JP4454024B2 - 基地局装置 - Google Patents
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Description
しかしながら、特許文献1に開示される方法では、多数のチャネルに対してサーチ処理を行うことは考慮されていない。
本発明の実施形態の説明に先立ち、その理解を助けるために、本発明がなされるに至った背景を説明する。
図1は、W−CDMA方式の移動体通信システム1を例示する図である。
図1に示すように、移動体通信システム1には、ネットワーク10を介して接続された基地局2−1〜2−3と、基地局と通信する移動局12−1〜12−nとが含まれる。
なお、基地局2−1〜2−3など、複数ある装置のいずれかを特定せずに示すときには、単に基地局2などと略記することがある。
また、建物などによる反射・錯乱により、フェージングと呼ばれるランダムな電界強度の変動が生じる。
以下、本発明の実施形態にかかる基地局2を説明する。
図2は、基地局2の構成を示すブロック図である。
図2に示すように、基地局2は、ベースバンド部20、D/Aコンバータ264、無線変復調部266、A/Dコンバータ268を有し、ベースバンド部20は、変調部260、拡散部262、遅延プロファイル検出部22、パスサーチ部270、逆拡散部272、復調部274を有する。
基地局2は、これらの構成部分により、ネットワーク10を介して受け取るデータを移動局12に対して送信し、移動局12から信号を受信して、この受信信号から受信データを検出してネットワーク10に対して出力する。
拡散部262は、変調後の送信データを拡散して、D/Aコンバータ264に対して出力する。
D/Aコンバータ264は、拡散後の送信データをアナログ化して、無線変復調部266に対して出力する。
無線変復調部266は、アナログ化された送信データを、無線周波数帯域の無線信号に変換して、移動局12に対して送出する。
A/Dコンバータ268は、ベースバンド信号をデジタル化して、ベースバンド部20に対して出力する。
パスサーチ部270は、生成された遅延プロファイルから、受信電力の大きなパスから順に、パスを検出する。
逆拡散部272は、検出されたパスそれぞれについて、受信信号を逆拡散する。
復調部274は、逆拡散後のデータを復調して、ネットワーク10に対して出力する。
図3に示すように、遅延プロファイル検出部22は、第1のFFT部220(第1の周波数変換手段)、第1のフィルタリング部222(制限手段)、コード記憶部224、第2のFFT部226(第2の周波数変換手段)、乗算部228、第2のフィルタリング部230(制限手段)、平均化部232およびIFFT部234(時間変換手段)を有する。
具体的には、第1のFFT部220は、複数のチャネルのタイミングによらず、固定したタイミングで、受信データに対してFFT処理を行う。
また、第1のFFT部220は、受信データに対して冗長データを挿入して、オーバサンプリングに対応させ、挿入後のデータに対してFFT処理を行う。
なお、FFT処理の詳細は後述する。
また、第2のFFT部226は、FFT処理の結果を、コード記憶部224に記憶し、一度FFT処理を行ったコードに関しては、コード記憶部224からFFT処理後の結果を参照して、乗算部228に対して出力する。
第2のFFT部226は、コードそれぞれに対するFFT処理のタイミングを、チャネルそれぞれに対して定められたタイミングオフセットに合わせて変更する。
また、第2のFFT部226は、Nポイント(例えばN=1024)のFFTを用いて、コードに対してFFT処理を行う。
なお、第2のFFT部226によるFFT処理の詳細は後述する。
コード記憶部224は、RAM204(図4を参照して後述)にコードなどを記憶することにより実現される。
第1のフィルタリング部222は、周波数領域において、FFT処理後のデータに対して、例えば方形窓を乗算して、高周波成分と低周波成分とを遮断されたデータを、乗算部228に対して出力する。
第1のFFT部以前にロールオフフィルタなどのフィルタリングがデータに施されている場合、第1のフィルタリング部は無くてもよい。
なお、フィルタリングの詳細は後述する。
第2のフィルタリング部230は、乗算部228により出力された、受信データとコードとの相関値をフィルタリングして、平均化部232に対して出力する。
なお、平均化部232は、第2のフィルタリング部230の後ではなく、IFFT部234の後に設けられてもよい。
IFFT部234は、平均化部232により平均化された周波数領域のデータを受け付け、IFFT処理を行って遅延プロファイルを生成する。
このようにして、基地局2は、複数のチャネルに対するサーチ処理を行う。
図4に示すように、基地局2には、DSP200、ROM202およびRAM204が含まれる。
ベースバンド部20は、ROM202により記憶され、DSP200により実行されるソフトウェアとして実現される。
変調部260、拡散部262、遅延プロファイル検出部22、パスサーチ部270、逆拡散部272および復調部274は、DSP200により実行されるソフトウェアおよび専用のハードウェアまたはこれらのいずれかにより、適宜、実行される。
また、DSP200は、ネットワーク10を介した通信機能、および、D/Aコンバータ264、A/Dコンバータ268など他のハードウェア構成との入出力機能を有する。
図5は、マッチトフィルタの構成を示すブロック図である。
図5に示すように、マッチトフィルタは、逆拡散処理を行って、受信信号と拡散コードとの相関値を求める。
マッチトフィルタは、受信データと拡散コードとの複数の乗算結果の総和をとって1点を求める(相関演算)。
次に、マッチトフィルタは、受信データを1つシフトさせた状態で、同様に相関演算を行う。
マッチトフィルタは、受信データをさらにシフトさせ、相関演算を繰り返す(畳込み演算)。
このように、マッチトフィルタによる畳込み演算は、同一の拡散コードに対して、タイミングをずらして相関値を求める。
図6に示すように、遅延プロファイルは、拡散コードのタイミングを1チップずつずらして1シンボル区間(Nチップ)にわたり逆拡散することにより生成される。
遅延プロファイルは、受信データと、0〜Nチップ分だけ遅延した拡散コードそれぞれとの相関演算および畳込み演算により得られた値を平均化し、電力化して時間軸上にプロットすると得られる。
このため、DSPを用いたソフトウェア的なサーチ処理が望まれる。
マッチトフィルタを用いる処理においては、基地局2は、相関演算の出力レベルを固定的に落として、最大入力語長のオーバーフローを防ぐ。
このため、入力語長が小さい場合には、出力レベルが削られて、有効語長が十分に活用されず、干渉およびノイズの抑制効果が劣化する場合がある。
また、デジタルノイズ(デジタル演算において発生する丸め誤差等)が影響を与える場合もある。
さらに、FIR(Finite Impulse Response)フィルタのみによる様々な干渉の抑制は、十分ではない場合がある。
図7に示すように、基地局2は、受信データの周波数成分と、拡散コードの周波数成分とを乗算して相関値の周波数成分を求め、この値を平均化し、IFFT処理を行い、電力化して遅延プロファイルを抽出する。
平均化処理には、位相を合わせる同相加算(電圧加算平均ともいう)と、複素信号である信号の自乗和をとってから行う電力加算平均とがある。
パスの変動が大きくない場合には、ノイズ抑圧効果は、電圧加算のほうがより大きい。
しかしながら、パスがドリフト(位相平面での回転)を起こしている等の場合には、電圧加算によるとパスそのものの精度が劣化するので、より好ましい特性が、電力加算により得られる。
どちらをどの程度使うかは、無線環境によりシステム毎に設計される必要がある。
本例は、処理量の観点、及び特性の観点より、周波数領域での電圧加算を選択している。
しかしながら、IFFT処理自体は、負荷の軽い処理ではない。
時間領域で電圧加算する場合には、時間領域の戻す処理、すなわちIFFTの演算回数が増えてしまう。
そこで、電圧加算を周波数領域において行うことは、IFFTの演算を不要にするので、さらなる高速化に寄与しうる。
そこで、オーバーフローを起こさないように、演算結果を絶えず右ビットシフトして抑える必要があるため、実際得ることのできるSN比より、特性が劣化する。
FFT方式では、パスのピークエネルギーが周波数領域全体に広がっているため、FFT方式はオーバーフローの発生を抑制しうる。
また、FFT方式は、周波数領域でノイズ成分を抑圧しSN比を改善してから、IFFTにより時間領域に戻すことができる。
なお、平均化処理は、IFFT処理の前に行われているが、IFFT処理後または電力化処理後に行われてもよい。
窓サイズをNチップとし、4倍オーバーサンプリング分の乗算がある場合には、FFTによる周波数領域における相関検出処理すなわち乗算は、マッチトフィルタによる時間領域における相関検出処理すなわち畳み込み演算と比べて、1/(4N)の処理量である。
一方、FFTを用いた処理は、FFTのサイズが固定長になるため、狙うサーチ窓サイズを得るためのFFTにおいては、それ以上の冗長性を伴う。
よって、基地局2は、まとまったポイント数のFFTを用いることにより、大きな窓サイズの遅延プロファイルを、容易に取得しうる。
例えば、必要なサーチ窓が1024ポイント(すなわち、256チップ×4倍オーバサンプリング)である場合、FFT/IFFTは、基数4のFFTでは1024、4096ポイント、もしくはそれ以上(4の倍数)のFFT/IFFTから選択されうる。
このノイズは、FFTが固定長であることにより含まれうる。
このため、後半部分を捨てることにより、このノイズが除去される必要がある。
例えば、1024ポイントのFFTを例とすると、ノイズを含む部分が除去されても、2046ポイントが有効である。
つまり、必要な窓サイズの2倍の冗長性が、自然と生じている。
すなわち、FFT処理およびIFFT処理を行って算出される領域が、必要な遅延プロファイルより大きいので、基地局2におけるパスサーチ処理は、算出された領域から必要な部分を抽出して、容易になされうる。
例えば、基地局2において、FFT/IFFT処理による出力データが、1024チップ分のデータである場合、後半512チップ分を冗長分として切り捨てて、前半512チップ分を出力データとして扱う。
また、例えば、基地局2により実際に用いられる遅延プロファイルが256チップ長である場合には、基地局2は、さらに256チップ分を冗長分として扱って、サーチ窓位置の変動および後述するチップオフセットの吸収に用いる。
FFT方式によりなされる計算は、時間領域での畳込み演算と等価である。
ここで、FFTにより生じるノイズ領域について詳述する。
図8は、FFTによって生じる冗長成分について説明する図である。
図8(A)に示すように、データと拡散コードとが同一長である場合、遅延プロファイルのポイント毎に、積和演算に貢献するデータ・コードそれぞれのポイント数が異なるので、利得が公平でなくなる。
図8(B)に示すように、拡散コードが例えばデータの半分の長さである場合、前半部分においては公平な利得が得られうるので、後半部分を冗長部分として捨てて前半部分のみを利用することにより、拡散ゲインは位置によらず一定になる。
FFT処理は、DFT(有限フーリエ変換)演算を高速化した処理である。
このため、FFTには、DFTの特徴が現れる。
図9は、FFT処理において現れるDFTの特徴を説明する図である。
図9に示すように、FFT処理においては、本来無限であるべき波形が有限として計算されるので、同じ波形が繰り返しているとして計算がなされる。
このため、求める対象である遅延プロファイルエリアよりも前に位置すべき情報が、後半部分に混ざり込む。
一方、後半部分にパスがない(混ざることがない)ことが既知である場合には、このFFT処理の演算特性を利用することにより、前半部分よりも前の情報が取得されることができる。
図10は、2つのアンテナの受信に対する相関演算を説明する図であり、図10(A)は、データとコードとの関係を例示し、図10(B)は、遅延プロファイルの相関利得を例示する。
図10(A)及び図10(B)に例示するように、無線システムにおいては、2つ以上の受信アンテナを備えることにより、電波伝搬で生じるフェージングの影響を抑える方法が用いられる場合がある。
なお、図10は、2倍オーバサンプリングの場合を例としている。
図11に示すように、移動体通信システム1においては、コード長は、150シンボルで1周する長さである。
ここで、1シンボルは256チップである。
チャネルが異なると、タイミングオフセットは異なり、タイミングオフセットはシンボルに丸め込まれている。
このため、第2のFFT部226は、図11に示すように、コードの先頭をオフセット分だけずらして、タイミングオフセットの相違に対応する。
この場合、基地局2は、IFFT処理後のデータにおいて、例えば256チップ分を冗長分と扱う(図7)ことにより、伝搬遅延によるシンボルからのずれを吸収する。
タイミングオフセットはチャネル間にあるが、直交性を維持するためには、この基準は、256チップ単位(シンボル)で同期している必要がある。
基地局2から送信する複数のチャネルは、シンボルに同期している。
しかしながら、移動局12と基地局2との間の伝搬遅延は存在するので、移動局12からの送信(すなわち、基地局2での受信)には伝搬遅延が存在し、その分シンボル点からずれた位置が同期点(パス位置)となる。
本実施例では、シンボル単位のタイミングオフセットは、コードの配置をずらして対応することにより、同一の受信データに対して遅延プロファイルを取得することを可能にしている。
図12に示すように、ステップ100(S100)において、第2のFFT部226は、コードをコード記憶部224から読み出し、このコードに冗長データ(例えば0(ゼロ))を挿入する。
ステップ102(S102)において、第2のFFT部226は、0を挿入後のデータに対して、基数を4、ポイント数を4N(例えば4096;N=1024)として、FFT処理を行う。
第2のFFT部226は、FFT処理後の周波数領域のデータを、乗算部228に対して出力する。
このとき、FFT処理後のデータは、IFFT処理を行う場合のピットリバース後の並びである。
この並びにおいて、4n倍以上4n+1倍未満(nは1以上の整数、FFTのサイズを越えない)のオーバサンプリングに対するFFT演算の結果は、同じ値が4n回ずつ繰り返す形になる。
より一般化すると、基数SのFFT処理において、Sn倍以上Sn+1倍未満(nは1以上の整数、FFTのサイズを越えない)のオーバサンプリングに対するFFT演算の結果は、IFFT処理前のピットリバース後の並びが同じ値をSn回ずつ繰り返す形になる。
この性質を利用すると、用いていたFFTサイズが4Nポイントであったならば、4n倍以上4n+1倍未満オーバサンプリングに対しては、4N−nポイントのより小さいFFTを用いることにより、同一の結果が1/4n圧縮されたデータとして得られ、メモリが削減され、かつ処理時間も削減されうる。
この場合、0を挿入後の拡散コードは、{a,0,0,0,b,0,0,0,c,0,0,0,d,0,0,0,…,0,0,0,0,0,0,0}となる。
第2のFFT部226は、0を挿入後の拡散コードに対して、基数4のFFT処理を行う。
FFT処理後のデータは、同じ値を4回ずつ繰り返す形の周波数成分であり、{A,A,A,A,B,B,B,B,C,C,C,C,D,D,D,D,…}となる。
この場合、0を挿入後の拡散コードは、{a,0,b,0,c,0,d,0,…,0,0,0,0,0,0,0}となり、FFT処理後の拡散コードは、同じ値を2回ずつ繰り返す形の周波数成分であり、{A,C,A,C,L,K,L,K,B,D,B,D,…}となる。
図13に示すように、ステップ200(S200)において、第2のFFT部226は、コードをコード記憶部224から読み出し、このコードに対して、基数を4、ポイント数をNとして、FFT処理を行う。
ステップ202(S202)において、第2のFFT部226は、FFT処理後のデータを、オーバサンプリングの倍数(例えば4倍)だけ繰り返して、乗算部228に対して出力する。
つまり、FFT処理後のデータは、繰り返し分が差し引かれた形であり、同じ値が圧縮された形となる。
FFT処理後のデータは圧縮された形であるが、第2のFFT部226は、このデータを、例えば、4倍オーバサンプリングの場合には4回ずつ繰り返し、2倍オーバサンプリングの場合には2回ずつ繰り返して出力する。
例えば、ポイント数が1024であるFFT処理の処理時間は、ポイント数が4096であるFFT処理の処理時間と比べて、処理時間が4分の1以下である。
さらに、FFT処理後のデータの大きさは、4分の1に圧縮されているので、RAM204(図4)の容量は、小さくてよい。
このようにして、第2のFFT部226は、コードに対するFFT処理を高速に実行しうる。
図14に示すように、方形波窓は、周波数領域において、所定値(fc)以上の高周波成分と、所定値(−fc)以下の低周波成分とを遮断する形である。
FFT処理後のデータは、周波数領域において、第1のフィルタリング部222により、方形波窓を乗算され、高周波成分と低周波成分とを遮断されて、乗算部228に対して出力される。
このように、所定の遮断周波数(fc)を設けることにより、ノイズを多く含みうる周波数成分が除去される。
その際、急峻な周波数特性を生むと、時間領域ではインパルスレスポンスが広がり、チップ間の干渉が発生しやすくなる可能性があり、その場合は、なだらかな遮断となるようロールオフフィルタとする。
図15に示すように、ハミング窓は、周波数領域において、高周波側と低周波側の誤差を除去する形である。
FFT処理は、有限長に制限する近似の高速処理アルゴリズムであるので、FFT処理後のデータには、高周波側と低周波側とに、誤差が混入する。
第2のフィルタリング部230は、FFT処理後に求められた相関値を、ハミング窓に通すことにより、これらの誤差を除去する。
図16は、基地局2によるサーチ処理のフローチャートを示す図である。
図16に示すように、ステップ300(S300)において、第1のFFT部220(図3)は、A/Dコンバータ268(図2)により変換された受信データを受け付け、FFT処理を行って、周波数領域のデータを、第1のフィルタリング部222に対して出力する。
ステップ302(S302)において、第1のフィルタリング部222は、第1のFFT部220から受け付けた周波数領域のデータに対して、方形波窓を乗算して、フィルタリングされたデータを、乗算部228に対して出力する。
ステップ306(S306)において、乗算部228は、FFT処理された受信データとコードとを乗算して相関値を求め、第2のフィルタリング部230に対して出力する。
ステップ310(S310)において、平均化部232は、フィルタリングされたデータを平均化して、IFFT部234に対して出力する。
ステップ312(S312)において、IFFT部234は、平均化されたデータに対してIFFT処理を行って、遅延プロファイルを生成する。
ステップ316(S316)において、パスサーチ部270は、異なるチャネルすべてについてパスをサーチしたか否かを判断する。
すべてのチャネルに対してパスサーチ処理が行われた場合には、パスサーチ処理は終了し、そうでない場合には、S306の処理に戻る。
基地局2は、受信データに対するFFT処理のタイミングを固定し、コードそれぞれに対するFFT処理のタイミングを、チャネルそれぞれに対して定められたタイミングオフセットに合わせて変更するので、複数のチャネルに対するサーチ処理を高速に行うことができる。
また、基地局2は、FFT処理後のデータを繰り返して用いるので、コードに対するFFT処理を、小規模の構成で、高速に行うことができる。
さらに、基地局2は、FFT処理後に、周波数領域において、データをフィルタリングするので、無線特性が向上されうる。
10・・・ネットワーク
12・・・移動局
2・・・基地局
200・・・DSP
202・・・ROM
204・・・RAM
20・・・ベースバンド部
260・・・変調部
262・・・拡散部
22・・・遅延プロファイル検出部
220・・・第1のFFT部
222・・・第1のフィルタリング部
224・・・コード記憶部
226・・・第2のFFT部
228・・・乗算部
230・・・第2のフィルタリング部
232・・・平均化部
234・・・IFFT部
270・・・パスサーチ部
272・・・逆拡散部
274・・・復調部
264・・・D/Aコンバータ
266・・・無線変復調部
268・・・A/Dコンバータ
Claims (3)
- 時間領域において異なるタイミングを与えられている複数のチャネルのサーチを行う基地局装置であって、
前記チャネルそれぞれに対応する所定の符号を含む時間領域の信号を、固定されたタイミングで周波数変換する第1の周波数変換手段と、
前記所定の符号を、前記チャネルそれぞれに対して定められたタイミングで周波数変換する第2の周波数変換手段と、
前記周波数変換された信号と所定の符号との相関に基づいて、前記複数のチャネルのサーチを行うサーチ手段と
を有する基地局装置。 - 前記第1の周波数変換手段は、所定の量子化数で、前記信号を周波数変換し、
前記第2の周波数変換手段は、前記所定の量子化数を逓倍した量子化数で、前記所定の符号を周波数変換し、この周波数変換結果を、前記逓倍数繰り返して出力する
請求項1に記載の基地局装置。 - 前記サーチ手段は、
前記周波数変換された信号を、所定の周波数領域に制限する制限手段と、
前記制限された信号を時間領域の信号に変換する時間変換手段と、
前記時間変換された結果に基づいて、前記複数のチャネルのパスのサーチを行うパスサーチ手段と
を有する
請求項1に記載の基地局装置。
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