JP4415804B2 - 無線タグ通信システムの質問器 - Google Patents

Description

本発明は、外部と情報の無線通信が可能な無線タグに対し情報の読み取り又は書き込みを行う無線タグ通信システムの質問器に関する。

従来、単一の送信器と複数の受信器との間で、周波数多重化された信号を送受信する無線通信システムがすでに提唱されている（例えば、特許文献１参照）。各受信器は、互いに異なる特定の周波数にそれぞれ同調し、この周波数によって信号を送信器側と送受信する。この場合、送信器側にも、受信器側にも、各周波数の信号を精度よく生成するための発振手段が設けられている。

特開平６−２０４９５８号公報

近年、応答器としての小型の無線タグに対し、質問器としてのリーダ／ライタより非接触で問い合わせの送信及び返答の受信を行うことで、無線タグの情報の読み取り／書き込みを行うＲＦＩＤ（Ｒａｄｉｏ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）システムが知られている。

無線タグに備えられた無線タグ回路素子は、所定の無線タグ情報を記憶するＩＣ回路部と、このＩＣ回路部に接続されたアンテナと、搬送波を発生させる搬送波発生手段と、所定の情報信号に基づき搬送波を変調する搬送波変調手段と、この変調された搬送波変調手段の出力をアンテナを介し非接触で送信する送信手段とが備えられている。そして、無線タグが汚れている場合や見えない位置に配置されている場合であっても、リーダ／ライタ側よりＩＣ回路部に対してアクセス（情報の読み取り／書き込み）が可能であり、商品管理や検査工程等の様々な分野において実用が期待されている。

このような無線タグ通信システムにおいて、１つの質問器（リーダ／ライタ）と、複数の応答器（無線タグ）との間で円滑に通信を行うために、上記従来技術を適用し、各無線タグで互いに異なる通信周波数を用いてそれぞれ質問器と通信を行うことが考えられる。

しかしながら、この場合、以下のような不都合が生じる。すなわち、無線タグは小型で簡素な構成であるため、無線タグ回路素子は精密な発振手段を備えていないのが通常である。このため、質問器がある応答器（無線タグ）からの変調信号を受信したとき、当該応答器において上記変調で用いるものとして予め定めていた所定周波数に対し、実際の受信信号の変調周波数は多少のずれが生じている可能性が高い。

そのような場合、受信信号を質問器側で復調した後に複号化したときにエラーが生じやすく、例えば復調後は本来ほぼ完全に直流信号化されるはずの副搬送波成分が上記ずれの影響で低周波数の正弦波成分が残留して正常な復号化が困難となる畏れがある。

本発明の目的は、無線タグを質問対象とする場合であっても、その受信信号を良好に復号化できる無線タグ通信システムの質問器を提供することにある。

上記目的を達成するために、第１の発明は、質問対象の複数の無線タグにて所定の目標応答周波数にてそれぞれ変調された返信信号を受信するための受信手段と、この受信手段で受信された受信信号をデジタル変換するデジタル変換手段と、前記デジタル変換手段で前記デジタル変換された受信信号を振り分ける振分け手段、所定の低域通過フィルタのフィルタ係数の一部を取り出して構成された複数のフィルタからなるポリフェーズフィルタ、及び、このポリフェーズフィルタからの出力をフーリエ変換するフーリエ変換手段、を備え、前記デジタル変換された受信信号を、各無線タグの前記目標応答周波数に対応した所定の受信中心周波数を中心とした周波数帯域ごとに分離し復調する分離復調手段と、解析時の最小周波数間隔が、前記分離復調手段における複数の前記受信中心周波数の間隔より小さく設定され、前記分離復調手段の出力を得るのに必要な最低の入力データ数と同じ個数のデータに、所定数の分解能向上用ダミーデータを付加してフーリエ変換を行い、当該フーリエ変換を用いた周波数解析を実行する、周波数解析手段、及び、前記周波数解析手段の周波数解析結果によって、複数の前記周波数帯域のうち復号を行うべき帯域を判別する判別手段、を備え、前記デジタル変換手段でデジタル変換された受信信号の実際の実応答周波数と前記受信中心周波数との対応関係のずれを検出する検出手段と、前記検出手段で検出したずれに応じた周波数を有する複素周波数関数を、前記分離復調手段で復調された復調受信信号にそれぞれ乗算することにより、前記実応答周波数と前記受信中心周波数とに応じて周波数帯域ごとに前記復調受信信号の補正を行う補正手段と、前記判別結果に応じて選択された帯域に対して、前記補正手段により補正された信号を復号化する復号化手段とを有することを特徴とする。

無線タグを質問対象（＝応答器）とする場合、小型で簡素な構成であって精密な発振手段を備えていないのが通常である。このため、変調すべき所定の応答周波数として予め定めていた目標応答周波数に対し、実際に受信手段で受信した受信信号の変調周波数（実応答周波数）は多少のずれが生じる可能性が高い。本願第１発明においてはこれに対応して補正手段を設け、分離復調手段で所定の受信中心周波数を中心とした（ずれを考慮しない）所定の周波数帯域ごとに分離復調された受信信号を、上記受信中心周波数と実応答周波数のずれに応じて補正する。これにより、上記ずれによる影響を是正し、良好な復号化を行うことができる。

特に、検出手段に設けた周波数解析手段が、フーリエ変換にて周波数解析した変調時の実周波数と分離復調時の受信中心周波数との間のずれに応じ受信信号の補正を行うことにより、上記ずれによる影響を是正し、良好な復号化を行うことができる。

また、周波数解析手段が、周波数解析時の最小周波数間隔を、分離復調時の受信中心周波数間隔より小さくすることにより、周波数解析における分解能を分離復調時の分解能より向上させることができる。

また、周波数解析手段が、分離復調手段の入力データ数と同じ個数のデータでフーリエ変換を行うことにより、分離復調手段に後述するようなフィルタバンク等を用いるとフィルタ処理を行うためには各受信中心周波数に対し複数のデータが必要となる。すなわち、分離復調手段の出力を得るのに必要なデータは受信中心周波数の数よりも多くなり、このデータを用いることで、少なくとも周波数解析における分解能を分離復調時の分解能より高くすることができる。

また、周波数解析手段が、分離復調手段の出力を得るのに必要な最低の入力データ数と同じ個数のデータに、所定数の分解能向上用ダミーデータを付加してフーリエ変換を行うことにより、データ数が多いほど分解能が向上することから、ダミーデータの追加数分、周波数解析における分解能を分離復調時の分解能より確実に向上させることができる。

また、復号化手段は判別手段の判別結果に応じて選択された帯域に対して復号化を行うので、復号化手段は、例えば判別手段で復号化するべきと判別されたもののみを復号化すれば足り、それ以外は復号化しなくてもよくなるため、信号処理の負担を減らすことができる。

また、検出手段で検出した変調時の実周波数と分離復調時の受信中心周波数との間のずれに応じて受信信号の補正を行うことで、上記ずれによる影響を是正し、良好な復号化を行うことができる。特に、検出手段で検出されたずれに応じた複素周波数関数を復調後の受信信号に乗算し、補正を行ってずれによる影響をPLL等の複雑な同期処理を行うことなく簡単に是正することができる。
また、復調手段が、振り分け手段と、ポリフェーズフィルタと、フーリエ変換手段とを備えることにより、各無線タグの目標応答周波数に応じた各受信中心周波数毎に帯域を分離して復調できる。これにより、複数の無線タグからの返信信号を同時に受信し、それを各目標応答周波数別に分離すると同時に復調でき、分離復調手段からの出力（＝フーリエ変換手段からの出力）が複素数として得られるので、周波数ずれに対応した乗算による補正が複数の無線タグに対し同時に可能となる。

第２の発明は、上記第１発明において、前記受信手段は、前記目標応答周波数が特定の周期でホッピングする前記返信信号を受信し、前記補正手段は、前記ホッピングの周期に対応して複素周波数関数の係数を決定することを特徴とする。

これにより、例えばホッピング毎に補正を行ってホッピング周期内ではその補正値を用いる。ホッピング周期が比較的短く、応答周波数の時間変化が無視できる場合は、最初に求めた補正値で、復号が始まる前に周波数補正を終了しその後復号を行うようにすれば、復号中に新たに補正値を求める必要はなく、演算処理が重ならないので、ＣＰＵの処理負担を軽減することができる。

第３の発明は、上記第１又は第２発明において、前記補正手段は、前記分離復調手段に入力される全データが更新されるたびに、前記補正を行うことを特徴とする。

これにより、ホッピング周期が比較的長い場合でも間欠的に補正を行うことができる。また、重複したデータを用いずに周波数解析手段で周波数解析を行うので、効率よく周波数のずれを検出し補正することができる。

本発明によれば、分離復調手段で所定の受信中心周波数を中心とした所定の周波数帯域ごとに分離復調された受信信号を、補正手段で上記受信中心周波数と実応答周波数のずれに応じて補正するので、無線タグを質問対象とする場合であっても、その受信信号を良好に復号化することができる。

以下、本発明の一実施の形態を図面を参照しつつ説明する。

図１は、本実施形態の質問器を含む適用される通信システム１の全体構成を表すシステム構成図である。

図１において、通信システム１は、少なくとも１つの（この例では２つの）本実施形態に係る質問器１０，１１と、例えば無線タグからなる応答器２０，２１，２２，２３とから構成されている。

質問器１０からは主搬送波Ｆc1が送信され、この主搬送波Ｆc1は応答器２０〜２２で受信される。質問器１１からは主搬送波Ｆc2が送信され、この主搬送波Ｆc2は応答器２２，２３で受信される。

応答器２０からは反射波Ｆs1が返送される。このとき、質問器１０から受信した主搬送波Ｆc1を、情報信号（データ）により１次変調した副搬送波（副搬送波）信号ｆs1を用いて変調（２次変調）することにより、反射波Ｆs1が生成される。

また応答器２１からは反射波Ｆs2が返送され、応答器２２からは反射波Ｆs3が返送され、応答器２３からは反射波Ｆs4が返送される。このとき、上記応答器２０と同様、各応答器２１，２２，２３は、受信した主搬送波Ｆc1あるいはＦc2を、情報信号（データ）により１次変調した副搬送波（副搬送波）信号ｆs2，ｆs3，ｆs4を用いて２次変調することにより、反射波Ｆs2，Ｆs3，反射波Ｆs4が生成される。

ここで、上記副搬送波信号の周波数は各応答器２０，２１，２２，２３毎に異なっているとともに、この例では周波数ホッピングが実行されている。図２は、それら副搬送波の周波数ホッピング挙動の一例を表す図であり、主搬送波Ｆc1より主搬送波Ｆc2の方が周波数が高い場合に質問器１０の受信帯域に存在しうる側波帯信号を表している。ただし、主搬送波Ｆc1より高い周波数側のみ示してある。

この場合、側波帯信号の周波数としては、Ｆc1＋Ｆs1，Ｆc1＋Ｆs2，Ｆc1＋Ｆs3の他にＦc2−Ｆs3，Ｆc2−Ｆs4の合計５つの側波帯信号が存在している。そして、図示のように、Ｔ１タイミングでは、周波数の低い方からＦc1＋Ｆs3，Ｆc1＋Ｆs2，Ｆc1＋Ｆs1、Ｆc2−Ｆs4，Ｆc2−Ｆs3の順だったものが、Ｔ２タイミング、Ｔ３タイミング、Ｔ４タイミングと時間が変化するごとに、ランダムに位置が入れ替わる。従って、これらが互いに衝突する確率は非常に小さいので、質問器１０は、各応答器２０，２１，２２からの情報信号の情報信号を取り出すことができる。なお、応答器２２，２３からの返信を受信する質問器１１についても、同様にして衝突確率が低くなり、各応答器２２，２３からの情報信号の情報信号を取り出すことができるようになっている。

図３は、質問器１０，１１の電気的構成を表す機能ブロック図である。

図３において、質問器１０，１１は、デジタル回路部３０と、アナログ回路部４０と、アナログ回路部４０からのアナログ信号をデジタル変換してデジタル回路部３０へ出力するＡ／Ｄ変換器（デジタル変換手段）７０とを備えている。

アナログ回路部４０は、９００ＭＨｚ、２．４ＧＨｚ、５ＧＨｚ等の周波数の主搬送波を発振する発振器４１と、必要に応じて、当該質問器１０，１１のＩＤやホッピングタイミングあるいはホッピングパターン等に基づき、発振器４１で発振された主搬送波をＡＳＫ変調により変調する変調器４２と、この変調器４２で変調された主搬送波を電力増幅する電力増幅器４３と、この電力増幅器４３からの出力をアンテナ（受信手段）４７に伝えるとともに、このアンテナ４７が受信した電波を後述する低雑音増幅器（以下、「ＬＮＡ」と称す。）４５に伝えるように出力と入力の分離を行うサーキュレータ４４と、上記アンテナ４７が受信した応答器２０〜２３からの受信信号を増幅するＬＮＡ４５と、このＬＮＡ４５で増幅された受信信号を発振器４１からの信号とミキシングしてホモダイン検波する主搬送波復調器４６とを備えている。

また、デジタル回路部３０は、上記主搬送波復調器４６でホモダイン検波されＡ／Ｄ変換器７０でＡ／Ｄ変換された受信信号をフィルター処理によりホッピング周波数帯域に対応したチャネルに分離し復調するフィルタバンク１００（分離復調手段）と、上記Ａ／Ｄ変換器７０からの信号をフーリエ変換により周波数解析するＦＦＴ部（周波数解析手段）３２と、このＦＦＴ部の周波数解析結果によって、上記複数の周波数帯域のうち復号を行うべき帯域を判別するチャネル選択部３７（判別手段）と、このチャネル選択部３７で選択された帯域の受信中心周波数（後述）と実際に受信された実応答周波数との周波数ずれ△ｆを検出するずれ検出部３８と、その検出された周波数ずれ△ｆに応じてフィルタバンク１００で分離復調された受信信号を補正する周波数補正部３９と、周波数補正部３９で補正された信号を復号化して元の情報信号を生成する復号器３３（復号化手段）と、復号器３３で生成された各チャネルからの出力を適正なフレームに分離するフレーム分割器３４と、このフレーム分割器３４で分割されたフレームを仕分けするフレーム仕分け器３５と、このフレーム仕分け器３５で仕分けられたフレームを応答器毎に時系列に連結するフレーム連結器３６と、質問器１０，１１全体の制御を行うとともに、フレーム連結器３６で連結された応答器毎に時系列に連結されたデータ信号が入力されるコントローラ３１とを備えている。

図４は、応答器２０，２１，２２，２３の機能的構成を表す機能ブロック図である。

図４において、応答器２０〜２３は、それぞれ、アンテナ６１と、このアンテナ６１に接続された変復調器６０と、デジタル回路部５０とを備えている。

デジタル回路部５０には、応答器２０〜２３全体の制御を行うコントローラ５１と、所定の周波数（＝目標応答周波数）で副搬送波を発振する副搬送波発振器５３と、副搬送波発振器５３で発振された副搬送波をコントローラ５１を介して入力される情報信号で位相変調（ＰＳＫ）で変調（一次変調）する副搬送波変調器５２とが設けられている。副搬送波変調器５２で変調された副搬送波は、変復調器６０に入力されて質問器１０，１１から受信した主搬送波を変調（二次変調）して反射波としてアンテナ６１から送信するように構成されている。

なお、副搬送波発振器５３及び副搬送波変調器５２は、コントローラ５１のクロックを利用して、ソフト的に構成しても良い。また、副搬送波の変調は位相変調（ＰＳＫ）以外に、振幅変調（ＡＳＫ）としても良い。また、副搬送波発振器５３、副搬送波変調器５２は、コントローラ内に設け１チップ化しても良い。

上記のように構成された通信システム１の基本動作原理を以下に順を追って説明する。

まず、質問器１０で、発振器４１から例えば９００ＭＨｚ、２．４ＧＨｚ、５ＧＨｚ等の周波数の主搬送波Ｆc1を発振する。発振器４１で発振された主搬送波Ｆc1は、変調器４２で、コントローラ３１の制御により、質問器１０のＩＤ番号やホッピングタイミングあるいはホッピングパターン等を示す情報により必要に応じＡＳＫ変調が行われ、サーキュレータ４４を介して、アンテナ４７から送信される。

図５（ａ）〜（ｋ）は、一例として、質問器１０及び応答器２０，２１の各部での信号の状態を表す図である。

質問器１０からの主搬送波Ｆc1を受信した応答器２０では、図５（ａ）に示す情報信号を用いて、副搬送波発振器５３で上記目標周波数にて発振された副搬送波を副搬送波変調器５２で位相変調すると、図５（ｂ）に示す副搬送波ｆs1となり、この副搬送波ｆs1を変復調器６０に印加する。

一方、質問器１０からの主搬送波Ｆc1を受信した応答器２１でも、応答器２０と同様の処理が行われ、図５（ｃ）に示す情報信号を用いて、副搬送波発振器５３で発振された副搬送波を副搬送波変調器５２で位相変調すると、図５（ｄ）に示す副搬送波ｆs2となり、この副搬送波信号を変復調器６０に印加する。

このとき、これら副搬送波（目標応答周波数ｆs1，ｆs2）は、例えば図５（ｅ）に示すような周波数配置となっている（横軸は周波数であり、原点「０」は周波数０Ｈｚを表している。）。そして、応答器２０では、変復調器６０で、主搬送波Ｆc1が副搬送波信号ｆs1で振幅変調（あるいは位相変調）されて反射され、アンテナ６１から放射される。アンテナ６１から放射された電波は、図５（ｆ）に示すようなスペクトラムを有する（なお、図５（ｆ）に示すスペクトラムは、Ｆc1に対して上側の側波帯のみを示している。下側の側波帯は図示省略している）。すなわち、この図５（ｅ）において、ｆs1，ｆs2が質問器１０の各周波数帯域における受信中心周波数と一致する副搬送波の目標応答周波数（理想値）を示している。

上記の応答器２０，２１からの受信信号を受信した質問器１０では、受信信号がサーキュレータ４４を介しＬＮＡ４５で増幅され、主搬送波復調器４６において、発振器４１からの信号がミキシングされてホモダイン検波が行われる。受信帯域は、最高ホッピング周波数の側波帯を含む帯域で、隣接する主搬送波周波数は含まない帯域に選ばれる。これは、隣接する主搬送波帯域を含むと、この主搬送波の強度は応答器によって変調反射される反射波より非常に大きいため、相対的に反射波の強度が低下しＳ／Ｎ比が悪くなるためである。

図５（ｇ）は上記のようにしてホモダイン検波が行われた結果を表しており、応答器２０からの反射波の上記（理想）周波数ｆs1の副搬送波信号と、応答器２１からの反射波の上記（理想）周波数ｆs2の副搬送波信号とが混ざった信号が復調される。この復調信号は、Ａ／Ｄ変換器７０によりデジタル値に変換された後、デジタル回路部３０の上記フィルタバンク１００と上記ＦＦＴ部３２とに入力される。

フィルタバンク１００では、（詳細は後述するが）応答器２０からの反射波ｆs1の副搬送波信号及び応答器２１からの反射波ｆs2の副搬送波信号を、ポリフェーズフィルタ（後述）とフーリエ変換によるフィルタリング処理を行い、ホッピング周波数帯域に対応したチャネル（ＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ３，・・・・）に分離すると同時に、分離した信号を復調して時間系列に変換する。この結果、応答器２０からの反射波Ｆs1の図５（ｈ）に仮想的に示すように変調された副搬送波信号から図５（ｊ）に示す波形（略矩形波）の情報信号として復調され、フィルタバンク１００より出力される。（実際は図５（ｊ）に示す波形に対応した数値列が取り出される）。同様に、応答器２１からの反射波Ｆs2の図５（ｉ）に仮想的に示すように変調された副搬送波信号から図５（ｋ）に示す波形（略矩形波）の情報信号が復調され、フィルタバンク１００より出力される。（実際は図５（ｋ）に示す波形に対応した数値列が取り出される）。

このとき、上記のように副搬送波周波数がホッピングすることにより、ホッピング毎に異なったチャネルより副搬送波信号が出力され、それぞれが復調される（詳細は後述）ことにより、もとの情報信号が互いに妨害を与えることなく同時に取り出される。

なお、上記ホッピングに際しては、質問器１０の変調器４２における上記ＡＳＫ変調により、応答器２０，２１，２２に対し周波数ホッピングのタイミング信号を送信しても良く、この場合は応答器２０，２１，２２はタイミング信号受信毎に周波数ホッピングを行うこととなる。また、上述したように質問器１０において受信した応答器２０，２１，２２からの反射波は主搬送波復調器４６でホモダイン検波された後Ａ／Ｄ変換器７０でＡ／Ｄ変換されるが、Ａ／Ｄ変換後のデータをこの周波数ホッピングのタイミングに応じてブロック化し、処理を行うと、後述するフレーム分割処理を簡単に行うことができる。

上述のようにしてフィルタバンク１００の各チャネルから次々に出力された、周波数ホッピング毎に切り換わった副搬送波信号に基づく情報信号は、周波数補正部３９により後述のように補正された後、復号器３３に供給されて復号化（例えば０又は１の２値化処理）される。復号化された情報信号は、フレーム分割器３４によって各チャネルごとに適切なフレームに分離された後、フレーム仕分け器３５によって各応答器２１，２２，２３ごとに仕分けされ、さらにフレーム連結器３６によって時系列に連結されて再構築され、コントローラ３１に入力される。

図６は、上述したようにしてフィルタバンク１００から出力され、フレーム分割器３４によりフレーム分離された各チャネルの出力の一例を表す模式図である。図中、四角枠内の数字は、応答器の番号を示し、数字の後のアルファベットは、時系列を表している（すなわち例えばフレームに含まれる情報が「４ａ」の場合には、応答器２３のＩＤが「４」で、「ａ」はこの情報が時系列で最初であることを示している。尚、このフレームには応答器から送られた他の情報も含まれている）。

図６において、この例では、応答器２０からのデータは、「１ａ」→「１ｂ」→「１ｃ」→「１ｄ」→「１ｅ」→「１ｆ」→「１ｇ」→・・・とデータが続いている。このとき、上記ホッピングによって、データ「１ａ」は時間Ｔ１においてフィルタバンク１００内のチャネル３から出力され、以下、時間Ｔ２でデータ「１ｂ」がチャネル１３より出力→時間Ｔ３でデータ「１ｃ」がチャネル１０より出力→時間Ｔ４でデータ「１ｄ」がチャネル６より出力→時間Ｔ５でデータ「１ｅ」がチャネル８より出力→時間Ｔ６でデータ「１ｆ」がチャネル９より出力→時間Ｔ７でデータ「１ｇ」がチャネル１５より出力、…となっている。

同様に、応答器２１からのデータは、時間Ｔ１でデータ「２ａ」がチャネル９より出力→時間Ｔ２でデータ「２ｂ」がチャネル６より出力→時間Ｔ３でデータ「２ｃ」がチャネル１３より出力→時間Ｔ４でデータ「２ｄ」がチャネル１１より出力→時間Ｔ５でデータ「２ｅ」がチャネル１１より出力→時間Ｔ６でデータ「２ｆ」がチャネル７より出力、…となっている。

また同様に、応答器２２からのデータは、時間Ｔ１でデータ「３ａ」がチャネル１４より出力→時間Ｔ２でデータ「３ｂ」がチャネル７より出力→時間Ｔ３でデータ「３ｃ」がチャネル６より出力→時間Ｔ４でデータ「３ｄ」がチャネル９より出力→時間Ｔ５でデータ「３ｅ」がチャネル１２より出力→時間Ｔ６でデータ「３ｆ」がチャネル１５より出力→時間Ｔ７でデータ「３ｇ」がチャネル５より出力、…となっている。

また同様に、応答器２３からのデータは、時間Ｔ１でデータ「４ａ」がチャネル１５より出力→時間Ｔ２でデータ「４ｂ」がチャネル１２より出力→時間Ｔ３でデータ「４ｃ」がチャネル９より出力→時間Ｔ４でデータ「４ｄ」がチャネル２より出力→時間Ｔ５でデータ「４ｅ」がチャネル６より出力→時間Ｔ６でデータ「４ｆ」がチャネル１１より出力→時間Ｔ７でデータ「４ｇ」がチャネル１３より出力、…となっている。

図７は、上記のようにしてフレーム分割器３４によりフレーム分離されたデータに対する、フレーム仕分け器３５による仕分け及びフレーム連結器３６による連結挙動の一例を表す説明図である。

図７において、質問器１０，１１から無変調で主搬送波の送信を開始すると、各応答器２０，２１，２２，２３からの反射波（ホッピングする副搬送波を含む）がＣＨ１〜ＣＨ９において一括して受信される。この例は上記図６に示した例に対応したもので、最初の一括受信で、副搬送波ｆｓｃ１がＣＨ３で受信されて「１ａ」を識別符号として含んだフレームが得られ、副搬送波ｆｓｃ２がＣＨ９で受信されて「２ａ」を識別符号として含んだフレームが得られ、副搬送波ｆｓｃ３がＣＨ１４で受信されて「３ａ」を識別符号として含んだフレームが得られ、副搬送波ｆｓｃ４がＣＨ１５で受信されて「４ａ」を識別符号として含んだフレームが得られる。

その後、次の一括受信で、副搬送波ｆｓｃ１がＣＨ１３で受信されて「１ｂ」を識別符号として含んだフレームが得られ、副搬送波ｆｓｃ２がＣＨ６で受信されて「２ｂ」を識別符号として含んだフレームが得られ、副搬送波ｆｓｃ３がＣＨ７で受信されて「３ｂ」を識別符号として含んだフレームが得られ、副搬送波ｆｓｃ４がＣＨ１２で受信されて「４ｂ」を識別符号として含んだフレームが得られる。

さらにその次の一括受信で、副搬送波ｆｓｃ１がＣＨ１０で受信されて「１ｃ」を識別符号として含んだフレームが得られ、副搬送波ｆｓｃ２がＣＨ１３で受信されて「２ｃ」を識別符号として含んだフレームが得られ、副搬送波ｆｓｃ３がＣＨ６で受信されて「３ｃ」を識別符号として含んだフレームが得られ、副搬送波ｆｓｃ４がＣＨ９で受信されて「４ｃ」を識別符号として含んだフレームが得られる。

以降、同様に一括受信ごとに各フレームの情報信号が得られる。フレーム連結器３６では、これら各フレームを応答器２０〜２３のＩＤに従って仕分けた後、各応答器２０〜２３ごとに時系列的に連結することにより、図７中右側に示すように、「１ａ、１ｂ、１ｃ」、「２ａ、２ｂ、２ｃ」、「３ａ、３ｂ、３ｃ」、「４ａ、４ｂ、４ｃ」、「５ａ、５ｂ、５ｃ」と各応答器毎の情報信号を得ることができる。

なお、上記の方法では、各応答器２０〜２３からの反射波のホッピングする副搬送波を一括して受信しているので、副搬送波の周波数の衝突が生じたチャネルを、正常な復調ができなかったチャネル、あるいは正常な識別符号が得られなかったチャネル、あるいはエラーが発生したチャネルとして、コントローラ５１が判断できる。従って、副搬送波の周波数の衝突が生じたチャネルを全ての応答器２０〜２３に報知するようにしても良い。これにより、衝突が生じた各応答器２０〜２３を個別に探索して、エラーが発生したことを通知するという複雑な処理は不要となる。衝突が生じたチャネル番号を報知するだけで、そのチャネルを使用した全ての応答器２０〜２３が同時衝突やエラー発生を知ることができる。

以上説明した基本構成及び基本動作の通信システム１において、本実施形態の最も大きな特徴は、上記受信信号について周波数帯域ごとの分離復調を行うフィルタバンク１００の構成及びこのフィルタバンク１００で復調された信号に対し周波数ずれに対応した補正を行うことにある。以下、その詳細を順を追って説明する。

（１）フィルタバンク１００の構成
（１−１）フィルタバンクの原理
図８（ａ）は、一般的なＦＩＲフィルタの構成を表す機能ブロック図である。この図８（ａ）において、ＦＩＲフィルタ２００は、入力データｘ（ｎ）に対し複数個（Ｍ個）の遅延処理部８０−１〜８０−Ｍを連続的に配置し、各遅延処理部８０−１〜８０−Ｍの直前及び処理後出力側に設けたＭ＋１個の乗算部８１−０〜８１−Ｍにおいて係数ｈo（０）〜ｈo（Ｍ−１）を乗じる。この乗算後の各出力を加算部８２で合算し、最終出力ｙ（ｎ）とする。

図８（ｂ）は、このときの周波数特性の一例を表す図であり、上記の係数ｈo（０）〜ｈo（Ｍ−１）をチャネル帯域の半分の帯域の低域通過フィルタとなるように選ぶ（例えば専用のＦＩＲフィルタ設計ソフトで計算）と、これを帯域通過フィルタに変換することにより、フィルタの帯域を低域通過フィルタの２倍とすることができる。なお、図中、ｆsampleはＡ／Ｄ変換器７０のサンプリング周波数を示す。

ここで、上記図８（ａ）で示したＦＩＲフィルタ２００の係数をＮ個おきに取り出し、乗算部８１において係数をｈ０（Ｎ−１）,ｈ０（２Ｎ−１）,...,ｈ０（Ｍ−１）のように並べたサブフィルタｐ０（ｍ）、係数を ｈ０（Ｎ−２）,ｈ０（２Ｎ−２）,...,ｈ０（Ｍ−２）のように並べたサブフィルタｐ１（ｍ）、...、係数を
ｈ０（０）,ｈ０（Ｎ）,...,ｈ０（Ｍ−Ｎ）のように並べたサブフィルタをｐＮ−１（ｍ）とすると、サブフィルタｐ０（ｍ）は図８（ｃ）に示すように表され、サブフィルタｐＮ−１（ｍ）は図８（ｄ）に示すように表すことができる。これらサブフィルタｐ０（ｍ）〜ｐＮ−１（ｍ）のように、所定の低域通過フィルタのフィルタ係数の一部を取り出して構成された複数のフィルタは、ポリフェーズフィルタと呼ばれるものである。

（１−２）フィルタバンクその他の詳細構成
一般に、副搬送波（サブキャリア）変調信号は、目的の情報信号をＡとして、Aexp(j2π・fs・t)で表されるため、これにexp
(-j2π・fs・t)を乗算すれば目的の情報信号Ａを得ることができる。フィルタバンク１００は、このような副搬送波変調信号をチャネルに対応する帯域に分け、各帯域の中心周波数fsnに対し、それぞれその中心周波数に応じたexp
(-j2π・fsn・t)を乗算する機能を備えるものである。

図９は、上記ポリフェーズフィルタを用いた本実施形態の上記フィルタバンク１００及びその周辺機能の詳細構成を表す機能ブロック図である。

図９において、フィルタバンク１００は、サブフィルタｐ０（ｍ）〜ｐＮ−１（ｍ）からなるポリフェーズフィルタ１０１と、上記Ａ／Ｄ変換器７０からの入力信号（入力データ）を、上記ポリフェーズフィルタ１０１のＮ個のサブフィルタｐ０（ｍ）〜ｐＮ−１（ｍ）に順番に振り分ける振分け手段としての振分けスイッチ１０２と、上記ポリフェーズフィルタ１０２からのＮ個の出力をフーリエ変換するフーリエ変換手段としての高速フーリエ変換部（ＦＦＴ部）１０３とを備えている。

ＦＦＴ部１０３からは、フーリエ変換の各サンプリング周波数を中心周波数とし、前述の図８（ａ）に示した低域フィルタの２倍の帯域を持つ帯域通過フィルタを通した信号をベースバンドに変換したもの、すなわち各中心周波数が直流（周波数＝０）となるよう周波数変換、すなわち各チャネルの信号を復調したものが、出力として得られる。このときの出力は複素数で得られるので、Ｉ信号とＱ信号成分とが複素数表示で出力される。なお、ＦＦＴ部に代えて離散フーリエ変換のＤＦＴ部を用いてもよい。ＦＦＴ部の方が変換速度が速いが入力データ数は２のべき乗とする必要があるからである。

以上のような構成により、フィルタバンク１００では、各応答器２０，２１，２２，２３の上記目標応答周波数に応じた各受信中心周波数毎に帯域を分離して復調を行う。その際、複数の応答器２０〜２３からの返信信号を同時に受信し、それを各目標応答周波数別に分離すると同時に復調でき、ＦＦＴ部１０３からの出力が複素数として得られる。この結果、後述するような周波数ずれに対応した乗算による補正が複数の応答器２０〜２３に対し同時に可能となっている。

（２）周波数ずれの発生とその補正
（２−１）周波数ずれの発生する背景
質問器１０，１１で設定されているチャネルの受信中心周波数は、Ａ／Ｄ変換器７０のサンプリング周波数とＦＦＴ部１０３のデータ数によって決まる。このため、Ａ／Ｄ変換器７０のサンプリング周波数が何らかの原因で変動するとチャネルの中心周波数も変動する。

ここで、一般に、応答器２０，２１，２２，２３は（例えば無線タグ回路素子のように）軽量小型を主眼とし、水晶発振回路のような高精度の発振器は用いられない。このため、副搬送波発信器５３で実際に発生する副搬送波周波数ｆs1′ｆs2′は目標周波数ｆs1，ｆs2と若干ずれ、この結果、上記目標周波数に対応させて質問器１０，１１で設定されるチャネル受信中心周波数ｆs1，ｆs2とも若干ずれることとなる（図１０参照）。なお、質問器１０，１１側から同期用のクロック信号を質問時に応答器２０，２１，２２，２３へ送信することも考えられる、この場合も同期後はフリーラン状態となるため、徐々に周波数ずれは大きくなる。

このようにして実際の副搬送波周波数と質問器１０，１１で設定されたチャネルの受信中心周波数とがずれると、ＦＦＴ部１０３の出力として得られる復調信号はそのずれに相当する周波数でＤＣ成分が変動する。すなわち、フィルタバンク１００ではチャネルの中心周波数成分がＤＣに周波数変換されるので、副搬送波は図１０に示した△f１あるいは△f２の周波数の正弦波に変換された復調波形となり（図１１参照）、正常な復号ができなくなる。

（２−２）補正処理
本実施形態では、上記のように目標周波数ｆs1，ｆs2と実際の周波数ｆs1′，ｆs2′との周波数ずれ（偏差）△ｆ１，△ｆ２による弊害を回避するために、上記周波数ずれに応じた補正を行う。

まず、上記周波数ずれを検出しようとする場合、上記フィルタバンク１００に備えれたＦＦＴ部１０３では、前述したＮ点分のデータしか把握できず、サンプリング周波数をＮで割った値が周波数分解能となる。ＦＦＴを行った値が得られる周波数は各チャネルの中心周波数のみとなるため、上記図１０の太線で表される値しか取得できず、周波数ずれを検出することはできない。

そこで、本実施形態では、上記フィルタバンク１００に備えられたＦＦＴ部１０３とは別に、振分けスイッチ１０２の上流側で分岐してデータが供給される上記周波数解析部３２を設ける。周波数解析部３２は、上記データを一時蓄積するバッファ３２Ａと、このバッファ３２Ａに蓄積された全データ（個数Ｍ個）を用いてフーリエ変換により周波数解析を行うＭ点ＦＦＴ部３２Ｂとを備えている。Ｍ点ＦＦＴ部３２Ｂでは、周波数のサンプル点数をＭ点に増やすことで周波数分解能を上記フィルタバンク１００のＦＦＴ部１０３に比べＭ／Ｎ倍に増大させることができる。なお、この意味で、Ｍ点ＦＦＴ部３２Ｂにおけるデータ数Ｍは、フィルタバンクの出力を得るのに必要なデータ数Ｎよりも十分大きく設定されており、この結果として、Ｍ点ＦＦＴ部３２Ｂにおける最小周波数間隔は、フィルタバンク１００における受信中心周波数どうしの間隔よりも小さく設定されている。

上記周波数解析部３２からの信号が入力される上記チャネル選択部３７は、ピーク検出部３７Ａと、チャネル内信号有無判定部３７Ｂとを備えている。応答器２０〜２３からの信号は変調されているためスペクトルが広がっているが、チャネル選択部３７では、上記したＭ点ＦＦＴ部３２Ｂの分解能向上結果によって副搬送波周波数を高い精度で検出でき、ピークが生じている周波数を副搬送波周波数と判断することができる（図１２参照）。このとき、フィルタバンク１００に入力されるデータと同じデータを分岐させて用いて副搬送波周波数を検出していることから、時間的なずれのない副搬送波周波数を検出することができる。

なお、さらに分解能を高めるために、図９に示すように、入力データにバッファ３２Ａにおいて必要な数だけ分解能向上用のダミーデータとしての「０」データを追加することで、ＦＦＴ部３２Ｂにおける入力データ数を増加させても良い。この場合、サンプリング周波数をｆsampleとすると入力データ数がＭ個の場合の周波数分解能はfsample/Ｍであるが、これをＭ＋Ｋ個に増加させると周波数分解能はfsample/（Ｍ+Ｋ）に向上できるので、より正確に副搬送波周波数を検出することができる。

チャネル内信号有無判定部３７Ｂでは、上記Ｍ点ＦＦＴ部３２Ｂにおける周波数解析の結果からチャネル内に所定値以上の強度の信号成分があるかどうかを判定する。所定値以上の強度の信号成分があれば、そのチャネルに副搬送波信号があると判定され、Ｍ点ＦＦＴ部の結果から実際の副搬送波周波数ｆｓ′が算出され、周波数ずれ検出部３８へ出力される。

周波数ずれ検出部３８では、上記実際の副搬送波周波数ｆｓ′とチャネル中心周波数ｆｓの差△ｆを求めて周波数補正部３９へ出力する。周波数補正部３９は、上記周波数ずれ△ｆから補正係数Ｃｋ（ｍ）を
Ｃｋ（ｍ）=ｅｘｐ（−j２πＮｍ△ｆk／ｆsample）
により算出する。

すなわち、前述したようにフィルタバンク１００は、副搬送波変調信号をチャネル毎に帯域に分け、exp (-j2π・fs・t)を乗算する機能を備える。ここで、ｆｓがfs+△fだけ変化すると、フィルタバンク出力はAexp(j2π・(fs+△f)・t)×
exp (-j2π・fs・t)＝ Aexp(j2π・△f・t）となるので、これにCk=exp(-j2π・△f・t)を乗算すれば目的の情報信号Ａを得ることができる。

この補正係数Ｃｋ（ｍ）（ｍによって変化する）は、フィルタバンク１００の上記ＦＦＴ部１０３の対応する出力に設けられた乗算器１０４−０〜１０４−（Ｎ−１）にそれぞれ供給され、出力値に乗じられることで補正が行われる。これにより、上記周波数ずれの影響が補正された正しい復調波形を得ることができる（図１３参照）。以上のようにして、精度の良い復号を復号器３３にて行うことができる。

一方、チャネル内信号有無判定部３７Ｂにてチャネル内に所定強度の信号成分がなかった場合、そのチャネルには副搬送波信号はないと判定し、そのチャネルは復号時に選択されないようにする（周波数補正部３９からの上記補正係数Ｃｋ（ｍ）＝０となるようにする）。これにより当該チャネルについて復号処理は行われない（言い換えれば選択されたチャネルにのみ乗算を行うようにする）ことで、信号処理の負担を減らすことができる。もちろん、図３に示すように、チャネル選択部３７から復号器３３にどのチャネルのみ復号を行えばよいかの制御信号を与えてもよい。

なお、上記チャネル内信号有無判定部３７Ｂにおける判定では、所定のスペクトルパターン（例えば、所定周波数帯域が所定値以上で、それ以外は強度が低下する）かどうかを判定し、副搬送波信号の有無を判定するようにしても良い。この場合、ノイズや他の変調パターンの妨害信号が混入して、所定値以上の信号成分が現れても復号を行わずに副搬送波信号かどうかを迅速に判定できる。

（３）制御フロー
図１４は、上記の動作を実施するためにデジタル回路部３０が実行する制御動作手順を表すフローチャートである。

図１４において、まずステップＳ１０において、各値の初期化を行う。すなわち、対象とするチャネルにおけるピーク近傍第１位置及びピーク近傍第２位置における信号レベルｘmax1及びｘmax2をそれぞれ０とし、各データのサンプル番号（データ位置）ｎを０とし、さらにチャネル番号ｃｈ＝０とする。また、ＦＦＴ部３２Ｂからは上記のようにＭ＋Ｋ個の出力が得られ、それがＮチャネル（但し、実際は折り返し分があり、独立したチャネルはその半分なのでｃｈend＝Ｎ／２とすればよい）に区分けされることから１チャネル当たりのデータ数ｎp=（Ｍ＋Ｋ）／Ｎとなる。この結果、各チャネルにおける最大サンプル番号（データ位置上限）ｎp1＝ｎp−１となる。また上記ピーク近傍第１及び第２位置におけるピーク近傍第１及び第２周波数をそれぞれＦch1＝Ｆch2＝０とする。

以上のようにして初期化が終了したら、ステップＳ２０に移り、ＦＦＴ部３２Ｂよりｎ＝０〜Ｍ＋Ｋ−１までの（Ｍ＋Ｋ）個のデータｘを読み出し、ステップＳ３０に移る。

ステップＳ３０では、上記ステップＳ２０で読み出したデータｘが所定レベルｘlevel以上であるかどうかを判定する。信号レベルが所定レベル以上であればステップＳ３０の判定が満たされ、ステップＳ４０でさらにその信号レベルが上記ピーク近傍第１位置信号レベルｘmax1より大きいかどうかを判定する。

上記したように最初はｘmax1＝０であるからこの判定が満たされてステップＳ５０に移り、ｘmax2の値を、改めてそのｘより小さかったｘmax1の値（ここでは０）とするとともにピーク近傍第２位置周波数Ｆch2の値を、そのｘmax1に対応するＦch1の値（この時点では前述のように０）とする。その後、ステップＳ６０に移り、当該ｘの値を改めてｘmax1とするとともに、そのときのデータ位置ｎをピーク近傍第１周波数Ｆch1とする（データ位置ｎで周波数ｆを特定できる。すなわちf＝ｆsample×ｎ/(Ｍ+Ｋ））。その後、ステップＳ７０に移る。なお、上記ステップＳ３０の判定が満たされない場合は直接ステップＳ７０に移る。

ステップＳ７０では、次のデータの検討に移行するため、データ位置ｎに１を加えた後、ステップＳ８０に移る。

ステップＳ８０ではデータ位置ｎが上記データ位置上限ｎp1より大きいかどうかを判定する。大きくなるまではステップＳ２０に戻って同様の手順を繰り返す。このようにして、順次データ位置ｎを１つずつずらしながら、新たに読み出したｘがそれまでの最大値ｘmax1（＝直前のｘの値）よりも大きい間（ピークに達するまでの間）は、ステップＳ２０→ステップＳ３０→ステップＳ４０→ステップＳ５０→ステップＳ６０→ステップＳ７０→ステップＳ８０→ステップＳ２０→…を繰り返し、新たなｘの値をｘmax1に置き換え（同時にＦch1もｎに置き換え）ながら、そのときの置き換える直前のｘの値をｘmax２とする（同時にＦch2も直前のｎとする）。

このような繰り返しの間に、新たなデータｘがそれまでの最大値ｘmax1（＝直前のｘの値）以下となると、ステップＳ４０の判定が満たされず、ステップＳ９０に移る。ステップＳ９０では、当該新たなデータｘの信号レベルがそれまでのｘmax2（ｘmax1の次に大きなピーク近傍第２位置の信号レベル）より大きいかどうかを判定する。ｘがｘmax2以下の場合は判定が満たされず、このデータｘは検知目標とするピーク位置より離れているとみなされ、上記ステップＳ７０へ移る。ｘがｘmax2より大きい場合は判定が満たされ、ステップＳ１００に移って当該ｘのレベルを新たなピーク近傍第２位置信号レベルｘmax2に設定するとともに、そのデータ位置ｎをピーク近傍第２位置の周波数Ｆch2に設定し、ステップＳ７０に移る。これにより、既に確立したピーク近傍第１位置信号レベルｘmax1よりは小さいが、それ以外のこれまでのデータｘよりは大きい（言い換えれば２番目に大きい）ピーク近傍第２位置信号レベルｘmax2とその周波数Ｆch2が決定される。

その後、上記同様、ステップＳ７０でデータ位置を１つずらしてステップＳ８０を経てステップＳ２０より同様の手順を繰り返す。このようにして、ステップＳ８０の判定が満たされるまで（言い換えれば当該チャネル内の全データの検索が終了するまで）繰り返すことにより、検知したい当該チャネル内の信号ピーク位置をはさんでそれに近いピーク近傍第１位置及び第２位置の周波数が確定される。このような手順が終了してステップＳ８０の判定が満たされたら、ステップＳ１１０に移る。

ステップＳ１１０では、ピーク近傍第１位置周波数Ｆch1が０であるかどうかが判定される。チャネル内に前述の所定レベルを越える信号が受信されていればこの判定は満たされないから、ステップＳ１２０へ移る。

ステップＳ１２０では、上記ピーク近傍第１位置周波数Ｆch1とピーク近傍第２位置周端数Ｆch2との差が１であるかどうか（データサンプリング間隔に等しいかどうか、言い換えれば隣同士のデータであるかどうか）を判定する。通常の山型（凸型）のピーク形状であれば（そうでない例外については後述）前述した原理によりＦch1−Ｆch2＝１となるはずであるからこの判定が満たされ、ステップＳ１３０へ移ってこれらＦch1とＦch2のうち大きい方であるＦch1をピーク位置とみなす。

これにより、実際にアンテナ４７で受信した上記実際の副変調波周波数ｆs1′（又はｆs2′）が検出されたこととなるので、ステップＳ１４０において、これと上記目標周波数ｆs1，ｆs2との偏差である周波数ずれ△ｆ1，△ｆ2を算出する。

一方、チャネル内のデータ分布が、ピーク位置において陥没した略Ｍ字型形状となる場合もありうる。すなわち、副搬送波周波数が位相変調されており、さらに、"０"、"１"の割合が等しい場合には、その平均値であるＦＦＴ部の出力は正相値と逆相値が互いに打ち消し合い、副搬送波周波数で０となる（図１０に対応する図１５（ａ）、図１２に対応する図１５（ｂ）参照）。このような場合は上記ピーク近傍第１位置周波数Ｆch1とピーク近傍第２位置周波数Ｆch2との間は隣同士とならないため、ステップＳ１２０が満たされず、ステップＳ１５０へ移る。

ステップＳ１５０では、上記ピーク近傍第１位置周波数Ｆch1とピーク近傍第２位置周波数Ｆch2と中点をＦchとして設定し、その後ステップＳ１６０でこの中点周波数Ｆchでの信号レベルｘＦchが予め定めた所定値ｘlowより小さいかどうかを（念のために）判定する。小さい場合は上記したような略Ｍ型形状に他ならないこととなるので、判定が満たされてステップＳ１７０に移り、上記中点周波数Ｆchをピーク位置として画定する。ステップＳ１７０が終了したら、ステップＳ１４０に移ってこのピーク位置Ｆchに基づき周波数ずれを算出する。

一方、ｘＦchがｘlow以上である場合には上記略Ｍ型形状というほどの凹みはなく、たまたまｘmax1よりもｘmax2よりも若干小さい信号レベルがそれらｘmax1とｘmax2との間に介在されたに過ぎず、基本的には前述と同様の凸型であることから、上記ステップＳ１３０に移ってＦch1をピーク位置とし、同様にステップＳ１４０に移る。

以上のようにしてステップＳ１４０が終了したら、ステップＳ１８０に移り、前述したように、補正係数Ｃchをｅｘｐ（−j２πＮｍ△ｆk／ｆsample）により算出する。これにより、当該チャネルにおける補正係数の算出が終了して補正処理が完了し、ステップＳ２００に移る。

なお、前述のステップＳ１１０において、チャネル内に信号が受信されていない場合、ピーク近傍第１位置周波数Ｆch1が０となるから、ステップＳ１１０の判定が満たされ、ステップＳ１９０に移って当該チャネルの補正係数Ｃch＝０とし、ステップＳ２００に移る。

ステップＳ２００では、次のチャネルに移って同様の作業を行うための移行準備初期化処理を行う。すなわち、上記ステップＳ１０と同様、ピーク近傍第１及び第２位置信号レベルｘmax1及びｘmax2をそれぞれ０とし、各データのサンプル番号（データ位置）ｎを０とし、上記ピーク近傍第１及び第２位置におけるピーク近傍第１及び第２周波数をそれぞれＦch1＝Ｆch2＝０とする。そして、チャネル番号ｃｈを１加え、チャネルにおける最大サンプル番号（データ位置上限）ｎp1に、１チャネル当たり総データ数ｎpを加える。

その後、ステップＳ２１０では、チャネル番号が最終チャネルに等しくなったかどうかを判定する。最終チャネルにならない間はこの判定が満たされないため、ステップＳ２０に戻って同様の手順を繰り返す。以上のようにして、全チャネルについて、ピーク位置を算出するとともに、対応する補正係数を算出することができる。

以上において、周波数補正部３９及び乗算器１０４−１〜１０４−（Ｎ−１）が、各請求項記載の、分離復調手段で分離復調された受信信号を、受信手段で受信した受信信号の実際の実応答周波数と受信中心周波数とに応じて補正する補正手段を構成し、ＦＦＴ部３２、チャネル選択部３７、及び周波数ずれ検出部３８が、実応答周波数と受信中心周波数との対応関係のずれを検出する検出手段を構成する。

以上のように構成した本実施形態の質問器１０，１１においては、フィルタバンク１００で所定の受信中心周波数ｆs1，ｆs2（図１０参照）を中心とした（ずれを考慮しない）所定の周波数帯域ごとに分離復調された受信信号を、上記受信中心周波数ｆs1，ｆs2と実応答周波数ｆs1′，ｆs2′のずれ△ｆ1，△ｆ2に応じて補正する。これにより、上記ずれによる影響を是正できるので、復号器３３において良好な復号化を行うことができる。

なお、周波数補正部３９における補正係数の決定にあっては、上記副搬送波周波数のホッピングの周期に対応して行ってもよい。例えばホッピングごとに補正係数を決定し、ホッピング周期内ではその補正値を用いる。この場合、ホッピング直後に補正係数が決定でき、分離復調に必要なデータ数と同じデータ数で補正係数を決定するので、復調信号の出力時には補正係数を用いた補正が可能となる。ホッピング周期が比較的短く、応答周波数の時間変化が無視できる場合は、最初に求めた補正値で、復号が始まる前に周波数補正を終了しその後復号を行うようにすれば、復号中に新たに補正値を求める必要はなく、演算処理が重ならないので、ＣＰＵの処理負担を軽減することができる。

また、前述したフィルタバンク１００に入力される全データｘo（ｍ−Ｍ/Ｎ+１）〜ｘＮ−１（ｍ）が更新されるたびに上記補正処理を行うようにしても良い。この場合、ホッピング周期が比較的長い場合でも間欠的に補正を行うことができる。さらに、エラーが所定以上発生した場合に、上記補正処理を行うようにしても良い。

また、図９に対応する図１６に示すように、乗算器１０４−０…の後段位に別途フィルタ（帯域通過フィルタ(ＢＰＦ）あるいは低域通過フィルタ等）１０５を設けても良い。この場合、フィルタバンク１００のフィルタの帯域は広めにしておき、周波数ずれがあっても不要な減衰が生じないようにし、周波数補正後の上記フィルタ１０５において、最適な帯域のフィルタとし、ノイズの少ない復調信号を得てもよい。

また、副搬送波はホッピングしなくてもよく、複数の副搬送波周波数を同時に受信し、復調及び復号を行うシステムであれば足りる。この場合の複数の副搬送波周波数とは、全ての副搬送波周波数を含んでも良いし、いくつかのグループに分割した、１つのグループ内の副搬送波周波数を一括して受信しても良い。

さらに、本発明の適用は高周波部における副搬送波の構成には限定されない。中間周波数に変換してＡＤ変換を行い、主搬送波復調もディジタル処理で行っても良い。

その他、一々例示はしないが、本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲内において、種々の変更が加えられて実施されるものである。

本発明の一実施形態の質問器を含む適用される通信システムの全体構成を表すシステム構成図である。 副搬送波の周波数ホッピング挙動の一例を表す図である。 図１に示した質問器の電気的構成を表す機能ブロック図である。 図１に示した応答器の機能的構成を表す機能ブロック図である。 質問器及び応答器の各部での信号の状態を表す図である。 フィルタバンクから出力され、フレーム分割器によりフレーム分離された各チャネルの出力の一例を表す模式図である。 フレーム分割器によりフレーム分離されたデータに対する、フレーム仕分け器による仕分け及びフレーム連結器による連結挙動の一例を表す説明図である。 一般的なＦＩＲフィルタの構成を表す機能ブロック図、及び周波数特性の一例を表す図、及びポリフェーズフィルタの構成を表す機能ブロック図である。 図３に示したフィルタバンク及びその周辺機能の詳細構成を表す機能ブロック図である。 周波数ずれの挙動を表す説明図である。 図１０に示した周波数ずれを含んだまま復調した場合の挙動を表す説明図である。 周波数解析時における副搬送波周波数の検出を説明するための説明図である。 周波数ずれを補正した後正しく復調された様子を表す説明図である。 デジタル回路部で実行する制御手順を表すフローチャートである。 チャネル内のデータ分布が、ピーク位置において陥没した略Ｍ字型形状となる場合の挙動、及びその場合の周波数解析による副搬送波周波数検出を説明するための説明図である。 後段フィルタを設けた変形例を表す機能ブロック図である。

符号の説明

１ 無線タグ通信システム
１０，１１ 質問器
２０〜２３ 応答器（無線タグ）
３２ ＦＦＴ部（周波数解析手段、検出手段）
３３ 復号器（復号化手段）
３７ チャネル選択部（判別手段、検出手段）
３８ ずれ検出部（検出手段）
３９ 周波数補正部（補正手段）
４７ アンテナ（受信手段）
７０ Ａ／Ｄ変換器（デジタル変換手段）
１００ フィルタバンク（分離復調手段）
１０２ 振分けスイッチ（振分け手段）
１０３ ＦＦＴ部（フーリエ変換手段）
１０４ 乗算器（補正手段）
ｆs1，ｆs2 目標応答周波数（受信中心周波数）
ｆs1′，ｆs2′ 実応答周波数

Claims (3)

1. 質問対象の複数の無線タグにて所定の目標応答周波数にてそれぞれ変調された返信信号を受信するための受信手段と、
   この受信手段で受信された受信信号をデジタル変換するデジタル変換手段と、
   前記デジタル変換手段で前記デジタル変換された受信信号を振り分ける振分け手段、所定の低域通過フィルタのフィルタ係数の一部を取り出して構成された複数のフィルタからなるポリフェーズフィルタ、及び、このポリフェーズフィルタからの出力をフーリエ変換するフーリエ変換手段、を備え、前記デジタル変換された受信信号を、各無線タグの前記目標応答周波数に対応した所定の受信中心周波数を中心とした周波数帯域ごとに分離し復調する分離復調手段と、
   解析時の最小周波数間隔が、前記分離復調手段における複数の前記受信中心周波数の間隔より小さく設定され、前記分離復調手段の出力を得るのに必要な最低の入力データ数と同じ個数のデータに、所定数の分解能向上用ダミーデータを付加してフーリエ変換を行い、当該フーリエ変換を用いた周波数解析を実行する、周波数解析手段、及び、前記周波数解析手段の周波数解析結果によって、複数の前記周波数帯域のうち復号を行うべき帯域を判別する判別手段、を備え、前記デジタル変換手段でデジタル変換された受信信号の実際の実応答周波数と前記受信中心周波数との対応関係のずれを検出する検出手段と、
   前記検出手段で検出したずれに応じた周波数を有する複素周波数関数を、前記分離復調手段で復調された復調受信信号にそれぞれ乗算することにより、前記実応答周波数と前記受信中心周波数とに応じて周波数帯域ごとに前記復調受信信号の補正を行う補正手段と、
   前記判別結果に応じて選択された帯域に対して、前記補正手段により補正された信号を復号化する復号化手段と
   を有することを特徴とする無線タグ通信システムの質問器。
2. 請求項１記載の無線タグ通信システムの質問器において、
   前記受信手段は、前記目標応答周波数が特定の周期でホッピングする前記返信信号を受信し、
   前記補正手段は、前記ホッピングの周期に対応して複素周波数関数の係数を決定することを特徴とする無線タグ通信システムの質問器。
3. 請求項１又は２記載の無線タグ通信システムの質問器において、
   前記補正手段は、前記分離復調手段に入力される全データが更新されるたびに、前記補正を行うことを特徴とする無線タグ通信システムの質問器。
   

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