JP4315377B2 - スペクトラム拡散信号受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散受信装置に関する。

衛星測位システムの衛星信号等を受信するスペクトラム拡散信号受信装置において、従来の受信信号のコード位相を探索する方式は、発生させた拡散コードを、各探索すべきコード位相の候補毎に、位相を遅延させた遅延拡散コードを生成する。そして、コード位相の各候補毎の遅延拡散コードと受信信号との相関を実施し、さらに積算することで、各コード位相の候補毎の積算相関値を得る。そして、候補毎の積算相関値から最大となる積算相関値のコード位相候補を、受信信号の捕捉コード位相として、測位計算処理へ出力する（特許文献１）。

衛星測位システムの衛星信号等を受信する場合に、街中などにおいては直接波とともに、建物などで反射してから受信される間接波が存在することが多い。この場合には、直接波と間接波とが合成されたマルチパス波が衛星信号としてスペクトラム拡散受信装置で受信されることになる。屋外でマルチパス波を受信する場合には、一般的に間接波による積算相関値よりも直接波による積算相関値が大きくなるため、最大となる積算相関値から検出したコード位相は、直接波のコード位相を捕捉したことと考えてよい。

また、受信信号のコード位相を捕捉できた後に、拡散コードの位相の発生タイミングを制御する追尾処理において、発生させた進み位相拡散コード及び遅れ位相拡散コードに成形手段を施して積算相関値の幅及び振幅を抑圧して、追尾位相の精度を高くすることが知られている（特許文献２）。

しかし、屋内などでマルチパス波を受信する場合には、壁などで信号が大きく減衰してしまうから事情が異なる。スペクトラム拡散受信装置が屋内にある環境では、例えば、壁側にある衛星からの衛星信号は、壁を通過してくる直接波よりも、周辺の建物などから反射して窓などから入射してきた間接波を捕捉した方が積算相関値が大きくなってしまうことがある。このような場合、特許文献１の従来のコード位相探索方式では、マルチパス波のうちの間接波のコード位相を捕捉してしまうこととなる。この捕捉された間接波の捕捉コード位相に追尾して得られた擬似距離は、直接波のコード位相よりも位相が遅延してしまっているから、正しい測位位置が得られないという問題があった。

また、特許文献２の進み及び遅れ位相拡散コードに成形手段を施すものでは、進み位相拡散コードによる積算相関値と遅れ位相拡散コードによる積算相関値との差により正位相拡散コードを追尾するものであり、受信信号のコード位相を捕捉（アクイジョン）するための探索処理には適用することができないから、やはり特許文献１と同様の問題がある。

そこで、本発明は、受信信号に対して拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、受信信号が大きく減衰してしまう屋内などでマルチパス波を受信する場合においても、コード位相を探索して直接波のコード位相を捕捉し、正しい測位位置を得ることができるスペクトラム拡散信号受信装置を提供することを目的とする。

請求項１のスペクトラム拡散信号受信装置は、受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、
逆拡散のための基準拡散コードを発生させる拡散コード発生部と、
前記基準拡散コードに基づいて検出すべきコード位相の各候補毎に各候補拡散コードを発生し、これら各候補拡散コードと受信信号との相関値を検出し、検出された各相関値に対して積算処理を施し、各候補拡散コード毎の積算相関値を得るものであって、前記各候補拡散コード毎の積算相関値の最大値及び幅の両方を圧縮するために、前記拡散コード発生部から供給された拡散コードについて、波形成形を施す波形成形部を有する積算相関部と、
前記各候補拡散コード毎の積算相関値のうちの最大積算相関値となるコード位相を仮コード位相として検出する第一コード位相検出部と、
前記仮コード位相より、時間的に早い所定位相範囲内におけるコード位相までの前記各候補拡散コード毎の積算相関値において、所定のしきい値よりも大きくなる積算相関値のコード位相を検出し、前記検出したコード位相及び前記仮コード位相の中から、位相が最も早いコード位相を検出する第二コード位相検出部を備え、
前記波形成形部は、積算相関値の最大値及び幅の圧縮率を変更するために、成形処理の程度を決めるパラメータを変更するものであって、成形処理の程度に合わせて、捕捉するためのコード位相の探索間隔を段階的に変更するコード位相探索間隔変更部を有する成形パラメータ変更部を備え、さらに、前記成形パラメータ変更部によって変更する毎に、前記捕捉のための処理を繰り返し行い、捕捉精度を高めるとともに、
前記第二コード位相検出部で検出したコード位相を、受信信号の捕捉コード位相とすることを特徴とする。

請求項２のスペクトラム拡散信号受信装置は、受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、
逆拡散のための基準拡散コードを発生させる拡散コード発生部と、
前記基準拡散コードに基づいて検出すべきコード位相の各候補毎に各候補拡散コードを発生し、これら各候補拡散コードと受信信号との相関値を検出し、検出された各相関値に対して積算処理を施し、各候補拡散コード毎の積算相関値を得るものであって、前記各候補拡散コード毎の積算相関値の最大値及び幅の両方を圧縮するために、前記拡散コード発生部から供給された拡散コードについて、波形成形を施す波形成形部を有する積算相関部と、
前記各候補拡散コード毎の積算相関値のうちの最大積算相関値となるコード位相を仮コード位相として検出する第一コード位相検出部と、
前記仮コード位相より、時間的に早い所定位相範囲内におけるコード位相までの前記各候補拡散コード毎の積算相関値において、所定のしきい値よりも大きくなる積算相関値のコード位相を検出し、前記検出したコード位相及び前記仮コード位相の中から、位相が最も早いコード位相を検出する第二コード位相検出部を備え、
前記波形成形部は、積算相関値の最大値及び幅の圧縮率を変更するために、成形処理の程度を決めるパラメータを変更するものであって、成形処理の程度に合わせて、捕捉するためのコード位相の探索範囲を段階的に変更するコード位相探索範囲変更部を有する成形パラメータ変更部を備え、さらに、前記成形パラメータ変更部によって変更する毎に、前記捕捉のための処理を繰り返し行い、捕捉精度を高めるとともに、
前記第二コード位相検出部で検出したコード位相を、受信信号の捕捉コード位相とすることを特徴とする。

請求項３のスペクトラム拡散信号受信装置は、受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、
逆拡散のための基準拡散コードを発生させる拡散コード発生部と、
前記基準拡散コードに基づいて検出すべきコード位相の各候補毎に各候補拡散コードを発生し、これら各候補拡散コードと受信信号との相関値を検出し、検出された各相関値に対して積算処理を施し、各候補拡散コード毎の積算相関値を得るものであって、前記各候補拡散コード毎の積算相関値の最大値及び幅の両方を圧縮するために、前記拡散コード発生部から供給された拡散コードについて、波形成形を施す波形成形部を有する積算相関部と、
前記各候補拡散コード毎の積算相関値のうちの最大積算相関値となるコード位相を仮コード位相として検出する第一コード位相検出部と、
前記仮コード位相より、時間的に早い所定位相範囲内におけるコード位相までの前記各候補拡散コード毎の積算相関値において、所定のしきい値よりも大きくなる積算相関値のコード位相を検出し、前記検出したコード位相及び前記仮コード位相の中から、位相が最も早いコード位相を検出する第二コード位相検出部を備え、
前記波形成形部は、積算相関値の最大値及び幅の圧縮率を変更するために、成形処理の程度を決めるパラメータを変更するものであって、成形処理の程度に合わせて、捕捉するためのコード位相の探索間隔を段階的に変更するコード位相探索間隔変更部と探索範囲を段階的に変更するコード位相探索範囲変更部を有する成形パラメータ変更部を備え、さらに、前記成形パラメータ変更部によって変更する毎に、前記捕捉のための処理を繰り返し行い、捕捉精度を高めるとともに、
前記第二コード位相検出部で検出したコード位相を、受信信号の捕捉コード位相とすることを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置の前記成形パラメータ変更部は、前記成形パラメータの設定を、成形なしを示す設定から所定程度の成形処理を示す設定に亘って、段階的に変更する。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置の前記成形パラメータ変更部は、前記成形パラメータの設定を、成形なしを示す設定と、所定程度の成形処理を示す設定との２段階で、変更する。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記発生した拡散コードと受信信号との相関処理は、時間軸上での相関を行う。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記発生した拡散コードと受信信号との相関処理は、周波数軸上での相関を行う。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記周波数軸上での相関処理は、高速フーリエ変換方式を用いて行う。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記第二コード位相検出部は、前記検出した仮のコード位相から所定位相範囲を、探索する位相候補の個数で設定する。

本発明によれば、受信信号に対して拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、受信信号が大きく減衰してしまう屋内などで、直接波と、直接波よりも信号が強い間接波とが混在するマルチパス波を受信する場合でも、間接波のコード位相を誤って捕捉してしまうことがなく、正しく直接波のコード位相を捕捉することが可能である。このため、屋内環境など、直接波よりも、信号が強い間接波が複数存在してしまうときでも、正しい測位位置を得ることができる。

以下、本発明による実施例について、図面を参照して説明する。図１は、本発明の第１実施例に係るスペクトラム拡散信号受信装置の構成を示す図であり、空中線１、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、ドップラー周波数補正部４、拡散コード発生部５、積算相関部６、第一コード位相検出部７、第二コード位相検出部８から構成されている。

ＧＰＳなどの衛星から送信されたスペクトラム拡散信号は、まず空中線１により受信される。そして、空中線１からの受信信号は、周波数変換部２に供給され、ここでＧＰＳ信号周波数を中心とした所定の帯域となるバンドパスフィルターを通過させ、所定の周波数変換及び信号増幅処理が施され、中間周波数信号に変換される。この中間周波数信号は、Ａ／Ｄ変換部３において、所定のサンプリング周波数で量子化されてデジタル信号に変換され、このデジタル信号が、ドップラー周波数補正部４へ供給される。なお、所定サンプリングの間隔は、探索すべきコード位相のスキャン間隔Ｔ₁（例えば、０．５チップ）よりも、十分に小さいものとなっている。

ドップラー周波数補正部４は、ローカル周波数信号をＡ／Ｄ変換部３から供給される中間周波数信号にミキシングする。位相が互いに９０゜異なる直交関係を持った一対のローカル周波数信号を、中間周波数信号とミキシングすることで直交検波する。これによって、中間周波数信号の搬送波成分が除去され、ベースバンド信号の互いに直交する成分である一般的なＩ信号データ（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）及びＱ信号データ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）を得る。そして、相関を積算するのに必要とする時間分に相当するＩ信号データ列Ｉ（ｔ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｔ_i）を、積算相関部６へ供給する。ここで、ｔ_iは時間軸上でサンプリングした波形のデータ列のｉ番目のコード位相（ｉは任意数）を示す。

拡散コード発生部５は、捕捉すべき衛星の拡散コードと同一符号のもので、Ｉ信号データ列Ｉ（ｔ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｔ_i）と同一となるサンプリング周波数で、拡散コード１周期分のデータ列Ｃ（ｔ_i）を発生させ、積算相関部６へ供給する。

この積算相関部６の構成が図２に示されている。積算相関部６は、Ｎ＋１個のコード位相遅延部６１−０〜６１−Ｎと相関部６２−０〜６２−Ｎと積算部６３−０〜６３−Ｎを有している。なお、これらのコード位相遅延部６１−０〜６１−Ｎ、相関部６２−０〜６２−Ｎ、及び積算部６３−０〜６３−Ｎは、探索すべきコード位相のスキャン間隔がＴ₁のとき、最大コード位相探索範囲となるＴ１×Ｎが、拡散コード１周期と等しくなるようにＮ＋１個を有している。以後、同一形態のものを複数有しているコード位相遅延部、相関部、積算部などについては、同一形態のものの中の任意のものを、ｋ（ｋ＝０、１、２、．．）として説明する。

コード位相遅延部６１−ｋは、拡散コード発生部５から供給された拡散コードデータ列Ｃ（ｔ_i）のコード位相を任意スキャン数ｋ_i遅延させた、式（１）で示される遅延拡散コードＲ_k（ｔ_i）を生成し、相関部６２−ｋへ供給する。
Ｒ_k（ｔ_i）＝Ｃ（ｔ_i＋ｋ_i） （１）

相関部６２−ｋは、ドップラ周波数補正部４から供給されたＩ信号データ列Ｉ（ｔ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｔ_i）と、コード位相遅延部６１−ｋから供給された遅延拡散コードＲ_k（ｔ_i）との相関処理を式（２）のように行い、相関値Ｖ_kI（ｔ_i）、Ｖ_kQ（ｔ_i）を得る。そして、それら相関値Ｖ_kI（ｔ_i）、Ｖ_kQ（ｔ_i）を積算部６３−ｋへ供給する。 Ｖ_kI（ｔ_i）＝Ｉ（ｔ_i）×Ｒ_k（ｔ_i）、Ｖ_kQ（ｔ_i）＝Ｑ（ｔ_i）×Ｒ_k（ｔ_i） （２）

積算部６３−ｋは、相関部６２−ｋより供給された相関値Ｖ_kI（ｔ_i）、Ｖ_kQ（ｔ_i）を式（３）のようにして一定期間（例えば、拡散コードの１周期の時間）積算し、Ｖ_I（ｋ_i）、Ｖ_Q（ｋ_i）を得る。
Ｖ_I（ｋ_i）＝ Ｖ_I（ｔ₀）＋ Ｖ_I（ｔ₁）＋．．． ＋Ｖ_I（ｔ_N）、Ｖ_Q（ｋ_i）＝ Ｖ_Q（ｔ₀）＋ Ｖ_Q（ｔ₁）＋．．． ＋Ｖ_Q（ｔ_N） （３）

そして、搬送波位相の影響を除去するために、式（４）のようにＩ成分とＱ成分とを合成した積算相関値Ｐ（ｋ_i）を第一コード位相検出部７及び第二コード位相検出部８へ供給する。
Ｐ（ｋ_i）＝｛（Ｖ_I（ｋ_i））²＋ （Ｖ_Q（ｋ_i））²｝^1/2 （４）

任意のｋに相当する以上の処理が、Ｎ＋１個有しているコード位相遅延部６１−０〜６１−Ｎと相関部６２−０〜６２−Ｎと積算部６３−０〜６３−Ｎについて、実施される。

第一コード位相検出部７は、積算相関部６から供給された積算相関値Ｐ（ｋ₀）、Ｐ（ｋ₁）、．．．、Ｐ（ｋ_N）のうちの最大値Ｐ（ｋ_max）を検出し、所定の第１しきい値Ｐ_T1よりも、この最大値Ｐ（ｋ_max）が大きい場合、そのスキャン数ｋ_maxが示すコード位相を受信信号の仮コード位相として検出する。そして、検出した仮コード位相ｋ_maxを、第二コード位相検出部８へ供給する。

第二コード位相検出部８は、積算相関部６から供給された積算相関値Ｐ（ｋ₀）、Ｐ（ｋ₁）、．．．、Ｐ（ｋ_N）及び第一コード位相検出部７から供給された仮コード位相ｋ_maxから所定コード位相範囲ｍ_i（但し０チップ＜ｍ_i＜ｋ_N）までにおける時間的に早いコード位相の積算相関値Ｐ（ｋ_max−ｍ_i）、Ｐ（ｋ_max−ｍ_i-1）、Ｐ（ｋ_max−ｍ_i-2）、．．．、Ｐ（ｋ_max）の中から、所定の第２しきい値Ｐ_T2（但し、Ｐ_T2＜Ｐ_T1）よりも大きい積算相関値を検出する。例えば、サンプリング間隔Ｔ１のとき、任意ｊのコード位相範囲ｍ_jにおいて、ｍ_j＝ｍ_j-1＋Ｔ１、となる。そして、その検出された積算相関値のコード位相の中から位相が最も早いものを選択し、これを受信信号の捕捉コード位相として、外部へ出力する。

例えば、所定の第２しきい値Ｐ_T2よりも大きいものとして検出した積算相関値が、例えばＰ（ｋ_max−ｍ_i-2）、Ｐ（ｋ_max−ｍ_i-5）、Ｐ（ｋ_max−ｍ_i-11）、Ｐ（ｋ_max）の４つあったとき、これらの中から位相が最も早いコード位相ｋ_max−ｍ_i-2が選択され、このコード位相ｋ_max−ｍ_i-2が受信信号の捕捉コード位相として、決定される。

ここで取り上げた所定のコード位相範囲ｍ_iは、直接波に対する間接波の最大コード位相遅延に関連させて適切な範囲として設定したものである。この所定のコード位相範囲ｍ_iは、本実施例では、コード位相値を設定して説明しているが、これに代えて、所定のコード位相範囲ｍ_iとして、探索するコード位相の所定の候補数を設定することもできる。

また、図２の積算相関部６は、時間軸上での相関処理を行った場合の例であるが、本実施例は、周波数軸上での相関処理を行うことでも実現は可能である。

図３は、積算相関部６−ｆは、図２の積算相関部６を周波数軸上での相関処理を行うために高速フーリエ変換（ＦＦＴ）方式を用いた場合の例を示すものであり、ＦＦＴ部６１−ｆ、６２−ｆと相関部６３−ｆとＩＦＦＴ部６４−ｆと積算部６５−ｆを備える。

ＦＦＴ部６１−ｆは、ドップラー周波数補正部４から供給されたＩ信号データ列Ｉ（ｔ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｔ_i）の時間軸上のデータ列を、ＦＦＴ処理して、周波数軸上のＩ信号データ列Ｉ（ｆ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｆ_i）を得る。そして、Ｉ信号データ列Ｉ（ｆ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｆ_i）を相関部６３−ｆへ供給する。ここで、ｆｉは任意のデータ列ｉ番目の周波数を示す。

ＦＦＴ部６２−ｆは、拡散コード発生部５から供給された拡散コードデータ列Ｃ（ｔ_i）をＦＦＴ処理して、周波数軸上の拡散コードデータ列Ｃ（ｆ_i）を得る。そして、この拡散コードデータ列Ｃ（ｆ_i）を相関部６３−ｆへ供給する。

相関部６３−ｆは、供給されたＩ信号データ列Ｉ（ｆ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｆ_i）と拡散コードデータ列Ｃ（ｆ_i）との相関処理を式（５）のように行い、相関値Ｖ_I（ｆ_i）、Ｖ_Q（ｆ_i）を得る。そして、これら相関値Ｖ_I（ｆ_i）、Ｖ_Q（ｆ_i）をＩＦＦＴ部６４−ｆへ供給する。
Ｖ_I（ｆ_i）＝Ｉ（ｆ_i）×Ｃ（ｆ_i）、Ｖ_Q（ｆ_i）＝Ｑ（ｆ_i）×Ｃ（ｆ_i） （５）

ＩＦＦＴ部６４−ｆは、供給された相関値Ｖ_I（ｆ_i）、Ｖ_Q（ｆ_i）の周波数軸上のデータ列を、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理して、時間軸上のデータ列Ｖ_I（ｔ_i）、Ｖ_Q（ｔ_i）に戻す。そして、それら相関値データ列Ｖ_I（ｔ_i）、Ｖ_Q（ｔ_i）を、積算部６５−ｆへ供給する。

積算部６５−ｆは、ＩＦＦＴ部より供給された相関値データ列Ｖ_I（ｔ_i）、Ｖ_Q（ｔ_i）のデータ長が、例えば拡散コードの１周期分であった場合、すなわち拡散コードの１周期に相当する積算である場合は、Ｖ_I（ｋ_i）＝Ｖ_I（ｔ_i）及びＶ_Q（ｋ_i）＝Ｖ_Q（ｔ_i）となる。以下、図２で示した積算部６２−ｋと同じく、式（４）のように、搬送波位相の影響を除去するために、Ｉ成分とＱ成分とを合成した積算相関値Ｐ（ｋ_i）を、第一コード位相検出部７及び第二コード位相検出部８へ供給する。−

このように、ＦＦＴ方式では、サンプリング間隔であるｔ_i−ｔ_i-1が、探索コード位相のスキャン間隔となるため、サンプリング間隔のサンプリング数がＮ＋１になっていることとなる。時間軸上の相関処理のようにＮ＋１個の相関器を必要とすることなく、相関処理が高速に行える利点がある。

以後、測位までに関する処理は公知の手法によって行われる。この受信信号の捕捉コード位相として得られたコード位相を用いて、受信信号に発生させた拡散コードを追尾させるように制御し、受信信号と拡散コードとの相関値からメッセージデータを復調し、追尾しているコード位相及び復調したメッセージデータから受信装置とその衛星との擬似距離を求める。また、得られたメッセージデータにある衛星の軌道情報から衛星の位置が求まる。そして、複数の衛星の位置及び擬似距離を用いて受信装置の測位位置を算出するものである。

本発明の第１実施例は、直接波の信号が大きく減衰してしまい、直接波の積算相関値よりも間接波の積算相関値が大きくなってしまう屋内などの環境において、最大となる相関ピーク点の位相を仮検出する第一位相検出部７と、この第一位相検出部７の位相付近に存在する相関ピーク点をさらに複数検出し、それら検出した相関ピーク点の中から位相遅延が最も小さい相関ピーク点を選択する第二位相検出部８を備えている。これにより、受信信号の中に複数の間接波の相関ピークと直接波の相関ピークが混在していても、直接波を分別することを可能としている。即ち、屋内などの環境において、壁の方角に位置する衛星からの直接波は壁などを通過してくるため、その直接波の信号強度は大きく減衰してしまい、他の建物などで反射した反射波の信号強度が大きいような場合であっても、正しく直接波のコード位相を捕捉することができるものである。

図４は、本発明の第２実施例に係るスペクトラム拡散信号受信装置の構成を示す図であり、空中線１、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、ドップラー周波数補正部４、拡散コード発生部５、積算相関部６Ａ、第一コード位相検出部７、第二コード位相検出部８から構成されている。

この図４の第２実施例は、図１の第１実施例に対応しており、図４の積算相関部６Ａ以外の構成部は、図１のものと同一であり、ドップラー周波数補正部４は、Ｉ信号データ列Ｉ（ｔ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｔ_i）を積算相関部６Ａへ供給する。また、拡散コード発生部５は、拡散コード１周期分のデータ列Ｃ（ｔ_i）を、積算相関部６Ａへ供給する。

図５は、積算相関部６Ａの構成を示す図であり、Ｍ＋１個のコード位相遅延部６１−０〜６１−Ｍと、成形α相関部６２α−０〜６２α−Ｍと成形β相関部６２β−０〜６２β−Ｍと積算部６３Ａ−０〜６３Ａ−Ｍを有している。更に、α波形成形部６４α−０〜６４α−Ｍ及びβ波形成形部６４β−０〜６４β−Ｍを有している。

α波形成形部６４α−０〜６４α−Ｍ及びβ波形成形部６４β−０〜６４β−Ｍは、単独の構成部として示しているが、成形α相関部６２α−０〜６２α−Ｍと成形β相関部６２β−０〜６２β−Ｍの内部に、それぞれ設けることでよい。また、α波形成形部６４α−０〜６４α−Ｍ及びβ波形成形部６４β−０〜６４β−Ｍは、コード位相遅延部６１−０〜６１−Ｍの内部に設けてもよく、さらには拡散コード発生部５から成形α相関部６２α−０〜６２α−Ｍ或いは成形β相関部６２β−０〜６２β−Ｍまでのいずれかに設けることでよい。

なお、α波形成形部６４α−０〜６４α−Ｍ及びβ波形成形部６４β−０〜６４β−Ｍをも含めて、成形α相関部６２α−０〜６２α−Ｍ及び成形β相関部６２β−０〜６２β−Ｍは、従来の成形手段として取り上げた特許第３３３８００６号記載の成形手段を応用して用いることでよい。

また、以下の説明では、α波形成形部６４α−０〜６４α−Ｍ及びβ波形成形部６４β−０〜６４β−Ｍは、それぞれ対応する成形α相関部６２α−０〜６２α−Ｍ及び成形β相関部６２β−０〜６２β−Ｍに含まれているものとして、説明する。

ここで、図５の積算相関部６Ａは、図２の積算相関部６に対応しているが、第２実施例での遅延部などの数Ｍは、第１実施例での数Ｎよりも、多く（Ｍ＞Ｎ）なっている。

コード位相遅延部６１−０〜６１−Ｍは、探索すべきコード位相のスキャン間隔が時間Ｔ₂のとき、最大コード位相探索範囲となるスキャン間隔Ｔ₂×数Ｍが、拡散コード１周期と等しくなるように数Ｍ＋１個を有している。スキャン間隔Ｔ₂は、第一実施例のスキャン間隔Ｔ₁よりも、コード位相の捕捉精度を高めるために小さく（Ｔ₂＜Ｔ₁）設定されている。

成形α相関部６２α−ｋは、ドップラ周波数補正部４から供給されたＩ信号データ列Ｉ（ｔ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｔ_i）と、コード位相遅延部６１−ｋから供給された遅延拡散コードＲ_k（ｔ_i）を所定のパラメータαに応じた圧縮度合で成形した波形との相関処理を行い、この相関値Ｖα_I（ｔ_i）、Ｖα_Q（ｔ_i）を積算部６３Ａ−ｋへ供給する。

また、成形β相関部６２β−ｋは、成形α相関部６２α−ｋと同様にして、所定のパラメータβに応じた圧縮度合（但しα＜β≦１チップ）で成形した波形との相関処理を行い、この相関値Ｖβ_I（ｔ_i）、Ｖβ_Q（ｔ_i）を積算部６３Ａ−ｋへ供給する。

ここで、パラメータαは、受信回路におけるバンドパスフィルターの帯域制限の影響で相関ピークの頂点が丸められる度合いに合わせて適切に設定されるものである。また、パラメータβは、検出すべき複数の相関ピークの互いのコード位相に近接する度合いに合わせて適切に設定されるものである。例えば、制御部（図示していない）からパラメータβを変更するように制御することがよい。

このパラメータβによる成形作用による相関抑圧効果を十分に得るためには、第２実施例での数Ｍは、第１実施例での数Ｎよりも、１／β倍多く（Ｍ≧Ｎ／β）有することが理想的である。また、第１実施例のスキャン間隔Ｔ₂は、第１実施例のスキャン間隔Ｔ₁よりも、β倍小さく（Ｔ₂≧Ｔ₁×β）設定されていることが理想的である。

積算部６３Ａ−ｋは、成形α相関部６２α−ｋから供給された相関値Ｖ_kα_I（ｔ_i）、Ｖ_kα_Q（ｔ_i）と成形β相関部６２β−ｋ から供給された相関値Ｖ_kβ_I（ｔ_i）、Ｖ_kβ_Q（ｔ_i）を得る。これら相関値Ｖ_kα_I（ｔ_i）、Ｖ_kα_Q（ｔ_i）、Ｖ_kβ_I（ｔ_i）、Ｖ_kβ_Q（ｔ_i）を式（６）、（７）のように一定期間、例えば拡散コードの１周期の期間積算し、Ｖ_I（ｋ_i） 、Ｖ_Q（ｋ_i）を得る。
Ｖ_I（ｋ_i）＝｛Ｖ_kα_I（ｔ₀）−Ｖ_kβ_I（ｔ₀）｝＋｛Ｖ_kα_I（ｔ₁）−Ｖ_kβ_I（ｔ₁）｝＋．．．＋｛Ｖ_kα_I（ｔ_M）−Ｖ_kβ_I（ｔ_M）｝ （６）
Ｖ_Q（ｋ_i）＝｛Ｖ_kα_Q（ｔ₀）−Ｖ_kβ_Q（ｔ₀）｝＋｛Ｖ_kα_Q（ｔ₁）−Ｖ_kβ_Q（ｔ₁）｝＋．．．＋｛Ｖ_kα_Q（ｔ_M）−Ｖ_kβ_Q（ｔ_M）｝ （７）

そして、キャリア位相の影響を除去するためにＩ成分とＱ成分を合成した相関積算値Ｐ（ｋ_i）を、第一コード位相検出部７及び第二コード位相検出部８へ供給する。
Ｐ（ｋ_i）＝｛（Ｖ_I（ｋ_i））²＋ （Ｖ_Q（ｋ_i））²｝^1/2 (８)

ここで、成形α相関部６２α−ｋ及び成形β相関部６２β−ｋを用いることで得られる拡散コードの成形作用について、さらに詳しく説明する。なお、簡略化のため、ここでは、キャリア位相が理想的に同期し、Ｉ信号が最大のときにＱ信号が０となる場合について述べる。また、積算相関値は、拡散コード位相差＝０の場合の最大値を１として、正規化して説明する。

成形を行わない拡散コードの積算相関特性Ｐ（ｋ_i）は、理想的には、底辺が拡散コードの位相ｋ_i＝０±１チップの二等辺三角形となる。この第２実施例において、成形α相関部６２α−ｋは、コード位相遅延部６１−ｋから供給された遅延拡散コードＲ_k（ｔ_i）とドップラ周波数補正部４から供給されたＩ信号データ列Ｉ（ｔ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｔ_i）との相関処理に対し、遅延拡散コードＲ_k（ｔ_i）の変化点（コード位相０）±αチップ（但し０チップ≦α＜１チップ）の区間の相関値を０とする処理を施し、相関値Ｖ_kα_I（ｔ_i）を得る。相関値Ｖ_kα_I（ｔ_i）を一定時間、例えば拡散コードの１周期の期間積分した場合に得られる積算相関値Ｐα（ｋ_i）は、成形α相関部６２α−ｋの作用により、約αの積算相関特性が抑圧され、積算相関値の最大値は、１−αとなる。

一方、成形β相関部６２β−ｋは、コード位相遅延部６１−ｋから供給された遅延拡散コードＲ_k（ｔ_i）とドップラ周波数補正部４から供給されたＩ信号データ列Ｉ（ｔ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｔ_i）との相関処理に対し、遅延拡散コードＲ_k（ｔ_i）の変化点（コード位相０）±βチップ（但しα＜β≦１チップ）の区間の相関値を０とする処理を施し相関値Ｖ_kβ_I（ｔ_i）を得る。相関値Ｖ_kβ_I（ｔ_i）を一定時間、例えば拡散コードの１周期の期間積分した場合に得られる積算相関値Ｐβ（ｋ_i）は、成形β相関部６２β−ｋの作用により、約βの積算相関特性が抑圧され、積算相関値の最大値は、１−βとなる。

次に、積算部６３Ａで実施する下記の式（９）、（１０）のように積算して得られた積算相関値Ｐ（ｋ_i）はαからβを減算した効果により、α、β単独で抑圧した積算相関値Ｐα（ｋ_i）、積算相関値Ｐβ（ｋ_i）よりも、抑圧効果が向上し、コード位相ｋ_i＝±αチップの積算相関値の振幅は（β−α）に抑圧される。
Ｖ_I（ｋ_i）＝｛Ｖ_kα_I（ｔ₀）−Ｖ_kβ_I（ｔ₀）｝＋｛Ｖ_kα_I（ｔ₁）−Ｖ_kβ_I（ｔ₁）｝＋．．．＋｛Ｖ_kα_I（ｔ_M）−Ｖ_kβ_I（ｔ_M）｝ （９）
Ｐ（ｋ_i）＝｛（Ｖ_I（ｋ_i））²｝^1/2 （１０）

このようにして、積算相関部６Ａから得られた積算相関値Ｐ（ｋ₀）、Ｐ（ｋ₁）、．．．、Ｐ（ｋ_M）が、第一コード位相検出部７及び第二コード位相検出部８へ供給される。以後、第一コード位相検出部７及び第二コード位相検出部８は、第１実施例と同様のため、説明は省略するが、このようにして捕捉コード位相を得ることができる。

図６及び図７は、図４及び図５の第２実施例による捕捉コード位相の取得動作を説明するための図である。壁などを通過して減衰した直接波と、建物などで反射し直接波よりも位相が少し遅延し且つ信号強度が強い間接波とが入射するマルチパス受信の場合において、図６は波形成形をしない場合（第１実施例に相当）を示し、図７は波形成形を行った第２実施例の場合を対比して示している。

図６において、通常拡散コードでの直接波の積算相関特性００１と直接波よりも位相が少し遅延している間接波の積算相関特性００２とが加算されて、積算相関特性００３が得られる。

積算相関特性００３は、第１実施例における検出した積算相関値Ｐ（ｋ_i）のものであり、特に直接波と間接波とが時間的に接近している場合の例である。この積算相関特性００３は、直接波の積算相関値と間接波の積算相関値とが合成されてしまっている。このため、合成された積算相関特性００３には、直接波の積算相関値のピーク点が失われているために、直接波のコード位相を捕捉することはできない。この場合には、合成された積算相関特性００３のピーク点（頂点）のコード位相ｋ_eを誤って捕捉してしまう。

これに対して、図７のように、パラメータα、βで波形成形を行った第２実施例の場合には、成形した拡散コードによって抑圧された直接波の積算相関特性００１Ａ、間接波の積算相関特性００２Ａは、図７のようにそれぞれ積算相関値の最大値及び幅の両方が圧縮されたものとなる。

したがって、パラメータα、βが適切に設定されることにより、直接波の積算相関特性００１Ａと間接波の積算相関特性００２Ａとを合成した積算相関特性００３Ａは、直接波の積算相関特性００１Ａと間接波の積算相関特性００２Ａとが分離されたものとなる。即ち、直接波の積算相関特性００１Ａのピーク点と、間接波の積算相関特性００２Ａのピーク点とが独立で検出できるため、この２つの積算相関特性のピーク点のコード位相のうち、位相が早い方のコード位相ｋ_rである直接波のコード位相を正しく捕捉することができる。

図８は、図４及び図５の第２実施例による捕捉コード位相の取得動作におけるパラメータαの有効性について説明するための図である。

図８（ａ）は入力信号波形の理想的波形５２１を示しており、図８（ｂ）は入力信号波形の実際波形５２２を示している。

入力信号波形は、理想的波形５２１のようにＰＮコード波形の切り替わり点が直角に切り替わることはなく、入力信号の伝搬に伴い例えば受信回路における帯域通過フィルタの帯域制限等によって、実際波形５２２のようにＰＮコード波形の切り替わり点の角が丸まったもの（鈍り）となる。

更に、この図８（ｂ）の実際波形５２２にノイズが重畳されたものが、現実にサンプリングされる入力信号になる。サンプリング間隔は離散的であるから、そのサンプリング時点によっては、ＰＮコード波形の切り替わり点が誤って判定されてしまうことになる。この場合には、２等辺三角形となるべき積算相関特性のピーク点が丸まった、台形に近い形になってしまう。

この第２実施例では、実際波形５２２の波形の切り替わり点の角が丸まった部分の適切な範囲を相関処理に用いないように、パラメータαの値を設定している。このようにパラメータαを適切に設定することによって、実際波形５２２のようにＰＮコード波形の切り替わり点の角が丸まっている場合には、ピーク点検出精度を高くすることができる。

本発明の第２実施例は、パラメータα、βを用いた成形作用により、第１実施例よりも、直接波と間接波との互いのコード位相の遅延差が小さく、近接していた場合でも、積算相関値の最大値及び幅が抑圧されることにより、複数の相関ピーク点を分別する効果が高く、また、直接波のコード位相を捕捉する精度を向上することができる。

図９は、本発明の第３実施例に係るスペクトラム拡散信号受信装置の構成を示す図であり、空中線１、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、ドップラー周波数補正部４、拡散コード発生部５、データ保存部１０、積算相関部６Ｂ、第一コード位相検出部７、第二コード位相検出部８、再捕捉判定部９から構成されている。

この図７の第３実施例は、図４の第２実施例に対して、積算相関部６Ｂの前処理にデータ保存部１０及び、第二コード位相検出部８の後処理に再捕捉判定部９を追加した構成である。

先の第２実施例では、十分な抑圧効果を得るために、積算相関部６Ａの中のコード位相遅延部などの構成部の個数Ｍが、第１実施例の構成部の個数Ｎに対して、Ｍ≧Ｎ／βと多く必要となる。このために、第２実施例では、第１実施例よりもハードウェア規模が大きくなり、消費電力が多く必要としてしまう。

この第３実施例は、第１実施例及び第２実施例の双方の利点を活かして、第１実施例と第２実施例を適切に組み合わせたものである。

第３実施例は、捕捉判定部９とデータ保存部１０を有することにより、コード位相の捕捉処理をくり返し実施できることが特徴である。ここで、繰り返し実施する捕捉処理の任意の回数をｘとする。

ドップラー周波数補正部４は、Ｉ信号データ列Ｉ（ｔ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｔ_i）をデータ保存部１０へ供給する。また、拡散コード発生部５は、拡散コード１周期分のデータ列Ｃ（ｔ_i）を、データ保存部１０へ供給する。

データ保存部１０は、供給されたＩ信号データ列Ｉ（ｔ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｔ_i）及び拡散コード１周期分のデータ列Ｃ（ｔ_i）を、積算相関部６Ｂに供給する。また、初回の捕捉処理であった場合（ｘ＝１）は、Ｉ信号データ列Ｉ（ｔ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｔ_i）及び拡散コード１周期分のデータ列Ｃ（ｔ_i）を、データ保存部１０に内蔵されているメモリに保存する。

図１０は、積算相関部６Ｂの構成を示す図であり、基本的には、第２実施例のものに対応したものであるが、コード位相遅延部６１−０〜６１−Ｎと相関部６２−０〜６２−Ｎと積算部６３−０〜６３−Ｎの数はそれぞれＮ＋１個で第１実施例と同じ個数である。第２実施例での個数Ｍ＋１個よりも、ハードウェアの規模は小さくなっている。

また、第３実施例では、データ保存部１０とコード位相遅延部６１−０〜６１−Ｎとの間を接続するか否かを切り替える切替スイッチ６４１−０〜６４１−Ｎと、積算部６３Ａ−０〜６３Ａ−Ｎと第１コード位相検出部７及び第２コード位相検出部８との間を接続するか否かを切り替える切替スイッチ６４２−０〜６４２−Ｎと、切替スイッチ６４１−０〜６４１−Ｎへの起動／休止の切替制御や、パラメータの一部（例えば、パラメータβ）を捕捉処理の回数ｘ毎に変化させる指令制御や、コード位相遅延部６１−０〜６１−Ｎへのコード位相の遅延間隔Ｔ_xを捕捉処理の回数ｘ毎に変化させる指令制御などを行う制御部６４を有している。この制御部６４には、再捕捉判定部９から、捕捉処理の回数やコード位相探索範囲などの信号が供給される。なお、図１０では、α波形成形部及びβ波形成形部は、それぞれ成形α相関部６２α−０〜６２α−Ｎ及び成形β相関部６２β−０〜６２β−Ｎの内部に設けられている。

例えば、成形β相関部６２β−０〜６２β−Ｎで用いられるパラメータβは、捕捉処理の回数ｘ毎に可変となるように、制御部６４から回数ｘが供給され、その回数ｘ毎に適切なパラメータβの設定値β_xを記憶している。また、制御部６４から、回数ｘに代えてパラメータβの設定値β_xを供給するようにしてもよい。

成形β相関部６２β−０〜６２β−Ｎに記憶された設定値β_xは、初回（即ち、ｘ＝１）では、例えばβ₁＝１チップとして、以後、回数を重ねる（ｘ＝１、２、３、．．．）毎に徐々に小さくしていく（β₁＞β₂＞β₃＞．．．）。

さらに、コード位相遅延部６１−０〜６１−Ｎは、コード位相の遅延間隔Ｔ_xをパラメータβの設定値β_xの大きさに合わせて調整する機能を有する。つまり、捕捉処理の回数ｘ毎に探索するコード位相のスキャン間隔Ｔ_xを変更する機能を有している。捕捉処理の最終回をｚとした場合、最終回の設定値β_zは、各設定値β1、β2、β3、_...、β_zの中で最小となる。そして、初回の捕捉処理（ｘ＝１）でのコード位相のスキャン間隔Ｔ_xは、第１実施例と同じ間隔Ｔ₁とし、以降の捕捉処理の回数ｘによるコード位相スキャン間隔Ｔ_xは、Ｔ_x＝Ｔ₁×β_x、のように設定する。

そして、前回（ｘ−１）の捕捉処理により、捕捉した仮コード位相をｋ_r(x-1)した場合、前記コード位相遅延部６１−０〜６１−Ｎのコード位相遅延ｋ_iを、式（１１）のように設定する。
ｋ_i＝｛Ｔ_x×（Ｎ／２−ｉ）｝＋ｋ_r(x-1)（但しｉ＝０,１,．．．,Ｎ,ｋ_r(-1)＝０ （１１）

つまり、コード位相遅延部６１−０〜６１−Ｎの真ん中に相当するコード位相遅延部６１−Ｎ／２の遅延コード位相ｋ_N/2が、前回捕捉した仮コード位相ｋ_r(x-1)になるように設定する。

また、Ｎ＋１個のコード位相遅延部６１−０〜６１−Ｎと成形α相関部６２α−０〜６２α−Ｎと成形β相関部６２β−０〜６２β−Ｎと積算部６３Ａ−０〜６３Ａ−Ｎのうち、指定されたコード位相の探索範囲に応じて、各々０〜Ｎの中で、コード位相の探索範囲に相当するものだけを起動させ、それ以外は省電力化のため、休止させるように、切替スイッチ６４１−０〜６４１−Ｎと切替スイッチ６４２−０〜６４２−Ｎを制御する。なお、切替スイッチ６４２−ｋは、常に切替スイッチ６４１−ｋと連動してオン／オフに切り替えられることになる。

制御部６４からの起動／休止切替制御は、例えば、指定されたコード位相の探索範囲が、ｋ₁₀〜ｋ₂₀のコード位相区間以内であった場合は、コード位相遅延部６１−１０〜６１−２０と成形α相関部６２α−１０〜６２α−２０と成形β相関部６２β−１０〜６２β−２０と積算部６３Ａ−１０〜６３Ａ−２０のみを起動させ、それ以外は休止させるように、切替スイッチ６４１−１０〜６４１−２０及び切替スイッチ６４２−１０〜６４２−２０をＯＮとし、それ以外の切替スイッチをＯＦＦとなるように制御する。なお、初回（ｘ＝１）のコード位相探索範囲は、０〜Ｎまでを全て使用し、拡散コード位相１周期の探索範囲を設定するものとし、２回目（ｘ＝２）以降のコード位相探索範囲は、再捕捉判定部９から供給されるものである。

再捕捉判定部９は、コード位相の捕捉処理の回数ｘが、最終回ｚであるかを確認し、最終回ｚであれば、第二コード位相検出部８から得られた捕捉コード位相ｋ_rzを外部へ出力して終了とする。しかし、もし最終回ｚに満たない場合は、捕捉したコード位相ｋ_rxは仮のものとして、新たに仮の捕捉コード位相ｋ_rxを中心とした所定の範囲例えば±β_xとなる、コード位相の探索範囲ｋ_rx±β_x を、積算相関部６Ｂに指示する。初回（ｘ＝１）の処理において、ここまでの捕捉処理回数をｘ＝１回分としてカウントし、例えば、ｘ＝１であったとき、以後の処理では、捕捉処理の回数ｘ＝２とカウントアップする。

以後、捕捉処理の回数ｘ＝２において、積算相関部６Ｂは、データ保存部１０のメモリにアクセスし、捕捉処理の回数ｘ＝１のときに保存されていたＩ信号データ列Ｉ（ｔ_i）及びＱ信号データ列Ｑ（ｔ_i）及び拡散コードデータ列Ｃ（ｔ_i）をロードする。また、制御部６４において、Ｎ＋１個のコード位相遅延部６１−０〜６１−Ｎと成形α相関部６２α−０〜６２α−Ｎと成形β相関部６２β−０〜６２β−Ｎと積算部６３Ａ−０〜６３Ａ−Ｎのうち、再捕捉判定部９から供給された指定コード位相の探索範囲ｋ_rx±β_x-1に応じて、各々０〜Ｎの中で、そのコード位相の探索範囲ｋ_rx±β_x-1に相当するものだけを起動させ、それ以外は休止させるように切替スイッチ６４１−０〜６４１−Ｎ及び切替スイッチ６４２−０〜６４２−Ｎを制御する。ここで、切替スイッチ６４１−０〜６４１−Ｎ等の０〜Ｎの中で起動させるものに相当するものをａ〜ｂ（但し０≦ａ≦ｂ≦Ｎ）とした場合、コード位相遅延部６１−ａ〜６１ｂのコード位相遅延ｋ_a、ｋ_bは、下記条件を満たしていることとなる。
ｋ_a≦ｋ_rx−β_x-1を満たすもので、かつ０〜Ｎの中の最大であるものａ。
ｋ_b≦ｋ_rx＋β_x-1を満たすもので、かつ０〜Ｎの中の最小であるものｂ。

以後は、捕捉処理ｘ＝１回目で説明したものと同じであるため、省略するが、このような捕捉処理を最終回ｚに至るまで、繰り返し実施し、捕捉コード位相が得られる。

また、初回（ｘ＝１）の捕捉処理では、成形パラメータα₁＝０チップ、β₁＝１チップとすることで、成形なしとする状態になり得るため、次回以降の捕捉処理では、成形パラメータβ_xを可変とする機能を有するのと同じく、成形パラメータα_xも可変とする機能を有することにより、成形なしを示す設定から所定程度の成形処理を示す設定に亘って、段階的に変更する成形を施すことも可能である。

以上のように、積算相関値の最大値及び幅の圧縮率を変更するために、成形処理の程度を決めるパラメータを変更する成形パラメータ変更部を波形成形部、特にβ波形成形部に設けて、さらに、その成形パラメータ変更部によって成形パラメータを変更する毎に、捕捉のための処理を繰り返し行い、捕捉精度を高める。

また、その成形パラメータ変更部は、成形パラメータの設定を、成形なしを示す設定から所定程度の成形処理を示す設定に亘って、段階的に変更する。

また、成形パラメータ変更部は、その成形パラメータの設定を、成形なしを示す設定と、所定程度の成形処理を示す設定との２段階で、変更するようにしても良い。

また、前記成形パラメータ変更部は、コード位相探索間隔変更部を備えて、成形処理の程度に合わせて、捕捉するためのコード位相の探索間隔を段階的に変更する。

また、前記成形パラメータ変更部は、コード位相探索範囲変更部を備えて、成形処理の程度に合わせて、捕捉するためのコード位相の探索範囲を段階的に変更する。

また、成形パラメータ変更部は、コード位相探索範囲変更部を備えて、成形処理の程度に合わせて、捕捉するためのコード位相の探索間隔を段階的に変更するコード位相探索間隔変更部と探索範囲を段階的に変更する。

第３実施例は、このようにして、初回の捕捉処理では、コード位相のスキャン間隔を大きして、広いコード位相範囲で探索する。次回の捕捉処理では、以降、捕捉処理を繰り返す毎に、コード位相のスキャン間隔を狭く、また前回捕捉した仮コード位相を中心にさらに狭い範囲に絞って探索することができる。したがって、捕捉コード位相の精度を高めるためにコード位相のスキャン間隔を狭くする必要があるとき、第３実施例では、段階的に適切に、コード位相のスキャン間隔及び探索範囲を絞っていくため、第２実施例のようにハードウェアの規模を大きくしてしまう必要がなく、効率的に探索することが可能である。

本発明の第１実施例のスペクトラム拡散信号受信装置の構成を示す図 図１における積算相関部の構成を示す図 図１における積算相関部の他の構成を示す図 本発明の第２実施例のスペクトラム拡散信号受信装置の構成を示す図 図４における積算相関部の構成を示す図 第１実施例における積算相関特性を示す図 第２実施例における積算相関特性を示す図 入力信号波形の例を示す図 本発明の第３実施例のスペクトラム拡散信号受信装置の構成を示す図 図９における積算相関部の構成を示す図

符号の説明

１ 空中線
２ 周波数変換部
３ Ａ／Ｄ変換部
４ ドップラー周波数補正部
５ 拡散コード発生部
６、６−ｆ、６Ａ、６Ｂ 積算相関部
７ 第一コード位相検出部
８ 第二コード位相検出部
９ 再捕捉判定部
１０ データ保存部
６１−０〜６１−Ｎ コード位相遅延部
６２−０〜６２−Ｎ 相関部
６３−１〜６３−Ｎ 積算部
６１−ｆ、６２−ｆ ＦＦＴ部
６３−ｆ 相関部
６４−ｆ ＩＦＦＴ部
６５−ｆ 積算部
６２α−０〜６２α−Ｎ 成形α相関部
６２β−０〜６２β−Ｎ 成形β相関部
６３Ａ−０〜６３Ａ−Ｎ 積算部
６４ 制御部
６４１−０〜６４１−Ｎ、６４２−０〜６４２−Ｎ 切替スイッチ

Claims (3)

1. 受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、
   逆拡散のための基準拡散コードを発生させる拡散コード発生部と、
   前記基準拡散コードに基づいて検出すべきコード位相の各候補毎に各候補拡散コードを発生し、これら各候補拡散コードと受信信号との相関値を検出し、検出された各相関値に対して積算処理を施し、各候補拡散コード毎の積算相関値を得るものであって、前記各候補拡散コード毎の積算相関値の最大値及び幅の両方を圧縮するために、前記拡散コード発生部から供給された拡散コードについて、波形成形を施す波形成形部を有する積算相関部と、
   前記各候補拡散コード毎の積算相関値のうちの最大積算相関値となるコード位相を仮コード位相として検出する第一コード位相検出部と、
   前記仮コード位相より、時間的に早い所定位相範囲内におけるコード位相までの前記各候補拡散コード毎の積算相関値において、所定のしきい値よりも大きくなる積算相関値のコード位相を検出し、前記検出したコード位相及び前記仮コード位相の中から、位相が最も早いコード位相を検出する第二コード位相検出部を備え、
   前記波形成形部は、積算相関値の最大値及び幅の圧縮率を変更するために、成形処理の程度を決めるパラメータを変更するものであって、成形処理の程度に合わせて、捕捉するためのコード位相の探索間隔を段階的に変更するコード位相探索間隔変更部を有する成形パラメータ変更部を備え、さらに、前記成形パラメータ変更部によって変更する毎に、前記捕捉のための処理を繰り返し行い、捕捉精度を高めるとともに、
   前記第二コード位相検出部で検出したコード位相を、受信信号の捕捉コード位相とすることを特徴とする、スペクトラム拡散信号受信装置。
2. 受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、
   逆拡散のための基準拡散コードを発生させる拡散コード発生部と、
   前記基準拡散コードに基づいて検出すべきコード位相の各候補毎に各候補拡散コードを発生し、これら各候補拡散コードと受信信号との相関値を検出し、検出された各相関値に対して積算処理を施し、各候補拡散コード毎の積算相関値を得るものであって、前記各候補拡散コード毎の積算相関値の最大値及び幅の両方を圧縮するために、前記拡散コード発生部から供給された拡散コードについて、波形成形を施す波形成形部を有する積算相関部と、
   前記各候補拡散コード毎の積算相関値のうちの最大積算相関値となるコード位相を仮コード位相として検出する第一コード位相検出部と、
   前記仮コード位相より、時間的に早い所定位相範囲内におけるコード位相までの前記各候補拡散コード毎の積算相関値において、所定のしきい値よりも大きくなる積算相関値のコード位相を検出し、前記検出したコード位相及び前記仮コード位相の中から、位相が最も早いコード位相を検出する第二コード位相検出部を備え、
   前記波形成形部は、積算相関値の最大値及び幅の圧縮率を変更するために、成形処理の程度を決めるパラメータを変更するものであって、成形処理の程度に合わせて、捕捉するためのコード位相の探索範囲を段階的に変更するコード位相探索範囲変更部を有する成形パラメータ変更部を備え、さらに、前記成形パラメータ変更部によって変更する毎に、前記捕捉のための処理を繰り返し行い、捕捉精度を高めるとともに、
   前記第二コード位相検出部で検出したコード位相を、受信信号の捕捉コード位相とすることを特徴とする、スペクトラム拡散信号受信装置。
3. 受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、
   逆拡散のための基準拡散コードを発生させる拡散コード発生部と、
   前記基準拡散コードに基づいて検出すべきコード位相の各候補毎に各候補拡散コードを発生し、これら各候補拡散コードと受信信号との相関値を検出し、検出された各相関値に対して積算処理を施し、各候補拡散コード毎の積算相関値を得るものであって、前記各候補拡散コード毎の積算相関値の最大値及び幅の両方を圧縮するために、前記拡散コード発生部から供給された拡散コードについて、波形成形を施す波形成形部を有する積算相関部と、
   前記各候補拡散コード毎の積算相関値のうちの最大積算相関値となるコード位相を仮コード位相として検出する第一コード位相検出部と、
   前記仮コード位相より、時間的に早い所定位相範囲内におけるコード位相までの前記各候補拡散コード毎の積算相関値において、所定のしきい値よりも大きくなる積算相関値のコード位相を検出し、前記検出したコード位相及び前記仮コード位相の中から、位相が最も早いコード位相を検出する第二コード位相検出部を備え、
   前記波形成形部は、積算相関値の最大値及び幅の圧縮率を変更するために、成形処理の程度を決めるパラメータを変更するものであって、成形処理の程度に合わせて、捕捉するためのコード位相の探索間隔を段階的に変更するコード位相探索間隔変更部と探索範囲を段階的に変更するコード位相探索範囲変更部を有する成形パラメータ変更部を備え、さらに、前記成形パラメータ変更部によって変更する毎に、前記捕捉のための処理を繰り返し行い、捕捉精度を高めるとともに、
   前記第二コード位相検出部で検出したコード位相を、受信信号の捕捉コード位相とすることを特徴とする、スペクトラム拡散信号受信装置。
   

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