JP4299179B2 - 識別位相余裕モニタ回路、送受信装置、及び通信システム - Google Patents

Description

本発明は、伝送信号の再生エラーを抑制する回路に関し、特に高速通信下の伝送信号の再生エラーを抑制する回路に関する。

近年、通信システムの伝送スピードは高速化の一途を辿り、情報の伝送路として使用される光ファイバにおいては１０[Ｇｂ/ｓ]程度の伝送レートを実現している。
一般に通信システムの受信装置は、例えば光ファイバを伝送媒体として光伝送信号を伝送させる光通信システムの光受信装置であれば、当該通信システムの光送信装置から送信された光伝送信号を受信すると、その光伝送信号を光電変換して電気信号に変え、当該電気信号を内蔵の等化回路で整形等行ない、そしてその出力信号に対してデータの識別を行なう。このデータの識別は、当該出力信号から抽出したクロック信号によって決まる識別位相と、「０」と「１」の閾値電圧（識別レベル、または識別電圧ともいう）とが組み合わされた、識別点において、当該受信装置内蔵の識別回路により行なわれ、この識別により、上記出力信号データが再生される。

しかし、上に例を挙げた光通信システムのように光ファイバを伝送する光伝送信号は、ノイズや光ファイバの伝送特性などの影響により光通信システムの受信側における光伝送波形が崩れるため、これを受信した光受信装置において、予め設定された識別点で内蔵の識別回路において信号再生が行なわれると、信号再生に最適な識別点にズレが生じ、再生エラーを増発させることとなる。

この波形崩れの現象を視覚化する方法として、アイパターンを表示させる方法が知られている。このアイパターンは、例えばオシロスコープなどの測定器を用い、クロックに同期をかけて信号を繰り返し重ね合わせていくことにより形成できる。上述したような等価回路を出力した出力信号の場合、該出力信号から抽出されたクロックに同期をかけ該出力信号を繰り返し重ね合わせていくことにより、横軸を時間軸、縦軸を電流電圧軸とした表示画面上に「マーク」と「スペース」が重層されてなるアイパターンが形成される。そして、当該アイパターン上に、時間軸上の所定の点（上記識別位相）と電流電圧軸上の所定の点（上記識別レベル）とで表される識別点を対応付けて該識別点の検証ができる。

波形崩れが起こると、上記アイパターンはその輪郭（連続する信号波形を重ねた形状）に厚みを帯び、隣り合う信号波形との境界が曖昧になる。そしてこの結果、当該アイパターンのアイ開口と共に、識別有効領域（「１」、「０」の識別が良好に行なえる識別点の範囲）が狭まる。この波形崩れにより、例えば波形の上方側が崩れる場合や下方側が崩れる場合などその崩れ方によってまちまちではあるが、上記アイパターン上において、電流電圧軸方向の単位値ごとに許容される時間軸方向の識別位相の有効範囲（位相余裕）が経時的に変動する。通常、アイパターンの「マーク」と「スペース」の波形が交差する点で上記「位相余裕」が最大となり、その点を中心に波形の上方または下方に向かうに従って「位相余裕」が小さくなる。よって、上記識別有効領域のうちで最も識別エラーが起こり難い最適点の位置も移動することとなる。なおこの最適点の移動は、伝送後の信号が電流電圧軸方向へシフトする場合も同様に生じる。

以上のように波形崩れの現象が生じることにより、「位相余裕」が最大となる電流電圧軸上の点が電流電圧軸方向へ振れるため、上記「１」、「０」の識別を良好に行なうには上記「位相余裕」が最大となる最適な識別レベルを見つけることが重要である。

この波形崩れの現象に備え、上記識別点を最適なポイントに動的変化させる技術を開示したものがある。
その一つは、基準の識別点をもつ識別回路に対し、識別点を該基準の位置から上下（電流電圧軸方向）または左右（時間軸方向）へずらした二つの識別回路を構成し、基準の識別回路とそれぞれの識別回路との演算結果を基に、基準の識別点（電流電圧軸方向の識別レベルまたは時間軸方向の識別位相）を最適な位置へ独立に制御する技術である。特に識別レベルを最適な位置に調整する場合は、全ての識別回路に同一のクロック信号を入力して各識別回路に対して共通の識別位相を与え、時間軸方向の条件を同じくして識別レベルを最適化する。また、識別位相を最適な位置に調整する場合は、全ての識別回路に共通の識別レベルを与え、電流電圧軸方向の条件を同じくして識別位相を最適化する。このとき各識別回路はそれぞれ、タイミング再生部から再生されるクロック信号が基となる、基準位相のクロック信号、基準位相より進んだ位相のクロック信号、及び基準位相より遅れた位相のクロック信号を使用して結果を得る。そしてこれらの結果を基に、基準の識別回路の識別位相が最適な位置にくるように上記クロック信号の位相を可変させる（特許文献１参照）。

またその他に、ある基準位相をもつクロック信号で識別する識別回路と、その基準位相を中心にして位相変調をかけたクロック信号で識別する識別回路を持ち、これら識別回路の出力を演算した結果を用いてクロック信号の位相を可変し、識別点を最適点に制御する技術も開示されている（特許文献２参照）。
特開平８−２６５３７５号公報 特開平１１−６８６７４号公報

送信装置から送信された伝送信号を受信装置で再生させる場合、伝送経路における伝送信号の波形崩れの現象が従来から課題となっている。
各種通信システムの中でも上述したような光ファイバを伝送媒体として光伝送信号を伝送させる光通信システムの場合は、ノイズや光ファイバの伝送特性などの影響による光伝送波形の崩れが顕著に現れ、光伝送信号の再生に大きな影響を与える。その中でも、例えば４０[Ｇｂ／ｓ]を超えるような高速光通信システムでは、光ファイバの分散特性や非線形特性、或いは光受信装置側の回路の高速特性不足などの影響により、上記光伝送波形が劣化し、光受信装置における信号再生に深刻な問題を与えている。

この波形劣化により生じる最適な識別点のズレの問題を解決するための技術が上述したように開示されてはいるが、この技術を実現させるためには、複数に分岐したクロック信号に対して高精度な位相合わせやクロック信号の位相を高精度に可変する位相可変回路が必要となる。すなわちこれは実現の困難性を意味するものである。

昨今では、小型化のために回路をＩＣ化する方向性で開発は進められる。データ信号の伝送速度が例えば４０[Ｇｂ／ｓ]の場合、１タイムスロットが２５[ｐｓ]と非常に短い時間となる。このため、以上のような技術では１[ｐｓ]精度での位相合わせが要求されることになる。よってこの点を鑑みると従来技術による識別装置のＩＣ化の実現は特に困難性を極め、これとは別の今後の発展が期待できる新しい技術が望まれていた。

また、受信装置においてより波形崩れの少ない伝送信号を受信するためにも、送信装置から送信する伝送信号をより安定させることができる技術も望まれていた。
そのためには、先ず、伝送信号がいかなる位相余裕を有しているか観察する仕組みが必要不可欠である。

そこで本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであって、アイパターンの位相余裕をモニタする識別位相余裕モニタ回路を提供することを目的とする。そして更に、上記位相余裕モニタ回路を備える送受信回路、送受信装置、及び通信システムを提供することを目的とする。

本発明は上記課題を解決するために以下のように構成する。
本発明の識別位相余裕モニタ回路の態様一つは、入力データ信号から抽出したクロック信号を用いて識別する第一の識別回路と、上記クロック信号とは異なる周波数のクロック信号を用いて上記入力データ信号を識別する第二の識別回路と、上記第一の識別回路の出力信号及び上記第二の識別回路の出力信号との排他的論理和をとり、その結果を平均化して位相余裕モニタ出力信号を得る演算回路と、を有する。

なお、上記二つのクロック信号の周波数差の絶対値の逆数は、上記平均化回路の時定数よりも小さいことが望ましい。
本発明の識別レベル最適化回路の態様の一つは、上記識別位相余裕モニタ回路と、上記位相余裕モニタ出力信号に基づいて上記第一の識別回路の識別レベルを設定する識別レベル設定回路と、を有する
なお、上記識別レベル設定回路は、上記位相余裕モニタ出力信号に基づき、上記入力データ信号の位相余裕が最大となるように上記識別レベルを設定する、ことが望ましい。

本発明の受信装置の態様の一つは、光ファイバを伝送する光伝送信号を電気信号に変換する受光素子と、上記受光素子によって変換された電気信号を波形整形及び帯域制限する等化回路と、上記等化回路から出力された信号を上記入力データ信号とする上記識別レベル最適化回路と、を有する。

本発明のクロスポイント最適化回路は、入力データ信号のクロスポイント（当該クロスポイントは、入力データ信号波形をアイパターンで示した際に波形が交差する点の電圧値である）を可変させて出力データ信号を出力するクロスポイント可変回路と、上記クロスポイント可変回路の出力データ信号を入力データ信号とする上記識別位相余裕モニタ回路と、上記位相余裕モニタ出力信号をモニタして上記出力データ信号の位相余裕が最大となるように上記クロスポイント可変回路を制御するクロスポイント設定回路と、を有する。

なお、上記クロスポイント設定回路は、上記出力データ信号のクロスポイントが上記第一の識別回路に設定された識別レベルと一致するように上記クロスポイント可変回路を制御する、ことが望ましい。

また、上記第一の識別回路の識別レベルを調整できるようにしてもよい。
本発明の送信装置の態様の一つは、上記クロスポイント最適化回路と、上記クロスポイント可変回路から出力された出力データ信号を駆動信号として信号を光変調し、該光変調後の信号を光ファイバに伝送する光変調回路と、を有する。

なお、上記光ファイバを伝送する上記光変調後の信号を電気信号に変換する受光素子と、該受光素子によって変換された電気信号を増幅する増幅回路と、を有し、該増幅回路から出力された信号を上記識別位相余裕モニタ回路の上記入力データ信号とする、ように構成してもよい。

本発明の光多重化信号送信装置の態様の一つは、複数の上記送信装置と、各送信装置から出力される各光出力信号を多重化して光ファイバに送出する光合波装置と、を有する。
本発明の光多重化信号受信装置は、複数の上記受信装置と、光ファイバから伝送されてくる光多重化信号を分離する分波装置と、を有し、上記分波装置で分離された信号のそれぞれを、上記受信装置で別々に識別する。

本発明に光通信システムの態様の一つは、上記光多重化信号送信装置及び上記光多重化信号受信装置を備える。
本発明では、入力データ信号の識別を第一の識別回路で行なう際に、第一の識別回路で識別に使用するクロック信号とは異なる周波数のクロック信号を用いて第二の識別回路で当該入力データ信号の識別を行なわせる。そして上記二つの識別回路の出力信号の排他的論理和をとり、これを平均化する。このように構成することにより、平均化した値は、位相余裕が大きくなるに従って減少し、ある所定の値（最小値）に到達する。

よって、平均化した値をモニタして、その値が最小値をとるように例えば第一の識別回路の識別レベルを変更するなどすれば、第一の識別回路における識別を位相余裕が最大となる点で行なえるようになる。

以上より本発明においては、高精度な位相合わせを行なうことなくアイパターンの位相余裕をモニタすることが可能になり、更に、当該位相余裕をモニタすることにより受信データ信号の再生エラーを大幅に減少させることが可能になる。

以下、本発明を実施するための最良の形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の形態における識別位相余裕モニタ回路のブロック図である。
同図の識別位相余裕モニタ回路１０は、クロック再生回路１１、第一の識別回路１２、発振器１３、第二の識別回路１４、排他的論理和回路（ＥＸＯＲ）１５、平均化回路１６によって構成される。

クロック再生回路１１は、入力データ信号（１）からクロック信号（以下、第一のクロック信号と呼び、周波数＝ｆ０「Ｈｚ」とする）を抽出し、該第一のクロック信号（２）を第一の識別回路１２へ入力する。

第一の識別回路１２は、クロック再生回路１１によって抽出された第一のクロック信号（２）によって決まる識別位相及び、該第一識別回路１２に対して現時点で設定されている識別レベル（可変可能な識別レベル、または固定の識別レベル）との識別点で、入力データ信号（１）を識別し、出力データ信号（３）を生成する。

発振器１３は、上記第一のクロック信号（１）とは周波数が異なる第二のクロック信号（周波数＝ｆ０＋Δｆ「Ｈｚ」とし、発振器１３の周波数安定性を考慮に入れた場合、１／|Δｆ|＜後述の平均化回路のもつ時定数とする）を発振し、発振した第二のクロック信号（４）を第二の識別回路１４に入力する。

第二の識別回路１４は、発振器１３の第二のクロック信号（４）によって決まる識別位相及び、該第二の識別回路１４に対して固定の識別レベルとの識別点で、入力データ信号（１）を識別し、出力データ信号（５）を生成する。

排他的論理和回路１５は、第一の識別回路１２の出力信号（３）及び第二の識別回路１４の出力信号（５）との排他的論理和をとる。
平均化回路１６は、排他的論理和回路１５の出力信号（６）を平均化する。

以下に詳しく説明するが、本回路構成では上記異なる周波数のクロック信号（第一及び第二のクロック信号）を用いて、入力データ信号（１）のアイパターンにおいて示される位相余裕を、平均化回路１６の出力値からモニタする。

そして更に、当該位相余裕に応じて変化する上記出力値を見て、受信装置であれば第一の識別回路１２に設定される識別レベルを最適な値に調整し、送信装置であれば第一の識別回路１２に設定したクロスポイントの位置に入力データ信号（１）のクロスポイントの位置が合うように入力データ信号（１）を調整する。

図２、３は、図１の識別位相余裕モニタ回路１０のタイミングチャートである。
図２は、図１の入力データ信号（１）の位相余裕が十分に広い場合（良好な信号の場合）におけるタイミングチャートであり、図３は、入力データ信号（１）の位相余裕が狭い場合（波形崩れが生じた信号の場合）におけるタイミングチャートである。

各図には、図１の（１）〜（６）の番号で示される各種信号の順にタイミングチャート（２−１〜２−６、または、３−１〜３−６）が示されている。上述したように、第一のクロック信号（２）と第二のクロック信号（４）の周波数はΔｆ（ここではΔｆ＞０とする）だけ異なる。そこで第一のクロック信号（２）と第二のクロック信号（４）を同じ周波数に見立てると、第二のクロック信号（４）は、第一のクロック信号（２）に対して１／|Δｆ|の周期で−πからπ（単位[rad]）へ繰り返し位相変化する信号に置き換えできる。そこで各図には、第一のクロック信号（２）に対して第二のクロック信号（４）が位相Φずれた時点での状態が示されている。

先ず、図２のタイミングチャートを説明する。
位相余裕の広い入力データ信号２−１を第一のクロック信号２−２で識別すると、出力信号２−３が得られる。

また、位相余裕の広い当該入力データ信号２−１を第二のクロック信号２−４で識別すると、出力信号２−５が得られる。
そして、出力信号２−３及び出力信号２−５の排他的論理和をとると、上記位相差Φによって決まるパルス幅を持つ出力信号２−６が得られる。

続いて、図３のタイミングチャートを説明する。
図２と比べ位相余裕が狭い入力データ信号３−１を第一のクロック信号３−２で識別すると、出力信号３−３が得られる。なお本例では、説明を理解し易くするために図２で説明した出力信号２−３の結果と同様の結果が得られるようにした。

一方、入力データ信号３−１を第二のクロック信号３−４で識別すると、出力信号３−５が得られる。この例では第二のクロック信号３−４が入力データ信号３−１の変化点付近に位置する状態が示されているため、同図のように伝送波形の崩れにより位相余裕が狭くなっていると、出力信号３−５は１ビットずれた信号となることがある。

このため、出力信号３−３及び出力信号３−５の排他的論理和をとると、同図の３−６に示されるように、１[ＵＩ（Unit Interval、１ＵＩ はビットクロックの１ 周期）]−Φによって決まるパルス幅を持つ出力信号が得られる。つまり、位相余裕が広い場合と比べると、位相余裕が狭い場合は、排他的論理和をとった後の出力信号のパルス幅が広くなる。

このように、第二のクロック信号（４）が第一のクロック信号（２）に対して１／|Δｆ|の周期で−πからπ（単位[rad]）へ位相変化すると、位相余裕範囲内の各時点においては、図２に示されるように位相差Φによって決まるパルス幅を持つ出力信号が排他的論理和回路１５から得られる。そして、位相余裕の範囲外（伝送波形が崩れた場合における入力データ信号の境界付近）の各時点においては、図３に示されるように、１[ＵＩ]−Φによって決まるパルス幅（Φによって決まるパルス幅よりも広いパルス幅）を持つ出力信号が排他的論理和回路１５から得られる。

図４は、入力データ信号の位相余裕に応じて変化する平均化回路の出力値（位相余裕モニタ出力値ともいう）の説明図である。
本例では、図２の出力信号２−６及び図３の出力信号３−６のＬｏｗレベルを０とし、Ｈｉｇｈレベルを１として説明する。なお、マーク率は１／２である。また、同図においては、位相余裕が狭まる事により生じる変化を理解しやすいように、位相Φを０から２πまで変化させた場合について説明する。

同図（ａ）は、位相余裕が広い状態（図２の状態）の平均化回路の出力計算図である。
この例では、位相余裕が１[ＵＩ]と広いため、位相Φが０から２πへ変化してもその間のビットのズレは全く生じない。

このため、位相Φが０から２πへ変化すると、位相０から位相πまでは位相Φによって決まるパルス幅に比例するように増加して位相πで値０．２５に達し、位相πからは減少して位相２πで値０をとる。そしてこの場合、平均値（位相余裕モニタ出力値）は０．１２５の値をとる。

同図（ｂ）は、位相余裕が狭い状態（図３の状態）の平均化回路の出力計算図である。
入力データ信号の波形が崩れて位相余裕が狭くなってくると、入力データ信号の変化点付近では１−Φによって決まるパルス幅に広がるため、その広がった範囲において図形面積が同図のように増大する。そしてこの場合、その平均値（位相余裕モニタ出力値）は０．１２５以上の値をとるようになる。

同図（ｃ）は、位相余裕が全くない状態（位相余裕が０[ＵＩ]の状態）の平均化回路の出力計算図である。
このように位相余裕が０[ＵＩ]になると、位相Φが０から２πに変化する全ての範囲でパルス幅に広がるため、図４（ｂ）に示されるパルス幅の広がった範囲が、０から２πに拡大され、この範囲を通して図形面積が増大する。そしてこの時、その平均値（位相余裕モニタ出力値）は最大値０．３７５の値をとる。

本例では、上述したように平均化回路の時定数＞１／|Δｆ|という関係を成立させている。平均化回路の時定数に対して上記のような関係をもたせているのは、積分期間を長くして、排他的論理和の出力パルスの、位相余裕が狭い場合におけるパルス幅の広がりの変化を検出するためであり、このような関係をもたせることにより、上記図４（ｂ）のΦ＝πを中心に図４（ｃ）の状態まで同図の斜め破線の方向に広がる面積の増大を捉えることが可能になる。

平均化回路１６は、例えば１／Δｆの時間が０乃至２πまでに相当するだけ経過する期間にわたって出力の平均化を行なう。
尚、図２及び図３のタイミングチャートはこの期間の一部における位相差Φのタイミングを示したものである。

図５は、図４の計算を位相余裕０[ＵＩ]から１[ＵＩ]に対して行なった場合の、各位相余裕と、各位相余裕において得られる平均化回路の出力値（位相余裕モニタ出力値）との関係グラフである。

上記グラフは、同図に示されるように、位相余裕が０[ＵＩ]の場合の位相余裕モニタ出力値０．３７５を最大値として位相余裕が大きくなるごとにその出力値は減少し、位相余裕が１[ＵＩ]の時に算出される出力値０．１２５を通る漸近線に向けて緩やかに出力値０．１２５に到達する。

なお、図２から図５の説明では、Δｆ＞０として説明した。一方、Δｆ＜０の場合は、第一のクッロック信号に対して第二のクロック信号が変化する方向が逆になる。しかし、平均化回路の結果としてはΔｆ＞０の場合と同じ結果が得られることになる。

図１の位相余裕モニタ回路１０に対し、入力データ信号（１）のクロスポイントと入力データ信号に対する識別レベルとを該入力データ信号（１）の位相余裕が変化する電流電圧軸方向に相対的に変える仕組みを組み合わせれば、平均化回路から出力される出力信号をモニタして位相余裕モニタ出力値が最小になる上記識別レベルや上記クロスポイントの位置を見つけ出し、位相余裕が最大となる最適点が設定できるようになる。

そして、以上の構成であれば、二つのクロック信号の周波数を互いに異ならせた事により高精度の位相合わせが必要なくなる。
図６は、上記位相余裕モニタ回路を適用した識別レベル最適化回路のブロック図である。なお図１と同じ構成のものには同一の番号を付している。

本識別レベル最適化回路６０には、図１の位相余裕モニタ回路に対して識別レベル設定回路６１が新たに構成される。
上記識別レベル設定回路６１は、第一の識別回路１２の識別レベルを設定する回路である。識別レベル設定回路６１は、同図に示されるように、その入力端子から位相余裕モニタ出力を入力し、そして、その時に入力した位相余裕モニタ出力を基に、位相余裕モニタ出力値が最小となるように第一の識別回路１２の識別レベルを徐々に調整し、最終的に、該第一の識別回路１２に最適な識別レベルを設定する。

図７及び図８は、上記識別レベル設定回路６１のブロック図である。
図７は、識別レベルの最適点をデジタル処理によって抽出する場合の構成例である。
同図の識別レベル設定回路７０は、Ａ／Ｄコンバータ７１（７１−１、７２−２）、メモリ７２、最適レベル検出回路７３、電圧設定回路７４、及び電圧可変電源７５によって構成される。

Ａ／Ｄコンバータ７１は、位相余裕モニタ出力信号や第一の識別回路１２へ出力する電圧信号を数値変換する。
メモリ７２は、数値変換した位相余裕モニタ出力の値と電圧レベルの値を対応付けて記憶する。

最適レベル検出回路７３は、メモリ７２に設定された電圧レベルを、該電圧レベルと対応づけて記憶されている位相余裕モニタ出力の値が減少する方向へ所定レベルごとに振り、その電圧レベルを電圧設定回路７４に設定し、最終的に電圧レベルの最適値を電圧設定回路７４に設定する。

電圧設定回路７４は、最適レベル検出回路７３から指定された電圧レベルに基づいて電圧可変電源７５の電圧を制御する。
電圧可変電源７５は、可変された電圧信号を第一の識別回路１２へ供給する。

本識別レベル設定回路７０では、メモリに初期設定された電圧値を何れかの方向へ所定レベル振り、振った先の電圧値の電圧信号を第一の識別回路１２へ出力する。これにより、その電圧値の設定において得られる位相余裕モニタ出力信号がＡ／Ｄコンバータ７１−２に入力され、また上記電圧信号がＡ／Ｄコンバータ７１−１に入力され、当該位相余裕モニタ出力の値及び電圧信号の電圧値がメモリ７２に互いに対応付けて格納される。この処理を繰り返すことにより最適レベル検出回路７３は、メモリ７２に格納されている各値を基に、位相余裕モニタ出力の値が減少する方向を検出してその検出した方向に電圧値を振り、最終的に、位相余裕モニタ出力の値が最小となる電圧値（識別レベルの最適値）を検出する。そして、この電圧値に電圧可変電源７５が制御され、第一の識別回路１２に対してその電圧信号が供給される。第一の識別回路１２ではこの電圧値に基づいて識別レベルが制御され、常に、位相余裕が最も大きい位置に識別レベルを調整できる。

図８は、上記識別レベルの最適点をアナログ処理によって抽出する場合の構成例である。
同図の識別レベル設定回路８０は、低周波発振器８１、乗算器８２、ローパスフィルタ８３、電圧設定回路８４、電圧可変電源８５、及び加算器８６によって構成される。

低周波発信器８１から出力される低周波信号を位相余裕モニタ出力信号に乗算器８２で乗算する。また、電圧可変電源８５から第一の識別回路１２に出力される出力信号に上記低周波信号を加算器８６で加算する。

ローパスフィルタ８３では乗算器８２から出力された信号を帯域制限する。
電圧設定回路８４では、位相余裕がより広くなる方向へ電圧可変電源８５を可変する。
この構成により、最終的に位相余裕の極大値に第一の識別回路１２に設定する識別レベルを収束させる。

なお、以上に示した識別レベルの最適点の設定では、予め識別レベルの初期設定行なわなくとも識別レベルを最適点に設定することが可能である。識別レベルが入力データ信号のＨｉｇｈレベルより高いまたはＬｏｗレベルよりも低い場合は、位相余裕が０の状態に相当する。ただしこの場合、位相余裕モニタ出力値は、第二の識別回路１４の出力信号（５）の平均値である０．５になる。しかし、図５に示されるように位相余裕モニタ出力値は０．５よりも小さい値をとるため、位相余裕モニタ出力値を最小にする制御をすることにより、初期設定なしでも識別レベルの最適点を検出できる
図９は、図６の識別レベル最適化回路６０を備えた光受信装置の一例である。なお図６と同じ構成のものには同一の番号を付している。

同図の光受信装置９０は、光ファイバ９１を介して伝送された光伝送信号を、例えばフォトダイオードなどの受光素子９２で光／電気変換を行ない、更に、等化フィルタなどの等化回路９３で波形整形や雑音の帯域制限を施す。そして、繰り返しになるためここでの説明は省くが、図６から図８を用いて説明した上述の識別レベル最適化制御を施す。

この最適化制御により、光ファイバ９１を介して伝送された光伝送信号に対する第一の識別回路１２の識別レベルは、その光伝送信号の波形劣化に応じ、位相余裕が最大となる識別レベルに調整される。そして、クロック再生回路１１で抽出されたクロックタイミングによって決まる識別位相と上記調整後の識別レベルとによって決まる識別点で上記光伝送信号の「１」または「０」の識別判定が施され、データ（出力データ信号）として出力される。そして、この出力データ信号及びクロック再生回路１１で抽出したクロック信号（出力クロック信号）が、後続の装置へ送信される。

このように最適化制御を施すことにより、受信器における光伝送信号の識別時に、エラーレート（符号誤り率）を大幅に減少させることができる。
図１０は、図１の位相余裕モニタ回路１０を適用したクロスポイント最適化回路のブロック図である。なお図１と同じ構成のものには同一の番号を付している。

本クロスポイント最適化回路１０００には、図１の位相余裕モニタ回路１０に対してクロスポイント可変回路１００１及びクロスポイント設定回路１００２が新たに構成され、更に、第一の識別回路１２には、クロスポイント設定レベルが設定される。

クロスポイント可変回路１００１は、その入力端子から入力データ信号を入力し、当該入力データ信号のクロスポイントが後述のクロスポイント設定回路１００２によって指定されるクロスポイントの位置になるように、該入力データ信号を電流電圧軸方向へシフトさせる。そして、図１を用いて説明したに位相余裕モニタ回路１０の出力データ信号に取って代わり、電流電圧軸方向へシフトさせた当該信号を、後続の装置に出力データ信号として出力する。また該出力データ信号は、位相余裕モニタ回路１０に構成される第一の識別回路１２にも入力される。

クロスポイント設定回路１００２は、その入力端子で、平均化回路１６から出力される位相余裕モニタ出力信号を入力し、位相余裕モニタ出力の値が最小となるようにその出力端子からクロスポイント可変回路１００１に信号を送る。

本クロスポイント最適化回路１０００では、入力データ信号が、クロスポイント設定回路１００２の指示によるクロスポイント可変回路１００１の制御により、電流電圧軸方向へシフトされる。当該移動後の入力データ信号は、第一の識別回路１２に入力され、当該移動後の入力データ信号からクロック再生回路１１によって抽出されたクロックタイミングの識別位相と第一の識別回路１２に設定されたクロスポイント設定レベル（例えば電圧値など）の識別レベルとで示される識別点を基に、上記移動後の入力データ信号が識別される。また、第二の識別回路１４では、上記移動後の入力データ信号が識別される。そして、互いの識別信号から、これまでに説明したように排他的論理和回路１５及び平均化回路１６を介して位相余裕モニタ信号が生成される。

本例では識別レベルではなく入力データ信号を電流電圧軸方向へシフトする。これは、入力データ信号から見ると、識別レベルを変える識別レベル最適化回路の動作に等しい。
よって、位相余裕モニタ出力と位相余裕の関係グラフは、位相余裕が０[ＵＩ]から１[ＵＩ]に近づくに従って、位相余裕が１[ＵＩ]である時の所定の位相余裕モニタ出力値に該位相余裕モニタ出力値は徐々に近づく。このため、上記位相余裕モニタ出力の値は、識別レベルとクロスポイントの位置が等しくなった時に最小値をとる。

クロスポイント設定回路では、例えば図７や図８で説明した動作原理に従って、上記位相余裕モニタ出力の値が最小になるようにクロスポイント可変回路１００１を制御する。そして、最終的に、第一の識別回路１２に設定されるクロスポイント設定レベル（電圧値）にクロスポイントの位置を合わせた入力データ信号が、クロスポイント可変回路１００１から出力データ信号として出力される。なお、通常は、上記クロスポイント設定レベルを中心に合わせる。しかし、適用個所によっては、上記クロスポイント設定レベルを上記中心よりも上下にずらした方がより好ましい場合もあるため、上記クロスポイント設定レベルを調整できるようにしている。

図１１は、図１０のクロスポイント最適化回路１０００を備えた光送信装置の一例である。なお図１０と同じ構成のものには同一の番号を付している。
本例では、光変調器の変調特性が非線形の場合に、光変調器の駆動電気波形のクロスポイントを制御し、光変調器から出力される光出力波形の最適化を図る。

同図の送信器１１００は、伝送信号を変調させるための光変調器１１０１、変調された信号を伝送する光ファイバ１１０２が構成され、入力データ信号を光変調器１１０１で変調させる駆動信号の最適制御を当該クロスポイント最適化回路で行なうように構成される。

この構成では、光変調器１１０１の駆動信号の位相余裕モニタ出力の値がモニタされ、位相余裕モニタ出力の値が最小となるようにクロスポイント可変回路が制御される。こうして、第一の識別回路１２に設定されたクロスポイント設定レベルの位置に正確に、上記駆動信号のクロスポイントを設定することができる。

図１２は、図１１の光送信装置１１００の変形例である。なお図１１と同じ構成のものには同一の番号を付している。
本例では、光変調器１１０１を駆動する駆動信号のクロスポイントを、光変調器１１０１で変調した後の光出力波形に基づいて制御し、光ファイバを伝送させる光伝送波形の最適化を図る。

同図の送信器１２００には、光変調器１１０１によって変調された光伝送信号が伝送する光ファイバ１１０２から該光伝送信号を入力し、入力した光伝送信号を電気信号に変換する受光素子１２０１と、該電気信号を増幅する増幅回路１２０２とが構成され、こうして得られた電気信号に基づいて光変調器１１０１の駆動信号を制御する。

なお、この動作は、図１１で説明した動作と基本的には同じ原理で動作するため、その詳細な説明は省略する。
図１３は、上述した光送信装置及び光受信装置のそれぞれを任意に組み合わせてなる光通信装置の一例である。

本例では、上述した光送信装置及び光受信装置を用いてＷＤＭ（Wavelength Division Multiplex）装置を構築している。
同図のＷＤＭ装置１３００には、光送信装置１３０１及び光受信装置１３０２が光ファイバ１３０３を介して構成されている。なお、光ファイバの伝送路には、減衰した光を増幅するための光増幅中継器１３０４が構成されている。

本例の光送信装置１３０１には、クロスポイントを最適化する光送信回路（１〜Ｎ（但しＮは正の整数））１３０５を複数備えるように構成している。
本例の光送信回路１３０５は、低速の電気信号を４０Ｇｂｐｓの電気信号にまとめる電気信号多重化部を備え、当該４０ｂｐｓの電気信号を光変調器で光変調する。この光変調時には、例えば光変調器の駆動信号や光変調後の出力信号を監視することにより、それらの信号のクロスポイントが最適になるように、上記駆動信号のクロスポイントを制御する。こうして各光送信回路１３０５からは、それぞれ異なる波長の安定した光伝送信号が出力される。

各光送信回路１３０５から出力された光出力信号は、光ファイバ１３０６を伝送して光合波器（光ＭＵＸ）１３０７で多重化され、光ファイバ１３０３及び光増幅中継器１３０４を介して光受信装置１３０２に送信される。

一方、同図の光受信装置１３０２は、第一の識別回路の識別レベルを最適点に設定する光受信回路（１〜Ｎ（但しＮは正の整数））１３０８が複数備えられている。光送信装置１３０１から光ファイバ１３０３及び光増幅中継器１３０４を介して伝送された光伝送信号は、光分波器（光ＤＭＵＸ）１３０９によって元のそれぞれの波長に分離され、分離された各光伝送信号は、光ファイバ１３１０を介して、上記各光受信回路１３０８に入力される。

上記光受信回路１３０８では、入力された４０Ｇｂｐｓの光伝送信号を、受光素子を通して４０Ｇｂｐｓの電気信号に変換し、更に等化回路を通して波形整形や雑音の帯域制限を行なう。そして、当該４０Ｇｂｐｓの電気信号に対し、識別レベルを最適化する制御を行なって信号を再生する。

上述して説明してきたように、光送信回路１３０５では、例えば光変調器の駆動信号のクロスポイントが最適な位置に設定されるなどして、光ファイバに１３０６や光ファイバ１３０３内において精度良い（例えばクロスポイントが中心の位置にある）伝送信号を送信できる。また、光受信回路１３０８では、識別回路の識別レベルが最適化され、エラーレート（符号誤り率）を大幅に低減した信号が抽出できる。

この送信側と受信側における相互の最適化動作により、結果として、低いエラーレートでの光伝送を実現する。
以上、本発明の実施の形態によれば、異なる周波数のクロック信号を用いて入力データ信号の位相余裕をモニタすることができる。そして本発明の実施形態によればその位相余裕モニタ出力は、位相余裕が大きくなるに従って小さな値を出力する。

よって、当該位相余裕モニタ出力の値が最小値となるように、第一の識別回路の識別レベルを調節すれば、常に位相余裕が最大となる識別点でデータ再生が可能となる。
また、第一の識別回路にクロスポイント（例えば電圧レベル）を設定した場合は、第一の識別回路に入力される信号のクロスポイントが当該第一の識別回路に設定されたクロスポイントと一致するように入力信号が制御される。

以上より、クロック信号の位相合わせを考慮することなく識別レベルやクロスポイントの最適点の設定を容易に構成できるだけでなく、受信装置での信号再生の誤りを格段に抑制することが可能になる。

また、本識別位相余裕モニタ回路を用いれば、回路構成が簡単なため、この回路を適用した様々な装置のＩＣ化、または装置の一部のＩＣ化が可能になる。
（付記１）入力データ信号から抽出したクロック信号を用いて識別する第一の識別回路と、上記クロック信号とは異なる周波数のクロック信号を用いて上記入力データ信号を識別する第二の識別回路と、上記第一の識別回路の出力信号及び上記第二の識別回路の出力信号との排他的論理和をとり、その結果を平均化して位相余裕モニタ出力信号を得る演算回路と、を有することを特徴とする識別位相余裕モニタ回路。

（付記２）上記二つのクロック信号の周波数差の絶対値の逆数は、上記平均化回路の時定数よりも小さいことを特徴とする付記１に記載の識別位相余裕モニタ回路。
（付記３）付記１または付記２の内の何れか一つに記載の識別位相余裕モニタ回路と、上記位相余裕モニタ出力信号に基づいて、上記第一の識別回路の識別レベルを設定する、識別レベル設定回路と、を有することを特徴とする識別レベル最適化回路。

（付記４）上記識別レベル設定回路は、上記位相余裕モニタ出力信号に基づき、上記入力データ信号の位相余裕が最大となるように上記識別レベルを設定する、ことを特徴とする付記３に記載の識別レベル最適化回路。

（付記５）上記識別レベル設定回路は、上記位相余裕モニタ出力信号及び該位相余裕モニタ出力信号を得たときの上記第一の識別回路の識別レベルの設定電圧とを互いに対応付けて数値情報としてメモリに記憶し、該メモリに記憶された数値情報から、上記第一の識別回路の識別レベルの設定電圧を変化させたときの上記位相余裕モニタ出力信号の値が最小になる上記識別レベルの設定電圧を検出する、ことを特徴とする付記３に記載の識別レベル最適化回路。

（付記６）上記識別レベル設定回路は、上記位相余裕モニタ出力信号に低周波信号を乗算し、乗算された信号からローパスフィルタを介して得られる信号に対して位相余裕が広くなる方向へ電圧信号を可変し、該電圧信号に上記低周波信号を加算した信号を上記第一の識別回路へ出力する、ことを特徴とする付記３に記載の識別レベル最適化回路。

（付記７）光ファイバを伝送する光伝送信号を電気信号に変換する受光素子と、上記受光素子によって変換された電気信号を波形整形及び帯域制限する等化回路と、上記等化回路から出力された信号を上記入力データ信号とする付記３乃至６の内の何れか一つに記載の識別レベル最適化回路と、を有することを特徴とする受信装置。

（付記８）入力データ信号のクロスポイントを可変させて出力データ信号を出力するクロスポイント可変回路と、上記クロスポイント可変回路の出力データ信号を入力データ信号とする付記１または２に記載の識別位相余裕モニタ回路と、上記位相余裕モニタ出力信号をモニタして上記出力データ信号の位相余裕が最大となるように上記クロスポイント可変回路を制御するクロスポイント設定回路と、を有することを特徴とするクロスポイント最適化回路。

（付記９）上記クロスポイント設定回路は、上記出力データ信号のクロスポイントが上記第一の識別回路に設定された識別レベルと一致するように上記クロスポイント可変回路を制御する、ことを特徴とする付記８に記載のクロスポイント最適化回路。

（付記１０）上記第一の識別回路の識別レベルを調整する調整回路を更に有することを特徴とする付記８または９に記載のクロスポイント最適化回路。
（付記１１）付記８乃至１０の内の何れか一つに記載のクロスポイント最適化回路と、上記クロスポイント可変回路から出力された出力データ信号を駆動信号として信号を光変調し、該光変調後の信号を光ファイバに伝送する光変調回路と、を有することを特徴とする送信装置。

（付記１２）上記光ファイバを伝送する上記光変調後の信号を電気信号に変換する受光素子と、該受光素子によって変換された電気信号を増幅する増幅回路と、を有し、該増幅回路から出力された信号を上記識別位相余裕モニタ回路の上記入力データ信号とする、ことを特徴とする付記１１に記載の送信装置。

（付記１３）付記１１または１２に記載の複数の送信装置と、各送信装置から出力される各光出力信号を、多重化して光ファイバに送出する光合波装置と、を有することを特徴とする光多重化信号送信装置。

（付記１４）付記７に記載の複数の受信装置と、光ファイバから伝送されてくる光多重化信号を分離する分波装置と、を有し、上記分波装置で分離された信号のそれぞれを、上記受信装置で別々に識別する、ことを特徴とする光多重化信号受信装置。

（付記１５）光多重化信号送信装置及び光多重化信号受信装置を備える光通信システムであって、
付記１４に記載の光多重化信号送信装置を備える光通信システム。

（付記１６）光多重化信号送信装置及び光多重化信号受信装置を備える光通信システムであって、
付記１５に記載に光多重化信号受信装置を備える光通信システム。

本発明の実施の形態における識別位相余裕モニタ回路のブロック図である。 入力データ信号（１）の位相余裕が十分に広い場合におけるタイミングチャートである。 入力データ信号（１）の位相余裕が狭い場合におけるタイミングチャートである。 入力データ信号の位相余裕に応じて変化する平均化回路の出力値の説明図である。 位相余裕と位相余裕モニタ出力値との関係グラフである。 識別レベル最適化回路のブロック図である。 識別レベルの最適点をデジタル処理によって抽出する場合の識別レベル設定回路の構成例である。 識別レベルの最適点をアナログ処理によって抽出する場合の識別レベル設定回路の構成例である。 図６の識別レベル最適化回路６０を備えた光受信装置の一例である。 クロスポイント最適化回路のブロック図である。 図１０のクロスポイント最適化回路１０００を備えた光送信装置の一例である。 図１１の光送信装置１１００の変形例である。 光通信装置の一例である。

符号の説明

１０ 識別位相余裕モニタ回路
１１ クロック再生回路
１２ 第一の識別回路
１４ 第二の識別回路
１５ 排他的論理和回路
１６ 平均化回路

Claims (10)

1. 入力データ信号から抽出したクロック信号を用いて識別する第一の識別回路と、
   前記クロック信号とは異なる周波数のクロック信号を用いて前記入力データ信号を識別する第二の識別回路と、
   前記第一の識別回路の出力信号及び前記第二の識別回路の出力信号との排他的論理和をとり、その結果を平均化して位相余裕モニタ出力信号を得る演算回路と、
   を有することを特徴とする識別位相余裕モニタ回路。
2. 請求項１に記載の識別位相余裕モニタ回路と、
   前記位相余裕モニタ出力信号に基づいて、前記第一の識別回路の識別レベルを設定する、識別レベル設定回路と、
   を有することを特徴とする識別レベル最適化回路。
3. 前記識別レベル設定回路は、前記位相余裕モニタ出力信号に基づき、前記入力データ信号の位相余裕が最大となるように前記識別レベルを設定する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の識別レベル最適化回路。
4. 光ファイバを伝送する光伝送信号を電気信号に変換する受光素子と、
   前記受光素子によって変換された電気信号を波形整形及び帯域制限する等化回路と、
   前記等化回路から出力された信号を前記入力データ信号とする請求項２または３に記載の識別レベル最適化回路と、
   を有することを特徴とする受信装置。
5. 入力データ信号のクロスポイントを可変させて出力データ信号を出力するクロスポイント可変回路と、
   前記クロスポイント可変回路の出力データ信号を入力データ信号とする請求項１に記載の識別位相余裕モニタ回路と、
   前記位相余裕モニタ出力信号をモニタして前記出力データ信号の位相余裕が最大となるように前記クロスポイント可変回路を制御するクロスポイント設定回路と、
   を有することを特徴とするクロスポイント最適化回路。
6. 前記クロスポイント設定回路は、前記出力データ信号のクロスポイントが前記第一の識別回路に設定された識別レベルと一致するように前記クロスポイント可変回路を制御する、ことを特徴とする請求項５に記載のクロスポイント最適化回路。
7. 請求項５または６に記載のクロスポイント最適化回路と、
   前記クロスポイント可変回路から出力された出力データ信号を駆動信号として信号を光変調し、該光変調後の信号を光ファイバに伝送する光変調回路と、
   を有することを特徴とする送信装置。
8. 請求項７に記載の複数の送信装置と、
   各送信装置から出力される各光出力信号を、多重化して光ファイバに送出する光合波装置と、
   を有することを特徴とする光多重化信号送信装置。
9. 請求項４に記載の複数の受信装置と、
   光ファイバから伝送されてくる光多重化信号を分離する分波装置と、
   を有し、
   前記分波装置で分離された信号のそれぞれを、前記受信装置で別々に識別する、
   ことを特徴とする光多重化信号受信装置。
10. 光多重化信号送信装置及び光多重化信号受信装置を備える光通信システムであって、
    請求項９に記載の光多重化信号受信装置を備える光通信システム。

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