JP4317094B2 - データを送信するための方法、通信システム、および信号を受信するように構成される装置 - Google Patents

Description

本発明は、少なくとも１つの送信機および１つの受信機を含む通信システムにおいてデータを送信するための方法に関し、その送信機は、Ｎｐ個の時間窓にわたってＮｐ個のパルスからなる少なくとも１つの系列によって形成される信号を送信するように構成され、各パルスは１つの時間チップ内に入れられ、その関連する時間窓内のその時間チップの位置はチップ番号によって定義される。

そのようなデータ伝送方法は現在、いわゆる超広帯域通信システム（ＵＷＢシステムとも呼ばれる）の妥当性を評価する目的で研究されている。そのようなシステムでは、各送信機は先に記載されたチップ番号によって形成されるシグネチャによって特定されることができ、シグネチャそのものは変動の影響を受けにくく、全ての潜在的な受信機に確実かつ正確に伝達されることができる。

ＵＷＢシステムにおいて用いられるパルスは非常に短く、たとえば０．１ナノ秒未満の持続時間を有し、それにより、そのようなシステムは少なくとも１０ＧＨｚ程度の広い帯域幅を提供されるので、高い自由度を有し、それゆえそのようなシステムにとって数多くの実現可能な応用形態が見込まれる。

上記の信号は搬送信号を形成し、たとえば１つあるいは複数のパルス系列の位相あるいは振幅変調を実行することによって、その搬送信号を変調することにより、その搬送信号上に情報を符号化することができる。

そのようなシステムの開発を妨げる主な問題は、到来する搬送信号を受信機によって検出することにある。現在の最新技術では、信号検出は多くの場合に、雑音だけから構成されるかもしれず、あるいは１つの到来する搬送信号を含むかもしれない、受信アンテナの出力において供給される受信信号を、そのような搬送信号が有するはずである波形のグライディングモデル（gliding model）と相関をとることにより実行される。

そのようなグライディング相関技法は、それだけでは、それぞれ持続時間が０．１ｎｓ未満であり、概ね１００ｎｓの幅をそれぞれ有する時間窓内に入れられるＮｐ個のパルスからなる系列を検出することに現実には適用することができない。たとえばＮｐ＝１２８で、サンプリング間隔が１０ｐｓの場合のそのような例では、パルス系列の全持続時間を走査するのに、その完了までに１．２８×１０^６個の一連のパルス系列を必要とすることになり、その走査は１６秒続くことになるので、許容することはできない。

上記の技法に基づいてパルス系列の検出を実行するために膨大な時間がかかり、その間に送信機と受信機との間の通信条件が変わる、すなわち、たとえばこれらの装置のうちの一方あるいは両方が動くことに起因してこれらの装置間の通信チャネルが変更されることがあるので、結果として、１回の信号検出ステップの過程において検出条件が変更され、その信号検出ステップによって生成される結果の精度に悪影響が及ぼされる場合があることにも留意されたい。パルス系列を搬送する信号は、その検出が完了する前に、消失する可能性もある。

本発明は、上記のようなデータを送信するための方法を提供することにより、先に述べられた問題を解決することを目的としており、その方法は、現時点で用いられている信号検出技法よりもはるかに速く実行されることができる少なくとも１つの信号検出ステップを含む。

実際には、冒頭の段落によるデータを送信するための方法は本発明によって特徴付けられ、本発明の方法は少なくとも１つの信号検出ステップを含み、その過程では、チップ番号によって定義される時間チップを含むＮｐ個の検出窓が、予想されるパルス系列を探すために検査されることになる。

本発明による検出ステップでは、既知のグライディング相関技法においてなされるように、受信信号は予想されるパルス系列の全持続時間にわたって完全には走査されない。代わりに、その走査は、予想されるパルス系列の選択された部分に限定される。このように限定されるのは、本発明による検出ステップと、当該技術分野において既に知られている検出ステップとの間の目的に差があるためである。

実際には、予想されるパルス系列の全持続時間にわたってグライディング相関によって実行される既知の検出ステップは、検出される系列のタイミングを正確に特定することを目的とするのに対して、本発明による検出ステップは、所与の時間間隔内に所与のパルス系列が開始するか否かを判定することのみを目的とする。したがって、ある１つの信号系列の全持続時間が段階的に走査されることができ、各段階は上記の条件と同じ条件において約１０ｎｓの持続時間を有し、それは、Ｎｐ＝１２８パルスからなる予想される系列の持続時間の走査が、その完了までに１．２８×１０^３の一連のパルス系列しか必要とせず、１６ミリ秒、すなわち上記のグライディング相関技法に基づく時間の１０００分の１の短い時間しか続かないことを意味する。

したがって、本発明によれば、受信機に予め伝達されている、送信機のシグネチャによって定義される検出窓のみを走査することにより、検出ステップを実行するために必要とされる処理時間および電力を制限できるようになる。

１つのパルスを探して検出窓を検査するために、種々の技法を用いることができる。

本発明の第１の実施形態によれば、各検出窓の検査は、受信信号と、一連のＮｐ個の予想されるパルス形式との間の相関の全ての検出窓にわたる平均値によって定義される検出値を計算することを含み、その検出値は所定の閾値と比較されることになる。

予想される構成で検出されるパルスが、統計的に妥当な頻度で現われるようにするのを高めるために、相関値は１より大きな任意の所与の累乗Ｎまで高められることが有利である。

本発明の第２の実施形態によれば、各検出窓の検査は、受信信号と、一連のＮｐ個の予想されるパルス形式との間の相関の二乗された値の全ての検出窓にわたる平均値によって定義される検出値を計算することを含み、その検出値は所定の閾値と比較されることになる。

後に説明されるように、二乗された相関値を用いることにより、検出値の計算をさらに容易に実施できるようになる。

チャネル減衰のような通信条件が信号検出ステップの結果に著しく影響を及ぼさないようにすることを確実にするために、上記の所定の閾値は受信信号の振幅とは無関係にすることが好ましいであろう。

そのハードウェア向けの態様のうちの１つによれば、本発明は、少なくとも１つの送信機および１つの受信機を含む通信システムであって、その送信機はＮｐ個の時間窓にわたってＮｐ個のパルスからなる少なくとも１つの系列によって形成される信号を送信するように構成され、パルスはそれぞれ１つの時間チップ内に入れられ、その関連する時間窓内の時間チップの位置はチップ番号によって定義され、そのシステムでは、受信機は、予想されるパルス系列を探すために、チップ番号によって定義される時間チップを含むＮｐ個の検出窓の検査を実行するように構成されることになる信号検出手段を含む通信システムにも関する。

そのようなシステムの第１の実施形態によれば、検出手段は、受信信号と、一連のＮｐ個の予想されるパルス形式との間の相関の全ての検出窓にわたる平均値によって定義される検出値を計算するための計算手段と、その検出値を所定の閾値と比較するための比較手段とを含む。

そのようなシステムの第２の実施形態によれば、検出手段は、受信信号と、一連のＮｐ個の予想されるパルス形式との間の相関の二乗された値の全ての検出窓にわたる平均値によって定義される検出値を計算するための計算手段と、その検出値を所定の閾値と比較するための比較手段とを含む。

そのようなシステムの好ましい実施形態によれば、計算手段は、
受信機によって受信された信号を供給されるように構成される少なくとも１つのバンドパスフィルタと、
検出窓中に起動され、バンドパスフィルタによって供給される信号を一連のデジタルサンプルに変換するように構成されるサンプリングモジュールと、
サンプリングモジュールによって供給される連続した一連のサンプルが格納されるように構成されるメモリ手段と、
一連の累算されたサンプルを供給するように構成される加算器であって、累算されたサンプルはそれぞれ、メモリ手段内に格納される種々の一連のサンプルの中の同じランクを有する全てのサンプルの和から生成される、加算器と、
加算器によって供給される累算されたサンプルの全ての検出窓にわたる平均二乗値を計算するように構成される積分器であって、平均二乗値は検出値を構成する、積分器とを備える。

そのハードウェア向けの態様の別の態様によれば、本発明は、Ｎｐ個の時間窓にわたってＮｐ個のパルスからなる少なくとも１つの系列によって形成される信号を受信するように構成される装置であって、パルスはそれぞれ１つの時間チップ内に入れられ、その関連する時間窓内の時間チップの位置はチップ番号によって定義され、受信装置は、予想されるパルス系列を探すために、チップ番号によって定義される時間チップを含むＮｐ個の検出窓の検査を実行するように構成される信号検出手段を含む装置に関する。

したがって、そのような受信機に含まれる検出手段は、本発明の先に記載された実施形態による信号検出ステップを実行することができるであろう。

本発明の先に記載された特徴および他の特徴は、添付の図面に関連して与えられる以下に記載される詳細な説明を読むことにより、さらに明らかになるであろう。

図１は、本発明が具現される通信システムＳＹＳＴを示す。このシステムＳＹＳＴは、少なくとも１つの送信装置ＴＲＤと、少なくとも１つの受信装置ＲＣＤとを含み、それらはたとえば移動電話によって構成されることができる。送信装置ＴＲＤは、Ｎｐ個の時間窓にわたってＮｐ個のパルスｐｊ（ただしｊ＝１〜Ｎｐ）からなる少なくとも１つの系列によって形成される信号Ｃｓｇを送信するように構成されており、各パルスは１つの時間チップ内に入れられ、その関連する時間窓内の時間チップの位置はチップ番号ｃｊ（ただしｊ＝１〜Ｎｐ）によって定義される。

受信機ＲＥＣは、そのような到来する信号Ｃｓｇを検出するための検出手段ＤＥＴを設けられる。

この信号Ｃｓｇは搬送信号を形成することができ、たとえば、１つあるいは複数のパルス系列の位相あるいは振幅変調を実行することによって、その搬送信号Ｃｓｇを変調することにより、送信装置ＴＲＤによって、その搬送信号上に情報を符号化することができる。

図２は、そのような搬送信号Ｃｓｇをクロノグラムの形で示しており、そのクロノグラムによれば、各パルス系列は全持続時間Ｔｐを有し、その全持続時間は、持続時間Ｔｆをそれぞれ有する時間窓に分割され、各時間窓は時間チップＴｃに細分されており、各窓内の１つの時間チップは１つのパルスｐｊ（ただしｊ＝１〜Ｎｐ）を含むように構成されており、１つの時間チップはチップ番号ｃｊによって特定される。したがって、この搬送信号Ｃｓｇの送信機は、全ての上記のチップ番号ｃｊ（ただしｊ＝１〜Ｎｐ）を合わせることによって形成されるシグネチャＳｇ＝（ｃ１、ｃ２．．．ｃＮｐ）により特定されることになり、そのシグネチャＳｇそのものは変動の影響を受けにくく、それゆえ全ての潜在的な受信機に確実かつ正確に伝達されることができる。

図３は、上記のパルスを構成するために選択されることができる実現可能な形状ｐ（ｔ）を示す別のクロノグラムである。ここに示される例では、このパルスｐ（ｔ）はガウス関数の二次の導関数として定義され、それは数学的には以下のように表すことができる。
ｐ（ｔ）＝Ａ［１−４π（ｔ／Ｔｗ）^２］ｅｘｐ（−２π（ｔ／Ｔｗ）^２）
当然、この同じ目的のために、当業者に知られている他のパルス形状を用いることもできる。

図４は、上記のパルス系列のような一連のパルス系列によって形成されるデータフレームＤＦを示すさらに別のクロノグラムであり、各パルス系列は全持続時間Ｔｐを有し、所与の系列が後続の系列によって変更されるのを防ぐために、２つのそのような系列間にガード区間ＧＩが周期的に挿入される。そのような変更は、たとえば、その２つのパルス系列間の相互変調積によって引き起こされ得る。こうして、このデータフレームＤＦは、それぞれＴｒ＝Ｔｐ＋ＧＩの持続時間Ｔｒを有し、かつそれぞれ上記のようなパルス系列を含む連続したフレームによって構成される。

したがって、データフレームＤＦを受信するように構成される装置は、所与の時間間隔ΔＴの中で上記のようなパルス系列の開始を検出できなければならない。

図５は、そのような１つのパルス系列が、この系列を受信するように構成される装置によって如何に都合よく検出されることができるかを示す。本発明によれば、そのような装置は、信号検出ステップＤＥＴを実行することになり、その過程において、チップ番号によって定義される時間チップを含むＮｐ個の検出窓Ｄｊ（ただしｊ＝１〜Ｎｐ）が、予想されるパルス系列に属するパルスを探すために検査されることになり、そのパルスはこの図面において破線で示される。各検出窓Ｄｊ（ただしｊ＝１〜Ｎｐ）は１つの時間チップ持続時間Ｔｃよりも広く、持続時間ΔＴを有し、それは、ここに示される検出ステップＤＥＴを実行することが結局は、受信装置が、既知のシグネチャに基づいて送信されてその受信装置によって受信されるように構成されるパルス系列が所与の時間間隔ΔＴ中に開始されたか否かを判定する際に存在する問題に対する答えを与えることになることを意味する。

本発明による方法は、予想されるパルスを探すために、それらの個々の関連するチップ番号によって定義される瞬間ｔｊ（ただしｊ＝１〜Ｎｐ）を中心にして配置される、選択された時間窓Ｄｊを走査することしか必要としない。

これにより、所与のパルス系列が所与の時間間隔ΔＴ内に開始するか否かを単一のステップにおいて判定できるようになるのに対して、既知の検出技法では、その所与の系列の全持続時間Ｔｐの完全な走査を実行するためにいくつかの基本的な相関を実行した後にのみ、そのように判定できたと言うことができる。

この図面には、所与の瞬間ｔｊを中心にして配置され、ｔｊ−ΔＴ／２およびｔｊ＋ΔＴ／２に等しい下限および上限それぞれによって画定される検出窓Ｄｊの走査を実行する実現可能な方法も示される。この例では、受信信号と一連のＮｐ個の予想されるパルスＥｐｊとの間の相関の全検出窓にわたる平均値によって定義される検出値が計算される。その後、この検出値は、所定の閾値と比較される。

この検出値の計算は、全ての走査された検出窓Ｄｊの下限ｔｊ−ΔＴ／２から上限ｔｊ＋ΔＴ／２まで、それぞれ予想されるパルスを表す一連のＮｐ個のパターンＥｐｊを量εだけ連続的にシフトすることと、εの値毎に、その一連のＮｐ個のパターンＥｐｊを表すベクトルと受信信号との間のスカラー積を計算することと、受信信号と一連のＮｐ個の予想されるパルス形式Ｅｐｊとの間の相関を構成する、このスカラー積の一連の計算された値を累算することとによって実行される。

受信されたパルスＲｐが検出窓Ｄｊの中に実際に存在する場合を強調し、雑音ピークＦｐが上記のスカラー積の有意な値を生成し得る異常な状態（freak occurrence）が生じないようにするために、その相関は二乗されることが好ましいであろう。雑音ピークＦｐの振幅は実際に受信されるパルスＲｐの振幅よりも低いからである。

本発明者はさらに、ここで説明されるように、二乗された相関値を用いることにより、検出ステップの実施を簡単にできるようになることにも気が付いている。

上記の二乗された相関が（ｙ｜ｓ（−ε））^２で表される（ただしｓおよびｙはそれぞれ予想される信号ｓ（ｔ）および受信信号ｙ（ｔ）を表すベクトルである）場合には、対応する検出値は、以下の式によって与えられる二次形式として表されることができる。

Ｑ（ｙ）が所定の閾値Ｔｖよりも大きい場合には、受信信号ｙ（ｔ）はｙ（ｔ）＝Ａｓ（ｔ−ε）＋ｎ（ｔ）（ただし、ｔは［−ΔＴ／２；Ｔｐ＋ΔＴ／２］に属する）である状態Ｈ１に対応するものと見なされ、Ｑ（ｙ）＜Ｔｖである場合には、受信信号ｙ（ｔ）はｙ（ｔ）＝ｎ（ｔ）（ただし、ｎ（ｔ）は雑音によって構成される）である状態Ｈ０に対応するものと見なされるであろう。

所定の閾値ＴｖはＰｆａで表される誤アラーム（false alarm）の所定の確率に基づいて定義され、Ｐｆａは、ｙ（ｔ）がｙ（ｔ）＝ｎ（ｔ）として表される状態Ｈ０にあるときに、Ｑ（ｙ）>Ｔｖを有する可能性に対して取り得る最も高い値であり、それにより、閾値Ｔｖを予想される信号あるいは受信される信号の振幅とは無関係にすることができるようになる。

本発明人は、その実施を容易にするために、上記の二次形式が変形されることができることがわかっている。実際には、ｙ｜ｓ（−ε）＝^Ｔｙｓ（−ε）＝^Ｔｓ（−ε）ｙ（ただしｙおよびｓは列行列であり、^Ｔｙは列行列ｙの転置行行列である）であることに注目することにより、Ｑ（ｙ）は、Ｑ（ｙ）＝^ＴｙＱｙの形に書き換えることができる。ただし、Ｑはｙの成分には依存しない成分を有する行列である。

本発明人は、この行列Ｑがほとんど空であり、以下の形で表されることができることにも気が付いている。

ただしＭは、単に予想されるパルスｐ（ｔ）の形状に基づいて計算される部分行列であり、行列Ｑ内の各部分行列Ｍの位置は上記の検出窓Ｄｊの位置によって定義され、すなわち各部分行列Ｍは、この行列内のその座標が（ｔｌ；ｔｍ）（ただし、ｌおよびｍ＝１〜Ｎｐ）である、行列Ｑの点ａ_ｌ，ｍを中心にして配置される。

各パルスｐ（ｔ）が図３に示されるようなパルスである場合には、各部分行列Ｍは、たとえば以下の式によって定義されることができる。

本発明者は、ガウス補正（Gaussian reduction）を適用することにより、二次形式Ｑ（ｙ）の上記の式が以下のように書き換えられることに気が付いている。

ただし記号＊はたたみ込み演算を示しており、Ｈは以下の式を表す。

ここでｈは受信信号ｙ（ｔ）を供給されるように構成されるバンドパスフィルタの伝達関数であり、そのバンドパスフィルタの伝達関数ｈはｔＮｐ−ｔｊだけ連続して遅延され、そのバンドパスフィルタのインパルス応答は、上記の行列Ｍに基づいて決定され、予想されるパルスｐ（ｔ）の全幅Ｔｗに広がる。

したがって、その二次形式Ｑ（ｙ）は以下のように書き表すことができる。

ただし、ｖ（ｔ）＝ｈ＊ｙ（ｔ）であり、ｖ_｜Ｄｊは信号ｖ（ｔ）を検出窓Ｄｊに限定することを示す。

以下の式は、バンドパスフィルタの出力信号のＮｐ個のスライスの同相成分の和を表すものと解釈されることができ、そのスライスは検出窓Ｄｊを中心にして配置される。

そのような同相成分の和を計算するために、Ｎｐ個のスライスがサンプリングされ、その後、メモリ手段に格納されることができ、その際、同相成分の和は、同じランクの全てのサンプルを合算することにより、あるいはそのサンプルの前処理が必要とされる事例では、同じランクの計算し直されたサンプルを合算することにより計算される。

図６は検出手段ＤＥＴの一実施形態を示しており、計算手段ＣＰが上記の原理を実施する。この実施形態によれば、計算手段ＣＰは、
受信機によって受信された信号Ｙを供給されるように構成される少なくとも１つのバンドパスフィルタＢＰＦと、
クロック信号Ｃｋによって刻時されるサンプリングモジュールＳＭＰであって、サンプリングモジュールＳＭＰは検出窓Ｄｊ（ただしｊ＝１〜Ｎｐ）中に起動され、バンドパスフィルタＢＰＦによって供給される信号をＳ個のデジタルサンプルからなる種々のサンプル列ＳＤＳｊに変換するように構成される、サンプリングモジュールＳＭＰと、
サンプリングモジュールＳＭＰによって供給されるＳ個のサンプルからなる連続したサンプル列ＳＤＳｊ（ただしｊ＝１〜Ｎｐ）が格納されるように構成されるメモリ手段ＭＥＭと、
一連のＳ個の累算されたサンプルを供給するように構成される加算器ＡＤＤであって、累算されたサンプルはそれぞれ、メモリ手段ＭＥＭ内に格納されるＳ個のサンプルからなる種々のサンプル列ＳＤＳｊ（ただしｊ＝１〜Ｎｐ）の中の同じランクＲｋｌ（ただしｌ＝１〜Ｓ）を有する全てのサンプルの和から生成される、加算器ＡＤＤと、
加算器ＡＤＤによって供給されるＳ個の累算されたサンプルの全ての検出窓にわたる平均二乗値を計算するように構成される積分器ＩＮＴであって、その平均二乗値は、比較手段ＣＭによって所定の閾値Ｔｖと比較されるようになされる検出値Ｄｖを構成する、積分器ＩＮＴとを備える。

そのような実施態様は非常に簡単であり、極めて低コストで実施されることができる。受信信号Ｙの帯域幅が１つのバンドパスフィルタＢＰＦによって全体として取り扱うにはあまりにも広くなる場合には、そのフィルタは、並列に配置され、かつ受信信号Ｙの帯域幅を細分した帯域幅をそれぞれ網羅する複数の狭帯域のバンドパスフィルタによって構成されることができる。

本発明が用いられる通信システムを示す機能図である。 そのような通信システムにおいて送信される搬送信号を構成するパルス系列を示すクロノグラムである。 そのような系列を生成するために用いられることができるパルスモデルを示すクロノグラムである。 複数のパルス系列を含むデータフレームを示すクロノグラムである。 本発明による信号検出ステップを示すクロノグラムである。 本発明の好ましい実施形態による検出手段を示すブロック図である。

符号の説明

ＡＣＭｉ 累算モジュール、ＡＤＤ 加算器、ＢＰＦ バンドパスフィルタ
ｃｊ チップ番号、ＣＭ 比較手段、ＣＰ 計算手段、ＣＲＭｉ 相関モジュール、Ｃｓｇ 信号、ＤＥＴ 検出手段（信号検出手段、検出ステップ）、Ｄｊ 時間窓（検出窓）、Ｄｖ 検出値、Ｅｐｊ 予想されるパルス（パターン）、ＩＮＴ 積分器、ＭＥＭ メモリ手段、ｐ、ｐｊ、ｐ（ｔ） パルス、ＲＣＤ 受信装置、ＳＭＰ サンプリングモジュール、ＳＱＭｉ 二乗モジュール、ＳＹＳＴ 通信システム、Ｔｃ 時間チップ、ＴＲＤ 送信装置、Ｔｖ 閾値

Claims (9)

1. 少なくとも１つの送信機および１つの受信機を含む通信システムにおいてデータを送信するための方法であって、
   前記送信機はＮｐ個の時間窓（Ｔｆ）にわたってＮｐ個のパルスからなる少なくとも１つの系列によって形成される信号を送信するように構成され、
   前記パルスはそれぞれ１つの時間チップ（Ｔｃ）内に入れられ、その関連する時間窓（Ｔｆ）内の前記時間チップの位置はチップ番号によって定義され、
   前記方法は信号検出ステップを含み、その過程において、受信信号のデータフレーム（ＤＦ）が、前記データフレームのパルス系列の幅（Ｔｒ）内で検出窓の位置をシフトすることによって走査される
   方法において、
   前記検出ステップにおいて、同じ幅（ΔＴ）を有するＮｐ個の検出窓（Ｄｊ，ただしｊ＝１〜Ｎｐ）が、予想されるパルス系列を探すために定義され、
   前記検出窓のそれぞれは、前記予想されるパルス系列のチップ番号の１つによって定義される時間チップを含む
   ことを特徴とする方法。
2. 前記パルスが前記検出窓に属することは、受信信号と、一連のＮｐ個の予想されるパルス形式との間の相関の全ての検出窓にわたる平均値によって定義される検出値を計算することを含み、
   前記検出値は所定の閾値と比較されることになる請求項１に記載の方法。
3. 前記パルスが前記検出窓に属することは、受信信号と、一連のＮｐ個の予想されるパルス形式との間の相関の二乗された値の全ての検出窓にわたる平均値によって定義される検出値を計算することを含み、
   前記検出値は所定の閾値と比較されることになる請求項１に記載の方法。
4. 前記所定の閾値は前記受信信号の振幅とは無関係である請求項２または３に記載の方法。
5. Ｎｐ個の時間窓（Ｔｆ）にわたってＮｐ個のパルスからなる少なくとも１つの系列によって形成される信号を受信するように構成される装置であって、
   前記パルスはそれぞれ１つの時間チップ（Ｔｃ）内に入れられ、その関連する時間窓（Ｔｆ）内の前記時間チップの位置はチップ番号によって定義される
   装置において、
   前記装置は検出手段を含み、前記検出手段は、同じ幅を有するＮｐ個の検出窓の検査を実行するように構成され、
   前記Ｎｐ個の検出窓は、予想されるパルス系列を探すために定義され、
   前記Ｎｐ個の検出窓のそれぞれは、前記予想されるパルス系列のチップ番号の１つによって定義される時間チップを含む
   ことを特徴とする、装置。
6. 前記検出手段は、受信信号と、一連のＮｐ個の予想されるパルス形式との間の相関の全ての検出窓にわたる平均値によって定義される検出値を計算するための計算手段と、
   前記検出値を所定の閾値と比較するための比較手段とを含む請求項５に記載の装置。
7. 前記検出手段は、受信信号と、一連のＮｐ個の予想されるパルス形式との間の相関の二乗された値の全ての検出窓にわたる平均値によって定義される検出値を計算するための計算手段と、
   前記検出値を所定の閾値と比較するための比較手段とを含む請求項５に記載の装置。
8. 前記計算手段は、
   前記受信機によって受信された信号を供給されるように構成される少なくとも１つのバンドパスフィルタと、
   前記検出窓中に起動され、前記バンドパスフィルタによって供給される信号を一連のデジタルサンプルに変換するように構成されるサンプリングモジュールと、
   前記サンプリングモジュールによって供給される連続した一連のサンプルが格納されるように構成されるメモリ手段と、
   一連の累算されたサンプルを供給するように構成される加算器であって、前記累算されたサンプルはそれぞれ、前記メモリ手段内に格納される種々の一連のサンプルの中の同じランクを有する全てのサンプルの和から生成される、加算器と、
   前記加算器によって供給される前記累算されたサンプルの全ての検出窓にわたる平均二乗値を計算するように構成される積分器であって、前記平均二乗値は前記検出値を構成する、積分器とを備える請求項７に記載の装置。
9. 少なくとも１つの送信機および１つの受信機を含む通信システムであって、
   前記送信機はＮｐ個の時間窓（Ｔｆ）にわたってＮｐ個のパルスからなる少なくとも１つの系列によって形成される信号を送信するように構成され、
   前記パルスはそれぞれ１つの時間チップ（Ｔｃ）内に入れられ、その関連する時間窓（Ｔｆ）内の前記時間チップの位置はチップ番号によって定義される
   通信システムにおいて、
   前記受信機は、請求項５〜８のいずれか一項に記載の装置である
   ことを特徴とする、通信システム。

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