてのマイナスレール電圧検出器２４と、バッテリ電圧検出器２５と、出力電圧検出器２６と、を有する。

入力電圧検出器２１は、他方の入力端子３の電圧レベル（＝グランド８の電圧レベル）を基準として一方の入力端子２の電圧を検出し、その検出電圧の大きさに応じたレベルの電圧を検出入力電圧として出力する。他方の入力端子３に対して一方の入力端子２の電圧が大きくなるほど、入力電圧検出器２１が出力する検出入力電圧も大きくなる。

入力電流検出器２２は、一方の入力端子２と入力コイル４１との間に流れる電流を検出コイルなどで検出し、その電流にて検出コイルに励起される電圧を入力電流の検出電圧として出力する。一方の入力端子２から入力コイル４１へ流れる電流が大きくなるほど、入力電流検出器２２が出力する入力電流の検出電圧も大きくなる。

プラスレール電圧検出器２３は、グランド８の電圧レベルを基準として、プラスレール配線１２の電圧を検出し、その検出電圧の大きさに応じたレベルの電圧を検出プラスレール電圧として出力する。プラスレール配線１２の電圧が大きくなるほど、プラスレール電圧検出器２３が出力する検出プラスレール電圧も大きくなる。

マイナスレール電圧検出器２４は、マイナスレール配線１４の電圧を基準として、グランド８の電圧レベルを検出し、その検出電圧の大きさに応じたレベルの電圧を検出マイナスレール電圧として出力する。マイナスレール配線１４の電圧の絶対値が大きくなるほど、マイナスレール電圧検出器２４が出力する検出マイナスレール電圧も大きくなる。

バッテリ電圧検出器２５は、バッテリ１７の充電電圧を検出し、その検出電圧の大きさに応じたレベルの電圧を検出バッテリ電圧として出力する。バッテリ１７の充電電圧が大きくなるほど、バッテリ電圧検出器２５が出力する検出バッテリ電圧も大きくなる。

出力電圧検出器２６は、グランド８を基準として、ローパスフィルタ回路１９と切替回路２０との間の電圧を検出し、その検出電圧の大きさに応じたレベルの電圧を検出出力電圧として出力する。

これら入力電圧検出器２１、入力電流検出器２２、プラスレール電圧検出器２３、マイナスレール電圧検出器２４、バッテリ電圧検出器２５、出力電圧検出器２６は、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：デジタル信号処理装置）２７に接続されている。ＤＳＰ２７は、マイクロプロセッサの一種であり、デジタル信号処理によって各種の制御信号を生成するものである。

ＤＳＰ２７は、検出入力電圧を周期的にサンプリングして検出入力電圧のデジタル値を生成する第一ＡＤコンバータ３２と、入力電流の検出電圧を周期的にサンプリングして入力電流の検出電圧のデジタル値を生成する第二ＡＤコンバータ３３と、検出プラスレール電圧を周期的にサンプリングして検出プラスレール電圧のデジタル値を生成する第三ＡＤコンバータ３４と、検出マイナスレール電圧を周期的にサンプリングして検出マイナスレール電圧のデジタル値を生成する第四ＡＤコンバータ３５と、検出バッテリ電圧を周期的にサンプリングして検出バッテリ電圧のデジタル値を生成する第五ＡＤコンバータ３６と、検出出力電圧を周期的にサンプリングして検出出力電圧のデジタル値を生成する第六ＡＤコンバータ３７と、を有する。なお、第三ＡＤコンバータ３４は、検出プラスレール電圧を検出直流電圧としてデジタル値へ変換するＡＤコンバータである。第四ＡＤコンバータ３５は、検出マイナスレール電圧を検出直流電圧としてデジタル値へ変換するＡＤコンバータである。

また、このＤＳＰ２７は、制御手段としてのコンバータ制御部２８と、充放電制御部２９と、インバータ制御部３０と、モード制御部３１と、を有する。これらコンバータ制御部２８、充放電制御部２９、インバータ制御部３０およびモード制御部３１は、ＤＳＰ２７の図示外のマイクロプロセッサが、ＤＳＰ２７の図示外のメモリに記憶されている制御プログラムを実行することで、ＤＳＰ２７に実現されている。

図２は、図１中のコンバータ制御部２８およびその周辺部を示す詳細なブロック図である。コンバータ制御部２８は、実効制御部２８Ａと、瞬時制御部２８Ｂと、を有する。

実効制御部２８Ａは、プラスフィルタ８１と、マイナスフィルタ８２と、加算器８３および二分の一アンプ８４からなる平均値演算器と、目標直流電圧レジスタとしての目標レール電圧レジスタ８５と、誤差値を演算する誤差演算器としての実効減算器８６と、電圧補償演算器８７と、リミッタ８８と、固定電流指令レジスタ８９と、セレクタ９０と、切換判定器９１と、を有する。なお、電圧補償演算器８７およびリミッタ８８は、誤差値に応じた電流指令値を生成する電流指令値生成器として機能する。

プラスフィルタ８１は、第三ＡＤコンバータ３４が出力する検出プラスレール電圧のノイズ成分を除去する。マイナスフィルタ８２は、第四ＡＤコンバータ３５が出力する検出マイナスレール電圧のノイズ成分を除去する。加算器８３は、フィルタリングされた検出プラスレール電圧と、フィルタリングされた検出マイナスレール電圧とを加算する。二分の一アンプ８４は、加算器８３の演算結果を半分に除算する。したがって、二分の一アンプ８４は、検出プラスレール電圧と、検出マイナスレール電圧との平均値（以下、レール電圧の平均値と記載する。）を出力することになる。なお、プラスフィルタ８１およびマイナスフィルタ８２は、無くてもよい。

目標レール電圧レジスタ８５には、レール電圧の平均値の目標値である目標レール電圧が記憶されている。実効減算器８６は、目標レール電圧からレール電圧の平均値を減算する。したがって、実効減算器８６は、目標レール電圧に対するレール電圧の平均値の差分電圧値（誤差値）を出力することになる。電圧補償演算器８７は、この差分電圧値に応じた電圧補償値を一次ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ−ｄｕｒａｔｉｏｎ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ演算処理にて演算する。リミッタ８８は、電圧補償演算器８７の演算結果である電圧補償値がマイナスの値である場合には、電圧補償値を「０」に置き換える。

固定電流指令レジスタ８９には、所定の電流指令値が記憶されている。この電流指令値は、電圧補償演算器８７が出力する最大の電圧補償値あるいはそれ以上の値の電圧補償値になっている。また、この固定電流指令レジスタ８９の電流指令値は、特定の負荷機器の定格消費電力に応じた値としてもよい。以下、この固定電流指令レジスタ８９に記憶されている電流指令値を、固定電流指令値と記載する。

切換判定器９１は、最低閾値電圧レジスタ９２と、第一切換減算器９３と、第二切換減算器９４と、論理和演算器９５と、ホールド用のバッファ９６と、を有する。最低閾値電圧レジスタ９２は、最低閾値電圧値を記憶する。最低閾値電圧値は、一対の入力端子２，３に入力される入力電圧のピーク電圧よりも高い電圧の値としている。

第一切換減算器９３は、最低閾値電圧値から検出プラスレール電圧の値を減算する。第二切換減算器９４は、最低閾値電圧値から検出マイナスレール電圧の値を減算する。論理和演算器９５は、第一切換減算器９３の演算結果の値および第二切換減算器９４の演算結果の値の中の少なくとも一方がプラスの値である場合には、その出力をハイレベルにして、切換信号を出力する。ホールド用のバッファ９６は、入力電圧の１周期に相当する期間毎に、そのときに論理和演算器９５の出力レベルと同じレベルの信号を出力する。

したがって、切換判定器９１は、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の中のいずれか一方の電圧が、所定の最低閾値電圧値以下になったら、切換信号を出力する。この切替信号は、検出入力電圧に基づいて判断される入力電圧の１周期に相当する期間の整数倍の期間、ハイレベルとなる。

セレクタ９０は、切換判定器９１からの切替信号を、検出入力電圧に基づいて判断される入力電圧の１周期の所定のタイミングで、切換判定器９１から切替信号が出力されているか否かを確認する。そして、セレクタ９０は、切換判定器９１からの切換信号が入力されないときは、リミッタ８８から出力される電流指令値を選択し、切換信号が入力されるときには、固定電流指令レジスタ８９に記憶されている固定電流指令値を選択する。なお、セレクタ９０が切換判定器９１から切替信号が出力されているか否かを確認するタイミングは、たとえば、検出入力電圧に基づいて判断される入力電圧がマイナスからプラスへ変化するゼロクロスのタイミングとすればよい。

瞬時制御部２８Ｂは、正規化回路１０１と、増幅器１０２と、瞬時乗算器１０３と、瞬時減算器１０４と、電流補償演算器１０５と、瞬時加算器１０６と、コンバータ三角波発生器１０７と、コンバータ比較器１０８と、を有する。

正規化回路１０１は、第一ＡＤコンバータ３２が出力する検出入力電圧を、正規化する。増幅器１０２は、この正規化された検出入力電圧を所定の倍率で増幅する。

瞬時乗算器１０３は、実効制御部２８Ａのセレクタ９０が検出入力電圧に基づいて判断される入力電圧の１周期に相当する期間毎に選択した電流指令値に、正規化された検出入力電圧の値を乗算する。瞬時減算器１０４は、瞬時乗算器１０３の出力から、第二ＡＤコンバータ３３の入力電流の検出電圧の値を減算する。電流補償演算器１０５は、瞬時減算器１０４の出力に応じた瞬時電流補償値を演算する。瞬時加算器１０６は、増幅器１０２から出力される値に、瞬時電流補償値を加算する。コンバータ三角波発生器１０７は、三角波の波形にしたがった波形データを発生する。コンバータ比較器１０８は、瞬時加算器１０６から出力される値と、そのときの波形データの値とを比較し、その比較結果に応じたパルス幅のパルスを出力する。

なお、これら一連の実効制御部２８Ａおよび瞬時制御部２８Ｂによるデジタル演算処理は、商用交流電力の交流電圧の周期よりも短い所定の周期毎に、繰り返して実行される。たとえば４００ｋ〜１ＭＨｚ程度の周波数の１周期毎に繰り返して実行される。したがって、商用交流電力の交流電圧の１周期の間に、コンバータ制御部２８は、複数のパルスからなる、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御用のゲート信号を出力することになる。このＰＷＭ制御用のゲート信号では、上述する周期毎に各パルスのパルス幅が制御されている。なお、上述する周期毎にパルスの有無を制御してもよい。パルスが出力されている期間において、ゲート信号はハイレベルとなり、パルスとパルスとの間の期間において、ゲート信号はローレベルとなる。このゲート信号は、コンバータ回路１１の第一トランジスタ４２のゲートと、第一反転回路３９とに入力される。第一反転回路３９は、ハイレベルが入力されるとローレベルを出力し、ローレベルが入力されるとハイレベルを出力する。したがって、第一反転回路３９は、ゲート信号のハイレベルとローレベルとを反転したゲート信号を出力する。この反転されたゲート信号は、コンバータ回路１１の第二トランジスタ４３のゲートに入力する。

また、ＤＰＳ２７における充放電制御部２９は、充電用のゲート信号および放電用のゲート信号を出力する。これらのゲート信号は、充放電回路１６の充放電用のトランジスタのゲートに入力する。

図３は、図１中のインバータ制御部３０およびその周辺部を示す詳細なブロック図である。インバータ制御部３０は、実効値演算器１１２と、目標出力電圧レジスタ１１３と、インバータ減算器１１４と、インバータ実効補償器１２４と、目標電圧振幅指令レジスタ１２０と、補償加算器１２１と、理想正弦波発生回路１２２と、インバータ乗算器１１５と、インバータ第二減算器１２３と、インバータ瞬時補償器１１７と、インバータ三角波発生器１１８と、インバータ比較器１１９と、を有する。

実効値演算器１１２は、第六ＡＤコンバータ３７が出力する検出出力電圧の実効値を演算する。目標出力電圧レジスタ１１３には、検出出力電圧の実効値の目標値である、目標出力電圧値が記憶されている。インバータ減算器１１４は、目標出力電圧値から、検出出力電圧の実効値を減算する。したがって、インバータ減算器１１４は、検出出力電圧の実効値の、目標出力電圧値に対する差分電圧値を出力することになる。インバータ実効補償器１２４は、インバータ減算器１１４の出力に応じた実効補償値を演算する。

目標電圧振幅指令レジスタ１２０には、検出出力電圧の瞬時値の最大値である目標出力電圧振幅値が記憶されている。補償加算器１２１は、この電圧振幅指令に、インバータ実効補償器１２４から出力される実効補償値を加算する。

理想正弦波発生回路１２２は、振幅が「１」である正弦波を、入力電圧の周波数と略同じ周波数あるいは定格周波数にて出力する。なお、この理想正弦波発生回路１２２から出力される正弦波の周期は、検出入力電圧の周期と同期をとるようにしてもよい。インバータ乗算器１１５は、理想正弦波発生回路１２２から出力される正弦波と、補償加算器１２１の出力とを乗算する。インバータ第二減算器１２３は、インバータ乗算器１１５の出力から、第六ＡＤコンバータ３７の検出出力電圧（瞬時値）を減算する。インバータ瞬時補償器１１７は、インバータ第二減算器１２３の出力に応じた瞬時補償値を演算する。インバータ三角波発生器１１８は、三角波の波形にしたがった波形データを発生する。インバータ比較器１１９は、インバータ瞬時補償器１１７から出力される値と、波形データとを比較し、その比較結果に応じたパルス幅のパルスを出力する。

なお、これら一連のインバータ制御部３０によるデジタル演算処理は、商用交流電力の交流電圧の周期よりも短い所定の周期毎に、たとえば４００ｋ〜１ＭＨｚ程度の周波数の１周期毎に繰り返して実行される。したがって、商用交流電力の交流電圧の１周期の間に、インバータ制御部３０は、複数のパルスからなる、ＰＷＭ制御用のゲート信号を出力することになる。このＰＷＭ制御用のゲート信号では、上述する周期毎に各パルスのパルス幅が制御されている。なお、上述する周期毎にパルスの有無を制御してもよい。パルスが出力されている期間において、ゲート信号はハイレベルとなり、パルスとパルスとの間の期間において、ゲート信号はローレベルとなる。このゲート信号は、インバータ回路１８の第三トランジスタ５１のゲートと、第二反転回路４０とに入力される。第二反転回路４０は、このゲート信号のハイレベルとローレベルとを反転したゲート信号を出力する。この反転されたゲート信号は、インバータ回路１８の第四トランジスタ５２のゲートに入力される。

また、ＤＰＳ２７におけるモード制御部３１は、これらコンバータ制御部２８、充放電制御部２９およびインバータ制御部３０それぞれへ、起動信号および停止信号を出力する。また、モード制御部３１は、切替回路２０へ切替信号を出力する。コンバータ制御部２８、充放電制御部２９およびインバータ制御部３０はそれぞれ、起動信号が入力されると、ゲート信号の出力を開始し、停止信号が入力されると、ゲート信号の出力を停止する。

次に、無停電電源装置１の動作について説明する。

無停電電源装置１の一対の入力端子２，３に交流電源装置４が接続されているとともに、一対の出力端子５，６に負荷機器７が接続されると、ＤＳＰ２７は、制御プログラムを実行する。これにより、コンバータ制御部２８、充放電制御部２９、インバータ制御部３０およびモード制御部３１が実現される。

なお、この起動時には、コンバータ制御部２８、充放電制御部２９およびインバータ制御部３０には、モード制御部３１からの起動信号が入力されていないので、ゲート信号を出力しない。また、切替回路２０には、モード制御部３１からの切替信号が入力されていないので、第一開閉器７１は開き、第二開閉器７２は閉じている。第二開閉器７２が閉じることで、ローパスフィルタ回路１９が、一方の出力端子５に接続される。

モード制御部３１は、検出バッテリ電圧を参照し、検出バッテリ電圧が所望の閾値電圧以上であると、充放電制御部２９へ放電のための起動信号を出力する。充放電制御部２９は、放電用のゲート信号を、充放電回路１６の充放電用のトランジスタのゲートへ出力する。充放電用のトランジスタは、放電用のゲート信号のハイレベルが入力されるとオン状態となり、そのローレベルが入力されるとオフ状態となる、スイッチング動作をする。これにより、バッテリ１７の蓄電電圧に基づく放電電圧は、充放電回路１６からプラスレール配線１２およびマイナスレール配線１４へ出力される。プラスコンデンサ１３およびマイナスコンデンサ１５は、この放電電圧に充電される。

また、充放電制御部２９は、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の値を読み取り、検出プラスレール電圧と検出マイナスレール電圧との平均値と、所定の目標レール電圧とを比較する。そして、充放電制御部２９は、目標レール電圧よりも平均値が低い場合には、放電用のゲート信号に含まれるパルスのパルス幅を広げ、目標レール電圧よりも平均値が高い場合には、放電用のゲート信号に含まれるパルスのパルス幅を狭める。これにより、充放電回路１６が出力する放電電圧によって、プラスレール配線１２の電圧は、目標レール電圧に制御され、マイナスレール配線１４の電圧の大きさは、目標レール電圧に制御される。

充放電制御部２９へ放電のための起動信号を出力した後、モード制御部３１は、検出入力電圧を参照し、検出入力電圧に基づいて、一対の入力端子２，３に供給されている交流電力が正常であると判断すると、コンバータ制御部２８へ起動信号を出力する。

コンバータ制御部２８の実効制御部２８Ａでは、検出プラスレール電圧と検出マイナスレール電圧との平均値が演算され、目標レール電圧からレール電圧の平均値を減算して、差分電圧値が演算される。そして、実効制御部２８Ａの電圧補償演算器８７は、この差分電圧値に応じた電圧補償値を演算する。リミッタ８８は、電圧補償値がプラスの値である場合にはそのまま出力し、マイナスの値である場合には電圧補償値を「０」に置き換えて出力する。検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧が共に最低閾値電圧よりも大きい場合には、切換判定器９１は切換信号を出力しないので、リミッタ８８の出力がセレクタ９０によって選択される。

コンバータ制御部２８の瞬時乗算器１０３は、リミッタ８８から出力される電流指令値に、正規化された検出入力電圧を乗算する。これは、瞬時指令値となる。瞬時減算器１０４は、瞬時乗算器１０３の出力から、第二ＡＤコンバータ３３の検出電流値を減算し、電流補償演算器１０５は、瞬時減算器１０４の出力に応じた瞬時電流補償値を演算する。したがって、電流補償演算器１０５は、検出電流値が瞬時指令値となるように、瞬時電流指令値を演算することになる。

瞬時加算器１０６は、増幅器１０２の出力に、瞬時電流補償値を加算する。コンバータ比較器１０８は、瞬時加算器１０６の出力と、コンバータ三角波発生器１０７からの波形データとを比較し、その比較結果に応じたパルス幅のパルスを出力する。

したがって、コンバータ比較器１０８から出力される各パルスのパルス幅は、検出入力電圧が正の期間においては、増幅器１０２の出力とコンバータ三角波発生器１０７からの波形データとを比較した場合のパルス幅を基本とし、その基本のパルス幅を、瞬時電流補償値の大きさに応じた分だけ減少させたパルス幅となる。逆に、検出入力電圧が負の期間においては、コンバータ比較器１０８から出力される各パルスのパルス幅は、増幅器１０２の出力とコンバータ三角波発生器１０７からの波形データとを比較した場合のパルス幅を基本とし、その基本のパルス幅を、瞬時電流補償値の大きさに応じた分だけ増加させたパルス幅となる。

コンバータ制御部２８は、このようにして所定の周期毎にＰＷＭ制御されたパルス列で構成されるゲート信号を、コンバータ回路１１の第一トランジスタ４２へ出力する。また、第一反転回路３９は、反転したゲート信号を、コンバータ回路１１の第二トランジスタ４３へ出力する。

第一トランジスタ４２および第二トランジスタ４３は、スイッチング動作をする。第二トランジスタ４３がスイッチング動作することで、入力コイル４１には電気エネルギーが蓄積され、この蓄積されたエネルギーが、第一ダイオード４４を介してプラスレール配線１２へ供給される。これにより、プラスコンデンサ１３は、一対の入力端子１，２に入力される入力電圧の振幅よりも大きなプラスの電圧に充電される。また、第一トランジスタ４２がスイッチング動作することで、入力コイル４１には電気エネルギーが蓄積され、この蓄積されたエネルギーが第二ダイオード４５を介してマイナスレール配線１４へ供給される。これにより、マイナスコンデンサ１５は、一対の入力端子１，２に入力される入力電圧の振幅よりも絶対値が大きいマイナスの電圧に充電される。

また、コンバータ制御部２８は、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の値を読み取り、レール電圧の平均値、所定の目標レール電圧とを比較する。そして、コンバータ制御部２８は、目標レール電圧よりもこの平均値が低い場合には、入力電圧の正の半周期においては、第一トランジスタ４２へのゲート信号のオンデューティ比を減少させるとともに、第二トランジスタ４３へのゲート信号のオンデューティ比を増加させる。また、目標レール電圧よりもこの平均値が低い場合には、入力電圧の負の半周期においては、第一トランジスタ４２へのゲート信号のオンデューティ比を増加させるとともに、第二トランジスタ４３へのゲート信号のオンデューティ比を減少させる。逆に、コンバータ制御部２８は、目標レール電圧よりもこの平均値が高い場合には、入力電圧の正の半周期においては、第一トランジスタ４２へのゲート信号のオンデューティ比を増加させるとともに、第二トランジスタ４３へのゲート信号のオンデューティ比を減少させる。また、目標レール電圧よりもこの平均値が高い場合には、入力電圧の負の半周期においては、第一トランジスタ４２へのゲート信号のオンデューティ比を減少させるとともに、第二トランジスタ４３へのゲート信号のオンデューティ比を増加させる。これにより、コンバータ回路１１が出力する交直変換電圧に基づいて、プラスレール配線１２の電圧は、直流電圧としての目標レール電圧に制御され、マイナスレール配線１４の電圧の大きさは、直流電圧としての目標レール電圧に制御される。

また、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の中の少なくとも一方の電圧が、所定の最低閾値電圧以下になったら、コンバータ制御部２８の切換判定器９１は、切換信号を出力する。これにより、セレクタ９０は、固定電流指令レジスタ８９に記憶されている固定電流指令値を選択する。固定電流指令値は、電圧補償演算器８７が出力する最大の電圧補償値あるいはそれ以上の値の電圧補償値である。したがって、瞬時乗算器１０３が出力する瞬時指令値は、不連続的に大きな値へ変化し、電流補償演算器１０５が出力する瞬時電流指令値も、不連続的に大きな値へ変化する。

このように瞬時電流指令値が不連続的に大きな値へ変化すると、検出入力電圧が正の期間においては、コンバータ比較器１０８から出力される正パルスのパルス幅は、増幅器１０２の出力値とコンバータ三角波発生器１０７の波形データとを比較した場合のパルス幅の最大値以上のパルス幅となり、検出入力電圧が負の期間においては、負パルスのパルス幅は、増幅器１０２の出力値とコンバータ三角波発生器１０７の波形データとを比較した場合のパルス幅の最大値以上のパルス幅となる。

その結果、コンバータ回路１１の第一トランジスタ４２および第二トランジスタ４３は、オン状態となる期間が最大の電流指令に対応した期間となり、コンバータ回路１１が供給することができる最大の電力が、プラスレール配線１２およびマイナスレール配線１４に供給されることになる。

その後、セレクタ９０の切替動作から、検出入力電圧に基づいて判断される入力電圧の３周期分の時間（入力電圧の周波数が５０Ｈｚであるとすると約６０ミリ秒、６０Ｈｚであるとすると約５０ミリ秒）が経過したら、コンバータ制御部２８の切換判定器９１は、切換信号の出力を停止する。セレクタ９０は、リミッタ８８が出力する電流指令値を選択する。これにより、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧に基づくゲート信号がコンバータ回路１１に供給され、通常の制御状態に復帰する。

なお、検出バッテリ電圧が所望の閾値電圧よりも小さい場合には、モード制御部３１は、充放電制御部２９へ放電のための起動信号を出力することなく、検出入力電圧を参照する。また、モード制御部３１は、入力電圧の１周期に相当する期間毎に、検出入力電圧を参照する。一対の入力端子２，３へ供給されている交流電力が正常であると判断しない場合には、正常であると判断するまで、モード制御部３１は、コンバータ制御部２８へ起動信号を出力しない。このとき、充放電制御部２９へ放電のための起動信号を出力している場合には、充放電制御部２９へ停止信号を出力する。さらに、コンバータ制御部２８へ起動信号を出力した後は、モード制御部３１は、充放電制御部２９へ停止信号を出力する。

また、充放電制御部２９は、検出バッテリ電圧が所望の閾値電圧よりも小さい場合には、放電のためのゲート信号を出力しない。

充放電制御部２９へ放電のための起動信号を出力した後、あるいは、コンバータ制御部２８へ起動信号を出力した後、モード制御部３１は、インバータ制御部３０へ起動信号を出力する。

インバータ制御部３０の実効値演算器１１２は、検出出力電圧の実効値を演算する。インバータ減算器１１４は、目標出力電圧レジスタ１１３に記憶されている目標出力電圧値から検出出力電圧の実効値を減算して、差分電圧値を演算し、インバータ実効補償器１２４は、インバータ減算器１１４の出力に応じた実効補償値を演算し、補償加算器１２１は、目標電圧振幅指令レジスタ１２０の電圧振幅指令に、インバータ実効補償器１２４が出力する実効補償値を加算する。インバータ乗算器１１５は、理想正弦波発生回路１２２の出力と、補償加算器１２１の出力とを乗算し、インバータ第二減算器１２３は、インバータ乗算器１１５の出力から、第六ＡＤコンバータ３７の検出出力電圧（瞬時値）を減算し、インバータ瞬時補償器１１７は、インバータ第二減算器１２３からの値に応じた瞬時補償値を演算する。そして、インバータ比較器１１９は、インバータ瞬時補償器１１７からの値と、インバータ三角波発生器１１８からの波形データとを比較し、その比較結果に応じたパルス幅のパルスを出力する。

このようにインバータ制御部３０は、デジタル信号処理によって、所定の周期毎にＰＷＭ制御されたパルス列で構成されるゲート信号を、インバータ回路１８の第三トランジスタ５１へ出力する。また、第二反転回路４０は、反転したゲート信号を、インバータ回路１８の第四トランジスタ５２へ出力する。

第三トランジスタ５１および第四トランジスタ５２は、スイッチング動作をする。ゲート信号によって第三トランジスタ５１がオン状態になることで、プラスレール配線１２がローパスフィルタ回路１９に接続される。反転されたゲート信号によって第四トランジスタ５２がオン状態になることで、マイナスレール配線１４がローパスフィルタ回路１９に接続される。

インバータ制御部３０は、検出出力電圧を参照して、第三トランジスタ５１がオン状態になる期間と、第四トランジスタ５２がオン状態になる期間と、を制御する。

具体的にはたとえば、インバータ制御部３０は、検出出力電圧がプラスの電圧となる期間においては、第三トランジスタ５１がオン状態になるトータルの期間が、第四トランジスタ５２がオン状態になるトータルの期間よりも長くなるように制御し、検出入力電圧がマイナスの電圧となる期間においては、第四トランジスタ５２がオン状態になるトータルの期間が、第三トランジスタ５１がオン状態になるトータルの期間よりも長くなるように制御する。

また、インバータ制御部３０は、検出出力電圧を参照して、検出出力電圧と所定の目標値とを比較する。そして、インバータ制御部３０は、目標値よりも検出出力電圧が低い場合には、検出出力電圧の正の半周期においては、第三トランジスタ５１のオンデューティ比を増加させるとともに、第四トランジスタ５２のオンデューティ比を減少させる。また、インバータ制御部３０は、目標値よりも検出出力電圧が低い場合には、検出出力電圧の負の半周期においては、第三トランジスタ５１のオンデューティ比を減少させるとともに、第四トランジスタ５２のオンデューティ比を増加させる。逆に、インバータ制御部３０は、目標値よりも検出出力電圧が高い場合には、検出出力電圧の正の半周期においては、第三トランジスタ５１のオンデューティ比を減少させるとともに、第四トランジスタ５２のオンデューティ比を増加させる。また、インバータ制御部３０は、目標値よりも検出出力電圧が高い場合には、検出出力電圧の負の半周期においては、第三トランジスタ５１のオンデューティ比を増加させるとともに、第四トランジスタ５２のオンデューティ比を減少させる。

このようなゲート信号が第三トランジスタ５１のゲートに供給され、且つ、反転されたゲート信号が第四トランジスタ５２のゲートに供給されることで、インバータ回路１８は、検出出力電圧がプラスの電圧となる期間には、トータルとしてプラスとなる電圧をローパスフィルタ回路１９へ供給し、検出入力電圧がマイナスの電圧となる期間には、トータルとしてマイナスとなる電圧をローパスフィルタ回路１９へ供給する。ローパスフィルタ回路１９は、このインバータ回路１８から供給される第二の交流電圧としての交流電圧の高調波成分を除去する。

したがって、ローパスフィルタ回路１９は、検出入力電圧の周波数と同一の周波数および目標出力電圧の振幅を有する交流電圧を出力することになる。この交流電圧による交流電力が、一対の出力端子５，６を介して負荷機器７へ供給される。負荷機器７は、この交流電力で動作することができる。

インバータ制御部３０へ起動信号を出力した後、モード制御部３１は、検出入力電圧を監視し、検出バッテリ電圧を監視する。

そして、検出入力電圧の値に基づいて入力電力が正常な状態ではないと判断すると、モード制御部３１は、充放電制御部２９へ放電のための起動信号を出力するとともに、コンバータ制御部２８へ停止信号を出力する。これにより、プラスレール配線１２とマイナスレール配線１４との電位差は、充放電回路１６からの放電電圧となる。その結果、入力電力が正常な状態ではない状態であっても、このプラスレール配線１２とマイナスレール配線１４との電位差が維持されて、インバータ回路１８は、負荷機器７へ交流電力を供給することができる。

その後、入力電力が正常な状態に復帰したと判断すると、モード制御部３１は、コンバータ制御部２８へ起動信号を出力するとともに、充放電回路１６へ停止信号を出力する。これにより、プラスレール配線１２とマイナスレール配線１４との電位差は、コンバータ制御部２８が出力する交直変換電圧に制御される。

また、検出バッテリ電圧が所定の目標バッテリ電圧値よりも低くなると、モード制御部３１は、充放電制御部２９へ充電のための起動信号を出力する。充放電制御部２９は、充電用のゲート信号を、充放電回路１６の充放電用のトランジスタのゲートへ出力する。充放電回路１６は、プラスレール配線１２とマイナスレール配線１４との電位差に基づいて、バッテリ１７へ充電電圧を出力する。この充電電圧によって、バッテリ１７は目標バッテリ電圧まで充電される。

このように、この実施の形態に係る無停電電源装置１では、バッテリ１７の充電電圧を目標バッテリ電圧値に制御するとともに、入力電力が正常な状態ではないときにはこのバッテリ１７の蓄電電力を負荷機器７へ供給する。その結果、負荷機器７は、交流電源装置４から供給される交流電力が正常な状態でなくなったとしても、バッテリ１７の蓄電電力に基づいて継続して動作し続けることができる。

なお、検出バッテリ電圧値が所望の閾値電圧よりも小さい場合、モード制御部３１は、切替回路２０へ切替信号を出力するようにしてもよい。これにより、第一開閉器７１を閉じ、第二開閉器７２を開くことができる。第一開閉器７１が閉じることで、一方の入力端子２が一方の出力端子５に接続される。これにより、一対の入力端子２，３に入力される交流電力は、直接に一対の出力端子５，６から負荷機器７へ供給される。

以上のように、この実施の形態に係る無停電電源装置１では、コンバータ制御部２８は、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の中のいずれか一方が最低閾値電圧値以下になったら、第一トランジスタ４２および第三トランジスタ４３をオン状態にする期間が最大の電流指令に対応した期間となるように、ゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替える。したがって、コンバータ回路１１は、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の平均値に応じたパルス幅のパルスからなるゲート信号が、第一トランジスタ４２および第三トランジスタ４３へ出力され続けている場合に比べて、より多くの交流電力を、直流電圧の電力へ変換する。

その結果、この実施の形態に係る無停電電源装置１では、負荷機器７の消費電力が、無停電電源装置１の定格電力よりも大きな電力へ変化したとしても、それに起因するプラスレール電圧およびマイナスレール電圧の低下を抑制することができ、負荷機器７に対して、それが正常に動作し続けることができる交流電圧の交流電力を供給し続けることができる。

特に、この実施の形態に係る無停電電源装置では、コンバータ制御部２８は、電流指令に応じた振幅の正弦波にしたがってパルス幅を制御し、入力電圧の１周期に相当する期間毎に、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の中のいずれか一方が所定の最低閾値電圧値以下になったら、第一トランジスタ４２および第三トランジスタ４３をオン状態にする期間が最大の電流指令に対応した期間となるように、これらへのゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替え、且つ、入力電圧の３周期に相当する期間が経過したら、そのゲート信号の各パルスのパルス幅を、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の平均値に応じたパルス幅のパルスからなるゲート信号に戻している。そのため、この実施の形態に係る無停電電源装置は、数十ミリ秒程度の期間で瞬間的に、それ自体の定格消費電力の３，４倍もの電力を消費するレーザプリンタを負荷機器７として接続したとしても、それが正常に動作し続けることができる交流電圧の交流電力を供給し続けることができる。

また、この実施の形態に係る無停電電源装置では、最低閾値電圧値は、一対の入力端子２，３に入力される入力電圧のピーク電圧よりも高い電圧になっている。そして、検出プラスレール電圧あるいは検出マイナスレール電圧が、この最低閾値電圧値以下になると、コンバータ制御部２８は、第一トランジスタ４２および第三トランジスタ４３をオン状態にする期間が最大の電流指令に対応した期間となるように、これらへのゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替える。そのため、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧は、入力電圧のピーク電圧よりも高い電圧に維持されるように制御される。したがって、コンバータ回路１１の第一ダイオード４４あるいは第二ダイオード４５を介して、一方の入力端子２から一対のレール配線１２，１４へ無制御に流れてしまうピークチャージ電流の発生を効果的に抑制することができる。

以上の実施の形態は、本発明の好適な実施の形態の例であるが、本発明はこれに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々の変形、変更が可能である。

上記実施の形態では、コンバータ制御部２８は、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の中のいずれか一方が最低閾値電圧値以下になったら、第一トランジスタ４２および第三トランジスタ４３をオン状態にする期間が最大の電流指令に対応した期間となるように、ゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替える。この他にもたとえば、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の中のいずれか一方が最低閾値電圧値以下になったら、コンバータ制御部２８は、第一トランジスタ４２および第三トランジスタ４３をオン状態にする期間が、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の平均値に基づくオン状態の期間よりも長くなるように、ゲート信号の各パルスのパルス幅を電圧の降下量に応じたパルス幅としてもよい。

上記実施の形態では、コンバータ制御部２８は、入力電圧の３周期に相当する期間が経過したら、そのゲート信号の各パルスのパルス幅を、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の平均値に応じたパルス幅のパルスからなるゲート信号に戻している。この他にもたとえば、レーザプリンタが定格消費電力の３，４倍もの電力を消費する期間は数十ミリ秒程度の期間なので、交流電圧の１周期（入力電圧の周波数が５０Ｈｚであるとすると約２０ミリ秒、６０Ｈｚであるとすると約１６．７ミリ秒）以上、５周期（入力電圧の周波数が５０Ｈｚであるとすると約１００ミリ秒、６０Ｈｚであるとすると約８３．３ミリ秒）以下に相当する期間が経過したらパルス幅を戻すようにしてもよい。さらにたとえば、コンバータ制御部２８の切換判定器９１は、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧が共に最低閾値電圧値よりも上昇したら、切換信号の出力を停止するようにしてもよい。

上記実施の形態では、固定電流指令レジスタ８９には、電圧補償演算器８７が出力する最大の電圧補償値あるいはそれ以上の値の電圧補償値が固定電流指令値として記憶されている。この他にもたとえば、固定電流指令レジスタ８９には、検出プラスレール電圧および検出マイナスレール電圧の平均値が最低閾値電圧である場合に、電圧補償演算器８７が演算する電流指令値よりも大きな電流指令値を記憶させてもよい。

上記実施の形態に係る無停電電源装置は、一対の入力端子２，３に交流電圧を有する第一の交流電力が入力され、コンバータ回路１１がこの第一の交流電圧を直流電圧へ変換し、インバータ回路１８がこの直流電圧を第二の交流電圧へ変換し、この第二の交流電圧を一対の出力端子５，６から出力している。この他にもたとえば、一対の入力端子２，３に交流電圧を有する第一の交流電力が入力され、入力コイルおよびトランジスタを有する第一の交交変換回路が第一の交流電圧を第二の交流電圧へ変換し、第二の交交変換回路が第二の交流電圧を第三の交流電圧へ変換し、この第三の交流電圧を一対の出力端子５，６から出力する無停電電源装置にも、本発明を適用することができる。

この変形例に係る無停電電源装置では、たとえば、第二の交流電圧を検出交流電圧として検出器で検出するとともに、第一の交交変換回路へゲート信号を出力する制御手段が、第一の交交変換回路のトランジスタへ検出交流電圧に応じたパルス幅のパルスからなるゲート信号を出力するとともに、検出交流電圧のピーク電圧が所定の最低閾値電圧以下になったら、トランジスタをオン状態にする期間が検出直流電圧に基づくトランジスタのオン状態の期間よりも長くなるように、ゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替えるようにすればよい。これにより、第一の交交変換回路は、検出交流電圧に応じたパルス幅のパルスからなるゲート信号をトランジスタへ出力し続けている場合に比べて、より多くの電力を、第二の交流電圧へ変換することができる。

その結果、この変形例に係る無停電電源装置は、負荷機器の消費電力が、給電装置の定格電力よりも大きな電力へ変化したとしても、それに起因する第二の交流電圧の変化を抑制することができ、負荷機器に対して、それが正常に動作し続けることができる第三の交流電圧の交流電力を供給し続けることができる。

図１は、本発明の実施の形態に係る無停電電源装置およびその無停電電源装置に接続されている装置を示す接続図である。 図２は、図１中のコンバータ制御部およびその周辺部を示す詳細なブロック図である。 図３は、図１中のインバータ制御部およびその周辺部を示す詳細なブロック図である。

符号の説明

１ 無停電電源装置（給電装置）
２ 一方の入力端子（入力端子）
３ 他方の入力端子（入力端子）
５ 一方の出力端子（出力端子）
６ 他方の出力端子（出力端子）
１１ コンバータ回路（交直変換回路）
１８ インバータ回路（直交変換回路）
２３ プラスレール電圧検出器（検出器）
２４ マイナスレール電圧検出器（検出器）
２８ コンバータ制御部（制御手段）
２８Ｂ 瞬時制御部
３４ 第三ＡＤコンバータ（ＡＤコンバータ）
３５ 第四ＡＤコンバータ（ＡＤコンバータ）
４１ 入力コイル
４２ 第一トランジスタ（トランジスタ）
４３ 第二トランジスタ（トランジスタ）
８５ 目標レール電圧レジスタ（目標直流電圧レジスタ）
８６ 実効減算器（誤差演算器）
８７ 電圧補償演算器（電流指令生成器の一部）
８８ リミッタ（電流指令生成器の一部）
８９ 固定電流指令レジスタ
９０ セレクタ
９１ 切換判定器
９２ 最低閾値電圧レジスタ

Claims (5)

1. 第一の交流電圧を有する交流電力が入力される入力端子と、
   入力コイルおよびトランジスタを有し、上記第一の交流電圧を直流電圧へ変換する交直変換回路と、
   上記直流電圧を第二の交流電圧へ変換する直交変換回路と、
   上記第二の交流電圧による交流電力を出力する出力端子と、
   上記直流電圧を検出直流電圧として検出する検出器と、
   上記トランジスタへ上記検出直流電圧に応じたパルス幅のパルスからなるゲート信号を出力するとともに、上記検出直流電圧が所定の最低閾値電圧以下になったら、上記トランジスタをオン状態にする期間が上記検出直流電圧に基づく上記トランジスタのオン状態の期間よりも長くなるように、上記ゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替える制御手段と、を有することを特徴とする給電装置。
2. 前記制御手段は、
   電流指令に応じた振幅の正弦波にしたがってパルス幅を制御し、
   前記検出直流電圧あるいは前記検出交流電圧のピーク電圧が所定の最低閾値電圧以下になったら、前記トランジスタをオン状態にする期間が最大の電流指令に対応した期間となるように、前記ゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替え、且つ、
   前記交流電圧の１周期以上且つ５周期以下に相当する所定の期間が経過したら、前記ゲート信号の各パルスのパルス幅を、前記検出直流電圧あるいは前記検出交流電圧に応じたパルス幅のパルスからなるゲート信号に戻すことを特徴とする請求項１記載の給電装置。
3. 前記最低閾値電圧は、前記入力電圧のピーク電圧よりも高い電圧であることを特徴とする請求項１または２記載の給電装置。
4. 前記制御手段は、
   前記検出直流電圧を、デジタル値へ変換するＡＤコンバータと、
   上記検出直流電圧の目標値である目標直流電圧値を記憶する目標直流電圧レジスタと、
   上記目標直流電圧値に対する上記検出直流電圧のデジタル値の誤差値を演算する誤差演算器と、
   上記誤差値に応じた電流指令値を生成する電流指令生成器と、
   所定の固定電流指令値を記憶する固定電流指令レジスタと、
   上記誤差値に応じた電流指令値および上記固定電流指令値の中の一方を選択するセレクタと、
   上記セレクタにより選択された電流指令値に基づいて、前記ゲート信号の各パルスを生成する瞬時制御部と、
   前記最低閾値電圧値を記憶する最低閾値電圧レジスタと、
   上記検出直流電圧の値が上記最低閾値電圧値以下になったら、切換信号を出力する切換判定器と、を有し、
   上記固定電流指令値は、前記検出直流電圧が上記最低閾値電圧である場合に上記電流指令生成器が生成する上記電流指令値よりも大きな電流指令値であり、
   上記セレクタは、上記切換信号が入力されている期間は、上記固定電流指令値を選択し、それ以外の期間は、上記誤差値に応じた電流指令値を選択することを特徴とする請求項１記載の給電装置。
5. 第一の交流電圧を有する交流電力を、交直変換回路のトランジスタへパルスからなるゲート信号を出力することで直流電圧へ変換し、その直流電圧を直交変換回路で第二の交流電圧へ変換し、この第二の交流電圧による交流電力を負荷機器へ供給する給電方法であって、
   上記直流電圧を検出直流電圧として検出するステップと、
   上記検出直流電圧と予め登録されている最低閾値電圧とを比較するステップと、
   上記検出直流電圧が上記最低閾値電圧以下になったら、上記トランジスタをオン状態にする期間が、上記検出直流電圧に基づく上記トランジスタのオン状態の期間よりも長くなるように、上記ゲート信号の各パルスのパルス幅を切り替えるステップと、を有することを特徴とする給電方法。

Images