JP4302484B2 - 水晶発振制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、温度補償型水晶発振器に用いられる水晶発振制御装置に関する。

通信機器等の電子機器においては、周波数あるいは時間の基準信号を発生する水晶発振器を備えている。特に、携帯電話機等の通信機器では、小型かつ高精度の水晶発振器が必須であり、温度変化に対しても安定した発振周波数が得られる発振器が望まれ、周囲温度の変化に対して発振周波数が変化しないＴＣＸＯ（Temperature Compensated Crystal Oscillator、温度補償型水晶発振器）が多用されている。

水晶発振器の発振周波数は、水晶振動子に起因する３次関数成分を持つ温度特性を有しており、この温度特性を補償することで、高精度な水晶発振器が実現される。温度補償型水晶発振器の温度補償方法の１つとして、ＶＣＸＯ（Voltage Compensated Crystal Oscillator、電圧制御型水晶発振器）に周波数調整素子として可変容量ダイオード（バラクタダイオード）を接続し、水晶振動子の周波数の温度特性を打ち消す方向の温度特性を持つ温度補償用の関数を用意して、この関数に基づき周囲温度に応じて算出される制御電圧を可変容量ダイオードに印加することによって、温度変化による周波数の変動が規定値以下となるように補償する方法がある。

水晶振動子の周波数の温度特性を打ち消す方向の温度特性を持つ制御電圧を発生させるための回路の一つとして、温度補償の対象となる温度範囲を複数の領域に区分し、それらの温度領域毎に、温度に対して一次関数的（線形）に変化する電圧を生成し、それらを滑らかに結合して制御電圧を発生させる、いわゆる折れ線近似方式の関数発生回路がある（例えば、特許文献１参照）。また、接合ダイオードの順方向電圧が電流に対して対数圧縮されていることを利用して、温度に対して３次関数的に変化する電流を生成する関数発生回路などもある（例えば、特許文献２参照）。

最近では、ＧＰＳ機能を搭載したカーナビゲーションシステムの普及やＧＰＳ受信機を搭載した携帯電話装置の登場により、これらの機器に搭載する温度補償型水晶発振器に要求される仕様が非常に厳しくなっている。温度補償型水晶発振器は、例えば−３０℃〜＋８５℃と極めて広い温度範囲で発振周波数の安定度を確保するとともに、電源をオンした直後の所定期間において発振周波数を安定に保つようにする短期安定度についても所定値以上の基準を満たす必要がある。この発振周波数の短期安定度が悪い場合、ＧＰＳシステムの位置検出精度の低下を招いたり、あるいは測位が不可能となることがある。このため、特に最近では発振周波数の短期安定度について高い性能が要求されつつある。

温度補償型水晶発振器の短期安定度を決定する要因としては、水晶発振器の発振周波数等を制御する発振制御回路及び水晶発振回路を含む集積回路である水晶発振器制御用ＩＣの特性と、水晶振動子の精度等の要因とに分けることができる。水晶発振器制御用ＩＣにおいては、発振制御回路より出力する制御電圧に含まれるノイズ特性と、水晶発振回路の精度とが支配的である。短期安定度に関しては、発振周波数に低周波数のゆらぎがあると悪化することがわかっており、発振制御回路の制御電圧に含まれるノイズ特性において、低周波成分の影響が大きい。すなわち、温度補償型水晶発振器の発振周波数の短期安定度は、発振制御回路の制御電圧における低周波数のノイズ特性、特に１／ｆノイズ特性に大きく影響されることが確認されている。１／ｆノイズは、周波数領域が低周波になるにつれてノイズレベルが著しく上昇する特徴がある。これは主に半導体ウェハーの製造段階から素子を構成する製造段階の間に結晶欠陥が生じ、これに起因していると考えられている。

現状では、発振制御回路の設計的な工夫により、制御電圧のノイズ特性は飛躍的に改善されてきている。しかし、発振周波数の短期安定度に大きく影響する低周波成分のノイズは、上記のように半導体素子の製造上の結晶欠陥に起因する１／ｆノイズが支配的であり、この１／ｆノイズはランダムかつイレギュラーに発生するため、低減するのが非常に困難である。

１／ｆノイズに関しては、回路のどの部分に結晶欠陥が存在するかは予測不能であり、そのノイズレベルを推定することが困難であるため、回路設計による対策を採ることができない。さらに、このような１／ｆノイズは、例えば１００Ｈｚ以下の極めて低い周波数帯域に分布し、かつ、そのレベルが１μＶ／√（Ｈｚ）程度の極めて微小なものであるため、ノイズレベルの測定も容易でない。例えば、半導体メーカーが水晶発振器制御用ＩＣの製造時などにこの１／ｆノイズのレベルを測定し、良品、不良品を判定して選別するためのノイズ検査を行うことも困難である。

上記ノイズ検査を行う場合、低周波数でかつ微少なノイズであることもあり、検査時間と検査の再現性にトレードオフの関係がある。検査精度を向上させるためには、測定回数を多くとって十分な数のデータをとる必要があり、このために検査時間を長くかかってしまう。例えば、０．１Ｈｚ〜１ｋＨｚの周波数範囲のノイズ検査に数１０分かかることもある。このような検査時間の増加は水晶発振器制御用ＩＣの量産において障害となる。

また、温度補償型水晶発振器は、例えば−３０℃〜＋８５℃と極めて広い温度範囲で発振周波数の温度補償を行うため、このような広い温度範囲に渡って高精度かつ効率的なノイズ検査を行うことは困難である。

国際公開第９９／０３１９５号パンフレット 特開平９−１５３１０４号公報

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、温度補償型水晶発振器において高精度かつ効率的なノイズ検査を行うことが可能な水晶発振制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、水晶発振器の発振周波数制御を行う水晶発振制御装置であって、温度センサの出力に基づいて前記水晶発振器の周波数の温度特性を打ち消す方向の温度特性をもつ制御信号を発生する発振制御回路と、前記発振制御回路の出力を増幅する増幅手段と、通常モード時には前記発振制御回路の出力を前記水晶発振器に入力させ、非通常モード時には前記増幅手段の出力を前記水晶発振器に入力させるモード切替手段とを備えるものである。

上記構成により、非通常モード時には発振制御回路の出力を増幅する増幅手段の出力を水晶発振器に入力させることで、発振制御回路から出力される制御電圧等について、ノイズレベルも比較的容易に検出可能なレベルまで増幅されるため、低周波で微小なノイズレベルの測定等であっても、容易かつ効率的に行うことが可能となる。このため、例えば温度補償型水晶発振器用の水晶発振制御装置を製造する半導体メーカー等が製造時や出荷時等に検査、選別を行う場合も、高精度かつ効率的なノイズ検査を行うことが可能となる。

また、本発明は、水晶発振器の発振周波数制御を行う水晶発振制御装置であって、温度センサの出力に基づいて前記水晶発振器の周波数の温度特性を打ち消す方向の温度特性をもつ制御信号を発生する発振制御回路と、前記発振制御回路の出力を増幅する増幅手段と、非通常モード時には前記増幅手段のゲインを通常モード時よりも増加させるモード切替手段とを備えるものである。

上記構成により、非通常モード時には発振制御回路の出力を増幅する増幅手段のゲインを通常モード時よりも増加させることで、非通常モード時の発振制御回路の出力を通常モード時よりも大きいゲインで増幅することが可能であり、ノイズ検査を精度良く効率的に行うことができる。この場合、発振制御回路から出力される制御電圧のノイズレベル等を所望のレベルとすることができるため、ノイズ検査における柔軟性が向上し、種々の検査条件に容易に対応させることが可能である。

また、本発明の一態様として、上記の水晶発振制御装置であって、前記モード切替手段は、前記増幅手段の能動状態と非動状態とを切り替えるスイッチ部と、前記スイッチ部の切り替え制御を行う制御データを記憶し出力するメモリ部とを有して構成されるものも含まれる。

上記構成により、メモリ部に制御データを記憶させることで、メモリ部からの制御データによってスイッチ部で増幅手段の能動状態と非動状態とを切り替えることができるため、通常モードと非通常モードとの切り替えをメモリ部へのデータ設定によって容易に行うことが可能である。

また、本発明の一態様として、上記の水晶発振制御装置であって、前記モード切替手段は、前記増幅手段のゲイン変更制御を行う制御データを記憶し出力するメモリ部を有して構成されるものも含まれる。

上記構成により、メモリ部に制御データを記憶させることで、メモリ部からの制御データによって増幅手段のゲイン変更制御を行うことができるため、通常モードと非通常モードとの切り替えをメモリ部へのデータ設定によって容易に行うことが可能である。

また、本発明の一態様として、上記の水晶発振制御装置であって、前記水晶発振器の非通常モードにおいて、前記発振制御回路に対して、低温時に動作する低温部と高温時に動作する高温部との少なくとも一方を常温状態でも動作させるための前記温度センサの出力に相当するオフセットを供給する温度オフセット調整手段を備えるものも含まれる。前記発振制御回路における温度補償電圧発生回路は、低温、常温、高温の各領域で異なる回路が動作し制御電圧を印加する構成になっている。したがって、常温検査では常温時に動作する常温回路の検査しかできない。常温でも、低温回路、高温回路を動作させる工夫が必要である。

上記構成により、温度オフセット調整手段によって常温状態でも発振制御回路の低温部や高温部を動作させることができるため、例えば温度補償の対象となる温度範囲の全領域にわたるノイズ検査を行う場合にも、常温状態だけで発振制御回路の出力のノイズレベルの測定を効率的に行うことが可能となる。

また、本発明の一態様として、上記の水晶発振制御装置であって、前記発振制御回路は、前記温度センサの出力に基づき、常温域での温度特性を実現する常温部と、低温域での温度特性を実現する低温部と、高温域での温度特性を実現する高温部とを有し、温度に対して３次関数的に変化する電圧を生成し出力する関数発生回路を備えて構成され、前記温度オフセット調整手段は、前記関数発生回路の低温部及び高温部を常温状態でも動作させるためのオフセットをそれぞれ供給するものも含まれる。

上記構成により、温度オフセット調整手段によって常温状態でも発振制御回路における関数発生回路の低温部及び高温部を動作させることができるため、例えば温度補償の対象となる温度範囲の全領域にわたるノイズ検査を行う場合にも、常温状態だけで発振制御回路の出力のノイズレベルの測定を効率的に行うことが可能となる。

また、本発明は、電圧制御型水晶発振器と、上記のいずれかに記載の水晶発振制御装置とを備え、前記水晶発振制御装置より前記電圧制御型水晶発振器に対して温度補償用の制御電圧を供給して所定周波数の発振信号を生成する温度補償型水晶発振器を提供する。

上記構成により、水晶発振制御装置のノイズ検査を容易に高精度かつ効率的に行うことができるため、温度補償型水晶発振器において、水晶発振制御装置の検査、電圧制御型水晶発振器の水晶振動子の検査、水晶発振制御装置及び電圧制御型水晶発振器を組み合わせた温度補償型水晶発振器全体の検査などを行う場合に、検査の効率化を図ることができ、高品質な温度補償型水晶発振器を安定して提供することが可能となる。

また、本発明は、上記のいずれかに記載の水晶発振制御装置を用いて構成された水晶発振器を備えた通信端末装置を提供する。

上記構成により、ノイズ検査を容易に高精度かつ効率的に行うことが可能な水晶発振制御装置を用いて、高性能な水晶発振器を安定して供給でき、この水晶発振器を搭載した高性能な通信端末装置を実現できる。

本発明によれば、温度補償型水晶発振器において高精度かつ効率的なノイズ検査を行うことが可能な水晶発振制御装置を提供することができる。

本実施形態では、水晶発振器の発振周波数制御を行う水晶発振制御装置の例として、温度補償型水晶発振器モジュールを構成する際に水晶振動子及び水晶発振回路と共に用いる水晶発振制御装置について説明する。本実施形態の水晶発振制御装置は、一般に半導体基板上に形成される電子回路を含む半導体素子によって構成される。

（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る温度補償型水晶発振器モジュールの構成を示すブロック図である。温度補償型水晶発振器モジュール１００は、水晶発振制御装置を構成する発振制御回路１０２と、水晶発振回路１５０と、水晶振動子１９５とを備えて構成される。発振制御回路１０２と水晶発振回路１５０とは、同一の基板上に配設されて水晶発振器制御用ＩＣを構成する。この水晶発振器制御用ＩＣに対して水晶振動子１９５が接続されて外付けの形で設けられる。

この図１の温度補償型水晶発振器モジュールにおいて、水晶発振回路１５０と水晶振動子１９５とにより電圧制御型水晶発振器が構成され、この電圧制御型水晶発振器に対して発振制御回路１０２より周囲温度に応じた制御電圧を供給することにより、発振周波数の制御を行う構成となっている。

発振制御回路１０２は、周囲温度に対応した電流Ｉを生成する温度センサ１１０と、温度センサ１１０の出力電流Ｉに基づき水晶発振回路１５０の周波数の温度特性を打ち消す方向の温度特性をもつ制御電圧を発生する制御電圧発生回路１２０と、水晶発振器の検査モードにおける検出感度向上のための増幅を行う検査用増幅手段１４０と、この検査用増幅手段１４０の有効、無効を切り替えるためのスイッチＳＷ１、ＳＷ２を有してなる第１のスイッチ手段１３０と、検査モード等の動作モードを切り替えるための制御データを記憶するメモリ１８０と、制御電圧を検査用端子Ｔ５を介して外部に導出するためのスイッチＳＷ３を有してなる第２のスイッチ手段１９０とを備える。上記構成において、第１のスイッチ手段１３０及びメモリ１８０によってモード切替手段の機能が実現される。

また、図１において、端子Ｔ１、Ｔ２は、水晶振動子１９５を接続するための端子であり、端子Ｔ３は、温度補償型水晶発振器の発振出力を取り出すための発振出力端子であり、端子Ｔ４は、動作モード切替を指示する信号（モード切替信号）ＰＶをメモリ１８０に入力するための端子（モード切替用端子）である。

メモリ１８０は、例えば、ＲＯＭやＲＡＭ、あるいはＥＥＰＲＯＭ、ＰＲＯＭ等の不揮発性メモリ等により構成され、制御データとなる０，１等の記憶情報に応じて制御信号Ｓ１、Ｓ２を出力するものである。したがって、メモリ１８０への記憶情報として０，１等の値をセットすることによって、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３のオンオフ状態を切り換えることができる。

このメモリ１８０は、制御信号Ｓ１を出力することにより、第１のスイッチ手段１３０のスイッチＳＷ１、ＳＷ２の選択的な開閉（オン、オフ）を制御する。スイッチＳＷ１がオンするとき（通常モード時）は、制御電圧発生回路１２０から発生する制御電圧は、検査用増幅手段１４０を介さずに水晶発振回路１５０に供給されることになる。この場合、検査用増幅手段１４０は無効（非動作状態）となり、検査用増幅手段１４０による増幅は行われない。

一方、スイッチＳＷ２がオンするとき（検査モード時）は、制御電圧発生回路１２０から発生する制御電圧は、検査用増幅手段１４０を介して水晶発振回路１５０に供給されることになる。この場合、検査用増幅手段１４０は有効（動作状態）となり、検査用増幅手段１４０による検査モード時の検出感度向上のための所定ゲインの増幅が行われる。検査用増幅手段１４０では、例えば、ゲイン１０倍で制御電圧の増幅を行う。

また、メモリ１８０は、制御信号Ｓ２を出力することにより、第２のスイッチ手段１９０のスイッチＳＷ３の開閉（オン、オフ）を制御する。このスイッチＳＷ３は、検査モードにおいてオン状態となる。

水晶発振回路１５０は、発振周波数を調整するための可変容量ダイオード（バラクタダイオード）１６０と、発振回路１７０とを備える。

なお、発振制御回路１０２と水晶発振回路１５０とは、上記のように同一の基板上に形成してワンチップのＩＣに集積した水晶発振器制御用ＩＣとして構成してもよいし、これに限らず、別体のＩＣチップにより構成して１つのパッケージに搭載したり、個別の単体ＩＣで構成することも可能である。

ただし、発振制御回路１０２が単独のＩＣであるか、水晶発振回路１５０を含むワンチップＩＣであるか、または、２つのチップが同一パッケージに組み込まれるマルチチップモジュールタイプのＩＣであるかによって、制御電圧を外部に導出するための特別な構成の有無が異なる。

すなわち、図１において、発振制御回路１０２が単独のＩＣならば、そのＩＣの製造時において、検査のために出力端子Ｔ６から出力される制御電圧を直接測定することができる。また、水晶発振回路１５０を含むワンチップＩＣであるか、または、２つのチップが同一パッケージに組み込まれるマルチチップモジュールタイプのＩＣである場合には、検査モードとして動作させ、スイッチ手段１９０のスイッチＳＷ３を閉じて、検査用端子Ｔ５から出力される制御電圧（ＳＶ）を測定する。

なお、図１では温度補償型水晶発振器モジュールの全体構成を示しているが、水晶発振制御装置を構成する発振制御回路１０２を含むＩＣにおいて必須の構成ではないものについては、図中破線で示している。これら破線で示したスイッチ手段１９０、スイッチＳＷ３、制御信号Ｓ２、検査用端子Ｔ５、制御電圧ＳＶ、出力端子Ｔ６などは、構成に応じて適宜選択的に用いればよい。例えば、出力端子Ｔ６と、スイッチ手段１９０及び検査用端子Ｔ５とは、発振制御回路１０２の検査を行うために制御電圧を測定する手段として、水晶発振器制御用ＩＣの構成に応じて選択的に使用される。また、半導体メーカー等において、発振制御回路１０２を含む水晶発振器制御用ＩＣの製造時等にノイズ検査を行って選別する場合には、水晶振動子１９５は必須ではないため、同様に破線で示している。一方、水晶振動子のメーカーにおいては、製造時等に水晶振動子の検査を行う場合に、基準となる水晶発振器制御用ＩＣを用いて水晶振動子と接続し、発振周波数の短期安定度の測定等を行って選別すればよい。

ここで、発振制御回路１０２のノイズ検査の内容について図２及び図３を用いて説明する。図２は水晶発振器に要求される短期安定度について説明するための図であり、図３は水晶発振器制御用ＩＣのノイズ特性を示す図である。

例えば、温度補償型水晶発振器をＧＰＳ機能を搭載したカーナビゲーションシステムやＧＰＳ受信機を搭載した携帯電話装置などに用いる場合、発振周波数の短期安定度が悪いと、ＧＰＳシステムの位置検出精度の低下を招いたり、あるいは測位が不可能となることがある。このため、特に最近では発振周波数の短期安定度について高い性能を満たすことが必要となってきている。

このような温度補償型水晶発振器では、周波数の許容誤差は例えば２．５ｐｐｍ以内であり、さらに、短期安定度の性能として、図２に示すように、電源オン直後の期間（例えば、電源オンから１秒経過する期間）において、発振周波数が変化せずに一定であることが求められる。この短期安定度は、発振制御回路１０２においては、出力される制御電圧の低周波数のノイズ特性、特に１／ｆノイズ特性に大きく影響されることが確認されている。

図３に示すように、発振制御回路１０２を含む水晶発振器制御用ＩＣのノイズ特性は、高周波域では、サーマルノイズ（熱雑音）が支配的になり、これがフロアノイズのレベルを決定する。また、低周波数域においては、低周波になるにつれてノイズレベルが上昇する１／ｆノイズが支配的になる。

１／ｆノイズは、半導体ウェハーの製造段階から素子を構成する製造段階の間に結晶欠陥が生じた場合に、これに起因してノイズレベルが上昇する。この結晶欠陥は、半導体ウェハー上でランダムな箇所に発生し、半導体ウェハーを複数の半導体チップに分割した際にどれかのチップにランダムに出現する。したがって、ランダムに発生する結晶欠陥によってイレギュラーに低周波のノイズレベルが著しく上昇し、結晶欠陥が生じた個体では破線で示すＷ１、Ｗ２のようなノイズ特性となることがある。このように１／ｆノイズによる低周波のノイズレベルが大きい場合は、発振周波数に低周波数のゆらぎが生じ、短期安定度が悪化する。

そこで、発振制御回路１０２のノイズ検査を行って低周波のノイズレベルが大きい個体を除外するよう選別する必要がある。結晶欠陥に起因して低周波のノイズレベルが許容値を超えるような不良品は、例えば１００ｐｐｍ程度の割合で発生するが、製品出荷前にはこのような不良品を確実に除外する必要がある。しかし、１／ｆノイズは、低周波でかつ極めて微小なレベルであるため、測定が容易ではない。また、微小レベルの測定を行う場合、測定結果の精度が低いので、検査の再現性を高めて検査精度を向上させるために、測定を多くの回数行って十分な数のデータをとり、平均をとる必要がある。このため、測定に長い時間が必要となる。

そこで、本実施形態では、検査用増幅手段１４０を設け、発振制御回路１０２の動作モードとして通常モードと検査モードとを有するようにし、メモリ１８０からの制御信号によって動作モードを切り替える。この場合、メモリ１８０から制御信号Ｓ１を出力してスイッチＳＷ１、ＳＷ２を切り替え、検査用増幅手段１４０を動作させ、発振制御回路１０２から出力される制御電圧を増幅する。これにより、１／ｆノイズによる低周波の微小なノイズレベルを容易に、かつ短時間で精度良く測定することが可能となる。したがって、半導体メーカー等においては、製造時や出荷時などに容易でかつ効率良く高精度にノイズ検査を実行でき、良品と不良品とを選別することができる。このため、高品質な温度補償型水晶発振器を安定して生産する体制を実現することが可能になる。

ここで、図１における制御電圧発生回路１２０の内部構成例について、図４〜図７を用いて説明する。

図４に示す第１例の制御電圧発生回路１２０は、１次関数回路及び３次関数回路を用いたものである。この第１例では、温度センサ１１０ａ、１１０ｂと、温度センサ１１０ａが生成する周囲温度に対応して変化する電流に基づいて３次関数的に変化する電流信号を生成する３次関数回路３００と、温度センサ１１０ｂが生成する周囲温度に対応して変化する電流に基づいて１次関数的に変化する電流信号を生成する１次関数回路３１０とを備える。

１次関数回路３１０は、図５（ａ）に示すような、周囲温度Ｔａに比例して変化する電流Ｉｍを生成する。また、３次関数回路３００は、図５（ｂ）に示すような、周囲温度Ｔａに対応して３次関数的に変化する電流Ｉｎを生成する。そして、１次関数回路３１０及び３次関数回路３００の各出力電流Ｉｍ、Ｉｎを合成し、その電流を電圧に変換することで、図５（ｃ）に示すような、水晶発振器の周波数の温度特性を打ち消す方向の温度特性をもつ制御電圧が得られる。

図６に示す第２例の制御電圧発生回路１２０は、折れ線近似関数回路を用いたものである。折れ線近似関数回路は、温度補償の対象となる温度範囲を複数の領域に分割し、各温度領域において、周囲温度に対応して線形に変化する電圧信号を生成し、各電圧信号を結合することで、図７に示すような、３次関数を折れ線近似した制御電圧を発生させる回路である。

この第２例では、周囲温度に対して温度特性をもたない基準電流（Ａ０１〜Ａ０３）を生成する基準電流源１０と、周囲温度（常温）に比例して線形に変化する電流信号（Ｂ０１〜Ｂ０３）を生成する常温用温度センサ２０と、低温域における温度特性を実現するための低温用折れ線回路３０と、高温域における温度特性を実現するための高温用折れ線回路４０と、電流−電圧変換を行うＩ／Ｖ変換器５０と、Ｉ／Ｖ変換器５０からの３つの出力信号を結合する結合回路６０とを備える。

低温部折れ線回路３０及び高温部折れ線回路４０は、常温センサ２０から与えられる周囲温度（常温）に比例して線形に変化する電流信号（Ｂ０１、Ｂ０３）をカレントミラーで反転させ、かつ、基準電流源１０から与えられる基準電流Ａ０１、Ａ０３を、その反転させた電流に重畳することで、温度軸上でのオフセット（温度軸上での折れ線の平行移動に相当する）を与える。これにより、低温域及び高温域における温度特性を実現するための電流信号（Ｂ１１、Ｂ１３）を得る。

Ｉ／Ｖ変換器５０は、常温センサ１２０から出力される電流信号Ｂ０２、低温部折れ線回路３０から出力される電流信号Ｂ１１、高温部折れ線回路４０から出力される電流信号Ｂ１３を各々電圧信号に変換し、これにより、周囲温度Ｔａに比例して変化する電圧信号ｙ１、ｙ３、ｙ５を生成する。結合回路６０は、電圧信号ｙ１、ｙ３、ｙ５の各々を滑らかに結合させて、図７に示すような制御電圧を生成して出力する。

また、図４に示した第１例の制御電圧発生回路１２０を本実施形態に適用した場合の発振制御回路１０２の構成例を示す。図８は本発明の第１の実施形態に係る発振制御回路１０２の要部構成を示すブロック図である。

この図８では、図１における温度センサ１１０及び制御電圧発生回路１２０に図４の構成を適用した水晶発振器制御用ＩＣの構成例を示している。すなわち、２つの温度センサ１１０ａ、１１０ｂと、３次関数回路３００及び１次関数回路３１０を含む制御電圧発生回路１２０とを備え、さらに検査用増幅手段１４０及びスイッチ手段１３０を有して構成される。

次に、上記のような発振制御回路１０２におけるノイズ検査のための検査モードの動作について説明する。発振制御回路１０２から出力される制御電圧のノイズ検査を行う場合には、モード切替手段として機能するメモリ１８０より制御信号Ｓ１をスイッチ手段１３０に供給し、スイッチＳＷ１をオフさせ、スイッチＳＷ２をオンさせて検査モードとする。また、発振制御回路１０２が水晶発振回路１５０を含むワンチップＩＣである場合など、制御電圧を直接取り出して測定できない場合は、制御信号Ｓ１に加えてメモリ１８０より制御信号Ｓ２をスイッチ手段１９０に供給し、スイッチＳＷ３をオンさせる。このように検査モードでは、検査用増幅手段１４０が機能するよう能動状態とする。

制御電圧発生回路１２０は、３次関数回路３００及び１次関数回路３１０によって上述した動作を行い、温度センサ１１０の出力電流Ｉに基づいて図５（ｃ）に示されるような水晶発振器の周波数の温度特性を打ち消す方向の温度特性をもつ制御電圧を発生する。

検査用増幅手段１４０は、制御電圧を所定ゲインで（例えば、１０倍のゲインで）増幅し、発振制御回路１０２からの出力として電圧レベルが増幅された制御電圧が出力されるようにする。なお、水晶発振器の制御信号が電圧ではなく、電流で得られる場合には、内部抵抗の値を１／１０に設定する等して、電流の増幅を行う。

この状態で、発振制御回路１０２の出力端子Ｔ６、あるいは検査用端子Ｔ５から出力される、増幅された制御電圧を直接観測し、測定を行う。この場合、制御電圧のノイズ検出感度が増幅しない場合に対して１０倍となり、低周波の１／ｆノイズを比較的容易に検査できるようになる。

このとき、低周波数域における制御電圧のノイズレベルを測定し、図３において破線の波形Ｗ１、Ｗ２で示されるようなイレギュラーな大きなノイズが含まれているか否かを判定する。そして、所定値よりもノイズレベルが高い発振制御回路１０２を含む水晶発振器制御用ＩＣは、不良品として除外する。

上記のように、本実施形態では、検査用増幅手段１４０を作動させる検査モードを設け、この検査モードにおいて、検査用増幅手段１４０によって制御電圧を増幅することにより、ノイズ検出感度を格段に向上させるようにしている。このため、発振制御回路１０２を含む水晶発振器制御用ＩＣのノイズ検査を容易化でき、温度補償型水晶発振器モジュールとして組み立てる前に、ＩＣの製造段階で迅速かつ効率的にノイズ検査を行って良品、不良品の選別を行うことができる。このことは、品質管理や製造効率の面で有効である。なお、検査用増幅手段１４０は、検査モード以外でも、温度補償型水晶発振器の発振周波数を意図的に変更する手段としても使用することが可能である。

また、基準となる水晶発振器制御用ＩＣを用いて、水晶振動子を接続した状態で発振周波数の短期安定度等を測定し、水晶振動子の検査、選別を行うこともできる。この場合、発振制御回路１０２及び水晶発振回路１５０を含む水晶発振器制御用ＩＣに水晶振動子を接続し、温度補償型水晶発振器モジュール１００を構成した状態で、モード切替用端子Ｔ４から制御信号ＰＶを入力して検査モードとし、検査用増幅手段１４０によるノイズの検出感度の向上のための増幅を有効化し、水晶発振器の発振状態を観測する。

水晶発振器の発振状態としては、発振周波数の変動幅や変動の周期、あるいは、短期安定度（電源オン直後の発振周波数の安定性）などを観測する。このとき、水晶発振器制御用ＩＣから出力される制御電圧のレベルは、通常動作時に比べて、検査用増幅手段１４０で増幅された分だけ、例えば１０倍高くなっており、ノイズ成分のレベルも１０倍になっている。したがって、発振周波数の変動の検出感度が向上し、また、迅速かつ効率的な検査（良品、不良品の選別）を行うことが可能となる。

このように、本実施形態の水晶発振制御装置の機能を活用することで、水晶発振器制御用ＩＣ単体の検査だけでなく、水晶振動子の検査、あるいは水晶発振器制御用ＩＣと水晶振動子とを組み合わせた温度補償型水晶発振器モジュールの完成品としての検査についても、精度良く効率的に行うことができる。このため、厳格な仕様を満足する水晶発振制御装置や温度補償型水晶発振器の良品のみを安定的に供給することができる。

そして、検査が終了した後は、メモリ１８０に通常モードを指定するデータを書き込むことで、スイッチＳＷ１、ＳＷ２へ供給する制御信号Ｓ１を切り替える。この制御信号Ｓ１により、スイッチＳＷ１がオンし、スイッチＳＷ２がオフした状態となり、検査モードが解除されて通常モードに移行する。また、発振制御回路１０２が水晶発振回路１５０を含むワンチップＩＣである場合などは、制御信号Ｓ１に加えてスイッチＳＷ３へ供給する制御信号Ｓ２も切り替え、この制御信号Ｓ２によってスイッチＳＷ３をオフし、通常モードに切り替える。このようにすると、以後、検査モード時の機能は使用されることがなく、通常動作には何ら影響を与えない。ただし、通常モードにおいて、メモリ１８０に検査モードを指定するデータを書き込むことで、任意に検査モードに移行させることも可能である。水晶発振器制御用ＩＣの製造時や出荷時などには、検査モードでのノイズ検査後、通常モードにおいて温度補償型水晶発振器モジュールとして温度調整を行うことにより、安定して高品質の温度補償型水晶発振器を製造することができる。

（第２の実施形態）
図９は本発明の第２の実施形態に係る温度補償型水晶発振器モジュールの構成を示すブロック図である。図９において、図１と共通する部分には同一の符号を付している。

第２の実施形態は、前述した第１の実施形態において、検査用増幅手段の構成を変更したものである。ここでは、図１に示したように検査用増幅手段１４０を別個に設ける代わりに、制御電圧発生回路１２０において出力段に可変利得増幅器による出力段増幅器２００を備えている。すなわち、図９の構成では、制御電圧発生回路１２０の出力段増幅器２００がノイズ検出感度向上のための増幅手段も兼ねている。なお、発振制御回路１０２の基本的な構成及び動作は、図１に示した第１の実施形態と同様である。

この第２の実施形態では、検査モード時において、メモリ１８０から出力段増幅器２００へ制御信号Ｓ３を供給し、出力段増幅器２００の増幅率（ゲイン）を変更する。このとき、出力段増幅器２００のゲインが所定量増加するよう、例えば、通常動作モード時の１０倍に変更する。これにより、出力段増幅器２００において、通常の利得よりも高い利得でノイズ検出感度向上のための増幅を行う。

ノイズ検査は、前述した第１の実施形態と同様に、発振制御回路１０２の出力端子Ｔ６から出力される制御電圧、あるいは、スイッチ手段１９０のスイッチＳＷ３を介して検査用端子Ｔ５に導出される制御電圧のノイズレベルを測定することによって行われる。

そして、通常モード時には、メモリ１８０からの制御信号Ｓ３によって出力段増幅器２００のゲインを通常動作時の値に変更する。これにより、制御電圧発生回路１２０の出力段増幅器２００では、制御電圧を通常の利得で増幅して出力する。

第２の実施形態では、出力段増幅器２００の利得を連続的、あるいは段階的に変化させ、所望のレベルの制御電圧を出力させるようにすることができる。したがって、ノイズ検査における柔軟性（多様性）が向上し、種々の検査条件に容易に対応させることが可能である。なお、出力段増幅器２００は、検査モード以外でも、温度補償型水晶発振器の発振周波数を意図的に変更する手段としても使用することが可能である。

（第３の実施形態）
図１０は本発明の第３の実施形態に係る温度補償型水晶発振器モジュールの構成を示すブロック図である。図１０において、図１と共通する部分には同一の符号を付している。

第３の実施形態は、前述した第１の実施形態に加えて、常温状態においても低温用及び高温用の回路を動作させるように、温度オフセット調整手段を設けたものである。水晶発振器制御用ＩＣの製造過程でランダムな箇所に発生する結晶欠陥は、ＩＣチップ上のどの回路の部分に結晶欠陥が生じるかは予測できないため、ＩＣ全体を検査するために、全ての部分の回路を動作させてノイズの測定を行う必要がある。温度補償型水晶発振器に用いる制御電圧発生回路１２０は、温度センサ１１０から出力される周囲温度の変化に追従して変化する電流に基づき、水晶発振器の周波数の温度特性を打ち消す方向の温度特性をもつ信号を生成するものであり、例えば常温状態では常温用の回路のみが動作し、高温用の回路や低温用の回路は動作しない。したがって、全ての部分の回路を動作させるためには、周囲温度を全温度範囲にわたって変化させる必要がある。例えば、温度補償の対象となる温度範囲として、−３０℃〜＋８５℃の広範囲な全温度範囲について検査を行う場合は、周囲温度を常温、高温、低温に変化させて測定を行うことになる。このため、高温状態や低温状態を実現する恒温槽が必要であったり、各温度域で測定するのに検査時間がかかり、検査を行うのに設備やコストの負担が大きくなる。

そこで、第３の実施形態では、温度オフセット調整回路２１０によって擬似的な高温状態及び低温状態をつくり出すことにより、常温状態で高温用の回路や低温用の回路を動作させ、常温下において全温度範囲の検査を一度に行えるようにする。これにより、広い温度範囲のノイズ検査を短時間で効率良く行うことが可能となる。

第３の実施形態の発振制御回路１０２は、図１の構成に、温度オフセット調整回路２１０を追加するとともに、温度オフセット調整回路２１０から制御電圧発生回路１２０に供給するオフセット電流をオンオフするためのスイッチＳＷ４を第１のスイッチ手段１３０に追加した構成となっている。

温度オフセット調整回路２１０は、可変定電流源回路などで構成されるもので、温度センサ１１０の出力電流に対して、常温状態と検査の対象となる温度状態（低温状態または高温状態）との温度差に相当するオフセット電流を生成する。

この第３の実施形態では、検査モード時において、メモリ１８０から出力される制御信号Ｓ４により、スイッチ手段１３０のスイッチＳＷ１がオフし、スイッチＳＷ２及びＳＷ４がオンする。このとき、温度オフセット調整回路２１０により生成されたオフセット電流は、スイッチＳＷ４を介して制御電圧発生回路１２０に与えられる。このオフセット電流は、制御電圧発生回路１２０の内部で、温度センサ１１０から出力される電流（常温状態に対応した電流である）に重畳され、常温状態においても擬似的な高温状態、低温状態をつくり出すことができる。したがって、周囲温度が通常の状態（常温状態）であっても、制御電圧発生回路１２０において低温用の回路及び高温用の回路を動作させることができる。

そして、制御電圧発生回路１２０からの出力電圧を検査用増幅手段１４０により増幅し、発振制御回路１０２の出力端子Ｔ６、あるいは検査用端子Ｔ５から出力される増幅された制御電圧を測定することによって、低周波のノイズ成分の測定を行う。

通常モード時では、スイッチ手段１３０のスイッチＳＷ１がオンし、スイッチＳＷ２及びＳＷ４がオフする。これにより、制御電圧発生回路１２０から周囲温度に応じた制御電圧が出力される。

ここで、図４に示した第１例の制御電圧発生回路１２０を本実施形態に適用した場合の発振制御回路１０２の構成例を示す。図１１は本発明の第３の実施形態に係る発振制御回路１０２の要部構成を示すブロック図である。

この図１１では、図１０における温度センサ１１０及び制御電圧発生回路１２０に図４の構成を適用した水晶発振器制御用ＩＣの構成例を示している。すなわち、２つの温度センサ１１０ａ、１１０ｂと、３次関数回路３００及び１次関数回路３１０を含む制御電圧発生回路１２０とを備え、さらに検査用増幅手段１４０、スイッチ手段１３０、及び温度オフセット調整回路２１０ａ、２１０ｂを有して構成される。３次関数回路３００は、低温域における温度特性を実現するための低温側回路４１０と、高温域における温度特性を実現するための高温側回路４００とを備えており、これらの低温側回路４１０、高温側回路４００に対応して、低温用の温度オフセット調整回路２１０ａと高温用の温度オフセット調整回路２１０ｂとが設けられている。

各温度オフセット調整回路２１０ａ、２１０ｂから出力されるオフセット電流は各々、スイッチ手段１３０のスイッチＳＷ６、ＳＷ７を介して、３次関数回路３００の高温側回路４００及び低温側回路４１０に供給される。スイッチ手段１３０の各スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ６、ＳＷ７の開閉（オン、オフ）は、メモリ等からの制御信号Ｓ８によって制御される。

検査モード時には、スイッチＳＷ６、ＳＷ７をオンし、温度オフセット調整回路２１０ａからの低温用オフセット電流を低温側回路４１０に、温度オフセット調整回路２１０ｂからの高温用オフセット電流を高温側回路４００にそれぞれ供給することによって、制御電圧発生回路１２０において、常温状態で全温度範囲での動作を実現することが可能となる。また、スイッチＳＷ１をオフ、スイッチＳＷ２をオンして検査用増幅手段１４０を動作させ、制御電圧発生回路１２０から出力される制御電圧を増幅して容易に低周波のノイズ測定を行えるようにする。

したがって、第３の実施形態によれば、検出感度向上によるノイズ検査の高精度化及び効率化に加えて、常温時に擬似的な高温状態や低温状態をつくり出すことで、温度補償の対象となる温度範囲の全領域におけるノイズ検査を一度で効率的に行うことが可能となる。また、常温状態で高温時や低温時の短期安定度の測定が可能になる。このため、水晶発振器制御用ＩＣや温度補償型水晶発振器モジュールの検査に関して、さらなる効率化を図ることができる。

（第４の実施形態）
図１２は本発明の第４の実施形態に係る温度補償型水晶発振器モジュールの構成を示すブロック図である。図１２において、図１０と共通する部分には同一の符号を付している。

第４の実施形態は、前述した第２の実施形態において、第３の実施形態と同様に温度オフセット調整手段を追加して設けたものである。すなわち、制御電圧発生回路１２０の出力段に可変利得増幅器による出力段増幅器２００を備えたものに、温度オフセット調整回路２１０を追加するとともに、温度オフセット調整回路２１０から制御電圧発生回路１２０に供給するオフセット電流をオンオフするためのスイッチＳＷ５を第１のスイッチ手段１３０に設けた構成となっている。共通する各部の構成及び動作は、第１〜第３の実施形態と同様である。

この第４の実施形態においても、第３の実施形態と同様に、温度オフセット調整手段により擬似的な高温状態、低温状態をつくり出すことによって、常温状態においても全温度範囲の動作を実現できる。これにより、温度補償の対象となる全温度範囲におけるノイズ検査を一度に行うことができ、検査の効率化を図ることができる。また、常温状態で高温時や低温時の短期安定度の測定が可能になる。

（第５の実施形態）
第５の実施形態では、上述した本実施形態の発振制御回路のより具体的な回路構成及び動作を説明する。ここでは、図１１に示される発振制御回路における、温度センサ１１０ａ、１１０ｂの具体的な回路構成、及び３次関数回路３００における高温側回路４００及び低温側回路４１０の具体的な回路構成の例について説明する。

図１３は温度センサ１１０ａ、１１０ｂの回路構成例を示す回路図である。また、図１４（ａ）、（ｂ）は、図１３の温度センサにおいて使用される２つの抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値の温度特性を示す図である。

温度センサ１１０ａ、１１０ｂは、低ノイズ設計のバンドギャップ回路（周囲温度に関わらず一定の電圧を発生させる定電圧回路）５００と、周囲温度に追従して線形的に変化する電流を生成する電流生成回路６００とを備えている。

まず、周囲温度に関わらず定電圧を発生させるバンドギャップ回路５００について説明する。バンドギャップ回路５００は、ＰＮＰトランジスタのベース−コレクタ間の接合を利用した接合ダイオードＱ１と、抵抗Ｒ１と、エミッタ面積比が５：１のトランジスタＱ６、Ｑ７で構成されるカレントミラーと、抵抗Ｒ２と、カレントミラーからなる負荷回路Ｑ８、Ｑ９とを有して構成される。このバンドギャップ回路５００の出力電圧は、抵抗Ｒ１の両端の電圧に、接合ダイオードＱ１の順方向電圧を加算した電圧となる。

ここで、抵抗Ｒ１は、周囲温度の上昇に伴って抵抗値が増大する正の温度係数をもつが、抵抗Ｒ２も同様に、正の温度係数をもつため、両者の温度特性はキャンセルされ、無視することができる。ここで、周囲温度が増大して、抵抗Ｒ１の抵抗値が増大すると、抵抗Ｒ２の抵抗値も増大して、電源（Ｖｃｃ）側から流れてくる電流の電流量が減少し、抵抗Ｒ１における電圧降下量は周囲温度に関係なく一定となる。

したがって、バンドギャップ回路５００において問題となるのは、接合ダイオードＱ１の順方向電圧の温度依存性である。接合ダイオードＱ１は負の温度係数をもつから、例えば、周囲温度が高くなると、その電流能力が増大する。したがって、周囲温度が変化する前と同じ量の電流が電源（Ｖｃｃ）側から供給され続けると、ＰＮ接合ダイオードの順方向電圧は増大し、これにより、バンドギャップ回路５００の出力電圧が変動してしまう。

しかし、バンドギャップ回路５００では、周囲温度が高くなると、電源（Ｖｃｃ）側から供給される電流が自動的に減少し（つまり、電源側から供給される電流に正の温度係数が付与され）、ＰＮ接合ダイオードＱ１の順方向電圧のもつ負の温度係数は打ち消される。これより、周囲温度に関わらず、ＰＮ接合ダイオードＱ１の順方向電圧は一定に保たれ、バンドギャップ回路５００の出力電圧は、一定値に保たれる。

ここで、電源（Ｖｃｃ）側から供給される電流に正の温度係数をもたせるために、エミッタ面積比が異なる２つのトランジスタ（ダイオード）Ｑ６とＱ７が設けられている。すなわち、抵抗Ｒ２を流れる電流の電流量は、ダイオードＱ７の順方向電圧から、ダイオードＱ６の順方向電圧を引いた電圧を、抵抗Ｒ２の抵抗値で除算して求められる。

このとき、ダイオードＱ６の電流密度は、ダイオードＱ７の電流密度の５倍に設定されているから、ダイオードＱ６の負の温度係数の値は、ダイオードＱ７の負の温度係数の値よりも大きい。したがって、ダイオードＱ７の順方向電圧からダイオードＱ６の順方向電圧を引いた電圧についての温度係数は、下記のとおり、正の温度係数を有することになる。

（小さな負の温度係数）−（より大きな負の温度係数）＝（正の温度係数）
つまり、温度上昇に伴い、ダイオードＱ７の順方向電圧からダイオードＱ６の順方向電圧を引いた電圧は減少し、したがって、抵抗Ｒ２を流れる電流の電流量も減少する。

このように、周囲温度が高くなると、電源（Ｖｃｃ）側から供給される電流が自動的に減少し（つまり、電源側から供給される電流に正の温度係数が付与され）、ＰＮ接合ダイオードＱ１の順方向電圧がもつ負の温度係数は打ち消される。したがって、周囲温度に関わらず、ＰＮ接合ダイオードＱ１の順方向電圧は一定に保たれ、バンドギャップ回路５００の出力電圧は常に一定値となる。

ここで、注目すべき点は、定電流を生成するための抵抗Ｒ１には、差動構成の回路（カレントミラー）の左右の電流経路における各電流が合算された電流が流れ込むことであり、電流量が２倍になっている分、抵抗Ｒ１の抵抗値を１／２とすることができることである。抵抗のサーマルノイズは、抵抗値を小さくすることで減少させることができるため、図１３のバンドギャップ回路５００は、ノイズを低減できるように設計されていることになる。

次に、周囲温度に追従して線形的に変化する電流を生成する電流生成回路６００について説明する。電流生成回路６００では、温度係数の値が異なる２つの抵抗Ｒ３、Ｒ４を用いて電流を生成し、生成された各電流を減算する電流減算方式により、周囲温度に比例して変化する電流Ｉを生成する。

電流生成回路６００は、バンドギャップ回路５００の出力電圧によってベースがバイアスされるＮＰＮトランジスタＱ１０、Ｑ１１と、抵抗Ｒ３、Ｒ４と、カレントミラーからなる負荷回路（Ｑ１２、Ｑ１３）とを有して構成される。

抵抗Ｒ３の温度係数（正の温度係数）は、図１４（ａ）に示すように、周囲温度Ｔａに対して緩やかな変化を示し、一方、抵抗Ｒ４の温度係数（正の温度係数）は、図１４（ｂ）に示すように、周囲温度Ｔａに対して、より急な変化を示す。このような温度特性の差は、例えば、拡散抵抗のシート抵抗値を変化させることで実現することができる。

ここで、図１４（ａ）、（ｂ）に示される、抵抗値Ｒの温度に対する変化を示す特性線を重ね合わせると、ある温度において２つの特性線は交わり、その温度より高い温度範囲では、抵抗Ｒ４の抵抗値の方が大きくなり、その抵抗値の差は温度上昇に比例して増大する。一方、２つの特性線が交わる温度より低い温度範囲では、逆に、抵抗Ｒ３の抵抗値の方が大きくなり、その抵抗値の差は温度の低下に比例して増大する。このように、２つの特性線が交わる点を境として、２つの抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値の差は、周囲温度Ｔａに比例して増大する。

したがって、図１３の電流生成回路６００では、周囲温度の変化に伴う抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値の変動を電流の変動に変換し、両者の電流の差を取ることで、周囲温度Ｔａに比例して変化する電流Ｉを生成する。すなわち、抵抗Ｒ３に流れる電流をカレントミラーＱ１２、Ｑ１３で反転し、カレントミラーの出力側トランジスタＱ１３の出力電流（押し出し電流）から、トランジスタＱ１１の出力電流（吸い込み電流）を減算する（電流的に減算する）ことにより、各抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値の差に相当する電流Ｉを生成することができる。この電流Ｉは、周囲温度に対応して線形に変化する電流である。

図１５は３次関数回路３００の回路構成例を示す回路図である。ここでは、温度オフセット調整回路２１０ａ、２１０ｂによるオフセット電流を利用して、擬似的な高温状態、低温状態をつくり出すための具体的な構成について説明する。

温度オフセット調整回路２１０ａ、２１０ｂは、一種の可変電流源回路であり、オフセット電流Ｉ１、Ｉ３（電流量は可変）をスイッチ手段のスイッチＳＷ６、ＳＷ７を介して高温側回路４００及び低温側回路４１０に供給する。このオフセット電流の電流量を調整することにより、見掛け上、温度センサ１１０ａ、１１０ｂの出力電流Ｉを変化させることが可能となる。

高温側回路４００は、直列接続された３個のＰＮ接合ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３と、周囲温度に対して温度特性を有さない基準電流源８１から出力される定電流Ｉｒによりバイアスされる直列接続された２個のダイオードＤ４、Ｄ５と、周囲温度に比例した電流を生成する電流生成回路７４と、温度オフセット調整回路２１０ａからのオフセット電流Ｉ１を反転させて出力電流Ｉ２を生成するカレントミラー７４とを備える。電流生成回路７４は、電圧／電流変換素子として機能するＰＮＰトランジスタＱ２０と、エミッタ電圧を安定させるためのボルテージフォロワ７３とを有して構成される。

直列接続された３個のＰＮ接合ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３は、温度センサ１１０ａが出力する周囲温度に比例する電流Ｉ（吸い込み電流）に、オフセット電流Ｉ１をカレントミラー７４で反転させて得られる電流Ｉ２を加算した電流によりバイアスされる。したがって、オフセット電流量を調整することにより、見掛け上、温度センサ１１０ａの出力電流Ｉを変化させ、結果的に直列接続された３個のＰＮ接合ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３のバイアス電流を変化させることができる。これにより、擬似的な高温状態をつくり出すことが可能である。

高温側回路４００は、ＰＮ接合ダイオードの順方向電圧が電流に対して対数圧縮されていることを利用して、３次関数的に変化する電流を生成し、図５（ｂ）の高温域における温度特性を実現する。ダイオードの順方向電圧は、ダイオードの整流方程式より、順方向電流と飽和電流の比の対数に所定の係数を乗算した形式で表すことができる。対数の加算は、乗算の形式に変更することができるので、３つのダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３の順方向電圧の和は、順方向電流と飽和電流の比の３乗の対数に、所定の係数を乗算した形式で表わされる。

ここで、順方向電流には、温度センサ１１０から出力される周囲温度に比例して変化する電流Ｉが含まれるから、３つのダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３からなるダイオード列の順方向電圧を示す式には、周囲温度に比例する電流Ｉの３乗の項が含まれることになる。

一方、２つのダイオードＤ４、Ｄ５は、温度特性をもたない基準電流Ｉｒでバイアスされており、同様に、このダイオード列の順方向電圧を示す式には、基準電流Ｉｒの２乗の項が含まれる。

そして、３つのダイオードＤ１〜Ｄ３で構成されるダイオード列の順方向電圧と、２つのダイオードＤ４、Ｄ５で構成されるダイオード列の順方向電圧との差の電圧が、電流生成回路７４を構成するＰＮＰトランジスタＱ２０のベース−エミッタ間に印加される。

このとき、ＰＮＰトランジスタＱ２０のコレクタ電流の電流量は、ＰＮ接合の整流方程式から算出することができ、結果的に、Ｉｒ×（Ｉ／Ｉｒ）³と表すことができる。ここで、Ｉｒは温度係数をもたない基準電流であり、Ｉは、温度センサ１１０ａから出力される周囲温度に比例する電流である。この電流Ｉは、上記のとおり、オフセット電流により調整することができる。

したがって、３次関数回路３００における高温側回路４００は、周囲温度に従って変化する電流Ｉの３乗の項を含む電流を、アナログ的に生成することができる。これにより、図５（ｂ）の高温域における温度特性が実現される。

低温側回路４１０は、高温側回路４００と同様に、直列接続された３個のＰＮ接合ダイオードＤ６、Ｄ７、Ｄ８と、周囲温度に対して温度特性を有さない基準電流源８０から出力される定電流Ｉｒによりバイアスされる直列接続された２個のダイオードＤ９、Ｄ１０と、周囲温度に比例した電流を生成する電流生成回路８４とを備える。電流生成回路８４は、電圧／電流変換素子として機能するＰＮＰトランジスタＱ２１と、エミッタ電圧を安定させるためのボルテージフォロワ７６とを有して構成される。

上述した高温側回路４００と同様に、電流生成回路８４におけるＰＮＰトランジスタＱ２１のコレクタ電流は、周囲温度に従って変化する電流Ｉの３乗の項を含む電流であり、したがって、アナログ的に、３次関数的に変化する電流を生成することができる。これにより、図５（ｂ）の低温域における温度特性が実現される。

また、上述したように、温度センサ１１０ｂから出力される電流Ｉの電流量は、温度オフセット調整回路２１０ｂから出力されるオフセット電流Ｉ３の電流量を調整することで、見掛け上、変化させることが可能である。これにより、擬似的な低温状態をつくり出すことができる。

このように構成された３次関数回路３００の高温側回路４００と低温側回路４１０の出力電流を加算し、さらに、１次関数回路３１０の出力電流を加算して、電流を電圧に変化することで、図５（ｃ）に示す温度特性をもつ制御電圧が生成される。検査モード時には、本実施形態の検査用増幅手段１４０を用いて制御電圧を増幅することによって、ノイズ検出感度を向上させることができる。

上記のような本実施形態の水晶発振制御装置を用いて構成した温度補償型水晶発振器は、例えば、水晶発振器の仕様として高い短期安定度が要求される、ＧＰＳ機能を搭載したカーナビゲーションシステムやＧＰＳ受信機を搭載した携帯電話装置などの通信端末装置に搭載して使用可能である。短期安定度の特性に優れた高精度の温度補償型水晶発振器を用いることによって、ＧＰＳシステムの位置検出精度を十分確保することができる。

以上のように、本実施形態の水晶発振制御装置によれば、検査モードにおいて検査用増幅手段によって制御電圧を増幅することで、ノイズ検出感度を向上でき、発振制御回路を含む水晶発振器制御用ＩＣのノイズ検査を容易かつ効率良く行うことが可能となる。このため、水晶発振器制御用ＩＣを製造する半導体メーカーによる製造時や出荷前の検査において、温度補償型水晶発振器の短期安定度に影響を及ぼす低周波のノイズレベルの測定を高精度かつ短時間に実行し、所定の性能を満足する個体を選別できる。

また、温度オフセット調整手段によって擬似的な高温状態や低温状態を作り出すことで、常温状態においても発振制御回路の全温度範囲での動作を実現でき、ノイズ検査を一度で効率良く行うことが可能である。これにより、さらなる検査の効率化が達成される。したがって、高品質な温度補償型水晶発振器を安定して生産することが可能となる。

なお、本発明は、上述した実施形態の構成に限定されるものではなく、種々の変形、応用が可能である。

本発明は、温度補償型水晶発振器において高精度かつ効率的なノイズ検査を行うことが可能となる効果を有し、温度補償型水晶発振器に用いられる水晶発振制御装置等に有用である。

本発明の第１の実施形態に係る温度補償型水晶発振器モジュールの構成を示すブロック図 水晶発振器に要求される短期安定度について説明するための図 水晶発振器制御用ＩＣのノイズ特性を示す図 制御電圧発生回路の内部構成例の第１例を示すブロック図 第１例の制御電圧発生回路による制御電圧を発生させる方法を説明する図で、（ａ）は１次関数回路の出力電流の温度特性を示す図、（ｂ）は３次関数回路の出力電流の温度特性を示す図、（ｃ）は１次関数回路及び３次関数回路の各出力電流を合成して得られる信号の温度特性を示す図 制御電圧発生回路の内部構成例の第２例を示すブロック図 第２例の制御電圧発生回路による折れ線近似された制御電圧を示す図 本発明の第１の実施形態に係る発振制御回路の要部構成を示すブロック図 本発明の第２の実施形態に係る温度補償型水晶発振器モジュールの構成を示すブロック図 本発明の第３の実施形態に係る温度補償型水晶発振器モジュールの構成を示すブロック図 本発明の第３の実施形態に係る発振制御回路の要部構成を示すブロック図 本発明の第４の実施形態に係る温度補償型水晶発振器モジュールの構成を示すブロック図 本実施形態に用いる温度センサの回路構成例を示す回路図 図１３の温度センサで使用される２つの抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値の温度特性を示す図 本実施形態に用いる３次関数回路の回路構成例を示す回路図

符号の説明

１００ 温度補償型水晶発振器モジュール
１０２ 発振制御回路
１１０ 温度センサ
１２０ 制御電圧発生回路
１３０、１９０ スイッチ手段
１４０ 検査用増幅手段
１５０ 水晶発振回路
１６０ 可変容量ダイオード
１７０ 発振回路
１８０ メモリ
１９５ 水晶振動子
ＳＷ１〜ＳＷ３ スイッチ
Ｔ１、Ｔ２ 端子（水晶振動子接続用）
Ｔ３ 発振出力端子
Ｔ４ モード切替用端子
Ｔ５ 検査用端子

Claims (8)

1. 水晶発振器の発振周波数制御を行う水晶発振制御装置であって、
   温度センサの出力に基づいて前記水晶発振器の周波数の温度特性を打ち消す方向の温度特性をもつ制御信号を発生する発振制御回路と、
   前記発振制御回路の出力を増幅する増幅手段と、
   通常モード時には前記発振制御回路の出力を前記水晶発振器に入力させ、非通常モード時には前記増幅手段の出力を前記水晶発振器に入力させるモード切替手段とを備える水晶発振制御装置。
2. 水晶発振器の発振周波数制御を行う水晶発振制御装置であって、
   温度センサの出力に基づいて前記水晶発振器の周波数の温度特性を打ち消す方向の温度特性をもつ制御信号を発生する発振制御回路と、
   前記発振制御回路の出力を増幅する増幅手段と、
   非通常モード時には前記増幅手段のゲインを通常モード時よりも増加させるモード切替手段とを備える水晶発振制御装置。
3. 請求項１に記載の水晶発振制御装置であって、
   前記モード切替手段は、前記増幅手段の能動状態と非動状態とを切り替えるスイッチ部と、前記スイッチ部の切り替え制御を行う制御データを記憶し出力するメモリ部とを有して構成される水晶発振制御装置。
4. 請求項２に記載の水晶発振制御装置であって、
   前記モード切替手段は、前記増幅手段のゲイン変更制御を行う制御データを記憶し出力するメモリ部を有して構成される水晶発振制御装置。
5. 請求項１または２に記載の水晶発振制御装置であって、
   前記水晶発振器の非通常モードにおいて、前記発振制御回路に対して、低温時に動作する低温部と高温時に動作する高温部との少なくとも一方を常温状態でも動作させるための前記温度センサの出力に相当するオフセットを供給する温度オフセット調整手段を備える水晶発振制御装置。
6. 請求項５に記載の水晶発振制御装置であって、
   前記発振制御回路は、前記温度センサの出力に基づき、常温域での温度特性を実現する常温部と、低温域での温度特性を実現する低温部と、高温域での温度特性を実現する高温部とを有し、温度に対して３次関数的に変化する電圧を生成し出力する関数発生回路を備えて構成され、
   前記温度オフセット調整手段は、前記関数発生回路の低温部及び高温部を常温状態でも動作させるためのオフセットをそれぞれ供給する水晶発振制御装置。
7. 電圧制御型水晶発振器と、
   請求項１ないし６のいずれか一項に記載の水晶発振制御装置とを備え、前記水晶発振制御装置より前記電圧制御型水晶発振器に対して温度補償用の制御電圧を供給して所定周波数の発振信号を生成する温度補償型水晶発振器。
8. 請求項１ないし６のいずれか一項に記載の水晶発振制御装置を用いて構成された水晶発振器を備えた通信端末装置。