CN1842184B - 基站装置 - Google Patents

Abstract

提供一种基站装置，能够软件方式简易地实现对多个信道的大规模的搜索处理。第1滤波部(222)将FFT处理后的接收数据乘以方形波窗口而进行滤波。第2FFT部(226)对码存储部(224)的各个码进行FFT处理。乘法部(228)将FFT处理过的接收数据和码相乘而求相关值。第2滤波部(230)使求出的相关值通过汉明窗口来进行滤波。平均化部(232)对滤波过的数据进行平均。IFFT部(234)对平均过的数据进行IFFT处理并生成延迟分布。路径搜索部(270)从对不同信道生成的延迟分布来搜索这些信道的各自路径。

Description

基站装置

技术领域

本发明涉及CDMA移动通信系统的基站装置，特别涉及软件方式地进行搜索处理的基站装置。 

背景技术

例如，专利文献1公开了以下方法：通过DSP(Digital Signal Processor)用FFT(Fast Fourier Transform：快速傅立叶变换)/IFFT(Inverse Fast FourierTransform：快速傅立叶逆变换)，软件方式高速地进行搜索处理。 

但是，在专利文献1中公开的方法中，没有考虑对于多个信道进行搜索处理。 

此外，在采用这样的方法的无线基站装置中，需要进行动态范围宽的扩频码的同步检测处理。 

[专利文献1](日本)特开2004-32568 

发明内容

本发明是鉴于上述背景完成的发明，其目的在于，提供一种基站装置，可以软件方式简易地实现对多个信道的大规模的搜索处理。 

此外，本发明的目的在于提供一种动态范围宽的同步检测装置。 

为了实现上述目的，本发明的基站装置，进行在时域中被赋予不同定时的多个信道的搜索，它包括：第1频率变换部件，对包含有与所述信道分别对应的规定的码的时域的信号进行频率变换；第2频率变换部件，根据所述定时，对所述规定的码进行频率变换；以及搜索部件，根据所述频率变换后的信号和规定的码的相关，进行所述多个信道的搜索；所述第1频率变换部件将所述信号按规定的量化数进行频率变换，所述第2频率变换部件将所述规定的码按倍增了所述规定的量化数的量化数进行频率变换，并重复所述倍增数来输出该频率变换结果。 

优选是所述第1频率变换部件将所述信号按规定的量化数进行频率变换，所述第2频率变换部件将所述规定的码按倍增了所述规定的量化数的量化数进行频率变换，并重复所述倍增数来输出该频率变换结果。 

此外，优选是所述搜索部件具有：限制部件，将所述频率变换后的信号 限制在规定的频域内；时间变换部件，将所述被限制的信号变换为时域的信号；以及路径搜索部件，根据所述时间变换后的结果，进行所述多个信道的路径的搜索。 

本发明的同步检测装置包括：将接收信号(例如，前置码信号)和解扩用码在频域进行相乘的部件；检索乘法结果的最大值的检索部件；根据所述最大值，决定增益值的增益值决定部件；用所述增益值，在频域进行所述乘法结果的增益控制的增益控制部件；以及根据所述最大值，决定在同步检测中使用的阈值的阈值决定部件。 

优选是所述增益值决定部件根据所述最大值的位数，动态地决定增益值。 

优选是所述阈值决定部件根据所述最大值的位数，动态地决定在同步检测中使用的阈值。 

根据本发明的基站装置，可以软件方式简易地实现对多个信道的大规模的搜索处理。 

此外，根据本发明的同步检测装置，可以扩宽动态范围。 

附图说明

图1是例示W-CDMA方式的移动通信系统1的图。 

图2是表示第1基站2的结构的方框图。 

图3是表示本发明的第1基站2的第1延迟分布检测部22的结构的方框图。 

图4是表示本发明的实现基站2的基带部20的硬件结构的图。 

图5是表示匹配滤波器的结构的方框图。 

图6是表示卷积运算和延迟分布的关系的图。 

图7是表示FFT/IFFT处理和延迟分布的关系的图。 

图8(a)～图8(b)是说明有关由FFT产生的冗余分量的图。 

图9是说明在FFT处理中出现的DFT的特征的图。 

图10是说明相对于两个天线的接收的相关运算的图，图10(a)例示数据和码的关系，图10(b)例示延迟分布的相关增益。 

图11是表示基于定时的码的配置的图。 

图12是表示使用4N点的FFT的FFT处理的流程图。 

图13是表示使用N点的FFT的FFT处理的流程图。 

图14是表示对于FFT处理后的数据进行乘法运算的方形波窗口的图。 

图15是表示对于将频域的接收数据和码进行乘法运算而求出的相关值进行乘法运算的汉明(Hamming)窗口的图。 

图16是表示基站2的搜索处理的流程图。 

图17(a)～图17(d)是表示延迟分布的状况的图。 

图18(a)～图18(c)是表示进行了增益调整的延迟分布的状况的图。 

图19(a)～图19(b)是表示使增益改变的情况下的延迟分布的状况的图。 

图20是表示采用本发明的无线基站装置(接收端)的结构的图。 

图21是表示基带信号处理部的功能结构的图。 

图22是表示基带信号处理部中的同步检测处理的流程的流程图。 

图23(a)～图23(c)是表示频域中的延迟分布的状况的图。 

具体实施方式

在说明本发明的实施方式之前，为了有助于其理解，说明直至本发明为止的背景。 

图1是例示W-CDMA方式的移动通信系统1的图。 

如图1所示，在移动通信系统1中，包含有经由网络10连接的基站2-1～2-3、以及与基站进行通信的移动台12-1～12-n。 

再有，在没有确定基站2-1～2-3等多个装置的哪一个时，有时简单地略记为基站2等。 

以下，在各图中，对实质上相同的结构部分附加相同的标号。 

在移动通信系统1，因基站2和移动台12之间的距离、它们之间存在的建筑物等而产生传播时间不同的多个路径。 

此外，因建筑物等造成的反射、无序，产生被称为衰落的随机的电场强度的变动。 

[第1实施方式] 

以下，说明本发明第1实施方式的第1基站2。 

图2是表示第1基站2的结构的方框图。 

如图2所示，第1基站2具有：第1基带部20、D/A变换器264、无线调制解调部266、A/D变换器268，基带部20具有：调制部260、扩频部262、 第1延迟分布检测部22、第1路径搜索部270、解扩部272、解调部274。 

基站2通过这些结构部分对移动台12发送经由网络10获取的数据，从移动台12接收信号，从而从该接收信号中检测接收数据而对网络10输出。 

调制部260对从网络10获取的发送数据进行调制后，对扩频部262输出。 

扩频部262对调制后的发送数据进行扩频后，对D/A变换器264输出。 

D/A变换器264将扩频后的发送数据进行模拟化后，对无线调制解调部266输出。 

无线调制解调部266将模拟化过的发送数据变换为无线频带的无线信号后，对移动台12输出。 

此外，无线调制解调部266接收从移动台12发送的无线频带的信号，将其变换为基带信号后，对A/D变换器268输出。 

A/D变换器268将基带信号进行数字化后，对基带部20输出。 

在基带部20中，第1延迟分布检测部22将识别各个移动台12的扩频码的定时各错开一码片，通常为了过采样而将其按这种程度细微地错开，从而生成延迟分布(后面参照图5和图6论述)。 

路径搜索部270从生成的延迟分布中，以从接收功率大的路径开始的顺序来检测路径。 

解扩部272对于检测出的各个路径，将接收信号进行解扩。 

解调部274对解扩后的数据进行解调后，对网络10输出。 

图3是表示本发明的第1基站2的第1延迟分布检测部22的结构的方框图。 

如图3所示，第1延迟分布检测部22具有：第1FFT部220(第1频率变换部件)、第1滤波部222(限制部件)、码存储部224、第2FFT部226(第2频率变换部件)、乘法部228、第2滤波部230(限制部件)、平均化部232和IFFT部234(时间变换部件)。 

第1FFT部220从A/D变换器获取接收数据，对接收数据进行FFT处理，将接收数据的频率分量对第1滤波部222输出。 

具体地说，第1FFT部220无论多个信道的定时如何，都以固定的定时对接收数据进行FFT处理。 

此外，第1FFT部220对接收数据插入冗余数据，从而应对过采样，对插入后的数据进行FFT处理。 

再有，FFT处理的细节后面论述。 

第2FFT部226对存储在码存储部224中的与各个信道对应的码(扩频码；规定的符号)进行FFT处理，将码的频率分量对乘法部228输出。 

此外，第2FFT部226将FFT处理的结果存储在码存储部224中，对于进行了一次FFT处理的码，参照FFT处理后的结果后，从码存储部224对乘法部228输出。 

第2FFT部226将与各个码对应的FFT处理的定时根据对各个信道确定的定时偏移量来变更。 

此外，第2FFT部226使用N点(例如N＝1024)的FFT，对码进行FFT处理。 

再有，第2FFT部226的FFT处理的细节后面论述。 

码存储部224存储有码和对码进行FFT处理后的频域的数据。 

码存储部224通过在RAM204(后面参照图4来论述)存储码等来实现。 

第1滤波部222将通过第1FFT部220进行了FFT处理后的数据在频域中进行滤波后，对乘法部228输出。 

第1滤波部222对在频域中FFT处理后的数据，例如乘以方形窗口后，对乘法部228输出截断了高频分量和低频分量的数据。 

在第1FFT部以前对数据实施滚降滤波器等的滤波的情况下，没有第1滤波部也可以。 

再有，后面论述滤波的细节。 

乘法部228将通过第1滤波部222滤波后的频域的接收数据和通过第2FFT部226进行了FFT处理的频域的码相乘后，对第2滤波部230输出。 

第2滤波部230对从乘法部228输出的接收数据和码的相关值滤波后，对平均化部232输出。 

平均化部232对从第2滤波部230获取的数据进行平均后，对IFFT部234输出。 

再有，平均化部232也可以不设置在第2滤波部230之后，而设置在IFFT部234之后。 

IFFT部234获取由平均化部232平均化过的频域的数据，进行IFFT处理并生成延迟分布。 

路径搜索部270(图2)按照从接收数据和反映了各个信道的定时的各个 码的相关值求出的各个延迟分布，进行多个信道的各个路径的搜索处理。 

由此，基站2进行对多个信道的搜索处理。 

图4是表示本发明的实现基站2的基带部20(图2)的硬件结构的图。 

如图4所示，在基站2中，包含有DSP200、ROM202和RAM204。 

基带部20作为由ROM202存储、由DSP200执行的软件来实现。 

调制部260、扩频部262、延迟分布检测部22、路径搜索部270、解扩部272和解调部274通过由DSP200执行的软件和专用硬件或它们的其中之一来适当实现。 

这些软件作为分别独立的软件模块来实现，根据需要，适当追加或削除，通过OS(未图示)等能以任意的定时被起动。 

此外，DSP200具有经由网络10的通信功能、以及与D/A变换器264、A/D变换器268等其他的硬件结构的输入输出功能。 

参照图5和图6，说明有关延迟分布的生成。 

图5是表示匹配滤波器的结构的方框图。 

如图5所示，匹配滤波器进行解扩处理，并求接收信号和扩频码的相关值。 

匹配滤波器获得接收数据和扩频码的多个乘法结果的总和并求1点(相关运算)。 

接着，匹配滤波器在将接收数据移动一位的状态下，同样地进行相关运算。 

匹配滤波器使接收数据再次移位，重复进行相关运算(卷积运算)。 

这样，匹配滤波器的卷积运算对同一扩频码错开定时而求相关值。 

图6是表示卷积运算和延迟分布的关系的图。 

如图6所示，延迟分布通过将扩频码的定时各错开一码片而在整个一码元区间(N码片)进行解扩来生成。 

延迟分布通过将通过接收数据和延迟了0～N码片的各个扩频码的相关运算和卷积运算获得的值进行平均，作为功率化而绘制在时间轴上来获得。 

使用匹配滤波器，增大要搜索的范围，吸收基站2和移动台12之间产生的延迟时，抽头(tap)数增大，匹配滤波器的电路规模非常大。 

因此，期望使用DSP的软件方式的搜索处理。 

为了搜索处理，抑制干扰和噪声在无线特性上是很重要的。 

在使用匹配滤波器的处理中，基站2将相关运算的输出电平固定地下降，从而防止最大输入字长的溢出。 

因此，在输入字长小的情况下，输出电平被削减，有效字长没有被充分地灵活使用，有干扰和噪声的抑制效果劣化的情况。 

此外，还有数字噪声(在数字运算中产生的零的误差等)产生影响的情况。 

而且，有仅由FIR(Finite Impulse Response)滤波器进行各种各样的干扰的抑制不充分的情况。 

图7是表示FFT/IFFT处理和延迟分布的关系的图。 

如图7所示，基站2将接收数据的频率分量和扩频码的频率分量相乘而求相关值的频率分量，将该值进行平均，并进行IFFT处理，并进行功率化来提取延迟分布。 

这里，详述平均化部232的平均化处理。 

在平均化处理中，有使相位一致的同相加法运算(也称为电压加法运算平均)、以及获得作为复数信号的信号平方和后进行的功率加法运算平均。 

在路径的变动不大的情况下，噪声抑制效果是电压加法运算的方法更大。 

但是，在路径产生有偏移(相位平面中的旋转)等的情况下，由于电压加法运算时路径本身的精度劣化，所以通过功率加法运算可获得更好的特性。 

哪种程度才使用它们，需要根据无线环境而对每个系统进行设置。 

在FFT方式情况下的电压加法运算平均中，可考虑在IFFT处理前进行的频域中的电压加法运算、以及在IFFT处理后进行的时域中的普通的电压加法运算。 

本例依据处理量的观点及特性的观点，选择频域中的电压加法运算。 

此外，图7所示的FFT方式与匹配滤波器方式相比，是可高速处理的技术。 

但是，IFFT处理本身不是负载轻的处理。 

在时域中进行电压加法运算的情况下，时域的返回处理、即IFFT的运算次数会增加。 

因此，在频域中进行电压加法运算不需要IFFT的运算，所以有助于进一步高速化。 

此外，在时域进行电压加法运算的情况下，在延迟分布中峰值产生在路 径位置，能量集中，所以有可能在平均化处理中引起溢出。 

因此，为了不引起溢出，需要将运算结果不断右位移位来进行抑制，所以与实际可获得的SN比相比，特性劣化。 

在FFT方式，由于路径的峰值能量扩展到整个频域，所以FFT方式可抑制溢出的产生。 

此外，FFT方式在频域抑制噪声分量并改善SN比，所以可以通过IFFT返回到时域。 

再有，平均化处理在IFFT处理之前进行，但在IFFT处理后或功率化处理后进行也可以。 

FFT的运算与匹配滤波器的卷积运算(图5)比较，运算量小。 

在窗口尺寸为N码片，有4倍过采样量的乘法运算的情况下，与匹配滤波器的时域中的相关检测处理、即卷积运算相比，FFT的频域中的相关检测处理、即乘法运算为1/(4N)的处理量。 

例如，在基站2以点数为4096进行FFT/IFFT处理，将接收数据以4倍过采样量进行量化的情况下，基站2中的处理量和匹配滤波器的卷积运算的处理量之比为1∶4096。 

如上述那样，匹配滤波器的处理因处理量大，所以对于搜索窗口尺寸以上的范围不进行相关运算。 

另一方面，使用FFT的处理因FFT的尺寸为固定长度，所以在用于获得目标搜索窗口尺寸的FFT中，伴随有其以上的冗余性。 

因此，基站2通过使用一致点数的FFT，可容易地取得窗口尺寸大的延迟分布。 

例如，在必要的搜索窗口为1024点(即，256码片×4倍过采样)的情况下，FFT/IFFT在基数4的FFT中可从1024、4096点、或其以上(4的倍数)的FFT/IFFT中选择。 

在求出的相关运算结果中，会产生包含有噪声的区域。 

这种噪声因FFT为固定长度而被包含。 

因此，需要通过舍弃后半部分来除去这种噪声。 

例如，以1024点的FFT为例，即使包含噪声的部分被除去，2048点也是有效的。 

即，必要的窗口尺寸的2倍的冗余性自然产生。 

因此，在路径变动而产生将搜索窗口移动的必要性的情况下，由于移动部分的相关运算通过其冗余性已经进行，所以只错开切除的位置作为搜索窗口就可以完成控制。 

即，进行FFT处理和IFFT处理而计算的区域比必要的延迟分布大，所以基站2中的路径搜索处理从算出的区域中提取必要的部分，从而容易进行。 

而且，路径搜索处理根据路径的变动也容易对搜索窗口位置的变动进行跟踪。 

例如，在基站2中，FFT/IFFT处理的输出数据为1024码片量的数据的情况下，将后半部分512码片作为冗余部分舍弃，将前半部分512码片部分作为输出数据来处理。 

此外，例如，在由基站2实际使用的延迟分布为256码片长度的情况下，基站2还将256码片部分作为冗余部分来处理，用于搜索窗口位置的变动和后述的码片偏移的吸收。 

如上述那样，FFT方式是对固定长度的数据和扩频码进行FFT处理，进行乘法运算来进行IFFT处理，并求延迟分布的处理。 

FFT方式进行的计算与时域中的卷积运算等效。 

这里，详述有关因FFT产生的噪声区域。 

图8是说明有关因FFT产生的冗余分量的图。 

如图8(a)所示，在数据和扩频码为相同长度的情况下，在延迟分布的每个点上，积和运算上有贡献的各个数据、码的点数有所不同，所以增益不公平。 

如图8(b)所示，在扩频码例如为数据的一半长度的情况下，由于在前半部分中获得公平的增益，所以将后半部分作为冗余部分舍弃并仅利用前半部分，从而扩频增益无论位置如何都是一定的。 

进一步详述有关FFT方式。 

FFT处理是将DFT(有限傅立叶变换)运算高速化的处理。 

因此，在FFT中，呈现DFT的特征。 

图9是说明FFT处理中呈现的DFT的特征的图。 

如图9所示，在FFT处理中，本来应为无限的波形被作为有限来计算，所以相同的波形重复来进行计算。 

因此，与作为寻求对象的延迟分布区域相比，应位于前面的信息混入在 后半部分。 

另一方面，在已知后半部分中没有路径(没有混合)的情况下，通过利用该FFT处理的运算特性，可以获得比前半部分更前的信息。 

下面进一步说明FFT处理的例子。 

图10是说明对两个天线的接收的相关运算的图，图10(a)例示数据和码的关系，图10(b)例示延迟分布的相关增益。 

如图10(a)及图10(b)例示的那样，在无线系统中，有时通过具备两个以上的接收天线，抑制在电波传播中产生的衰落的影响的方法。 

再有，图10以2倍过采样的情况为例。 

图11是表示基于定时的码的配置的图。 

如图11所示，在移动通信系统1中，码长度是以150码元为一周的长度。 

这里，1码元为256码片。 

在移动通信系统1中，数据发送接收的定时与码元同步。 

信道有所不同时，定时偏移有所不同，定时偏移在码元中被填入零。 

因此，如图11所示，第2FFT部226将码的开头错开偏移量，从而应对定时偏移的不同。 

此外，在基站2和移动台12之间存在传播延迟的情况下，数据发送接收的定时在仅从码元错开传播延迟的位置进行同步。 

这种情况下，基站2在IFFT处理后的数据中，例如通过将256码片部分处理为冗余部分(图7)，从而吸收因传播延迟造成的来自码元的错位。 

在CDMA方式中，在CDMA方式的特性上，在相对于多个信道的扩频码中，寻求正交性。 

定时偏移位于信道间，但为了维持正交性，这种基准需要以256码片为单位(码元)来进行同步。 

从基站2发送的多个信道在码元中进行同步。 

但是，由于移动台12和基站2之间存在传播延迟，所以在来自移动台12的发送(即，由基站2接收)上存在传播延迟，从该部分码元点起错开的位置成为同步点(路径位置)。 

在本实施例，码元单位的定时偏移，通过将码的配置错开来应对，对于同一接收数据，可取得延迟分布。 

图12是表示使用了4N点FFT的FFT处理的流程图。 

如图12所示，在步骤100(S100)中，第2FFT部226从码存储部224读出码，并在该码中插入冗余数据(例如0)。 

在步骤102(S102)中，第2FFT部226对于插入0后的数据，以基数为4，点数为4N(例如4096；N＝1024)，进行FFT处理。 

第2FFT部226对乘法部228输出FFT处理后的频域的数据。 

下面，更具体地说明有关基数4的FFT处理。 

此时，FFT处理后的数据是进行IFFT处理的情况下的位反转后的排列。 

在这种排列中，相对于大于等于4ⁿ倍、低于4ⁿ⁺¹倍(n为大于等于1的整数，不超过FFT的尺寸)的过采样的FFT运算的结果，成为相同的值各重复4ⁿ次的形式。 

具体地说，重复例如在4倍或8倍过采样中各为4次，在16倍或32倍过采样中各为16次。 

更一般化时，在基数S的FFT处理中，相对于大于等于Sⁿ倍、低于Sⁿ⁺¹ 倍(n为大于等于1的整数，不超过FFT的尺寸)的过采样的FFT运算的结果，成为将IFFT处理前的位反转后的排列相同的值各重复Sⁿ次的形式。 

在基数4的FFT中，在2倍过采样的情况下，成为组的值为各两次重复的形式，但压缩的程度与n＝1的情况相同。 

利用这种性质时，如果使用的FFT为4^N点，则对于大于等于4ⁿ倍、低于4ⁿ⁺¹倍过采样，通过使用比4^N-n点更小的FFT，同一结果作为被压缩1/4ⁿ 的数据而获得，存储器被削减，并且处理时间也被削减。 

例如，在扩频码为{a，b，c，d，…}，使用4倍过采样的情况下，第2FFT部226在扩频码中插入0，使包含于扩频码中的信息每隔四个来呈现，并使所有后半部分的数据为0。 

这种情况下，插入0后的扩频码为{a，0，0，0，b，0，0，0，c，0，0，0，d，0，0，0，…，0，0，0，0，0，0，0}。 

第2FFT部226对插入0后的扩频码，进行基数4的FFT处理。 

FFT处理后的数据是将相同的值各重复四次形式的频率分量，成为{A，A，A，A，B，B，B，B，C，C，C，C，D，D，D，D，…}。 

此外，例如，在扩频码为{a，b，c，d，…}，使用2倍过采样的情况下，第2FFT部226在扩频码中插入0，使包含于扩频码中的信息每隔两个来呈现，并使所有后半部分的数据为0。 

这种情况下，插入0后的扩频码为{a，0，b，0，c，0，d，0…，0，0，0，0，0，0，0}，FFT处理后的扩频码是将相同的值各重复两次形式的频率分量，成为{A，C，A，C，L，K，L，K，B，D，B，D，…}。 

图13是表示使用N点FFT的FFT处理的流程的图。 

如图13所示，在步骤200(S200)中，第2FFT部226从码存储部224中读出码，并对于该码，以基数为4、点数为N来进行FFT处理。 

在步骤202(S202)中，第2FFT部226将FFT处理后的数据仅重复过采样的倍数(例如4倍)后，对乘法部228输出。 

例如，在码为{a，b，c，d，…}的情况下，FFT处理后的数据为{A，B，C，D，…}。 

即，FFT处理后的数据是扣除了重复部分的形式，成为相同的值被压缩的形式。 

FFT处理后的数据是被压缩的形式，但第2FFT部226将该数据例如在4倍过采样的情况下各重复4次后输出，在2倍过采样的情况下各重复2次后输出。 

在要获得相同的结果时，FFT处理是点数越小，处理越快。 

例如，点数为1024的FFT处理的处理时间与点数为4096的FFT处理的处理时间相比，处理时间为四分之一以下。 

而且，FFT处理后的数据的大小被压缩到四分之一，所以RAM204(图4)的容量小也可以。 

由此，第2FFT部226高速地执行对码的FFT处理。 

图14是表示对FFT处理后的数据乘以的方形波窗口的图。 

如图14所示，方形波窗口在频域中是将大于等于规定值(fc)的高频分量、和小于等于规定值(-fc)的低频分量截断的形状。 

FFT处理后的数据在频域中，通过第1滤波部222被乘以方形波窗口，将高频分量和低频分量截断后，对乘法部228输出。 

这样，通过设有规定的截断频率(fc)，包含许多噪声的频率分量被除去。 

此时，产生急剧的频率特性时，在时域中冲击响应扩大，有容易产生码片间干扰的可能性，这种情况下，进行滚降滤波，以成为平缓的截断。 

图15是表示对于将频域的接收数据和码相乘而求出的相关值乘以汉明窗口的图。 

如图15所示，汉明窗口在频域中是除去高频侧和低频侧的误差的形状。 

FFT处理是限制到有限长度的近似的高速处理算法，所以在FFT处理后的数据中，在高频侧和低频侧，混入误差。 

第2滤波部230通过使FFT处理后求出的相关值通过汉明窗口，除去这些误差。 

[基站2的搜索处理] 

图16是表示基站2的搜索处理的流程的图。 

如图16所示，在步骤300(S300)中，第1FFT部220(图3)获取由A/D变换器268(图2)变换过的接收数据，进行FFT处理，并对第1滤波部222输出频域的数据。 

在步骤302(S302)中，第1滤波部222对从第1FFT部220获取的频域的数据，乘以方形波窗口后，将滤波后的数据对乘法部228输出。 

在步骤304(S304)中，第2FFT部226从码存储部参照各个码，对码进行FFT处理，并对乘法部228输出频域的数据。 

在步骤306(S306)中，乘法部228将FFT处理过的接收数据和码相乘而求相关值，并对第2滤波部230输出。 

在步骤308(S308)中，第2滤波部230使求出的相关值通过汉明窗口后，将滤波后的数据对平均化部232输出。 

在步骤310(S310)中，平均化部232将滤波后的数据平均后，对IFFT部234输出。 

在步骤312(S312)中，IFFT部234对平均化后的数据进行IFFT处理，生成延迟分布。 

在步骤314(S314)中，路径搜索部270(图2)从延迟分布中搜索该信道的各个路径。 

在步骤316(S316)中，路径搜索部270对所有不同的信道判断是否搜索了路径。 

在对所有信道进行了路径搜索处理的情况下，结束路径搜索处理，在不是的情况下，返回到S306的处理。 

如以上说明的那样，基站2进行对多个信道的搜索处理。 

基站2将对接收数据的FFT处理的定时固定，将对于各个码的FFT处理的定时根据对于各个信道确定的定时偏移进行变更，所以可以高速地进行对 多个信道的搜索处理。 

此外，基站2将FFT处理后的数据重复使用，所以可以用小规模的结构高速地进行对码的FFT处理。 

而且，基站2在FFT处理后，在频域中对数据进行滤波，所以可提高无线特性。 

[第2实施方式] 

以下，说明本发明的第2实施方式的第2基站4。 

在采用了W-CDMA方式的无线基站装置等的接收部中，使用DSP(Digital Signal Processor)等，为了软件方式地进行解扩处理(相关检测处理)，例如提出以下方法：使用快速傅立叶变换(FFT)及快速傅立叶逆变换(IFFT)，软件方式地进行解扩处理。 

采用这样的方法的无线基站装置中的扩频码的同步检测处理，例如如下进行。 

首先，无线基站装置对从移动终端(移动台)传送来的接收数据(前置码)进行FFT处理。此外，对在无线基站装置侧准备的扰频码(scrambling code)也进行FFT处理。 

接着，对每个频率分量求将接收数据由FFT处理变换到频域的结果和将扰频码由FFT处理变换到频域的结果之积。即，求频域中的相关值。 

接着，对于获得的频域中的相关值，通过进行IFFT处理而返回到时域，并求接收数据和扰频码的相关值。然后，使用预定的增益值，对求出的相关值进行增益调整，之后，通过进行功率化而生成延迟分布。然后，通过将获得的延迟分布和预定的阈值进行比较来进行路径的检测，并检测同步。 

图17是表示延迟分布的状况的图。 

如图17(a)所示，在接收信号时，在与直至输出信号的移动终端为止的距离相当的延迟时间中出现峰值，所以与预定的阈值(Threshold)比较，如果超过阈值则看作路径，并检测同步。但是，如图17(b)所示，在从移动终端以过输入电平接收了信号的情况下，在DSP等的运算器内产生溢出，与阈值的相对关系受到破坏，可能将不是期望的信号误检测为路径。 

此外，如图17(c)所示，在信号小的情况下，阈值越小，越可以期待提高同步检测性能，但在减小了阈值时，如果以大的信号电平进行输入，则如图17(d)所示，产生误检测。 

此外，通常，对于延迟分布，进行增益的调整。 

图18是表示进行了增益调整的延迟分布的状况的图。在该图中，用虚线表示进行增益调整前的延迟分布，用实线表示进行了增益调整后的延迟分布。 

在图18(a)中，通过调整增益(gain)，可进行峰值的检测。但是，在图18(b)中，由于原来的输入信号小，所以在与图18(a)同等的增益下不能检测峰值。另一方面，在图18(c)中，由于输入信号大，所以因提供增益而在期望的峰值中产生溢出，对于不是期望的信号产生误检测。 

为了防止这样的情况，考虑根据接收状况来使增益改变。 

图19是表示使增益改变的情况下的延迟分布的状况的图。在该图中，也用虚线表示进行增益调整前的延迟分布，用实线表示进行了增益调整后的延迟分布。此外，用细实线(浓的实线)表示增益小的情况下的延迟分布，用粗实线(淡的实线)表示增益大的情况下的延迟分布。 

如图19(a)所示，在增益小的情况下不能检测峰值，但通过提高增益，可进行峰值的检测。另一方面，如图19(b)所示，在增益调整前的功率比图19(a)更大的情况下，即使是增益小的情况，也能够检测峰值，但如果增益过大，则引起溢出，产生误检测。 

这里，将时域中的延迟分布的功率值作为增益调整的判断基准，但在这种方法中存在问题。作为对过输入的对策，抑制溢出是一个条件，为了不对延迟分布中的最大值产生溢出，稍小地设定增益即可。但是，在简单地以最大值为对象的增益控制中，对于表示峰值是非常大的值的情况是有效的，但在峰值没有那么大，输入信号电平低的情况等时，由于增益小，所以同步检测性能差。 

另一方面，由于接收环境的劣化等而使输入信号下降时的性能提高，所以稍大地设定增益时，过输入对策不充分，溢出没有被充分抑制。这样，在时域进行增益控制的情况下，难以兼顾过输入对策和确保充分的同步检测性能。 

如以上说明的那样，在上述同步检测方法中，无论输入信号的大小，都难以确保同步检测能力，即难以确保宽的动态范围。 

采用以下所示的本发明的基站装置中的同步检测，无论输入信号的大小，都能够确保充分的同步检测能力，可以确保宽的动态范围。 

图20是表示第2基站4的结构的方框图。 

第2基站4在图1所示的W-CDMA方式的移动通信系统1中，用于取代图2所示的第1基站2。 

如图20所示，第2基站4采用将第1基站2的第1基带部20置换为第2基带部40的结构，第2基带部40采用将第1基带部20的延迟分布检测部22和第1路径搜索部270置换为第2路径搜索部42的结构。 

图21是表示路径搜索部42的功能结构的图。 

如该图所示，路径搜索部42具备：FFT部220、码存储部224、FFT部226、乘法部228、增益调整部424、IFFT部234、路径检测部428、最大值检索部420、增益值决定部422、以及阈值决定部426。 

各结构元素例如通过DSP执行存储器(ROM等)中存储的程序来实现。 

FFT部220对接收数据进行FFT处理。 

码存储部224存储扩频码。 

FFT部226对存储于码存储部224中的扩频码进行FFT处理。 

乘法部228将从FFT部228输出的接收数据的FFT处理结果和从FFT部226输出的扰频码的FFT处理结果相乘。 

最大值检索部420从乘法部228输出的乘法结果(多个值)之中检索最大值。 

即，最大值检索部420求频域中的接收数据和扰频码的相关值的最大值。 

增益决定部422根据由最大值检索部420求出的相关值的最大值，决定增益值。 

例如，增益值决定部422求最大值的位数，根据该位数来决定增益值。 

再有，增益值决定部422也可以根据最大值本身而不是最大值的位数来决定增益值。 

由此，通过基于最大值本身，可进行更细致的增益控制。 

增益调整部424使用由增益值决定部422决定的增益值，进行从乘法部228输出的乘法结果的增益控制。 

即，增益调整部424进行频域中的相关值的增益调整。 

IFFT部234对增益调整后的频域中的相关值，通过进行IFFT处理而返回到时域，并求接收数据和扰频码的相关值，通过功率化来生成延迟分布。 

此外，IFFT部234进行增益的调整。 

阈值决定部426根据最大值检索部420求出的相关值的最大值，决定用 于路径检测的阈值。 

例如，阈值决定部426求最大值检索部420求出的最大值的位数，根据该位数，决定用于路径检测的阈值。 

再有，阈值决定部426也可以不是根据最大值的位数而是根据最大值本身，决定用于路径检测的阈值。 

由此，通过根据最大值本身，可进行更细致的阈值控制。 

路径检测部428通过比较由IFFT部234生成的延迟分布和由阈值决定部426决定的阈值，进行路径的检测。 

下面，说明有关具有以上那样的结构的路径搜索部42中的同步检测处理。 

图22是表示路径搜索部42中的同步检测处理的流程的流程图。 

如该图所示，首先，在FFT部220中，对从移动终端接收的接收数据(前置码)，进行FFT处理(S400)。 

接着，在FFT部226中，对无线基站装置100内(码存储部224)准备的扰频码，进行FFT处理(S402)。 

接着，在乘法部228中，对每个频率分量求将接收数据通过FFT处理变换到频域的结果和将扰频码通过FFT处理变换到频域的结果之积(S404)。即，求频域中的相关值。 

接着，在最大值检索部420中，检索频域中的接收信号和扰频码之积、即频域中的相关值的最大值(S406)。 

接着，根据S406中求出的最大值的位数，在增益值决定部422中，决定频域中的增益值(S408)。这里，根据最大值的位数来决定增益，是因为在许多情况下，增益控制通过使DSP等的运算器内的寄存器进行位移位来实现。如果知道位数，则通过指定移位量，可以进行增益控制，以使位数达到一定位数。 

图23是表示频域中的延迟分布的状况的图。 

如图23(a)所示，在频域中与时域有所不同，无论有无输入信号，都不呈现大的峰值。因此，各频率分量根据输入信号电平而增大，即使是最大值，也难以产生溢出。因此，如图23(b)所示，在电平小的情况下提高增益，如图23(c)所示，在电平大的情况下，降低增益，从而可进行调整，以使频率分量始终为一定的电平。再有，在图23(b)和图23(c)中，用虚线 表示进行增益调整前的延迟分布，用实线表示进行了增益调整后的延迟分布。 

接着，根据由S406求出的最大值的位数，在阈值决定部426中，决定用于路径检测的阈值(S410)。就提高信号检测能力来说，根据输入信号，实施用于设定合适的阈值的处理即可。在使用FFT的同步检测处理中，通过确认频域中的电平，并基于该电平来决定阈值，从而可设定合适的阈值。 

接着，使用由S408决定的增益值，在增益调整部424中，进行频域中的相关值的增益控制，此外，在IFFT部234中也进行增益调整(S412)。接着，在IFFT部234中，对于增益调整过的相关值，通过进行IFFT处理而返回到时域，求接收数据和扰频码的相关值，通过进行功率化而形成延迟分布(S414)。然后，在路径检测部428中，通过比较由S414获得的延迟分布和由S410决定的阈值，进行路径的检测，并检测同步(S416)。 

如以上说明的那样，根据本发明，在同步检测中，可以利用FFT的特性，并对应于输入信号电平而使信号增益值或路径检测中使用的阈值动态地改变，所以无论信号电平的大小，都可合适地进行同步检测，可实现宽的动态范围。 

CDMA方式中的搜索处理通常通过大规模集成电路(LSI)来实现，但为了确保宽的动态范围，需要细致的AGC控制，而根据本发明，通过软件方式地执行解扩处理，可以大幅度地削减硬件部分，并实现宽的动态范围，可以对于小型化、低价格化产生极大贡献。 

Claims (2)

1.一种基站装置，进行在时域中被赋予不同定时的多个信道的搜索，它包括：

第1频率变换部件，对包含有与所述信道分别对应的规定的码的时域的信号进行频率变换；

第2频率变换部件，根据所述定时，对所述规定的码进行频率变换；以及

搜索部件，根据所述频率变换后的信号和规定的码的相关，进行所述多个信道的搜索；

所述第1频率变换部件将所述信号按规定的量化数进行频率变换，

所述第2频率变换部件将所述规定的码按倍增了所述规定的量化数的量化数进行频率变换，并重复所述倍增数来输出该频率变换结果。

2.如权利要求1所述的基站装置，其中：

所述搜索部件具有：

限制部件，将所述频率变换后的信号限制在规定的频域内；

时间变换部件，将所述被限制的信号变换为时域的信号；以及

路径搜索部件，根据所述时间变换后的结果，进行所述多个信道的路径的搜索。

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