JP4339030B2 - Self-excited switching power supply circuit oscillation control method - Google Patents

Self-excited switching power supply circuit oscillation control method Download PDF

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自励式スイッチング電源回路の発振制御方法に関し、更に詳しくは、トランスの一次巻線に流れる励磁電流を停止させた際に、二次出力巻線からトランスに蓄積されたエネルギーを放出するフライバック型自励式スイッチング電源回路の発振制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路は、安定化電源として、バッテリーチャージャーやＡＣアダプタなどに用いられている。スイッチ素子の駆動方式（スイッチング方式）を大別すると、自励発振方式と他励発振方式とに分けられ、自励発振方式は、トランスなどのインダクタンス部品の帰還巻線に表れる電圧を、駆動信号としてスイッチ素子の制御端子に正帰還させ、発振動作を行うものである。
【０００３】
そのような自励式スイッチング電源回路の発振制御方法として、図６に示すような回路による制御方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
以下、この従来の自励式スイッチング電源回路１００の発振制御方法を、図６乃至図１０を用いて説明すると、図中１は、電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、１ａは、その高圧側端子、１ｂは、低圧側端子である。また、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の帰還巻線、２ｃは、トランス２の二次出力巻線であり、３は、発振用電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）である。２１は、回路起動時において、このＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス（換言すればスレッショルド電圧ＶＴＨ以上のゲート電圧）を与えるために用いられている起動用抵抗であり、起動用抵抗２１に直列に接続された電気抵抗２５は、起動用抵抗２１に対して小さい抵抗値であり、これにより直流電源１の電圧を分圧し、低い直流電圧が出力された場合には、回路が起動しないようにしたものである。
【０００５】
６は、ゲートへの過大入力を防ぐツェナーダイオード、１２は、帰還抵抗２３とともにオン制御回路を構成し、帰還巻線２ｂとＦＥＴ３のゲートとの間に直列に接続される帰還コンデンサ、２４は、ゲートへの過大入力を阻止する為の電気抵抗、５は、コレクタをゲートへエミッタを低圧側端子１ｂへ接続した制御用トランジスタ素子である。また、２２は、制御用コンデンサ１１とともに発振安定化回路を構成する制御用抵抗であり、制御用コンデンサ１１との接続点は、制御用トランジスタ素子５のベースに接続している。
【０００６】
二次出力巻線２ｃ側に示される４と１３は、それぞれ、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオード及び平滑コンデンサであり、二次出力巻線２ｃの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力する。
【０００７】
この自励式スイッチング電源回路１００の基本的な自励発振動作について説明すると、始めに、電源１の高圧側端子１ａと低圧側端子１ｂに直流電圧が加えられると、起動用抵抗２１を介して帰還コンデンサ１２が充電され（図中下の電極が＋で上が−の極性）、帰還コンデンサ１２の充電電圧は、徐々に上昇する。
【０００８】
帰還コンデンサ１２の充電電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達すると、ＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス電圧が印加され、ＦＥＴ３がターンオンする（ドレイン−ソース間が導通する）。
【０００９】
ＦＥＴ３がターンオンし、直列に接続された一次巻線２ａに直流電源１から励磁電流が流れ始めると、トランス２の各巻線には誘導起電力が生じ、トランス２に励磁エネルギーが蓄積される。このとき、帰還巻線２ｂに発生した駆動信号としての電圧は、制御用抵抗２２を介して制御用コンデンサ１１を充電し、制御用トランジスタ５のベース電圧が上昇する（図７（ａ）のｔ１２からｔ１０）。
【００１０】
また、ｔ１２からｔ１０で表すＦＥＴ３のオン期間中は、帰還巻線２ｂに発生する誘起電圧が、帰還コンデンサ１２の充電電圧に重畳し、ＦＥＴ３のゲート電圧（図７（ｂ））をそのスレッショルド電圧ＶＴＨ以上の電圧に維持する。このとき、ツェナーダイオード６によって、ゲートへの過大入力が阻止される。
【００１１】
制御用コンデンサ１１が充電され、その充電電圧（制御用トランジスタ５のベース電圧）が所定のバイアス電圧以上に達する（図７（ａ）のｔ１０）と、制御用トランジスタ５にべース電流が流れてコレクタ−エミッタ間が導通状態になる。その結果、ＦＥＴ３のゲートは、制御用トランジスタ５を介して実質的に低圧側端子１ｂと短絡状態となり（図７（ｂ））、ＦＥＴ３はターンオフする。
【００１２】
こうしてＦＥＴ３がターンオフし、トランスに流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線にはいわゆるフライバック電圧（誘導逆起電力）が生じる（図７（ｄ）のｔ１０からｔ１１）。このとき、二次出力巻線２ｃに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４とコンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路によって整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。
【００１３】
一方、帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、出力側に接続された負荷により二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧によって、帰還コンデンサ１２が充電される（図６において下の電極が＋で上が一の極性）。
【００１４】
このとき、ツェナーダイオード６は、ＦＥＴ３のゲートに逆バイアスをかけ、かつ、低圧端子１ｂ側から帰還コンデンサ１２を充電する充電電流のパスとして作用する。
【００１５】
誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｃに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わる（図７（ｄ）のｔ１１時）と、ゲートに対して逆バイアスとして作用していた帰還巻線２ｂのフライバック電圧が降下し、それまで帰還コンデンサ１２に保持されていた充電電圧により、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越え（図７（ｂ）のｔ１２）、ＦＥＴ３が再びターンオンし、このようにして一連の発振動作が繰り返される。
【００１６】
このように自励発振する自励式スイッチング電源回路１００において、トランス２の二次側には、出力線２０ａ、２０ｂ間の電圧を監視し、ＦＥＴ３のオンデューティを変化させ、出力線２０ａ、２０ｂ間の出力電圧を安定化させる回路が備えられている。
【００１７】
すなわち、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間には、２つの分圧抵抗３０、３１が直列に接続され、その中間タップ３２を、誤差増幅器３３の反転入力端子に接続することにより、反転入力端子に出力電圧の分圧を入力している。また、誤差増幅器３３の非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、基準電源３４が接続され、非反転入力端子に、出力電圧の分圧と比較するための基準電圧を入力している。
【００１８】
誤差増幅器３３の出力側には、フォトカプラ発光素子３５が接続され、フォトカプラ発光素子３５は、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続することによって、駆動電源の供給を受けている。尚、直列に接続された電気抵抗３７とコンデンサ３８は、誤差増幅器３３を安定動作させるための交流負帰還素子である。
【００１９】
一方、一次側の起動用抵抗２１の一側（ＦＥＴ３のゲート側）と制御用トランジスタ５のベース間には、フォトカプラ発光素子３５とフォトカップルするフォトカプラ受光素子３９が接続されている。
【００２０】
これらの回路構成によって、例えば、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が所定の設定電圧（例えば、６Ｖ）より上昇すると、誤差増幅器３３の反転入力端子に入力される分圧も上昇し、基準電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００２１】
その結果、フォトカプラ発光素子３５は発光し、フォトカプラ受光素子３９が受光することにより、フォトカプラ受光素子３９はオン動作状態となる。ターンオフ工程の後、トランス２の帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、逆バイアス状態のツェナーダイオード６からオン動作状態となっているフォトカプラ受光素子３９を経由して、制御用コンデンサ１１を充電する。帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧により制御用コンデンサ１１は、逆方向に充電されるが（図６において上が−で下が＋の極性）、フォトカプラ受光素子３９の電流によって、この逆方向の電圧は小さくなり、図７（ａ）のｔ１２時の電圧値は高くなる。従って、直後のＦＥＴ３がターンオンしてから制御用トランジスタ５のベースが動作電圧に達するまでの時間、すなわちオン時間（図７（ｃ）のｔ１２からｔ１０間）が減少することによって、トランス２に蓄積されるエネルギーが減少し、出力電圧が低下する。
【００２２】
逆に、出力電圧が設定電圧より低下すると、フォトカプラ発光素子３５は、発光しないので、起動用抵抗２１の一側と制御用トランジスタ５のベース間は、遮断され、制御用コンデンサ１１の充電は、制御用抵抗２２を介してのみ行われる。従って、充電時間は遅れ、ＦＥＴ３のオン時間が増加し、出力電圧は上昇し、このように発振制御を行うことにより、出力電圧を設定電圧とする定電圧制御が行われる。
【００２３】
つまり、この従来の自励式スイッチング電源回路１００の発振制御方法では、出力線２０ａ、２０ｂ間に、重い負荷（消費電力が大きい負荷）が接続された場合には、出力電圧が低下するので、ＦＥＴ３のオン時間がより長くなるように、逆に軽負荷（消費電力の小さい負荷）が接続された場合には、出力電圧が上昇するので、ＦＥＴ３のオン時間が短縮されるように、発振制御される。
【００２４】
図８は、出力線２０ａ、２０ｂ間に、自励式スイッチング電源回路１００の定格より軽い負荷が接続された場合の図７の各動作波形をより長い時間連続して表したもので、連続発振によりトランス２に蓄積されるエネルギーが負荷により消費されるエネルギーを上回ることとなった例えば図中Ｔａ時には、ターンオフ後の出力電圧が設定電圧を越えているので、次の発振の際のオン時間が短縮される。一次巻線２ａに流れる最大励磁電流は、ほぼＦＥＴ３のオン時間に比例する（図７（ｃ）参照）ので、オン時間が短縮されれば、発生するフライバック電圧も低下し、ターンオフしてからフライバック電圧が消失するまでのエネルギー放出時間が短くなり、オフ時間が短縮される。
【００２５】
つまり、オン時間とオフ時間ともに短縮していくので発振周波数が上昇し、この現象は出力電圧が設定電圧以下とならない限り連続し、結局、次の発振を起動できない程度にオン時間が短縮した図８のＴｂ時で発振が停止する。
【００２６】
自励発振が停止したＴｂ後であっても、出力線２０ａ、２０ｂ間の出力電圧が設定電圧を越えている間は、フォトカプラ受光素子３９が受光することにより、制御用トランジスタ５はオン動作し、これによってＦＥＴ３のゲート電圧はスレッショルド電圧以下に保たれ、ＦＥＴ３はターンオンしない。
【００２７】
出力線２０ａ、２０ｂ間に接続された負荷によりエネルギーが消費され、出力電圧が徐々に低下し設定電圧以下となると、フォトカプラ受光素子３９は受光しなくなるので、既述したように、起動用抵抗２１を介して帰還コンデンサ１２が充電され、帰還コンデンサ１２の充電電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達することにより、図８のＴｃ時に再びＦＥＴ３がターンオンする。
【００２８】
図９は、Ｔｃ時の起動後の図７の各動作波形を拡大して表したもので、起動直後は、制御用コンデンサ１１が充電されていないので、制御用トランジスタ５のベース電圧は、ほぼ接地電位であり、ターンオン後に発生する励磁電圧によってすぐに制御トランジスタ５がオン動作し、ＦＥＴ３はターンオフする。つまり、オン時間が非常に短く、その結果ターンオフ後に発生するフライバック電圧も低圧で消失するまでのオフ時間も短い。しかし、フライバック電圧が発生することにより、制御用コンデンサ１１は、逆方向に充電され（図６において上が−で下が＋の極性）、制御用トランジスタ５のベースには、逆バイアスがかかった状態となる。従って、次の発振において、ＦＥＴ３がターンオンしてから制御用トランジスタ５のベースが動作電圧に達するまでの時間、すなわちオン時間はより長くなり、オン時間が長くなることによりフライバック電圧の消失時間、すなわちオフ時間も長くなる。
【００２９】
このようにオン時間とオフ時間が共に長くなり、発振周期が長くなる現象は、図８、図９に示すように、出力電圧が設定電圧を越え出力電圧の制御が開始されるＴａ時まで連続する。
【００３０】
つまり、定格より軽い負荷が出力線２０ａ、２０ｂ間に接続している限り、Ｔｃ時からＴｂ時までの発振動作と、Ｔｂ時からＴｃ時までの休止動作を繰り返し、これをより長い時間間隔でみれば、出力電圧は、図１０に示すように、設定電圧である６Ｖを頂点に変動し、発振動作中のＴｃ時からＴｂ時に上昇し、休止動作中のＴｂ時からＴｃ時に下降する。
【００３１】
又、他の従来の発振制御方法として、補助電源を用いて帰還コンデンサ１２を充電し、出力の実効値低下を防止する図１１に示す回路２００による制御方法が知られている（例えば、特許文献２参照）。
【００３２】
図１１に示す自励式スイッチング電源回路２００は、図６に示す電源回路１００と基本動作は同一であるので、対応する構成には同一番号を付し、異なる構成と作用について以下に説明する。
【００３３】
この自励式スイッチング電源回路２００の発振制御方法では、一次巻線２ａに励磁電流が流れるオン時間中は、帰還巻線２ｂに生じる誘起電圧によって、電気抵抗４０と整流ダイオード４１を介して補助コンデンサ４４を充電する。その後、ＦＥＴ３がターンオフし、一次巻線２ａの励磁電流が停止するオフ時間中は、オン時間中に補助コンデンサ４４に充電されていた充電電圧によって、整流ダイオード４２と電気抵抗４３を介して帰還コンデンサ１２を充電する。
【００３４】
これにより、消費電力を低減させるため高い抵抗値の起動用抵抗２１を介して帰還コンデンサ１２を充電する場合でも、補助コンデンサ４４からも充電を受けるので、短時間に充電し、オン動作に復帰させることができる。
【００３５】
【特許文献１】
特開２００２−５１５４６号
【特許文献２】
特開２００１−３２７１６４
【００３６】
【発明が解決しようとする課題】
従来の自励式スイッチング電源回路１００の発振制御方法では、自励発振の周波数が出力電圧に応じて周期的に変化し、特に発振周波数が上昇する図８のＴａ時からＴｂ時にかけては、自励式スイッチング電源回路１００全体でのエネルギー損失が多くなり、伝達効率が低下するものとなる。
【００３７】
また、出力側では、発振動作と休止動作を繰り返す間欠発振動作となる為に、出力電圧に図１０に示すようなリプル電圧が発生し、ノイズの原因となるという問題があった。
【００３８】
更に、自励式スイッチング電源回路２００の発振制御方法では、補助電源を用いて帰還コンデンサ１２を充電するものであるが、過剰な充電電流が発生した場合には、オフ時間中であってもＦＥＴ３のゲートがスレッショルド電圧ＶＴＨ以上となり、フライバック電圧が消失するまでオフ動作すべきＦＥＴ３がスイッチ素子としての機能を果たさなくなるという問題があった。
【００３９】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、軽い負荷が出力線に接続されても、自励発振の周波数が上昇することがなく、エネルギー損失が少ない自励式スイッチング電源回路の発振制御方法を提供することを目的とする。
【００４０】
また、間欠発振動作に移行せず、ノイズの原因となるリプル電圧が発生しない自励式スイッチング電源回路の発振制御方法を提供することを目的とする。
【００４１】
また、補助電源を用いて帰還コンデンサを充電する場合であっても、発振用主スイッチ素子が誤動作しない自励式スイッチング電源回路の発振制御方法を提供することを目的とする。
【００４２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の自励式スイッチング電源回路の発振制御方法は、直流電源に対してトランスの一次巻線と直列に接続した発振用主スイッチ素子の制御端子にオン制御電圧を加え、発振用主スイッチ素子をターンオンさせて一次巻線に励磁電流を流すターンオン工程と、ターンオン工程の後、一次巻線に直列に接続する抵抗に、前記励磁電流を流し、抵抗の両端に発生する電圧で、抵抗と閉ループを形成する制御用コンデンサを充電し、発振用主スイッチ素子の制御端子と直流電源の低圧側端子間に接続された副スイッチ素子の副制御端子電圧を、副制御端子に接続する制御用コンデンサの充電電圧でオン制御電圧として副スイッチ素子をオン制御し、制御端子の電圧をオフ制御電圧とし、発振用主スイッチ素子をターンオフさせて一次巻線に流れる励磁電流を停止するターンオフ工程と、ターンオフ工程の後、トランスの二次出力巻線に発生するフライバック電圧を整流平滑化し、出力線へ出力電圧として出力する出力工程とを備え、ターンオフ工程の後、トランスの帰還巻線に発生するフライバック電圧で帰還コンデンサを充電するとともに、制御用コンデンサの充電電圧を閉ループを形成する抵抗へ放電し、副制御端子電圧をオフ制御電圧として副スイッチ素子をオフ制御した後、帰還コンデンサの充電電圧を発振用主スイッチ素子の制御端子へ正帰還させ、制御端子をオン制御電圧に引き上げ、再びターンオン工程から各工程を繰り返す自励式スイッチング電源回路の発振制御方法であって、
ターンオフ工程の後、出力電圧を所定の設定電圧と比較し、出力電圧が所定の設定電圧を越えている間は、トランスのいずれかの巻線に発生するフライバック電圧で充電される駆動用コンデンサの充電電圧を副制御端子に加えて副スイッチ素子をオン制御し、出力電圧が設定電圧以下となったときに、駆動用コンデンサと副制御端子を遮断し、オン制御している副スイッチ素子をオフ制御し、ターンオン工程へ移行させることを特徴とする。
【００４３】
軽負荷が出力線間に接続している場合には、ターンオフ工程の後、二次出力巻線に発生するフライバック電圧が消失した後も、出力電圧は設定電圧を越え、出力電圧が設定電圧を越えている間は、トランスのいずれかの巻線に発生するフライバック電圧で充電される駆動用コンデンサの充電電圧が副制御端子に加わり、副制御端子電圧をオン制御電圧に保つので、副スイッチ素子がオン制御され、発振用主スイッチ素子はターンオンせず、ターンオン工程に移行しない。
【００４４】
負荷の電力消費により出力電圧が設定電圧以下となると、制御用コンデンサの充電電圧が閉ループを形成する抵抗へ放電され、副制御端子電圧がオフ制御電圧となり副スイッチ素子がオフ制御され、発振用主スイッチ素子の制御端子は、帰還コンデンサの充電電圧でオン制御電圧に引き上げられ、発振用主スイッチ素子がターンオンして、ターンオン工程に移行する。
【００４５】
出力線に接続される負荷の重さにより、個々の発振周期において次の発振の為の発振用主スイッチ素子のターンオンまでの時間が調整され、軽い負荷が接続された場合であっても発振周波数は上昇しない。
【００４６】
また、トランスに蓄積されるエネルギーも、各発振周期で負荷の重さにかかわらず一発振周期内に消費されるので、出力電圧が低下せずに間欠発振動作に移行することがなく、リプル電圧が発生しない。
【００４７】
また、少なくともフライバック電圧が消滅するまでは、副スイッチ素子がオン制御され、発振用主スイッチ素子の制御端子は、オン制御電圧に引き上げられることがないので、帰還コンデンサに過剰な充電電流が流れても、発振用主スイッチ素子は誤動作しない。
【００４８】
請求項２の自励式スイッチング電源回路の発振制御方法は、出力線に許容最大消費電力の負荷が接続された状態で、フライバック電圧が消失した時に、出力電圧が設定電圧以下となり、ターンオン工程へ移行するように、オン時間及び／又は設定電圧を調整することを特徴とする。
【００４９】
トランスに発生する電力は、ターンオフした際に一次巻線に流れる励磁電流の二乗に比例し、この励磁電流はオン時間に略比例して上昇するので、オン時間により、トランスに発生する電力を調整できる。
【００５０】
出力線に接続可能な負荷の最大消費電力とトランスに発生する電力が釣り合うようにオン時間を調整すれば、フライバック電圧が消失した時に出力電圧が低下する。従って、オン時間と設定電圧のいずれか一方、若しくは双方を調整することによって、フライバック電圧が消失した時に、出力電圧を設定電圧以下とすることができ、最も重い負荷が接続された状態で、オフ調整時間Ｔａｄを設けることなく速やかにターンオン工程に移行させることができる。
【００５１】
また、許容最大消費電力の負荷に対して軽い負荷を出力線に接続した場合には、フライバック電圧が消失してから、出力電圧が設定電圧以下に低下するまでのオフ調整時間Ｔａｄが経過した後、ターンオン工程に移行する。
【００５２】
請求項３の自励式スイッチング電源回路の発振制御方法は、直流電源に対してトランスの一次巻線と直列に接続した発振用電界効果トランジスタのゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨ以上に引き上げ、発振用電界効果トランジスタをターンオンさせて一次巻線に励磁電流を流すターンオン工程と、ターンオン工程の後、一次巻線に直列に接続する抵抗に、前記励磁電流を流し、抵抗の両端に発生する電圧で、抵抗と閉ループを形成する制御用コンデンサを充電し、発振用電界効果トランジスタのゲートと直流電源の低圧側端子間に接続された制御用トランジスタのベース電圧を、ベースに接続する制御用コンデンサの充電電圧でオン制御電圧として制御用トランジスタをオン制御し、ゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨ未満とし、発振用電界効果トランジスタをターンオフさせて一次巻線に流れる励磁電流を停止するターンオフ工程と、ターンオフ工程の後、トランスの二次出力巻線に発生するフライバック電圧を整流平滑化し、出力線へ出力電圧として出力する出力工程とを備え、ターンオフ工程の後、トランスの第１帰還巻線に発生するフライバック電圧で帰還コンデンサを充電するとともに、制御用コンデンサの充電電圧を閉ループを形成する抵抗へ放電し、制御用トランジスタのベース電圧をオフ制御電圧として制御用トランジスタをオフ制御した後、帰還コンデンサの充電電圧を発振用電界効果トランジスタのゲートへ正帰還させ、ゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨに引き上げ、再びターンオン工程から各工程を繰り返す自励式スイッチング電源回路の発振制御方法であって、
ターンオフ工程の後、トランスの第２帰還巻線に発生するフライバック電圧で駆動用コンデンサを充電し、出力電圧が所定の設定電圧を越えている間、トランスの二次側のフォトカプラ発光素子を発光し、フォトカップルするトランスの一次側のフォトカプラ受光素子を動作させ、第２帰還巻線に発生するフライバック電圧若しくは動用コンデンサの充電電圧を制御用トランジスタのベースに加えて、制御用トランジスタをオン制御し、出力電圧が設定電圧以下となったときに、フォトカプラ受光素子の動作を停止させ、第２帰還巻線に発生するフライバック電圧若しくは動用コンデンサの充電電圧を制御用トランジスタのベースから遮断し、制御用トランジスタをオフ制御し、ターンオン工程へ移行させることを特徴とする。
【００５３】
出力線に接続された負荷が軽い場合には、フライバック電圧が低下した後も、整流平滑化した出力線の電位低下が遅く高電圧を保つので、フォトカプラ受光素子が動作し、制御用トランジスタをオン制御する。その結果、フライバック電圧が低下し、帰還コンデンサの充電電位が発振用電界効果トランジスタのゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨ以上に引き上げターンオンするタイミングとなっても、第２帰還巻線に発生するフライバック電圧若しくは駆動用コンデンサの充電電圧が制御用トランジスタのベースに加わり、ベース電圧をオン制御電圧に保ち、制御用トランジスタが実質的に発振用電界効果トランジスタのゲートと低圧側端子間を短絡するので、発振用電界効果トランジスタはターンオン工程に移行しない。
【００５４】
負荷の電力消費により、出力電圧が設定電圧以下となると、フォトカプラ受光素子の動作が停止し、制御用コンデンサの充電電圧が閉ループを形成する抵抗へ放電され、ベース電圧がオフ制御電圧となるので、制御用トランジスタはオフ制御され、その結果、帰還コンデンサの充電電位が発振用電界効果トランジスタのゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨ以上に引き上げ、ターンオン工程に移行する。
【００５５】
従って、各発振毎に、ターンオンのタイミングを遅らせるオフ調整時間Ｔａｄが発生するが、軽い負荷が接続されても、発振周波数は上昇しない。
【００５６】
また、個々の発振毎に、負荷の大きさに応じて、トランスに蓄えられるエネルギーが次の発振を遅らせることにより調整されるので、間欠発振に移行せず、リプル電圧が発生しない。
【００５７】
また、少なくともフライバック電圧が消滅するまでは、制御用トランジスタがオン制御され、発振用電界効果トランジスタのゲート電圧はスレッショルド電圧ＶＴＨ以上に引き上げられることがないので、帰還コンデンサに過剰な充電電流が流れても、発振用電界効果トランジスタが誤動作しターンオンすることはない。
【００５８】
請求項４の自励式スイッチング電源回路の発振制御方法は、第１帰還巻線の両側に、発振用電界効果トランジスタのゲートを介して直列に接続される制御用トランジスタと帰還コンデンサが接続することにより閉ループが形成され、ターンオフ工程の後、トランスの第１帰還巻線に発生するフライバック電圧で充電される帰還コンデンサは、オン制御される制御用トランジスタのエミッタ、コレクタ間に流れる充電電流で充電されることを特徴とする。
【００５９】
発振用電界効果トランジスタの動作を制御する制御用トランジスタが、ターンオフ後に発生するフライバック電圧で帰還コンデンサを充電する充電パスを兼ねるので、フライバック電圧による充電電流が流れ、ターンオン工程では、逆方向の放電を阻止する整流ダイオード等による充電経路を別に設ける必要がない。
【００６０】
フライバック電圧が消失した後に、制御用トランジスタがオン動作している場合であっても、制御用トランジスタを介して閉ループを、自由振動による充、放電電流が流れるので、充電電位は緩やかに低下する。その結果、帰還コンデンサの充電電位は、少なくとも出力電圧が設定電圧以下に低下するまで、ゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨ以上に引き上げられる電位に保たれる。
【００６１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態について、図１乃至図５を用いて詳細に説明する。図１は、本発明の一実施の形態に係る発振制御方法を行うための自励式スイッチング電源回路１０の構成を示す回路図である。本実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０は、図６で示した従来の自励式スイッチング電源回路１００と主要な回路及び回路素子が共通するものであるので、同一の構成には同一の番号を付けて、その説明を省略する。
【００６２】
図１に示すように、トランス２は、一次側に一次巻線２ａと、一次巻線２ａと同一方向に巻回された第１帰還巻線２ｂ、及び一次巻線２ａと逆方向に巻回され第２帰還巻線２ｄが配設され、二次側に二次出力巻線２ｃが配設されている。
【００６３】
一次巻線２ａは、直流電源１に対して、発振用主スイッチ素子を構成する発振用電界効果型トランジスタ（以下、ＦＥＴという）３と直列に接続され、ＦＥＴ３のオンオフ動作により、一次巻線２ａに流れる励磁電流がオンオフ制御される。
【００６４】
ＦＥＴ３は、ここではＭＯＳＦＥＴが用いられ、ドレインを一次巻線２ａに接続し、ソースを一次電流検出抵抗５１を介して直流電源１の低圧側端子１ｂに接続している。
【００６５】
また、ゲートは、直流電源１に対して直列に接続された起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１に、ゲートへの過大入力を阻止する電気抵抗２４を介し接続している。起動用抵抗２１と電気抵抗２５のそれぞれの抵抗値は、１．５ＭΩと１００ｋΩであり、これにより２００Ｖ前後の不安定な直流電源１の電源電圧が著しく低下した場合には、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達することなく、発振動作しないようになっている。
【００６６】
接続点Ｊ１と第１帰還巻線２ｂの間には、オン制御回路を構成する帰還コンデンサ１２及び帰還抵抗２３が直列に接続され、第１帰還巻線２ｂの他側は、直流電源１の低圧側端子１ｂに接続している。
【００６７】
また接続点Ｊ１と低圧側端子１ｂ間には、ＦＥＴ３のゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨ未満に低下させターンオフさせる副スイッチ素子となる制御用トランジスタ５が配置されている。ここでは、制御用トランジスタ５として、コレクタを接続点Ｊ１へ、エミッタを低圧側端子１ｂへ接続させたＮＰＮ型トランジスタを用いている。
【００６８】
第２帰還巻線２ｄの一側は、直列に接続された整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ５５を介して直流電源１の低圧側端子１ｂに接続し、また他側は、直接直流電源１の低圧側端子１ｂに接続し、これにより閉ループが形成されている。
【００６９】
整流ダイオード５４は、駆動用コンデンサ５５の充電方向を順方向として配設され、これにより第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧で駆動用コンデンサ５５が充電されるようになっている。
【００７０】
整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ５５の接続点Ｊ２は、フォトカプラ受光素子３９と制御用コンデンサ５３を介して低圧側端子１ｂに接続し、フォトカプラ受光素子３９と制御用コンデンサ５３の直列接続点Ｊ３を制御用トランジスタ５のベースへ接続している。
【００７１】
直列接続点Ｊ３、すなわち制御用トランジスタ５のベースは、電気抵抗５２を介して、ＦＥＴ３と一次電流検出抵抗５１の接続点Ｊ４へも接続し、一次電流検出抵抗５１による電圧降下が一定値以上となると、ベース電圧が上昇し、制御用トランジスタ５がオン動作するようになっている。
【００７２】
フォトカプラ受光素子３９は、トランス２の二次側のフォトカプラ発光素子３５とフォトカップルして動作するもので、ここではフォトカプラ発光素子３５からの光を受光した際に、接続点Ｊ２からＪ３へその受光量に比例した電流を流すように動作する。
【００７３】
トランスの二次出力巻線２ｃは、二次出力巻線２ｃと直列に整流用ダイオード４と、二次出力巻線２ｃと並列に平滑コンデンサ１３が接続され、出力側の整流平滑化回路を構成している。
【００７４】
この自励式スイッチング電源回路１０においては、出力線２０ａ、２０ｂ間の出力電圧を監視し、所定の設定電圧（本実施の形態では６Ｖ）との比較結果をフォトカプラ発光素子３５からトランスの一次側のフォトカプラ受光素子３９へ出力する比較回路が備えられている。
【００７５】
すなわち、整流平滑回路の高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間に、分圧抵抗３０、３１が直列に接続され、その中間タップ３２を、誤差増幅器３３の反転入力端子に接続し、反転入力端子に出力電圧の分圧となる出力検出電圧を入力している。また、誤差増幅器３３の非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、基準電源３４が接続され、非反転入力端子に、出力検出電圧と比較する基準電圧を入力している。基準電圧は、出力電圧を制御しようとする所定値に設定された設定電圧に対し、出力電圧と出力検出電圧の分圧比と同一比率の電圧で、出力検出電圧と基準電圧を比較することで、出力電圧を設定電圧と比較している。
【００７６】
誤差増幅器３３の出力側には、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続し、誤差増幅器３３の出力値により点滅するフォトカプラ発光素子３５が接続され、このフォトカプラ発光素子３５は、前述したように一次側のフォトカプラ受光素子３９とフォトカップリングしている。
【００７７】
中間タップ３２と誤差増幅器３３の非反転入力端子間には、誤差増幅器３３の出力との間に交流負帰還素子３７、３８が接続されている。
【００７８】
尚、自励式スイッチング電源回路１０では、更に出力線２０ａ、２０ｂに流れる出力電流を監視し、出力電流制御も行っているが、説明の都合上省略する。
【００７９】
以下、このように構成された自励式スイッチング電源回路１０の発振制御方法について説明する。
【００８０】
始めに、電源回路１０を起動してから出力電圧が制御されながら自励発振するまでの過渡状態での制御について説明する。この過渡状態では、出力線２０ａ、２０ｂ間の出力電圧が後述する設定電圧に満たないので、フォトカプラ３５、３９は動作していない。
【００８１】
電源回路１０の起動直後は、直流電源１の高圧側端子１ａ、低圧側端子１ｂ間に２００Ｖ程度の直流電圧が発生しているので、起動用抵抗２１と電気抵抗２５で分圧された電源電圧により、起動用抵抗２１と帰還抵抗２３を介して、帰還コンデンサ１２が充電される（図１において下の電極が＋で上が−の極性）。
【００８２】
充電される帰還コンデンサ１２の充電電圧が、徐々に上昇し、ＦＥＴ３のスレッショルド電圧ＶＴＨに達すると、ＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス電圧が印加され、ＦＥＴ３がターンオンし、ドレイン−ソース間が導通する。
【００８３】
ＦＥＴ３がターンオンし、直列に接続された一次巻線２ａに直流電源１から励磁電流が流れ始めると、トランス２の各巻線に誘導起電力が生じ、トランス２にエネルギーが蓄積される。帰還巻線２ｂに発生する誘起電圧は、帰還コンデンサ１２の充電電圧と重畳され、ＦＥＴ３のゲート電圧をそのスレッショルド電圧ＶＴＨ以上の電圧（オン制御電圧）に維持する。
【００８４】
このとき、一次巻線２ａに流れる励磁電流により一次電流検出抵抗５１のＦＥＴ３側、接続点Ｊ４に発生する電圧は、電気抵抗５２を介して制御用コンデンサ５３を充電する。一次巻線２ａに流れる励磁電流は、ターンオン後の時間と共にほぼ直線的に上昇し、これにより制御用コンデンサ５３の充電電圧も上昇する。
【００８５】
制御用トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧に達すると、コレクタ−エミッタ間が導通状態になり、ＦＥＴ３のゲートは制御用トランジスタ５によって実質的に短絡状態（ここでは低圧側端子１ｂの電位で、例えば０ボルト）となり、ＦＥＴ３がターンオフする。
【００８６】
ＦＥＴ３がターンオフし、トランス２に流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線にはいわゆるフライバック電圧（誘導逆起電力）が生じる。このとき、二次出力巻線２ｃに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４とコンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路によって整流平滑化され、負荷が接続される出力線２０ａ、２０ｂ間に出力電圧として出力される。
【００８７】
一方、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続された負荷により二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧によって、帰還コンデンサ１２が充電され（図１において下の電極が＋で上が一の極性）、次のＦＥＴ３のターンオンが導かれる。
【００８８】
一方、ＦＥＴ３がターンオフした後は、一次巻線電流が停止するので、接続点Ｊ４の電圧は、接地電位に低下し、また、フォトカプラ受光素子３９が動作していないので、制御用コンデンサ５３の充電電圧は、電気抵抗５２を介した放電により低下する。従って、制御用トランジスタ５のベース電圧は、バイアス電圧以下となっている。
【００８９】
しかしながら、帰還コンデンサ１２は、制御用トランジスタ５のベース、コレクタ間が等価ダイオードとして作用し、一次電流検出抵抗５１から電気抵抗５２、制御用トランジスタ５のベースからコレクタ、帰還抵抗２３を、充電電流の経路として第１帰還巻線２ｂから充電される。
【００９０】
誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｃに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わると、一次巻線２ａの電圧は、ＦＥＴ３の寄生容量、一次巻線２ａ間の浮遊容量及び一次巻線２ａのインダクタンスによって電源電圧２００Ｖを中心とした自由振動を開始し、電圧降下と共にその極性が反転する。
【００９１】
一次巻線電圧の自由振動に比例して振動する第１帰還巻線２ｂの帰還コンデンサ１２側の電圧も同様に変化し、ゲートに対して逆バイアスとして作用していたフライバック電圧が消滅した後に極性が反転し、ＦＥＴ３のゲートに対して順方向のバイアス電圧として作用するようになる。また、それまでに充電された帰還コンデンサ１２の充電電圧が加わり、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えて、ＦＥＴ３が再びターンオンし、このようにして一連の自励発振動作を繰り返される。
【００９２】
一度の発振周期でトランス２に蓄積されるエネルギーは、ＦＥＴ３のオン時間、すなわち、ターンオンしてから制御用トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧に達するまでの時間の二乗にほぼ比例し、フォトカプラ３５、３９は動作していないので、ベース電圧の上昇に関与せず、一次電流検出抵抗５１の抵抗値により定まる最大オン時間で動作する。その結果、出力電圧は設定電圧に達するまで発振を繰り返す毎に上昇し、設定電圧を越えると、出力電圧を設定電圧と比較して制御する通常発振動作に移行する。
【００９３】
この通常発振動作は、以下、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷の大きさにより異なるので、始めに、自励式スイッチング電源回路１０の出力線２０ａ、２０ｂ間に、許容最大消費電力の負荷が接続された場合の発振制御方法を、図１と図２で説明する。許容最大消費電力の負荷とは、自励式スイッチング電源回路１０の直流電源電圧、各回路定数から、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続可能な最も消費電力の大きい負荷であり、自励式スイッチング電源回路１０の出力定格として予め定められる。
【００９４】
図２は、図７に対応し、それぞれ許容最大消費電力の負荷を接続して自励発振動作中の各部の波形を示すもので、図２（ａ）は、直列接続点Ｊ３の電圧、すなわち制御用トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、図２（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、図２（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流、すなわち一次巻線２ａに流れる一次巻線電流波形（３）を、図２（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）をそれぞれ示している。
【００９５】
本実施の形態では、出力線２０ａ、２０ｂ間に許容最大消費電力の負荷を接続して自励発振動作をさせた場合に、フライバック電圧が消失した時（図２（ｄ）のｔ１時）に出力電圧が設定電圧以下となるように、オン時間（図２（ａ）のｔ２からｔ０間）と設定電圧を調整している。
【００９６】
すなわち、トランス２に発生する電力は、ターンオフした際に一次巻線２ａに流れる励磁電流の二乗に比例し、この励磁電流はオン時間に略比例するので、許容最大消費電力とトランス２に発生する電力が釣り合うようにオン時間を調整すれば、フライバック電圧が消失した時に出力電圧が低下する。従って、オン時間と設定電圧のいずれか一方、若しくは双方を調整することによって、フライバック電圧が消失した時に、出力電圧が設定電圧以下となるように設定できる。
【００９７】
ＦＥＴ３がターンオンした後のオン時間（図２（ｃ）のｔ２からｔ０間）中は、出力電圧が上記調整により設定した設定電圧以下であり、フォトカプラー３５、３９は動作せず、過渡状態と同様に、一次巻線２ａに流れる励磁電流による一次電流検出抵抗５１の電圧降下が制御用トランジスタ５のバイアス電圧に達っした時（図２（ａ）のｔ０）に、制御用トランジスタ５がオン動作する。すなわち、一次電流検出抵抗５１の抵抗値で定まる最大励磁電流が一次巻線２ａに流れたときに、ＦＥＴ３はターンオフするので、一次電流検出抵抗５１の抵抗値で調整されるオン時間（図２（ｃ）のｔ２からｔ０間）は一定である。
【００９８】
ＦＥＴ３がオン時間経過後ターンオフすることにより、二次出力巻線２ｃに発生するフライバック電圧は、平滑整流回路４、１３で整流平滑化され出力線２０ａ、２０ｂ間に出力電圧として出力され、これにより出力電圧は上昇し設定電圧を越える。
【００９９】
高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が設定電圧を越えると、誤差増幅器３３の反転入力端子に入力される中間タップ３２の分圧も上昇し、基準電源３４の基準電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【０１００】
その結果、フォトカプラ発光素子３５は発光し、フォトカプラ受光素子３９が受光することにより、接続点Ｊ２から接続点Ｊ３（制御用トランジスタ５のベース）へ受光量に比例した電流を流す。すなわち、フライバック電圧は、第２帰還巻線２ｄにも発生し、整流ダイオード５４に順方向に働くので、フォトカプラ受光素子３９を介して制御用コンデンサ５３を充電し、制御用トランジスタ５のベース電圧を、バイアス電圧以上に保ち、制御用トランジスタ５はＦＥＴ３がターンオフした後もオン動作を継続している。
【０１０１】
図２（ａ）に示すように、制御用トランジスタ５は、ＦＥＴ３がターンオフしたｔ０時に、ベース電圧が０．６Ｖのバイアス電圧に達し、コレクタとエミッタは導通して共にほぼ接地電位となっているが、ＦＥＴ３がターンオフした後も、出力電圧が設定電圧を超えている間は、ベース電圧がバイアス電圧以上の電圧を保っている。
【０１０２】
制御用トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧に達している間は、コレクタとエミッタ間は導通しているので、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧により、制御用トランジスタ５のエミッタからコレクタ、帰還抵抗２３を充電電流の経路として帰還コンデンサ１２が充電される（図１において下の電極が＋で上が一の極性）。
【０１０３】
また、帰還コンデンサ１２が充電されている間、制御用トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧に達し、ＦＥＴ３のゲートと低圧側端子１ｂが実質的に短絡しているので、補助電源などを用いて帰還コンデンサ１２が過剰に充電されることがあっても、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達することはなく、誤ってＦＥＴ３がターンオンすることはない。
【０１０４】
許容最大消費電力の負荷が接続されている場合には、フライバック電圧が消失した時（（図２（ｄ）のｔ１時））に、出力電圧が設定電圧以下となるので、フォトカプラ発光素子３５の発光が停止し、フォトカプラ受光素子３９の受光動作が停止する。
【０１０５】
その結果、制御用コンデンサ５３の充電電圧は、電気抵抗５２、一次電流検出抵抗５１を介して放電され、制御用コンデンサ５３がオフ動作し、極性が反転した第１帰還巻線２ｂの電圧に、帰還コンデンサ１２の充電電圧が加わり、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越え、ほぼフライバック電圧が消失した時（図２のｔ２時）にＦＥＴ３が再びターンオンする。
【０１０６】
次に、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷が、より軽い（消費電力の小さい）負荷である場合の自励式スイッチング電源回路１０の発振制御方法を、図１と図３乃至図５を用いて説明する。
【０１０７】
最も重い負荷が接続された状態でオン時間と設定電圧を調整した自励式スイッチング電源回路１０の出力線２０ａ、２０ｂ間に、より軽い（消費電力の小さい）負荷を接続すると、負荷による電力消費が少なくなるので、平滑整流回路４、１３で整流平滑化された出力電圧の負荷による電位低下が遅く、フライバック電圧が消失した後も設定電圧を越えた高電圧となっている。
【０１０８】
そこで、本実施の形態では、出力電圧が設定電圧以下に低下するまで、次の自励発振の為のターンオンを遅らせ、各発振周期毎にトランス２で発生させる電力を負荷により消費される電力に合わせて調整するものである。
【０１０９】
ＦＥＴ３がターンオンした後のオン時間（図４のｔ３時からｔ０時）中は、出力電圧が設定電圧以下であり、フォトカプラ受光素子３９は受光動作していないので、負荷の重さにかかわらず、ＦＥＴ３がターンオフするまでのオン時間は、一定である。
【０１１０】
図４に示すように、ｔ０時にＦＥＴ３がターンオフすると、各巻線に発生したフライバック電圧が発生し、トランス２の二次側でフライバック電圧を整流平滑化した出力電圧も上昇し、設定電圧を越える。
【０１１１】
フライバック電圧が発生している間の動作も、出力線２０ａ、２０ｂに接続されている負荷の重さにかかわらず同じで、前述と同様にフォトカプラ受光素子３９がフォトカプラ発光素子３５は発光して動作することにより、制御用コンデンサ５３が充電され、制御用トランジスタ５はＦＥＴ３がターンオフした後もオン動作を継続している。
【０１１２】
従って、帰還コンデンサ１２は、制御用トランジスタ５を充電パスとして、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧により充電されするとともに、帰還コンデンサ１２が充電されている間、ＦＥＴ３のゲートと低圧側端子１ｂが実質的に短絡しているので、補助電源などを用いて帰還コンデンサ１２が過剰に充電されることがあっても、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達することはなく、ＦＥＴ３はターンオフした状態を維持している。
【０１１３】
二次出力巻線２ｃに発生したフライバック電圧は、整流平滑化した出力電圧となり、図４のｔ１時に消失するが、許容最大消費電力の負荷より軽い負荷が接続されている場合には、フライバック電圧の消失後も出力電圧（すなわち、平滑コンデンサ１３の両端の電圧）が設定電圧を越えた高電圧を保ち、フォトカプラ発光素子３５は発光を継続している。これにより、制御用トランジスタ５はオン動作を継続し、帰還コンデンサ１２がＦＥＴ３のゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨ以上とする充電電圧となっているにもかかわらず、ＦＥＴ３はターンオンしない。
【０１１４】
従って、図４（ｄ）に示すように、ｔ１時の後、一次巻線２ａの電圧は、ＦＥＴ３の寄生容量、一次巻線２ａ間の浮遊容量及び一次巻線２ａのインダクタンスによって電源電圧２００Ｖを中心とした自由振動を開始する。自由振動は、巻線比に比例して、第１帰還巻線２ｂにも発生し（図４（ｂ）参照）、帰還コンデンサ１２はこの自由振動により充放電を繰り返すので、制御用トランジスタ５はオン動作を継続していても、フライバック電圧による充電電圧は、緩やかに低下するだけである。
【０１１５】
新たな発振がないので、負荷による電力消費で出力電圧は徐々に低下し、オフ調整時間Ｔａｄが経過したｔ３時に出力電圧が設定電圧以下となったとすると、フォトカプラ発光素子３５は発光を停止し、フォトカプラ受光素子３９の受光動作が停止する。
【０１１６】
その結果、制御用コンデンサ５３の充電電圧は、電気抵抗５２、一次電流検出抵抗５１を介して放電され、制御用トランジスタ５がオフ動作し、第１帰還巻線２ｂの電圧に帰還コンデンサ１２の充電電圧が加わり、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越え、ＦＥＴ３がターンオンする。
【０１１７】
このように負荷の重さにより、各発振周期でオフ調整時間Ｔａｄを設けて、発振によりトランス２に発生するエネルギーと負荷により消費されるエネルギーのバランスをとるので、図３に示すように負荷の重さが変化しなければ略等しい周期で連続発振し、間欠発振に移行することがない。
【０１１８】
従って、出力電圧は、設定電圧をここでは６Ｖとしているので、ほぼ直流６Ｖの電圧となる。図５は、この本実施の形態による出力電圧波形を、従来の発振制御方法による出力電圧波形を表す図１０と同じ時間間隔で対応させて示すもので、従来方法では、２００ｍｖの振幅のリプル電圧が表れているのに対し、本実施の形態の制御方法では、リプル電圧が全く表れないほぼ直流波形となっている。
【０１１９】
この実施の形態によれば、制御用トランジスタ５を充電パスとして帰還コンデンサ１２を充電したが、他の充電パスを設けて充電してもよい。
【０１２０】
また、第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧で、駆動用コンデンサ５５を充電しているが、第２帰還巻線２ｄは必ずしも設けることなく、一次巻線２ａ若しくは第１帰還巻線２ｂに、整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ５５を直列に接続し、これらの巻線に発生するフライバック電圧で駆動用コンデンサ５５を充電してもよい。
【０１２１】
また、上述の実施の形態では、許容最大消費電力の負荷を接続して自励発振動作をさせた場合に、ほぼフライバック電圧が消失するｔ１時（実際にはｔ２時）に出力電圧が設定電圧以下となるように、オン時間と設定電圧を調整したが、フライバック電圧が消失した後（ｔ２時の後）に出力電圧が設定電圧以下となるものであってもよい。
【０１２２】
更に、上述の実施の形態では、重さ（消費電力）の異なる負荷が接続された場合を比較して説明したが、消費電力が変化する負荷が接続されている場合にも適用できることはいうまでもなく、この場合には、変化する負荷に応じて各発振周期毎に異なる長さのオフ調整時間Ｔａｄが設けられ、連続した自励発振動作を行う。
【０１２３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、軽い負荷が出力線に接続されても、自励発振の周波数が上昇することがなく、エネルギーの損失が少ない。
【０１２４】
また、間欠発振動作に移行することがないので、ノイズの原因となるリプル電圧が発生しない。
【０１２５】
更に、フライバック電圧が発生している間、副スイッチ素子（制御用コンデンサ）が、制御端子（ゲート）と低圧側端子を実質的に短絡させているので、帰還コンデンサが過充電される場合であっても、発振用主スイッチ素子（発振用電界効果トランジスタ）は確実にオフ動作を維持する。
【０１２６】
これに加えて、請求項２の発明では、最も重い負荷が接続された場合に、無駄ない発振周期で自励発振を連続させ、負荷が軽くなるにつれてオフ調整時間Ｔａｄを設けて、発振周波数を低下させるので、自励発振の際のスイッチング等によるエネルギー損失を最小限に押さえることができる。
【０１２７】
また、請求項４の発明では、制御用トランジスタが、ターンオフ後に発生するフライバック電圧で帰還コンデンサを充電する充電パスを兼ねるので、充電経路を別に設ける必要がない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施の形態に係る発振制御方法を行うための自励式スイッチング電源回路１０の構成を示す回路図である。
【図２】 許容最大消費電力の負荷を接続して自励発振動作中の自励式スイッチング電源回路１０の各部の波形を示し、
（ａ）は、制御用トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、
（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、
（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形（３）を、
（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）を
それぞれ示す波形図である。
【図３】 軽い負荷を接続し自励発振動作中の図２の各部の波形を比較的長い時間間隔で示し、
（ａ）は、制御用トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、
（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、
（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形（３）を、
（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）を
それぞれ示す波形図である。
【図４】 軽い負荷を接続し自励発振動作中の図２の各部の波形を図３より拡大して示し、
（ａ）は、制御用トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、
（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、
（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形（３）を、
（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）を
それぞれ示す波形図である。
【図５】 軽い負荷を接続し自励発振動作中の出力電圧波形を表す長い時間間隔で表す波形図である。
【図６】 従来の自励式スイッチング電源回路１００の回路図である。
【図７】 自励発振動作を行っている従来の自励式スイッチング電源回路１００の各部の波形を図２に対応させて示し、
（ａ）は、制御用トランジスタ５のベース電圧波形を、
（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形を、
（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形を、
（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形を
それぞれ示す波形図である。
【図８】 図７の各部の波形を図３に対応させて示し、
（ａ）は、制御用トランジスタ５のベース電圧波形を、
（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形を、
（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形を、
（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形を
それぞれ示す波形図である。
【図９】 間欠発振を行い、発振を開始した自励式スイッチング電源回路１００の各部の波形を拡大し、
（ａ）は、制御用トランジスタ５のベース電圧波形を、
（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形を、
（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形を、
（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形を
それぞれ示す波形図である。
【図１０】 従来の自励式スイッチング電源回路１００の自励発振動作中の出力電圧波形を図５に対応させて示す波形図である。
【図１１】 他の従来の自励式スイッチング電源回路２００の回路図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
１ａ 高圧側端子
１ｂ 低圧側端子
２ トランス
２ａ 一次巻線
２ｂ 帰還巻線（第１帰還巻線）
２ｃ 二次出力巻線
２ｄ 第２帰還巻線
３ 発振用電界効果トランジスタ（発振用主スイッチ素子）
５ 制御用トランジスタ（副スイッチ素子）
１０ 自励式スイッチング電源回路
１２ 帰還コンデンサ
３５ フォトカプラ発光素子
３９ フォトカプラ受光素子
５５ 駆動用コンデンサ [0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to an oscillation control method for a self-excited switching power supply circuit, and more specifically, releases energy stored in a transformer from a secondary output winding when the exciting current flowing in the primary winding of the transformer is stopped. The present invention relates to an oscillation control method for a flyback self-excited switching power supply circuit.
[0002]
[Prior art]
  The switching power supply circuit is used for a battery charger, an AC adapter, or the like as a stabilized power supply. Switching device driving methods (switching methods) can be broadly divided into self-excited oscillation methods and separately-excited oscillation methods. The self-excited oscillation method uses the voltage that appears in the feedback winding of an inductance component such as a transformer as the drive signal. Is positively fed back to the control terminal of the switch element to oscillate.
[0003]
  As a method for controlling the oscillation of such a self-excited switching power supply circuit, a control method using a circuit as shown in FIG. 6 is known (for example, see Patent Document 1).
[0004]
  Hereinafter, the oscillation control method of the conventional self-excited switching power supply circuit 100 will be described with reference to FIGS. 6 to 10. In the figure, reference numeral 1 denotes an unstable DC power supply with a voltage that may fluctuate. Is a high-voltage side terminal, and 1b is a low-voltage side terminal. 2a is a primary winding of the transformer 2, 2b is a feedback winding of the transformer 2, 2c is a secondary output winding of the transformer 2, and 3 is an oscillation field effect transistor (hereinafter referred to as FET). ). 21 is a forward bias applied to the gate of the FET 3 (in other words, the threshold voltage VTHThe electrical resistance 25 connected in series with the startup resistor 21 is a resistance value smaller than that of the startup resistor 21, and thus is a direct current. When the voltage of the power source 1 is divided and a low DC voltage is output, the circuit is prevented from starting.
[0005]
  6 is a Zener diode that prevents an excessive input to the gate, 12 is an on-control circuit together with the feedback resistor 23, a feedback capacitor connected in series between the feedback winding 2b and the gate of the FET 3, and 24 is An electric resistance 5 for preventing an excessive input to the gate is a control transistor element having a collector connected to the gate and an emitter connected to the low-voltage side terminal 1b. Reference numeral 22 denotes a control resistor that constitutes an oscillation stabilization circuit together with the control capacitor 11, and the connection point with the control capacitor 11 is connected to the base of the control transistor element 5.
[0006]
  Reference numerals 4 and 13 shown on the secondary output winding 2c side are a rectifying diode and a smoothing capacitor constituting a rectifying / smoothing circuit, respectively. The output of the secondary output winding 2c is rectified and smoothed to output a high-voltage side output. It outputs between line 20a and low voltage side output line 20b.
[0007]
  The basic self-oscillation operation of the self-excited switching power supply circuit 100 will be described. First, when a DC voltage is applied to the high-voltage side terminal 1a and the low-voltage side terminal 1b of the power supply 1, feedback is performed via the starting resistor 21. The capacitor 12 is charged (the lower electrode in the figure has a positive polarity and the upper electrode has a negative polarity), and the charging voltage of the feedback capacitor 12 gradually increases.
[0008]
  The charging voltage of the feedback capacitor 12 is the threshold voltage VTH, The forward bias voltage is applied to the gate of the FET 3, and the FET 3 is turned on (conducting between the drain and the source).
[0009]
  When the FET 3 is turned on and an excitation current starts to flow from the DC power source 1 to the primary winding 2 a connected in series, an induced electromotive force is generated in each winding of the transformer 2 and the excitation energy is accumulated in the transformer 2. At this time, the voltage as the drive signal generated in the feedback winding 2b charges the control capacitor 11 via the control resistor 22, and the base voltage of the control transistor 5 rises (t in FIG. 7A).12To t10).
[0010]
  T12To t10During the ON period of the FET 3 expressed by the following equation, the induced voltage generated in the feedback winding 2b is superimposed on the charging voltage of the feedback capacitor 12, and the gate voltage of the FET 3 (FIG. 7B) is changed to the threshold voltage V.THThe above voltage is maintained. At this time, the Zener diode 6 prevents excessive input to the gate.
[0011]
  The control capacitor 11 is charged, and the charge voltage (base voltage of the control transistor 5) reaches a predetermined bias voltage or higher (t in FIG. 7A).10), A base current flows through the control transistor 5 and the collector-emitter becomes conductive. As a result, the gate of the FET 3 is substantially short-circuited with the low-voltage side terminal 1b via the control transistor 5 (FIG. 7B), and the FET 3 is turned off.
[0012]
  When the FET 3 is turned off and the current flowing through the transformer is substantially cut off, a so-called flyback voltage (inductive counter electromotive force) is generated in each winding (t in FIG. 7D).10To t11). At this time, the flyback voltage generated in the secondary output winding 2c is rectified and smoothed by a smoothing rectifier circuit formed by the rectifying diode 4 and the capacitor 13, and applied to a load connected between the output lines 20a and 20b. Output as supplied power.
[0013]
  On the other hand, the flyback voltage generated in the feedback winding 2b is proportional to the flyback voltage generated in the secondary winding 2c by the load connected to the output side, and the flyback voltage generated in the feedback winding 2b. Thus, the feedback capacitor 12 is charged (in FIG. 6, the lower electrode is + and the upper electrode has one polarity).
[0014]
  At this time, the Zener diode 6 acts as a path of a charging current for applying a reverse bias to the gate of the FET 3 and charging the feedback capacitor 12 from the low voltage terminal 1b side.
[0015]
  Release of the electrical energy accumulated in the secondary output winding 2c is terminated by the induced back electromotive force (t in FIG. 7D).11) And the flyback voltage of the feedback winding 2b acting as a reverse bias with respect to the gate drops, and the gate voltage of the FET 3 is changed to the threshold voltage V by the charge voltage held in the feedback capacitor 12 until then.TH(T in FIG. 7B)12) FET 3 is turned on again, and a series of oscillation operations are repeated in this manner.
[0016]
  In the self-excited switching power supply circuit 100 that self-oscillates in this way, on the secondary side of the transformer 2, the voltage between the output lines 20a and 20b is monitored, the on-duty of the FET 3 is changed, and the output lines 20a and 20b are connected. A circuit for stabilizing the output voltage is provided.
[0017]
  That is, two voltage dividing resistors 30 and 31 are connected in series between the high-voltage side output line 20a and the low-voltage side output line 20b, and the intermediate tap 32 is connected to the inverting input terminal of the error amplifier 33. Thus, the divided output voltage is input to the inverting input terminal. A reference power supply 34 is connected between the non-inverting input terminal of the error amplifier 33 and the low-voltage side output line 20b, and a reference voltage for comparison with the divided output voltage is input to the non-inverting input terminal. Yes.
[0018]
  A photocoupler light emitting element 35 is connected to the output side of the error amplifier 33, and the photocoupler light emitting element 35 is connected to the high voltage side output line 20a via an electric resistor 36, and thus is supplied with drive power. . The electric resistor 37 and the capacitor 38 connected in series are AC negative feedback elements for causing the error amplifier 33 to operate stably.
[0019]
  On the other hand, a photocoupler light-receiving element 39 that is photocoupled with the photocoupler light-emitting element 35 is connected between one side of the primary side starting resistor 21 (the gate side of the FET 3) and the base of the control transistor 5.
[0020]
  With these circuit configurations, for example, when the output voltage between the high-voltage side output line 20a and the low-voltage side output line 20b rises above a predetermined set voltage (for example, 6V), the divided voltage input to the inverting input terminal of the error amplifier 33 And the potential difference from the reference voltage is inverted and amplified to a potential exceeding the light emission threshold value of the photocoupler light emitting element 35.
[0021]
  As a result, the photocoupler light emitting element 35 emits light, and the photocoupler light receiving element 39 receives light, whereby the photocoupler light receiving element 39 is turned on. After the turn-off process, the flyback voltage generated in the feedback winding 2b of the transformer 2 passes through the photocoupler light-receiving element 39 in the ON operation state from the Zener diode 6 in the reverse bias state to the control capacitor 11. Charge. The control capacitor 11 is charged in the reverse direction by the flyback voltage generated in the feedback winding 2b (in FIG. 6, the upper is negative and the lower is positive in polarity). The voltage in the direction becomes smaller and t in FIG.12The voltage value at the time becomes high. Accordingly, the time from when the immediately following FET 3 is turned on until the base of the control transistor 5 reaches the operating voltage, that is, the on-time (t in FIG. 7C).12To t10Is reduced, the energy stored in the transformer 2 is reduced and the output voltage is lowered.
[0022]
  On the other hand, when the output voltage drops below the set voltage, the photocoupler light emitting element 35 does not emit light, so that one side of the starting resistor 21 and the base of the control transistor 5 are cut off, and the control capacitor 11 is not charged. This is done only via the control resistor 22. Accordingly, the charging time is delayed, the ON time of the FET 3 is increased, and the output voltage is increased. Thus, by performing the oscillation control in this way, constant voltage control using the output voltage as a set voltage is performed.
[0023]
  In other words, in this conventional oscillation control method of the self-excited switching power supply circuit 100, when a heavy load (a load with high power consumption) is connected between the output lines 20a and 20b, the output voltage decreases. On the contrary, when a light load (a load with low power consumption) is connected so that the ON time of the FET 3 becomes longer, the output voltage rises, so that the oscillation control is performed so that the ON time of the FET 3 is shortened. The
[0024]
  FIG. 8 shows each operation waveform of FIG. 7 continuously for a longer time when a load lighter than the rating of the self-excited switching power supply circuit 100 is connected between the output lines 20a and 20b. When the energy accumulated in the transformer 2 exceeds the energy consumed by the load, for example at Ta in the figure, the output voltage after turn-off exceeds the set voltage, so the on-time at the next oscillation is shortened Is done. Since the maximum excitation current flowing in the primary winding 2a is substantially proportional to the on time of the FET 3 (see FIG. 7C), if the on time is shortened, the generated flyback voltage is also lowered and the turn off is performed. The energy release time until the flyback voltage disappears is shortened, and the off time is shortened.
[0025]
  In other words, both the on-time and off-time are shortened, so the oscillation frequency increases, and this phenomenon continues as long as the output voltage does not fall below the set voltage, and eventually the on-time is shortened to the extent that the next oscillation cannot be started. Oscillation stops at 8 Tb.
[0026]
  Even after Tb when the self-excited oscillation is stopped, while the output voltage between the output lines 20a and 20b exceeds the set voltage, the photocoupler light receiving element 39 receives light, so that the control transistor 5 is turned on. As a result, the gate voltage of the FET 3 is kept below the threshold voltage, and the FET 3 is not turned on.
[0027]
  When energy is consumed by the load connected between the output lines 20a and 20b and the output voltage is gradually lowered to be lower than the set voltage, the photocoupler light receiving element 39 does not receive light. The feedback capacitor 12 is charged via 21, and the charging voltage of the feedback capacitor 12 is the threshold voltage VTHThus, the FET 3 is turned on again at Tc in FIG.
[0028]
  FIG. 9 is an enlarged view of each operation waveform of FIG. 7 after startup at Tc. Since the control capacitor 11 is not charged immediately after startup, the base voltage of the control transistor 5 is almost equal to At the ground potential, the control transistor 5 is immediately turned on by the excitation voltage generated after the turn-on, and the FET 3 is turned off. That is, the on time is very short, and as a result, the off time until the flyback voltage generated after turn-off disappears at a low voltage is also short. However, when the flyback voltage is generated, the control capacitor 11 is charged in the reverse direction (in FIG. 6, the upper side is − and the lower side is + polarity), and the base of the control transistor 5 is reverse-biased. It becomes a state. Therefore, in the next oscillation, the time from when the FET 3 is turned on until the base of the control transistor 5 reaches the operating voltage, that is, the on-time is longer, and the on-time is longer. That is, the off time is also increased.
[0029]
  The phenomenon that both the on time and the off time become longer and the oscillation period becomes longer as shown in FIGS. 8 and 9 continues until Ta when the output voltage exceeds the set voltage and control of the output voltage is started. To do.
[0030]
  In other words, as long as a load lighter than the rating is connected between the output lines 20a and 20b, the oscillation operation from Tc to Tb and the pause operation from Tb to Tc are repeated, and this is performed at longer time intervals. As shown in FIG. 10, the output voltage fluctuates from the set voltage of 6 V to the top, rises from Tc during the oscillation operation to Tb, and falls from Tb during the pause operation to Tc.
[0031]
  As another conventional oscillation control method, there is known a control method using the circuit 200 shown in FIG. 11 in which the feedback capacitor 12 is charged by using an auxiliary power source to prevent a reduction in the effective value of the output (for example, Patent Documents). 2).
[0032]
  Since the basic operation of the self-excited switching power supply circuit 200 shown in FIG. 11 is the same as that of the power supply circuit 100 shown in FIG. 6, the corresponding components are given the same numbers, and different configurations and operations will be described below.
[0033]
  In this oscillation control method of the self-excited switching power supply circuit 200, during the ON time when the exciting current flows in the primary winding 2a, the auxiliary capacitor 44 is connected via the electric resistor 40 and the rectifier diode 41 by the induced voltage generated in the feedback winding 2b. To charge. Thereafter, during the off time when the FET 3 is turned off and the exciting current of the primary winding 2a is stopped, the feedback capacitor is connected via the rectifier diode 42 and the electric resistor 43 by the charging voltage charged in the auxiliary capacitor 44 during the on time. 12 is charged.
[0034]
  As a result, even when the feedback capacitor 12 is charged via the high-resistance starting resistor 21 in order to reduce power consumption, it is also charged from the auxiliary capacitor 44, so that it is charged in a short time and returned to the on operation. be able to.
[0035]
[Patent Document 1]
          JP 2002-51546 A
[Patent Document 2]
          JP 2001-327164 A
[0036]
[Problems to be solved by the invention]
  In the conventional oscillation control method of the self-excited switching power supply circuit 100, the self-excited oscillation frequency changes periodically according to the output voltage. In particular, from the Ta time to the Tb time in FIG. Energy loss in the entire switching power supply circuit 100 increases, and transmission efficiency decreases.
[0037]
  Further, on the output side, there is a problem that a ripple voltage as shown in FIG. 10 is generated in the output voltage due to the intermittent oscillation operation in which the oscillation operation and the pause operation are repeated, causing noise.
[0038]
  Further, in the oscillation control method of the self-excited switching power supply circuit 200, the feedback capacitor 12 is charged by using an auxiliary power supply. However, when an excessive charging current is generated, the FET 3 is switched even during the off time. Gate is threshold voltage VTHThus, there is a problem that the FET 3 that should be turned off until the flyback voltage disappears does not function as a switching element.
[0039]
  The present invention has been made in view of such problems. Even when a light load is connected to the output line, the frequency of the self-excited oscillation does not increase, and the oscillation of the self-excited switching power supply circuit has low energy loss. An object is to provide a control method.
[0040]
  Another object of the present invention is to provide an oscillation control method for a self-excited switching power supply circuit that does not shift to an intermittent oscillation operation and does not generate a ripple voltage that causes noise.
[0041]
  Another object of the present invention is to provide an oscillation control method for a self-excited switching power supply circuit in which the oscillation main switch element does not malfunction even when the feedback capacitor is charged using an auxiliary power supply.
[0042]
[Means for Solving the Problems]
  The oscillation control method for a self-excited switching power supply circuit according to claim 1 is characterized in that an on-control voltage is applied to a control terminal of an oscillation main switch element connected in series with a primary winding of a transformer with respect to a DC power supply, After the turn-on process in which the excitation current flows through the primary winding and the turn-on process,The exciting current is passed through a resistor connected in series to the primary winding, and the control capacitor that forms a closed loop with the resistor is charged with a voltage generated across the resistor,Connected between the control terminal of the oscillation main switch element and the low-voltage side terminal of the DC power supplyThe sub control terminal voltage of the sub switch element is turned on by the charging voltage of the control capacitor connected to the sub control terminal.The sub-switch element is turned on, the control terminal voltage is turned off, the oscillation main switch element is turned off to stop the excitation current flowing in the primary winding, and after the turn-off process, the transformer secondary The output step of rectifying and smoothing the flyback voltage generated in the output winding and outputting it to the output line as an output voltage is provided. After the turn-off step, the feedback capacitor is charged with the flyback voltage generated in the feedback winding of the transformer.In addition, the charging voltage of the control capacitor is discharged to a resistor that forms a closed loop, and the sub-control terminal voltage is used as the off-control voltage.Self-excited switching power supply circuit that repeats each process from the turn-on process again after turning off the sub switch element, positively feeding back the charging voltage of the feedback capacitor to the control terminal of the oscillation main switch element, raising the control terminal to the on control voltage The oscillation control method of
  After the turn-off process, the output voltage is compared with a predetermined set voltage,While the output voltage exceeds the specified set voltage, the charging voltage of the driving capacitor charged with the flyback voltage generated in one of the windings of the transformer is added to the sub control terminal to turn on the sub switch element. AndWhen the output voltage falls below the set voltage,Shut off the driving capacitor and the sub-control terminal,The sub-switch element that is on-controlled is controlled to be off and shifted to a turn-on process.
[0043]
  When a light load is connected between the output lines, the output voltage exceeds the set voltage even after the flyback voltage generated in the secondary output winding disappears after the turn-off process. WhileSince the charging voltage of the driving capacitor charged with the flyback voltage generated in one of the windings of the transformer is added to the sub-control terminal, the sub-control terminal voltage is kept at the on-control voltage,Sub switch element is on-controlledAndThe oscillation main switch element does not turn on and does not enter the turn-on process.
[0044]
  When the output voltage falls below the set voltage due to load power consumption,The charging voltage of the control capacitor is discharged to the resistor that forms the closed loop, and the sub-control terminal voltage becomes the off-control voltage.The sub switch element is turned off, the control terminal of the oscillation main switch element is pulled up to the on control voltage by the charging voltage of the feedback capacitor, the oscillation main switch element is turned on, and the process proceeds to the turn-on process.
[0045]
  Depending on the weight of the load connected to the output line, the time until turn-on of the oscillation main switch element for the next oscillation is adjusted in each oscillation period, and even if a light load is connected, the oscillation frequency Does not rise.
[0046]
  The energy stored in the transformer is also consumed within one oscillation period regardless of the load weight in each oscillation period, so the output voltage does not decrease and transition to intermittent oscillation operation does not occur. Does not occur.
[0047]
  Also, at least until the flyback voltage disappears, the sub-switch element is on-controlled, and the control terminal of the oscillation main switch element is not pulled up to the on-control voltage, so an excessive charging current flows through the feedback capacitor. However, the oscillation main switch element does not malfunction.
[0048]
  In the oscillation control method for the self-excited switching power supply circuit according to claim 2, when the flyback voltage disappears in a state where the load having the maximum allowable power consumption is connected to the output line, the output voltage becomes equal to or lower than the set voltage, and the turn-on process is started. The on-time and / or the set voltage are adjusted so as to shift.
[0049]
  The power generated in the transformer is proportional to the square of the excitation current flowing in the primary winding when it is turned off, and this excitation current rises in proportion to the on-time, so the power generated in the transformer is adjusted by the on-time. it can.
[0050]
  If the on-time is adjusted so that the maximum power consumption of the load that can be connected to the output line is balanced with the power generated in the transformer, the output voltage will drop when the flyback voltage disappears. Therefore, by adjusting one or both of the on-time and the set voltage, when the flyback voltage disappears, the output voltage can be made lower than the set voltage, and with the heaviest load connected, OFF adjustment time TadWithout being provided, it is possible to promptly shift to the turn-on process.
[0051]
  Further, when a light load is connected to the allowable maximum power consumption load on the output line, the off adjustment time T from when the flyback voltage disappears until the output voltage drops below the set voltage.adAfter elapses, the process proceeds to the turn-on process.
[0052]
  The oscillation control method for a self-excited switching power supply circuit according to claim 3 is characterized in that a gate voltage of an oscillation field effect transistor connected in series with a primary winding of a transformer with respect to a DC power supply is a threshold voltage VTHAfter pulling up the above, after turning on the oscillation field effect transistor and passing the exciting current to the primary winding, and after the turn-on process,The exciting current is passed through a resistor connected in series to the primary winding, and the control capacitor that forms a closed loop with the resistor is charged with a voltage generated across the resistor,Connected between the gate of the oscillation field-effect transistor and the low-voltage side terminal of the DC power supplyThe base voltage of the control transistor is turned on by the charge voltage of the control capacitor connected to the base.The control transistor is turned on, and the gate voltage is set to the threshold voltage VTHThe turn-off process of turning off the field effect transistor for oscillation to stop the exciting current flowing in the primary winding, and the rectifying and smoothing of the flyback voltage generated in the secondary output winding of the transformer after the turn-off process and output Output step to output to the line as an output voltage, and after the turn-off step, charge the feedback capacitor with the flyback voltage generated in the first feedback winding of the transformerIn addition, the charging voltage of the control capacitor is discharged to a resistor that forms a closed loop, and the base voltage of the control transistor is used as an off-control voltage.After the control transistor is turned off, the charging voltage of the feedback capacitor is positively fed back to the gate of the oscillation field effect transistor, and the gate voltage is changed to the threshold voltage VTHIs an oscillation control method for a self-excited switching power supply circuit that repeats each process from the turn-on process to
  After the turn-off process, the flyback voltage generated in the second feedback winding of the transformerDriving capacitorWhile the output voltage exceeds the preset voltage, turn the photocoupler light-emitting element on the secondary side of the transformerFlashOperate the photocoupler light-receiving element on the primary side of the photocoupler to operate the flyback voltage generated in the second feedback winding orDynamic capacitorIs added to the base of the control transistor, and the control transistor is turned on. When the output voltage falls below the set voltage, the operation of the photocoupler light receiving element is stopped and generated in the second feedback winding. Flyback voltage orDynamic capacitorThe charging voltage is cut off from the base of the control transistor, the control transistor is controlled to be turned off, and the process proceeds to the turn-on process.
[0053]
  When the load connected to the output line is light, even after the flyback voltage drops, the potential drop of the rectified and smoothed output line slows down and maintains a high voltage, so the photocoupler light-receiving element operates and the control transistor Turn on the control. As a result, the flyback voltage decreases, and the charging potential of the feedback capacitor changes the gate voltage of the oscillation field effect transistor to the threshold voltage VTHEven when it is time to turn up and turn onThe flyback voltage generated in the second feedback winding or the charging voltage of the driving capacitor is applied to the base of the control transistor, and the base voltage is kept at the on control voltage,Since the control transistor substantially short-circuits between the gate of the oscillation field effect transistor and the low-voltage side terminal, the oscillation field effect transistor does not enter the turn-on process.
[0054]
  When the output voltage falls below the set voltage due to the power consumption of the load, the operation of the photocoupler light receiving element stops,The charging voltage of the control capacitor is discharged to the resistor that forms the closed loop, and the base voltage becomes the off-control voltage.Control transistorIsOFF controlIsAs a result, the charging potential of the feedback capacitor changes the gate voltage of the oscillation field effect transistor to the threshold voltage VTHPull up to the above and move to the turn-on process.
[0055]
  Therefore, the off adjustment time T for delaying the turn-on timing for each oscillation.adHowever, the oscillation frequency does not increase even when a light load is connected.
[0056]
  Further, for each oscillation, the energy stored in the transformer is adjusted by delaying the next oscillation according to the magnitude of the load, so that the oscillation does not shift to the intermittent oscillation and no ripple voltage is generated.
[0057]
  Further, at least until the flyback voltage disappears, the control transistor is turned on, and the gate voltage of the oscillation field effect transistor is the threshold voltage VTHSince it is not pulled up more than that, even if an excessive charging current flows through the feedback capacitor, the oscillation field effect transistor will not malfunction and turn on.
[0058]
  The oscillation control method for a self-excited switching power supply circuit according to claim 4 is characterized in that a control transistor and a feedback capacitor connected in series via a gate of an oscillation field effect transistor are connected to both sides of the first feedback winding. A closed loop is formed, and after the turn-off process, the feedback capacitor charged with the flyback voltage generated in the first feedback winding of the transformer is charged with the charging current flowing between the emitter and collector of the control transistor that is turned on. It is characterized by that.
[0059]
  The control transistor that controls the operation of the oscillating field effect transistor also serves as a charging path for charging the feedback capacitor with the flyback voltage generated after turn-off, so that a charge current flows due to the flyback voltage. There is no need to provide a separate charging path with a rectifier diode or the like for preventing discharge.
[0060]
  Even when the control transistor is turned on after the flyback voltage disappears, the charging potential gradually decreases because the charge and discharge currents flow through the closed loop through the control transistor due to free vibration. . As a result, the charging potential of the feedback capacitor is changed from the gate voltage to the threshold voltage V at least until the output voltage drops below the set voltage.THThe potential is raised to the above.
[0061]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a self-excited switching power supply circuit 10 for performing an oscillation control method according to an embodiment of the present invention. Since the self-excited switching power supply circuit 10 according to the present embodiment has the same main circuit and circuit elements as the conventional self-excited switching power supply circuit 100 shown in FIG. The description is omitted.
[0062]
  As shown in FIG. 1, the transformer 2 has a primary winding 2a on the primary side, a first feedback winding 2b wound in the same direction as the primary winding 2a, and a winding in the opposite direction to the primary winding 2a. The second feedback winding 2d is disposed, and the secondary output winding 2c is disposed on the secondary side.
[0063]
  The primary winding 2a is connected to the DC power source 1 in series with an oscillation field effect transistor (hereinafter referred to as FET) 3 that constitutes an oscillation main switch element, and the primary winding 2a is turned on and off by the FET 3. The excitation current flowing through is controlled on and off.
[0064]
  Here, MOSFET is used as the FET 3, the drain is connected to the primary winding 2 a, and the source is connected to the low voltage side terminal 1 b of the DC power supply 1 through the primary current detection resistor 51.
[0065]
  Further, the gate is connected to a connection point J1 of the starting resistor 21 and the electric resistor 25 connected in series to the DC power source 1 via an electric resistor 24 that prevents excessive input to the gate. The resistance values of the starting resistor 21 and the electric resistor 25 are 1.5 MΩ and 100 kΩ, respectively. When the power supply voltage of the unstable DC power supply 1 of about 200 V is significantly reduced, the gate voltage of the FET 3 is reduced. Threshold voltage VTHThe oscillation operation is not stopped without reaching.
[0066]
  Between the connection point J1 and the first feedback winding 2b, a feedback capacitor 12 and a feedback resistor 23 constituting an ON control circuit are connected in series, and the other side of the first feedback winding 2b is a low voltage of the DC power source 1. It is connected to the side terminal 1b.
[0067]
  Further, the gate voltage of the FET 3 is set to the threshold voltage V between the connection point J1 and the low voltage side terminal 1b.THA control transistor 5 serving as a sub-switch element that is lowered and turned off is disposed. Here, as the control transistor 5, an NPN transistor having a collector connected to the connection point J1 and an emitter connected to the low-voltage side terminal 1b is used.
[0068]
  One side of the second feedback winding 2d is connected to the low-voltage side terminal 1b of the DC power supply 1 through a rectifier diode 54 and a driving capacitor 55 connected in series, and the other side is directly connected to the low-voltage side of the DC power supply 1. A closed loop is formed by connecting to the side terminal 1b.
[0069]
  The rectifier diode 54 is arranged with the charging direction of the driving capacitor 55 as the forward direction, so that the driving capacitor 55 is charged with the flyback voltage generated in the second feedback winding 2d.
[0070]
  The connection point J2 between the rectifier diode 54 and the driving capacitor 55 is connected to the low-voltage side terminal 1b via the photocoupler light receiving element 39 and the control capacitor 53, and the series connection point J3 between the photocoupler light receiving element 39 and the control capacitor 53 is connected. Is connected to the base of the control transistor 5.
[0071]
  The series connection point J3, that is, the base of the control transistor 5 is also connected to the connection point J4 between the FET 3 and the primary current detection resistor 51 via the electric resistor 52, and the voltage drop due to the primary current detection resistor 51 is a certain value or more. Then, the base voltage rises and the control transistor 5 is turned on.
[0072]
  The photocoupler light-receiving element 39 operates in a photocoupled manner with the photocoupler light-emitting element 35 on the secondary side of the transformer 2, and here, when light from the photocoupler light-emitting element 35 is received, the connection points J2 to J3 It operates so as to flow a current proportional to the amount of light received in the navel.
[0073]
  The secondary output winding 2c of the transformer includes a rectifying diode 4 in series with the secondary output winding 2c, and a smoothing capacitor 13 connected in parallel with the secondary output winding 2c to constitute an output side rectifying and smoothing circuit. is doing.
[0074]
  In this self-excited switching power supply circuit 10, the output voltage between the output lines 20a and 20b is monitored, and a comparison result with a predetermined set voltage (6 V in the present embodiment) is compared with the primary side of the transformer from the photocoupler light emitting element 35. A comparison circuit for outputting to the photocoupler light receiving element 39 is provided.
[0075]
  That is, the voltage dividing resistors 30 and 31 are connected in series between the high-voltage side output line 20a and the low-voltage side output line 20b of the rectifying and smoothing circuit, and the intermediate tap 32 is connected to the inverting input terminal of the error amplifier 33. The output detection voltage that is the divided voltage of the output voltage is input to the inverting input terminal. A reference power supply 34 is connected between the non-inverting input terminal of the error amplifier 33 and the low-voltage side output line 20b, and a reference voltage to be compared with the output detection voltage is input to the non-inverting input terminal. The reference voltage is a voltage having the same ratio as the voltage dividing ratio of the output voltage and the output detection voltage with respect to the set voltage set to a predetermined value to control the output voltage, and by comparing the output detection voltage and the reference voltage, The output voltage is compared with the set voltage.
[0076]
  The output side of the error amplifier 33 is connected to a high-voltage side output line 20a through an electric resistor 36, and is connected to a photocoupler light emitting element 35 that blinks according to the output value of the error amplifier 33. As described above, it is photocoupled with the photocoupler light receiving element 39 on the primary side.
[0077]
  AC negative feedback elements 37 and 38 are connected between the intermediate tap 32 and the non-inverting input terminal of the error amplifier 33 between the output of the error amplifier 33.
[0078]
  In the self-excited switching power supply circuit 10, the output current flowing through the output lines 20 a and 20 b is further monitored and the output current is controlled, but this is omitted for convenience of explanation.
[0079]
  Hereinafter, an oscillation control method of the self-excited switching power supply circuit 10 configured as described above will be described.
[0080]
  First, control in a transient state from when the power supply circuit 10 is activated until self-excited oscillation is performed while the output voltage is controlled will be described. In this transient state, since the output voltage between the output lines 20a and 20b is less than the set voltage described later, the photocouplers 35 and 39 are not operating.
[0081]
  Immediately after the power supply circuit 10 is started, a DC voltage of about 200 V is generated between the high-voltage side terminal 1 a and the low-voltage side terminal 1 b of the DC power supply 1, so that the power supply voltage divided by the startup resistor 21 and the electrical resistor 25 As a result, the feedback capacitor 12 is charged through the starting resistor 21 and the feedback resistor 23 (in FIG. 1, the lower electrode has a positive polarity and the upper electrode has a negative polarity).
[0082]
  The charging voltage of the feedback capacitor 12 to be charged gradually increases, and the threshold voltage V of the FET 3 is increased.TH, The forward bias voltage is applied to the gate of the FET 3, the FET 3 is turned on, and the drain-source is made conductive.
[0083]
  When the FET 3 is turned on and an excitation current starts to flow from the DC power source 1 to the primary winding 2 a connected in series, an induced electromotive force is generated in each winding of the transformer 2, and energy is accumulated in the transformer 2. The induced voltage generated in the feedback winding 2b is superimposed on the charging voltage of the feedback capacitor 12, and the gate voltage of the FET 3 is changed to its threshold voltage V.THThe above voltage (ON control voltage) is maintained.
[0084]
  At this time, the voltage generated on the junction 3 J4 side of the primary current detection resistor 51 by the exciting current flowing in the primary winding 2 a charges the control capacitor 53 via the electric resistor 52. The exciting current flowing through the primary winding 2a rises almost linearly with the time after turn-on, whereby the charging voltage of the control capacitor 53 also rises.
[0085]
  When the base voltage of the control transistor 5 reaches the bias voltage, the collector-emitter becomes conductive, and the gate of the FET 3 is substantially short-circuited by the control transistor 5 (here, the potential of the low-voltage side terminal 1b, for example, 0 volts), and FET 3 is turned off.
[0086]
  When the FET 3 is turned off and the current flowing through the transformer 2 is substantially cut off, a so-called flyback voltage (inductive counter electromotive force) is generated in each winding. At this time, the flyback voltage generated in the secondary output winding 2c is rectified and smoothed by a smoothing rectifier circuit formed by the rectifying diode 4 and the capacitor 13, and is connected between the output lines 20a and 20b to which the load is connected. Output as output voltage.
[0087]
  On the other hand, the flyback voltage generated in the first feedback winding 2b is proportional to the flyback voltage generated in the secondary winding 2c by the load connected between the output lines 20a and 20b. The feedback capacitor 12 is charged by the flyback voltage generated on the line 2b (in FIG. 1, the lower electrode is + and the upper is one polarity), and the next FET 3 is turned on.
[0088]
  On the other hand, since the primary winding current stops after the FET 3 is turned off, the voltage at the connection point J4 is lowered to the ground potential, and since the photocoupler light receiving element 39 is not operating, the control capacitor 53 The charging voltage decreases due to the discharge through the electric resistance 52. Therefore, the base voltage of the control transistor 5 is equal to or lower than the bias voltage.
[0089]
  However, the feedback capacitor 12 acts as an equivalent diode between the base and the collector of the control transistor 5, and the electric current 52 from the primary current detection resistor 51, the collector and the feedback resistor 23 from the base of the control transistor 5, and the charging current. It is charged from the first feedback winding 2b as a path.
[0090]
  When the electrical energy accumulated in the secondary output winding 2c is terminated by the induced back electromotive force, the voltage of the primary winding 2a is changed to the parasitic capacitance of the FET 3, the stray capacitance between the primary winding 2a and the primary winding. The free oscillation centering on the power supply voltage 200V is started by the inductance of 2a, and its polarity is reversed with a voltage drop.
[0091]
  The voltage on the feedback capacitor 12 side of the first feedback winding 2b that oscillates in proportion to the free oscillation of the primary winding voltage changes in the same manner, and after the flyback voltage acting as a reverse bias with respect to the gate disappears. The polarity is reversed and it acts as a forward bias voltage for the gate of the FET 3. Further, the charging voltage of the feedback capacitor 12 charged so far is added, and the gate voltage of the FET 3 is changed to the threshold voltage V.THAfter that, the FET 3 is turned on again, and a series of self-oscillation operations are repeated in this way.
[0092]
  The energy accumulated in the transformer 2 in one oscillation cycle is approximately proportional to the on-time of the FET 3, that is, the square of the time from when the FET 3 is turned on until the base voltage of the control transistor 5 reaches the bias voltage. , 39 are not operated, and do not participate in the increase of the base voltage, and operate with the maximum on-time determined by the resistance value of the primary current detection resistor 51. As a result, the output voltage rises every time it repeats oscillation until it reaches the set voltage, and when it exceeds the set voltage, it shifts to a normal oscillation operation in which the output voltage is controlled by comparing with the set voltage.
[0093]
  Since this normal oscillation operation is different depending on the size of the load connected between the output lines 20a and 20b, the load of the maximum allowable power consumption is first between the output lines 20a and 20b of the self-excited switching power supply circuit 10. The oscillation control method in the case where is connected will be described with reference to FIGS. The allowable maximum power consumption load is a load having the largest power consumption that can be connected between the output lines 20a and 20b based on the DC power supply voltage of the self-excited switching power supply circuit 10 and the circuit constants, and the self-excited switching power supply circuit 10 The output rating is predetermined.
[0094]
  FIG. 2 corresponds to FIG. 7 and shows the waveforms of the respective parts during the self-excited oscillation operation by connecting the load of the maximum allowable power consumption, and FIG. 2 (a) shows the voltage at the series connection point J3, that is, FIG. 2 (b) shows the gate voltage waveform (2) of the FET 3, and FIG. 2 (c) shows the drain current of the FET 3, that is, the primary current flowing in the primary winding 2a. The winding current waveform (3) and FIG. 2 (d) show the drain voltage waveform (4) of the FET 3, respectively.
[0095]
  In the present embodiment, when a self-excited oscillation operation is performed by connecting a load having a maximum allowable power consumption between the output lines 20a and 20b, the flyback voltage disappears (t in FIG. 2D).12), the on-time (t in FIG. 2A)2To t0And the set voltage is adjusted.
[0096]
  That is, the power generated in the transformer 2 is proportional to the square of the excitation current flowing through the primary winding 2a when turned off, and this excitation current is approximately proportional to the on-time, so that the allowable maximum power consumption and the transformer 2 are generated. If the on-time is adjusted so that the power is balanced, the output voltage decreases when the flyback voltage disappears. Therefore, by adjusting either one or both of the ON time and the set voltage, the output voltage can be set to be equal to or lower than the set voltage when the flyback voltage disappears.
[0097]
  ON time after the FET 3 is turned on (t in FIG. 2C)2To t0The output voltage is equal to or lower than the set voltage set by the above adjustment, and the photocouplers 35 and 39 do not operate, and the primary current detection resistor 51 of the primary current detection resistor 51 due to the exciting current flowing in the primary winding 2a does not operate as in the transient state. When the voltage drop reaches the bias voltage of the control transistor 5 (t in FIG. 2A).0), The control transistor 5 is turned on. That is, when the maximum excitation current determined by the resistance value of the primary current detection resistor 51 flows through the primary winding 2a, the FET 3 is turned off, so that the ON time adjusted by the resistance value of the primary current detection resistor 51 (FIG. 2 ( c) t2To t0Between) is constant.
[0098]
  When the FET 3 is turned off after the on-time has elapsed, the flyback voltage generated in the secondary output winding 2c is rectified and smoothed by the smoothing rectifier circuits 4 and 13 and output as an output voltage between the output lines 20a and 20b. As a result, the output voltage rises and exceeds the set voltage.
[0099]
  When the output voltage between the high-voltage side output line 20a and the low-voltage side output line 20b exceeds the set voltage, the partial pressure of the intermediate tap 32 input to the inverting input terminal of the error amplifier 33 also increases, and the reference voltage of the reference power supply 34 Is inverted and amplified to a potential exceeding the light emission threshold value of the photocoupler light emitting element 35.
[0100]
  As a result, the photocoupler light emitting element 35 emits light, and when the photocoupler light receiving element 39 receives light, a current proportional to the amount of received light flows from the connection point J2 to the connection point J3 (base of the control transistor 5). That is, the flyback voltage is also generated in the second feedback winding 2d and works in the forward direction on the rectifier diode 54. Therefore, the control capacitor 53 is charged via the photocoupler light receiving element 39 and the base of the control transistor 5 is charged. The voltage is kept higher than the bias voltage, and the control transistor 5 continues to be turned on even after the FET 3 is turned off.
[0101]
  As shown in FIG. 2 (a), the control transistor 5 has the t3 when the FET 3 is turned off.0Sometimes the base voltage reaches a bias voltage of 0.6V, and the collector and emitter are both conductive and are almost at ground potential, but after the FET 3 is turned off, while the output voltage exceeds the set voltage, The base voltage is maintained at a voltage higher than the bias voltage.
[0102]
  While the base voltage of the control transistor 5 reaches the bias voltage, the collector and the emitter are in conduction. Therefore, the flyback voltage generated in the first feedback winding 2b causes the collector of the control transistor 5 to the collector. The feedback capacitor 12 is charged using the feedback resistor 23 as a charging current path (in FIG. 1, the lower electrode is + and the upper electrode has one polarity).
[0103]
  Further, while the feedback capacitor 12 is being charged, the base voltage of the control transistor 5 reaches the bias voltage, and the gate of the FET 3 and the low-voltage side terminal 1b are substantially short-circuited. Even if the capacitor 12 is excessively charged, the gate voltage is the threshold voltage VTHIs not reached, and the FET 3 is not accidentally turned on.
[0104]
  When a load with the maximum allowable power consumption is connected, the flyback voltage disappears ((t in FIG. 2 (d)1)), The output voltage becomes equal to or lower than the set voltage, so that the light emission of the photocoupler light emitting element 35 stops and the light receiving operation of the photocoupler light receiving element 39 stops.
[0105]
  As a result, the charging voltage of the control capacitor 53 isElectrical resistance 52, primary current detection resistance 51, The control capacitor 53 is turned off, the charge voltage of the feedback capacitor 12 is added to the voltage of the first feedback winding 2b whose polarity has been reversed, and the gate voltage of the FET 3 becomes the threshold voltage VTHWhen the flyback voltage almost disappears (t in FIG. 2)2FET3 is turned on again.
[0106]
  Next, the oscillation control method of the self-excited switching power supply circuit 10 when the load connected between the output lines 20a and 20b is a lighter load (low power consumption) is shown in FIGS. 1 and 3 to 5. FIG. It explains using.
[0107]
  When a lighter load (low power consumption) is connected between the output lines 20a and 20b of the self-excited switching power supply circuit 10 in which the on-time and the set voltage are adjusted while the heaviest load is connected, power consumption by the load is reduced. Therefore, the potential drop due to the load of the output voltage rectified and smoothed by the smoothing rectifier circuits 4 and 13 is slow, and the voltage exceeds the set voltage even after the flyback voltage disappears.
[0108]
  Therefore, in this embodiment, the turn-on for the next self-excited oscillation is delayed until the output voltage drops below the set voltage, and the power generated by the transformer 2 for each oscillation period is changed to the power consumed by the load. It is adjusted together.
[0109]
  ON time after the FET 3 is turned on (t in FIG. 4)3T from time0), The output voltage is equal to or lower than the set voltage, and the photocoupler light receiving element 39 is not receiving light, so the on-time until the FET 3 is turned off is constant regardless of the load weight.
[0110]
  As shown in FIG.0When the FET 3 is sometimes turned off, the flyback voltage generated in each winding is generated, and the output voltage obtained by rectifying and smoothing the flyback voltage on the secondary side of the transformer 2 also rises and exceeds the set voltage.
[0111]
  The operation while the flyback voltage is generated is the same regardless of the weight of the load connected to the output lines 20a and 20b, and the photocoupler light-receiving element 39 emits light as described above. As a result, the control capacitor 53 is charged, and the control transistor 5 continues to be turned on even after the FET 3 is turned off.
[0112]
  Therefore, the feedback capacitor 12 is charged by the flyback voltage generated in the first feedback winding 2b using the control transistor 5 as a charging path, and while the feedback capacitor 12 is being charged, the gate of the FET 3 and the low voltage side Since the terminal 1b is substantially short-circuited, even if the feedback capacitor 12 is excessively charged by using an auxiliary power source or the like, the gate voltage is the threshold voltage VTHTherefore, the FET 3 remains turned off.
[0113]
  The flyback voltage generated in the secondary output winding 2c becomes an output voltage that has been rectified and smoothed.1When the load lighter than the maximum allowable power consumption load is connected, the output voltage (that is, the voltage across the smoothing capacitor 13) exceeds the set voltage even after the flyback voltage disappears. The voltage is maintained and the photocoupler light emitting element 35 continues to emit light. As a result, the control transistor 5 continues to be turned on, and the feedback capacitor 12 changes the gate voltage of the FET 3 to the threshold voltage VTHDespite the above charging voltage, the FET 3 does not turn on.
[0114]
  Therefore, as shown in FIG.1After the time, the voltage of the primary winding 2a starts free oscillation centered on the power supply voltage 200V due to the parasitic capacitance of the FET 3, the stray capacitance between the primary windings 2a and the inductance of the primary winding 2a. Free vibration is also generated in the first feedback winding 2b in proportion to the winding ratio (see FIG. 4B), and the feedback capacitor 12 is repeatedly charged and discharged by this free vibration. Even if the ON operation is continued, the charging voltage due to the flyback voltage only decreases gently.
[0115]
  Since there is no new oscillation, the output voltage gradually decreases due to power consumption by the load, and the off adjustment time TadT has passed3If the output voltage is sometimes lower than the set voltage, the photocoupler light emitting element 35 stops emitting light, and the photocoupler light receiving element 39 stops the light receiving operation.
[0116]
  As a result, the charging voltage of the control capacitor 53 isElectrical resistance 52, primary current detection resistance 51The control transistor 5 is turned off, the charging voltage of the feedback capacitor 12 is added to the voltage of the first feedback winding 2b, and the gate voltage of the FET 3 is changed to the threshold voltage V.THAnd the FET 3 is turned on.
[0117]
  As described above, the off-adjustment time T in each oscillation period depends on the weight of the load.adTo balance the energy generated in the transformer 2 by the oscillation and the energy consumed by the load. Therefore, if the weight of the load does not change as shown in FIG. There is no transition to.
[0118]
  Therefore, since the set voltage is 6 V here, the output voltage is almost a DC voltage of 6 V. FIG. 5 shows the output voltage waveform according to the present embodiment in correspondence with the same time interval as FIG. 10 showing the output voltage waveform according to the conventional oscillation control method. In the conventional method, the ripple voltage having an amplitude of 200 mv is shown. On the other hand, in the control method of the present embodiment, a substantially DC waveform with no ripple voltage appears.
[0119]
  According to this embodiment, the feedback capacitor 12 is charged using the control transistor 5 as a charging path. However, another charging path may be provided for charging.
[0120]
  The driving capacitor 55 is charged with the flyback voltage generated in the second feedback winding 2d, but the second feedback winding 2d is not necessarily provided, and the primary winding 2a or the first feedback winding 2b. Further, the rectifier diode 54 and the driving capacitor 55 may be connected in series, and the driving capacitor 55 may be charged with a flyback voltage generated in these windings.
[0121]
  Further, in the above-described embodiment, when the self-excited oscillation operation is performed by connecting a load having the maximum allowable power consumption, the flyback voltage almost disappears t.1Time (actually t2The on-time and the set voltage were adjusted so that the output voltage was below the set voltage at the time, but after the flyback voltage disappeared (t2The output voltage may be equal to or lower than the set voltage after (time).
[0122]
  Furthermore, in the above-described embodiment, the case where loads having different weights (power consumption) are connected has been described. However, it can be applied to the case where a load whose power consumption varies is connected. In this case, the off-adjustment time T having a different length for each oscillation period depending on the changing load.adIs provided to perform continuous self-oscillation operation.
[0123]
【The invention's effect】
  As described above, according to the present invention, even when a light load is connected to the output line, the frequency of self-excited oscillation does not increase, and energy loss is small.
[0124]
  Further, since there is no transition to the intermittent oscillation operation, no ripple voltage that causes noise is generated.
[0125]
  Furthermore, while the flyback voltage is generated, the sub switch element (control capacitor) substantially short-circuits the control terminal (gate) and the low-voltage side terminal, so that the feedback capacitor is overcharged. Even in this case, the oscillation main switch element (oscillation field effect transistor) reliably maintains the off operation.
[0126]
  In addition, according to the second aspect of the present invention, when the heaviest load is connected, the self-excited oscillation is continued in a useless oscillation cycle, and the off adjustment time T is reduced as the load becomes lighter.adIs provided to lower the oscillation frequency, and energy loss due to switching or the like during self-excited oscillation can be minimized.
[0127]
  In the invention of claim 4, since the control transistor also serves as a charging path for charging the feedback capacitor with the flyback voltage generated after turn-off, it is not necessary to provide a separate charging path.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a self-excited switching power supply circuit 10 for performing an oscillation control method according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 shows waveforms of respective parts of the self-excited switching power supply circuit 10 during a self-excited oscillation operation by connecting a load having a maximum allowable power consumption
(A) shows the base voltage waveform (1) of the control transistor 5 as
(B) shows the gate voltage waveform (2) of FET3,
(C) shows the drain current waveform (3) of the FET 3,
(D) shows the drain voltage waveform (4) of FET3.
It is a wave form diagram shown respectively.
FIG. 3 shows a waveform of each part of FIG. 2 during a self-oscillation operation with a light load connected, at relatively long time intervals;
(A) shows the base voltage waveform (1) of the control transistor 5 as
(B) shows the gate voltage waveform (2) of FET3,
(C) shows the drain current waveform (3) of the FET 3,
(D) shows the drain voltage waveform (4) of FET3.
It is a wave form diagram shown respectively.
FIG. 4 shows enlarged waveforms of respective parts in FIG. 2 during connection with a light load and during self-excited oscillation, as compared with FIG.
(A) shows the base voltage waveform (1) of the control transistor 5 as
(B) shows the gate voltage waveform (2) of FET3,
(C) shows the drain current waveform (3) of the FET 3,
(D) shows the drain voltage waveform (4) of FET3.
It is a wave form diagram shown respectively.
FIG. 5 is a waveform diagram represented by a long time interval representing an output voltage waveform during a self-oscillation operation with a light load connected.
6 is a circuit diagram of a conventional self-excited switching power supply circuit 100. FIG.
FIG. 7 shows waveforms of respective parts of a conventional self-excited switching power supply circuit 100 performing a self-excited oscillation operation in correspondence with FIG.
(A) shows the base voltage waveform of the control transistor 5,
(B) shows the gate voltage waveform of the FET 3,
(C) shows the drain current waveform of the FET 3,
(D) shows the drain voltage waveform of FET3.
It is a wave form diagram shown respectively.
8 shows the waveform of each part of FIG. 7 corresponding to FIG.
(A) shows the base voltage waveform of the control transistor 5,
(B) shows the gate voltage waveform of the FET 3,
(C) shows the drain current waveform of the FET 3,
(D) shows the drain voltage waveform of FET3.
It is a wave form diagram shown respectively.
FIG. 9 performs intermittent oscillation and expands the waveform of each part of the self-excited switching power supply circuit 100 that started oscillation;
(A) shows the base voltage waveform of the control transistor 5,
(B) shows the gate voltage waveform of the FET 3,
(C) shows the drain current waveform of the FET 3,
(D) shows the drain voltage waveform of FET3.
It is a wave form diagram shown respectively.
10 is a waveform diagram showing the output voltage waveform during the self-excited oscillation operation of the conventional self-excited switching power supply circuit 100 in correspondence with FIG.
11 is a circuit diagram of another conventional self-excited switching power supply circuit 200. FIG.
[Explanation of symbols]
  1 DC power supply
  1a High voltage side terminal
  1b Low voltage side terminal
  2 transformer
  2a Primary winding
  2b Feedback winding (first feedback winding)
  2c Secondary output winding
  2d second feedback winding
  3 Oscillation field effect transistor (oscillation main switch element)
  5 Control transistor (sub switch element)
  10 Self-excited switching power supply circuit
  12 Feedback capacitor
  35 Photocoupler light emitting device
  39 Photocoupler light receiving element
  55Driving capacitor

Claims (4)

直流電源（１）に対してトランス（２）の一次巻線（２ａ）と直列に接続した発振用主スイッチ素子（３）の制御端子にオン制御電圧を加え、発振用主スイッチ素子（３）をターンオンさせて一次巻線（２ａ）に励磁電流を流すターンオン工程と、
ターンオン工程の後、一次巻線（２ａ）に直列に接続する抵抗（５１）に、前記励磁電流を流し、抵抗（５１）の両端に発生する電圧で、抵抗（５１）と閉ループを形成する制御用コンデンサ（５３）を充電し、発振用主スイッチ素子（３）の制御端子と直流電源（１）の低圧側端子（１ｂ）間に接続された副スイッチ素子（５）の副制御端子（Ｊ３）電圧を、副制御端子（Ｊ３）に接続する制御用コンデンサ（５３）の充電電圧でオン制御電圧として副スイッチ素子（５）をオン制御し、制御端子の電圧をオフ制御電圧とし、発振用主スイッチ素子（３）をターンオフさせて一次巻線（２ａ）に流れる励磁電流を停止するターンオフ工程と、
ターンオフ工程の後、トランス（２）の二次出力巻線（２ｃ）に発生するフライバック電圧を整流平滑化し、出力線へ出力電圧として出力する出力工程とを備え、
ターンオフ工程の後、トランス（２）の帰還巻線（２ｂ）に発生するフライバック電圧で帰還コンデンサ（１２）を充電するとともに、制御用コンデンサ（５３）の充電電圧を閉ループを形成する抵抗（５１）へ放電し、副制御端子（Ｊ３）電圧をオフ制御電圧として副スイッチ素子（５）をオフ制御した後、帰還コンデンサ（１２）の充電電圧を発振用主スイッチ素子（３）の制御端子へ正帰還させ、制御端子をオン制御電圧に引き上げ、再びターンオン工程から各工程を繰り返す自励式スイッチング電源回路の発振制御方法であって、
ターンオフ工程の後、出力電圧を所定の設定電圧と比較し、出力電圧が所定の設定電圧を越えている間は、トランス（２）のいずれかの巻線に発生するフライバック電圧で充電される駆動用コンデンサ（５５）の充電電圧を副制御端子（Ｊ３）に加えて、副スイッチ素子（５）をオン制御し、出力電圧が設定電圧以下となったときに、駆動用コンデンサ（５５）と副制御端子（Ｊ３）を遮断し、オン制御している副スイッチ素子（５）をオフ制御し、ターンオン工程へ移行させることを特徴とする自励式スイッチング電源回路の発振制御方法。An on-control voltage is applied to the control terminal of the oscillation main switch element (3) connected in series with the primary winding (2a) of the transformer (2) to the DC power supply (1), and the oscillation main switch element (3) A turn-on process in which an excitation current is passed through the primary winding (2a) by turning on
After the turn-on process, the exciting current is passed through the resistor (51) connected in series to the primary winding (2a), and the voltage generated at both ends of the resistor (51) is used to form a closed loop with the resistor (51). The capacitor (53) is charged, and the sub-control terminal (J3) of the sub-switch element (5) connected between the control terminal of the oscillation main switch element (3) and the low-voltage side terminal (1b) of the DC power supply (1). ) Turn on the sub switch element (5) by turning on the sub switch element (5) using the charging voltage of the control capacitor (53) connected to the sub control terminal (J3) as the on control voltage, and turn off the control terminal voltage. A turn-off step of turning off the main switch element (3) to stop the exciting current flowing in the primary winding (2a);
An output step of rectifying and smoothing the flyback voltage generated in the secondary output winding (2c) of the transformer (2) after the turn-off step and outputting the output voltage to the output line;
After the turn-off step, the feedback capacitor (12) is charged with the flyback voltage generated in the feedback winding (2b) of the transformer (2), and the charging voltage of the control capacitor (53) is a resistor (51) that forms a closed loop. ), The sub-switch element (5) is turned off using the sub-control terminal (J3) voltage as the off-control voltage, and then the charging voltage of the feedback capacitor (12) is supplied to the control terminal of the oscillation main switch element (3). It is a method for controlling oscillation of a self-excited switching power supply circuit that positively feeds back, raises a control terminal to an on-control voltage, and repeats each process from the turn-on process again.
After the turn-off process, the output voltage is compared with a predetermined set voltage, and while the output voltage exceeds the predetermined set voltage, it is charged with the flyback voltage generated in any winding of the transformer (2). When the charging voltage of the driving capacitor (55) is applied to the sub-control terminal (J3), the sub-switch element (5) is turned on, and when the output voltage becomes lower than the set voltage, the driving capacitor (55) An oscillation control method for a self-excited switching power supply circuit, wherein the sub-control terminal (J3) is cut off, the on-control sub-switch element (5) is turned off, and the process proceeds to a turn-on process. 出力線に許容最大消費電力の負荷が接続された状態で、フライバック電圧が消失した時に、出力電圧が設定電圧以下となり、ターンオン工程へ移行するように、オン時間及び／又は設定電圧を調整することを特徴とする請求項１記載の自励式スイッチング電源回路の発振制御方法。  Adjust the on-time and / or set voltage so that when the flyback voltage disappears with the load with the maximum allowable power consumption connected to the output line, the output voltage becomes lower than the set voltage and the process proceeds to the turn-on process. 2. The oscillation control method for a self-excited switching power supply circuit according to claim 1. 直流電源（１）に対してトランス（２）の一次巻線（２ａ）と直列に接続した発振用電界効果トランジスタ（３）のゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨ以上に引き上げ、発振用電界効果トランジスタ（３）をターンオンさせて一次巻線（２ａ）に励磁電流を流すターンオン工程と、
ターンオン工程の後、一次巻線（２ａ）に直列に接続する抵抗（５１）に、前記励磁電流を流し、抵抗（５１）の両端に発生する電圧で、抵抗（５１）と閉ループを形成する制御用コンデンサ（５３）を充電し、発振用電界効果トランジスタ（３）のゲートと直流電源（１）の低圧側端子（１ｂ）間に接続された制御用トランジスタ（５）のベース電圧を、ベースに接続する制御用コンデンサ（５３）の充電電圧でオン制御電圧として制御用トランジスタ（５）をオン制御し、ゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨ未満とし、発振用電界効果トランジスタ（３）をターンオフさせて一次巻線（２ａ）に流れる励磁電流を停止するターンオフ工程と、
ターンオフ工程の後、トランス（２）の二次出力巻線（２ｃ）に発生するフライバック電圧を整流平滑化し、出力線へ出力電圧として出力する出力工程とを備え、
ターンオフ工程の後、トランス（２）の第１帰還巻線（２ｂ）に発生するフライバック電圧で帰還コンデンサ（１２）を充電するとともに、制御用コンデンサ（５３）の充電電圧を閉ループを形成する抵抗（５１）へ放電し、制御用トランジスタ（５）のベース電圧をオフ制御電圧として制御用トランジスタ（５）をオフ制御した後、帰還コンデンサ（１２）の充電電圧を発振用電界効果トランジスタ（３）のゲートへ正帰還させ、ゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨに引き上げ、再びターンオン工程から各工程を繰り返す自励式スイッチング電源回路の発振制御方法であって、
ターンオフ工程の後、トランス（２）の第２帰還巻線（２ｄ）に発生するフライバック電圧で駆動用コンデンサ（５５）を充電し、
出力電圧が所定の設定電圧を越えている間、トランスの二次側のフォトカプラ発光素子（３５）を発光し、フォトカップルするトランス（２）の一次側のフォトカプラ受光素子（３９）を動作させ、第２帰還巻線（２ｄ）に発生するフライバック電圧若しくは駆動用コンデンサ（５５）の充電電圧を制御用トランジスタ（５）のベースに加えて、制御用トランジスタ（５）をオン制御し、
出力電圧が設定電圧以下となったときに、フォトカプラ受光素子（３９）の動作を停止させ、第２帰還巻線（２ｄ）に発生するフライバック電圧若しくは駆動用コンデンサ（５５）の充電電圧を制御用トランジスタ（５）のベースから遮断し、制御用トランジスタ（５）をオフ制御し、ターンオン工程へ移行させることを特徴とする自励式スイッチング電源回路の発振制御方法。The gate voltage of the oscillation field effect transistor (3) connected in series with the primary winding (2a) of the transformer (2) with respect to the DC power supply (1) is raised to the threshold voltage VTH or more, and the oscillation field effect transistor ( A turn-on process in which 3) is turned on to pass an exciting current through the primary winding (2a);
After the turn-on process, the exciting current is passed through the resistor (51) connected in series to the primary winding (2a), and the voltage generated at both ends of the resistor (51) is used to form a closed loop with the resistor (51). The base voltage of the control transistor (5) connected between the gate of the oscillation field effect transistor (3) and the low voltage side terminal (1b) of the DC power supply (1) The control transistor (5) is turned on by the charge voltage of the connected control capacitor (53) as an on control voltage , the gate voltage is made less than the threshold voltage V TH , and the oscillation field effect transistor (3) is turned off to be primary. A turn-off process for stopping the exciting current flowing in the winding (2a);
An output step of rectifying and smoothing the flyback voltage generated in the secondary output winding (2c) of the transformer (2) after the turn-off step and outputting the output voltage to the output line;
After the turn-off process, the feedback capacitor (12) is charged with the flyback voltage generated in the first feedback winding (2b) of the transformer (2), and the charging voltage of the control capacitor (53) forms a closed loop. (51), the control transistor (5) is turned off using the base voltage of the control transistor (5) as the off control voltage, and then the charging voltage of the feedback capacitor (12) is changed to the oscillation field effect transistor (3). The oscillation control method of a self-excited switching power supply circuit that positively feeds back to the gate, raises the gate voltage to the threshold voltage V TH , and repeats each process from the turn-on process,
After the turn-off process, the driving capacitor (55) is charged with the flyback voltage generated in the second feedback winding (2d) of the transformer (2),
While the output voltage exceeds a predetermined set voltage, the photocoupler light emitting element (35) on the secondary side of the transformer emits light, and the photocoupler light receiving element (39) on the primary side of the transformer (2) that performs photocoupling is operated. The flyback voltage generated in the second feedback winding (2d) or the charging voltage of the driving capacitor (55) is applied to the base of the control transistor (5) to turn on the control transistor (5),
When the output voltage becomes lower than the set voltage, the operation of the photocoupler light receiving element (39) is stopped, and the flyback voltage generated in the second feedback winding (2d) or the charging voltage of the driving capacitor (55) is set. An oscillation control method for a self-excited switching power supply circuit characterized in that the control transistor (5) is cut off from the base, the control transistor (5) is turned off, and the process proceeds to a turn-on process. 第１帰還巻線（２ｂ）の両側に、発振用電界効果トランジスタ（３）のゲートを介して直列に接続される制御用トランジスタ（５）と帰還コンデンサ（１２）が接続することにより閉ループが形成され、
ターンオフ工程の後、トランス（２）の第１帰還巻線（２ｂ）に発生するフライバック電圧で充電される帰還コンデンサ（１２）は、オン制御される制御用トランジスタ（５）のエミッタ、コレクタ間に流れる充電電流で充電されることを特徴とする請求項３記載の自励式スイッチング電源回路の発振制御方法。A closed loop is formed by connecting the feedback transistor (12) and the control transistor (5) connected in series via the gate of the oscillation field effect transistor (3) on both sides of the first feedback winding (2b). And
After the turn-off process, the feedback capacitor (12) charged with the flyback voltage generated in the first feedback winding (2b) of the transformer (2) is connected between the emitter and collector of the control transistor (5) that is controlled to be on. 4. The oscillation control method for a self-excited switching power supply circuit according to claim 3, wherein the oscillation is charged with a charging current flowing through the power supply.
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