JP4294721B2

JP4294721B2 - 映像信号出力回路およびこれを有する半導体集積回路

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Publication number: JP4294721B2
Application number: JP2008513043A
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Inventors: 俊伸長沢; 徹至豊岡
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Description

本発明は、半導体集積回路に組み込まれる映像信号出力回路、特に、映像信号を電流出力として出力することで、低電源電圧化による消費電力の低減を図った映像信号出力回路、およびこれを有する半導体集積回路に関する。

近年、低消費電力化の進展や、微細ゲート長プロセスを使用することによるゲート酸化膜の耐圧低下などにより、デジタル信号処理回路部の低電源電圧化が進んでいる。アナログ信号処理回路部においても、デジタル信号処理部と同じ電源電圧での動作が望まれており、映像ライン出力の駆動回路である映像信号出力回路を有する半導体集積回路においても、低電源電圧化、低消費電力化が求められている。

以下、従来の映像信号出力回路について説明する。

図１１は、もっとも一般的な映像信号出力回路の構成例である。図１１に示すように、従来の映像信号出力回路は、映像信号入力端子５１に、カップリング容量５２、電圧増幅回路５３、映像信号出力端子５４が順次接続されて構成される。映像信号出力端子５４には、直列に抵抗５５と伝送線路である同軸ケーブル５６が接続され、同軸ケーブル５６の他端にはグランドとの間に負荷抵抗５７が接続される。

このように構成された映像信号出力回路では、カップリング容量５２でバイアス分がカットされた入力信号を、低出力インピーダンスをもつ電圧増幅回路５３で増幅して映像信号出力端子５４から出力するという動作を行う。なお出力された映像信号の伝送系においては、出力端子５４に直列に抵抗５５を入れ、また、伝送経路の反射などの影響を少なくするために、同軸ケーブル５６の他端に負荷抵抗５７をグランドとの間に接続して、同軸ケーブル５６の両端のインピーダンスを合わせている。映像信号の分野においては、これら抵抗５５と負荷抵抗５７とは、７５Ωにするのが通例である。

図１２は、図１１に示した従来の映像信号出力回路から出力される映像信号の出力スイング量としての電圧幅を示すものである。図１２に示すように、図１１中のＶ０２点でのスイング量は、映像信号が平均値０Ｖであるとき約±１Ｖ必要となる。このため、映像信号の出力端子であるＶ０１点での出力スイング量は±２Ｖとなる。また、そのときの正電源電圧ＶＤＤとしては＋２．０Ｖ以上、負電源電圧ＶＳＳとしては−２．０Ｖ以下の電圧が必要になる。

次に、従来の映像信号出力回路の他の例として、電流出力タイプのものについて説明する。図１３に示した電流出力タイプの映像信号出力回路は、映像入力端子６１にカップリング容量６２、電圧−電流（Ｖ／Ｉ）変換回路６３、電流増幅回路６４、映像信号出力端子６５が順次接続されて構成される。映像信号出力端子６５には、グランドとの間に抵抗６６が接続され、さらに、伝送線路である同軸ケーブル６７が接続され、同軸ケーブル６７の他端には、グランドとの間に負荷抵抗６８が接続される。

このように構成された映像信号出力回路では、カップリング容量６２でバイアス分がカットされた入力信号を、Ｖ／Ｉ変換回路６３で電圧−電流の変換を行い、さらに、高出力インピーダンスをもつ電流増幅器回路６４で増幅して、電流信号として映像信号を出力する。抵抗６６をグランドとの間に入れて、さらに、同軸ケーブル６７の両端のインピーダンスをあわせるために、負荷抵抗６８を同軸ケーブル６７の他端とグランドとの間に設ける。ここでも、抵抗６６と負荷抵抗６８とは、いずれも７５Ωである。図１４に出力信号のスイング量を示すとおり、Ｖ０４点での映像信号としては、平均値０Ｖであるとき約±１Ｖ必要となる。電流出力であるため、Ｖ０３点での出力スイング量も同様に±１Ｖとなる。また、そのときの正電源電圧ＶＤＤは１．０Ｖ以上、負電源電圧ＶＳＳは−１．０Ｖ以下の電圧が必要になる。

ここで、図１２と図１４の出力スイング量の比較から明らかなように、図１４で示した電流出力タイプの映像信号出力回路の方が低電源電圧化には有利である。

図１５は、図１３で示した電流出力タイプの映像信号出力回路に用いられる電流増幅回路６４の構成例を示している。

図１５において、７１、７２はトランジスタで、７３，７４は電流源であり、これらによりカレントミラー回路を構成している。トランジスタ７１のアスペクト比とトランジスタ７２のアスペクト比との関係を１：Ｎとし、電流源７３と電流源７４との電流比も１：Ｎとすることで、Ｎ倍の電流利得をもつ電流増幅回路を構成することができる。なお、図１３の映像信号出力回路に用いた場合のように、映像信号出力端子６５で±１．０Ｖの出力信号スイング量を確保するためには、７５Ωの抵抗が並列に２つ接続されていることから、
１（Ｖ）／（７５÷２（Ω））＝０．０２６７（Ａ）
となって、Ｎ側の電流源７４の電流量として約２７ｍＡが必要になる。例えば、電流源７４が能力を保つことができる両端電圧を０．２Ｖとした場合は、ＶＳＳの値は
（−１．０Ｖ）＋（−０．２Ｖ）
で−１．２Ｖとなり、負側、すなわちＶ０３の電圧が−１Ｖのときに消費される消費電力は、
２７（ｍＡ）×１．２（Ｖ）＝３２．４（ｍＷ）
で３２．４ｍＷになる。

なお、このような従来の映像信号出力回路における出力端子に直列または並列に接続される抵抗によって生じる、電圧または電流の浪費を防ぐために、電流ミラーを構成する二つのトランジスタと二つの演算相互コンダクタンス増幅器を用いる技術が、特許文献１に記載されている。
特表２０００−５１１０２３号公報

しかしながら、上述した従来構成の映像信号出力回路は、図１１に示したものでは、正負にそれぞれ２Ｖ以上の電源電圧が必要であるため低電源電圧化に適さず、また図１３に示したものでは、±１Ｖの信号スイングを得るためのアイドリング電流として２７ｍＡの大電流を必要とするので消費電力が高くなるという課題がある。

さらに、特許文献１記載の構成では、映像出力回路にフィードバック回路を備えて同軸ケーブル両端の終端抵抗を等しくしているが、映像信号帯域の全てにおいて終端抵抗を等しく合わせるためには、フィードバック回路に周波数特性の良い高コストな微細プロセスルールの使用が必要となる。また、出力部にフィードバックループがあることが、発振の原因となるなどの危険性が高まることが考えられる。

また、負電源をチャージポンプ回路などで内蔵電源として発生させる場合、この負電源ＶＳＳに流れ込む電流が大きいことは、内蔵電源に高い電源能力を要求することとなり、トランジスタサイズの増加、チップ面積の増大という問題や、さらに、チャージポンプ回路のスイッチングノイズの影響が映像信号に影響するという危険性も高くなる。

そこで本発明は、消費電力の低減が簡単な回路構成で実現できる映像出力回路、およびこれが内蔵された半導体集積回路を得ることを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の映像信号出力回路は、映像信号入力端子と、前記映像信号入力端子に接続されたクランプ回路と、前記クランプ回路に接続された電圧−電流変換回路と、前記電圧−電流変換回路に接続された電流増幅回路と、前記電流増幅回路に接続された映像信号出力端子とを備え、前記映像信号出力端子には、グランドとの間に抵抗が、さらに、他端とグランドとの間に前記抵抗と同じ抵抗値の負荷抵抗が接続された伝送線路が、ともに接続される映像信号出力回路であって、前記クランプ回路が負側の信号電圧を固定するものであることを特徴とする。

また、本発明の映像信号出力回路は、輝度信号を出力する系として、輝度信号入力端子と、前記輝度信号入力端子に接続されたクランプ回路と、前記クランプ回路に接続された輝度信号電圧−電流変換回路と、前記輝度信号電圧−電流変換回路に接続された輝度信号電流増幅回路と、前記輝度信号電流増幅回路に接続された輝度信号出力端子とを備え、また、色信号を出力する系として、色信号入力端子と、前記色信号入力端子に接続された色信号電圧−電流変換回路と、前記色信号電圧−電流変換回路に接続された色信号電流増幅回路と、前記色信号電流増幅回路に接続された色信号出力端子とを備え、前記色信号出力端子が容量を介して接続された前記輝度信号出力端子が映像信号出力端子となる映像信号出力回路であって、前記クランプ回路が負側の信号電圧を固定するものであることを特徴とする。

このようにすることで、本発明の映像信号増幅回路では、クランプ回路によって負電源電圧値を下げることができ、低電源電圧でさらに消費電力を削減した映像信号出力回路およびこれを有する半導体集積回路を得ることができる。

上記、本発明の映像信号出力回路においては、前記輝度信号を出力する系において、前記輝度信号から同期期間を検出し、前記同期期間以外の期間では同期信号を除去した前記輝度信号を前記輝度信号電流増幅回路で増幅して出力し、前記同期期間では同期信号に見合った電流を出力することが望ましい。また、前記輝度信号からの前記同期期間の検出を同期分離回路で行い、前記同期分離回路の出力により前記輝度信号をペデステルクランプ回路にてクランプした後、前記輝度信号から前記同期信号を除去することが望ましい。このようにすることで、負側の電源電圧をよりいっそう低減することができる。

さらに、前記映像信号出力端子の出力信号波形から、負荷がある場合の最低電位と負荷がない場合の最低電位とを計測し、前記負荷がある場合の最低電位と前記負荷がない場合の最低電位との間にリファレンス電位を設定することで、前記映像出力端子に負荷が接続されているか否かを検出する端子検出回路を備えることが好ましい。このようにすることで、映像信号を電流出力するものであるために負荷が外れた際に振幅が増えることを利用して、負荷検出を行うことができる。

そして、本発明にかかる半導体集積回路は、上記した本発明にかかるいずれかの映像信号出力回路を有することを特徴とする。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態にかかる映像出力回路の回路構成を示している。

図１に示すように本実施の形態にかかる映像出力回路では、映像信号入力端子１に入力容量２が接続され、以下、クランプ回路３、電圧―電流（Ｖ／Ｉ）変換回路４，電流増幅回路５，映像信号出力端子６が順次接続されてなる。ここで、図１３に記載した従来の映像信号出力回路と比較して、本実施形態の映像信号出力回路が異なっているのは、クランプ回路３が設けられている点にあり、Ｖ／Ｉ変換回路４，電流増幅回路５については、図１３に示した従来のＶ／Ｉ変換回路６３および電流増幅回路６４と同じものであってかまわない。

映像信号出力端子６には、グランドとの間に抵抗８が接続される。また、伝送線路である同軸ケーブル９が接続される。そして、同軸ケーブル９の両端のインピーダンスをあわせるために、同軸ケーブル９の映像信号出力端子６と接続される端部とは異なる他端には、抵抗８と同じ抵抗値の負荷抵抗１０がグランドとの間に接続される。なお、映像信号分野では、この抵抗値は通例７５Ωである。

以上のように構成された本発明の第１の実施形態の映像信号出力回路での信号処理を、図１および図１に示した各点での信号波形を示した図２を用いて説明する。

図１において、例えばクランプ回路３が最低電位を一定電圧に固定するクランプ回路であるとき、映像信号入力端子１に入力された映像信号（Ａ点）は、クランプ回路３のクランプ動作によって、Ｂ点で映像信号の最低電位を負の一定電圧値に固定される。このときの一定電圧は、図２にＢとして示すように、例えば映像信号の同期信号成分が負の振幅の電圧となるよう、ＮＴＳＣ方式なら−０．２８６Ｖ、ＰＡＬ方式なら−０．３Ｖとする。なお、ここで０Ｖに合わせた、輝度信号と同期信号との境界の電位（位置）をペデスタル位置という。

このＢ点での信号波形をそのままＣ点に伝え、Ｖ／Ｉ変換回路５でそのまま電流信号に変換し、その反転出力を電流増幅回路５で電流増幅する。電流増幅回路５の反転出力が、映像信号出力端子６に接続された、抵抗８、同軸ケーブル９、および、負荷抵抗１０からなる回路負荷に流し込まれることにより、同軸ケーブル９の両端部Ｄ、Ｅにおける映像信号が所望のものとなる。従って、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点、Ｅ点での信号波形は、図２に示すように全て同じとなる。

なお、端子検出回路７は、映像信号出力端子６に接続されて、負荷抵抗１０がグランドに接続されて終端しているか、オープン状態になっているかの判別を行うものであるが、詳細は追って説明する。

図３は、図１に示した本実施形態における映像信号出力回路の、Ｄ点とＥ点における出力信号のスイング量を示す。本実施形態では、上記したとおり、クランプ回路３によって負側の最大の信号電圧の値を、ＰＡＬ方式の場合の−０．３Ｖに固定している。このため、図３から明らかなように、出力信号の負側の振幅が−０．３Ｖまでに抑えられるので、必要な負側のＶＳＳ電源電圧の値を低く抑えることができる。この結果として、映像信号出力回路の消費電力を抑えることができる。

例えば、同期信号の高さ（絶対値）を０．３Ｖとすると、出力端子に接続された電流源に必要な電流量は、
０．３（Ｖ）／（７５÷２（Ω））＝０．００８（Ａ）
から、８ｍＡとなる。

この電流源の両端の電圧に０．２Ｖが必要であるとした場合を考えると、ＶＳＳは
（−０．３Ｖ）＋（−０．２Ｖ）
で、−０．５Ｖとなる。

したがって、負側で消費される消費電力は、
８（ｍＡ）×０．５（Ｖ）＝４．０（ｍＷ）
で、４．０ｍＷとなり、従来回路での３２．４ｍＷと比べ、全体の消費電力を大幅に低減できたことがわかる。

なお、上記第１の実施形態では、クランプ回路３のクランプ電圧の値を、一例としてＮＴＳＣ方式なら−０．２８６Ｖ、ＰＡＬ方式なら−０．３Ｖとして説明したが、本発明はこれに限られるものではない。例えば、代表的な映像信号であるカラーバーの場合は、その出力信号の平均ＤＣ値が０Ｖとなるようにクランプ電圧を設定するなど、クランプ電圧の設定については、消費電力や出力信号の平均ＤＣの仕様を元に適宜設定すればよい。

（第２の実施形態）
次に、本発明にかかる映像信号出力回路の第２の実施形態について、その回路構成図である図４を用いて説明する。

図４に示す本発明の第２の実施形態にかかる映像信号出力回路は、いわゆるＹ／Ｃ分離と呼ばれる、映像信号が輝度信号と色信号に分割された状態で入力され、これらを別々に増幅した後に合成して映像信号として出力するものであり、輝度信号を出力する系と色信号を出力する系の二つの系からなっている。

このうち、輝度信号を出力する系は、輝度信号入力端子１１に接続された入力容量２を介してクランプ回路３が接続され、クランプ回路３の出力が電圧―電流（Ｖ／Ｉ）変換回路４で電流変換された後、その反転出力が電流増幅回路１６で増幅されて、さらにその反転出力が輝度信号出力端子でもある映像信号出力端子６に出力される。このように、輝度信号の処理における基本的な流れは、上記第１の実施形態の映像信号増幅回路として図１に示したものと同じであるので、この共通部分については図１の回路構成をそのまま利用することもできる。図４における符号も、図１と同じとして示している。

本実施形態にかかる映像信号出力回路では、図１に示した回路構成と比較しても、さらなる消費電力低減を図る回路構成としているのでその内容を説明する。

本実施形態における映像信号出力回路において輝度信号は、後段において同期信号を分離するために、まず、入力容量２に接続されたクランプ回路３で任意のクランプ電圧Ｖ_CLAMPにクランプされる。また、図４に示すように、このクランプ回路３の出力端から、ＤＣシフト回路１２、ＤＣシフト用容量１３、ＯＰアンプ１４、スライス回路１５が順次接続されている。さらに、クランプ回路３の出力は同期分離回路１７に入力され、この同期分離回路１７の出力が、クランプパルスを発生するパルス発生回路１８を介してＯＰアンプ１４を駆動させる第１のスイッチ（ＳＷ１）１９に切り替え信号を与える。

また、同期分離回路１７は、定電流源２１の電流を映像信号出力端子６に出力するように切り替える第２のスイッチ（ＳＷ２）２０にも切り替え信号を与える。具体的には、例えばパルス発生回路１８の出力であるクランプパルスがＨｉの期間に、ＳＷ１がＯＮとなってＯＰアンプ１４を動作させるように設定する。また、例えば同期分離回路１７の出力がＨｉの期間に、ＳＷ２がＯＮとなるように設定する。

次に、色信号を出力する系は、色信号入力端子２２に接続された色信号用の入力容量２３に，電圧―電流（Ｖ／Ｉ）変換回路２４、電流増幅回路２５、色信号出力端子２６が順次接続されて構成されている。色信号出力端子２６は、色信号重畳用の容量２７を介して輝度信号出力端子を兼ねる映像信号出力端子６に接続される。

映像信号出力端子６には、上記した第１の実施形態と同じく、グランドとの間に抵抗８が接続され、また、伝送線路である同軸ケーブル９が接続される。そして、同軸ケーブル９の両端のインピーダンスをあわせるために、同軸ケーブル９の他端側には、抵抗８と同じ抵抗値の負荷抵抗１０がグランドとの間に接続される。本実施形態においても、抵抗８と付加抵抗１０の抵抗値は７５Ωである。

以上のように構成された、本発明の第２の実施形態の映像信号出力回路での信号処理を、図４および、図４に示した各点での信号波形を示した図５、図６を用いて説明する。

図５にその波形を示すように、輝度信号入力端子１１から入力された輝度信号（Ｆ点）は、入力容量２を介しクランプ回路３に入力される。上記したように、本実施形態で輝度信号は、Ｇ点で任意のクランプ電圧Ｖ_CLAMPにてクランプされ、ＤＣシフト回路１２に入力される。そして、輝度信号は、ＤＣシフト回路１２、ＯＰアンプ１４、ＤＣシフト用容量１３により構成されるペデスタルクランプ回路によって、ペデスタルクランプ位置にクランプされる。具体的には、同期分離回路１７とパルス発生回路１８で発生させたクランプパルスがＨｉとなる同期期間ではない期間、すなわち、輝度信号に含まれる輝度情報が出力されている期間に、ＳＷ１がＯＮになってＯＰアンプ１４が動作し、ペデスタル位置が０Ｖになるように容量１３にバイアスを与えるフィードバックループが機能して、ペデスタルクランプが行われる。このときのＨ点での波形を図５に示す。

ペデスタルクランプされた輝度信号が、０Ｖ以下をスライスするスライス回路１５に入力され、出力としてＩ点の波形である輝度信号から同期信号を除去した信号として０Ｖ以上の輝度電圧信号が得られる。その信号に、Ｖ／Ｉ変換回路４によって電流変換が行われ、Ｖ／Ｉ変換回路４の反転出力が電流増幅回路１６へ入力される。さらに、電流増幅回路１６において電流増幅を行われ、反転出力にて、映像信号出力端子６から、抵抗８、同軸ケーブル９，負荷抵抗１０よりなる負荷に、電流Ｉａとして輝度信号が出力される。

一方、輝度信号のうち、輝度情報ではなく同期信号が与えられる同期期間では、同期分離回路１７により発生したパルスがＨｉとなり、ＳＷ２がＯＮとなる。そして、この同期期間に、同期電流を発生する電流源２１で同期信号高さに見合った電流Ｉｂが、映像信号出力端子６から、抵抗８、同軸ケーブル９、負荷抵抗１０よりなる負荷に、輝度信号の内の同期信号部分として出力される。

色信号を出力する系においては、色信号入力端子２２から入力された色信号（Ｊ点）は、入力容量２３を介し、電圧−電流（Ｖ／Ｉ）変換回路２４に入力されて電流変換が行われ、Ｖ／Ｉ変換回路２４の反転出力が色信号用の電流増幅回路２５に入力される。そして電流増幅回路２５によって電流増幅が行われ、反転出力が色信号出力端子２６に出力される。この色信号出力端子２６は、色信号重畳用の容量２７を介して映像信号出力端子６に接続され、色信号である電流Ｉｃが輝度信号（Ｉａ＋Ｉｂ）と合成されて映像出力信号となる。

映像信号出力端子６で合成された映像出力信号（Ｄ点）と、これが伝送されたＥ点での信号波形は、図５に示すように、第１の実施形態に示した映像信号出力回路の出力信号波形と同じとなる。

上記したように、本実施形態にかかる映像信号出力回路においては、３つの信号電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを合算することにより、所望の映像出力信号を得る。

図６は、本実施形態における映像信号出力回路の、ＳＷ１およびＳＷ２の制御信号波形を示す。図６に示す、入力されたＡ点での輝度信号は、クランプ回路３で任意のクランプ電圧Ｖ_CLAMPにクランプされて同期分離回路１７に入力され、同期信号のみが分離されて同期期間をＨｉとするＫ点でのパルス波形としてＳＷ２に入力される。また、同期分離回路１７の出力はパルス発生回路１８に入力され、同期期間後のある時間幅、一例として例えば１μｓ〜４μｓの間、Ｈｉ期間になるクランプパルス（Ｌ点）をＳＷ１に与える。このようにすることで、輝度信号の中から、同期期間の同期信号と、同期期間以外の同期信号を除いた実質的に輝度情報のみである信号とに分離を行うことができるのである。

端子検出回路７は、映像信号出力端子６に接続され、負荷抵抗１０がグランドに終端しているか、オープン状態になっているのかを判別するのであるが、この詳細については後述する。

このように、本発明の第２の実施形態で示した映像信号出力回路においても、第１の実施形態として示した映像信号出力回路と同様に負側の振幅を抑えることができる。このため、負側のＶＳＳの電源電圧を低く抑えることができ、消費電力を抑えることができる。電圧スイング量に関しては本発明の第1の実施形態と同じく、図３のように表される。

さらに、本発明の第２の実施形態にかかる映像信号出力回路では、負側のＶＳＳの電源電圧に流れるこむ電流を同期期間のみに限定することで、常時ＶＳＳに流すアイドリング電流を削減でき、負電源が発生する消費電力を効果的に抑えることができる。なお、第２の実施形態の映像信号出力回路の構成では、輝度信号の他に色信号の電流増幅回路２６が別に必要となるため、その分、例えば図１に第１の実施形態として示したような、映像信号を分離せずに出力する映像信号出力回路と比較した場合には、回路全体の消費電力としては高くなる。しかしながら、図４に示した回路構成のように同期期間の電流出力を別途電流源から供給するようにすることで、図１に示した映像信号を輝度信号と色信号に分けない場合と同レベルの消費電力の映像出力回路を得ることができる。

さらにまた、本実施形態で図４として示した回路構成を採用することにより、負電源として内蔵のチャージポンプ回路を使用することができるので、同期期間以外の負電源への電流流入がなく同期期間以外でのチャージポンプ回路の充放電に起因するスイッチングノイズが抑えられる。このため、出力する映像信号にスイッチングノイズの影響が生じることを抑えることができるという効果も得ることができる。

図７は、図４の輝度信号を出力する系に使用される電流増幅回路１６の一例を示す回路図である。図７において、２８、２９はともにＰＭＯＳトランジスタである。ＰＭＯＳトランジスタ２８と２９とでカレントミラーを構成し、トランジスタ２８のアスペクト比とトランジスタ２９のアスペクト比の関係を１：Ｎとすることで、Ｎ倍の電流利得をもつ電流増幅器を構成できる。なお、本実施形態では、スライス回路１５で０Ｖ以上の信号のみを電流変換しているため、図１５に示した従来の映像出力回路での電流増幅回路６４で使用されていた定電流源７３，７４が不要になる。

図８は、本実施形態において色信号を出力する系に使用される電流増幅器２５の一例の回路構成を示す図である。図８の３０、３１はＰＭＯＳトランジスタ、３２は電流源、３３はＮＭＯＳトランジスタ、３４はＯＰアンプ、３５は抵抗、３６は容量、３７はリファレンス電圧である。抵抗３５と容量３６はローパスフィルタを構成して色信号をカットし、ＰＭＯＳトランジスタ３１のドレイン電圧の直流分を得るため回路である。また、ＰＭＯＳトランジスタ３１のドレイン電圧の直流分をＯＰアンプ３４のプラス入力に、リファレンス電圧３７をＯＰアンプ３４のマイナス入力にそれぞれ入力し、ＯＰアンプ３４の出力をＮＭＯＳトランジスタ３３のゲートに入力することにより、ＰＭＯＳトランジスタ３１のドレイン端子の直流電圧をリファレンス電圧３７に安定とさせるフィードバックループを構成する。ＰＭＯＳトランジスタ３０、３１でカレントミラーを構成し、トランジスタ３０のアスペクト比とトランジスタ３１とのアスペクト比の関係を１：Ｎにすることで、Ｎ倍の電流利得をもつ電流増幅器を構成できる。そして、図８に示す回路では、ＤＣ安定が行われるようにフィードバックループを構成しているので、電流源３２とＮＭＯＳトランジスタ３３のドレイン電流の比もほぼ１：Ｎの関係となる。以上の構成を持つことで、色信号出力を、容量２７を介して輝度信号出力と結合する場合においても、色信号を出力する系の電流増幅回路２６の出力のＤＣレベルは安定となり、色信号の電流出力が可能となる。

次に、上記本発明の第１の実施形態および第２の実施形態にかかる映像信号出力回路の構成の一部として示した端子検出回路７について、少し詳細に説明する。

図９に具体的な回路構成を示すように、端子検出回路７は、ＮＭＯＳトランジスタ４１、電流源４２、ＰＭＯＳトランジスタ４３，ピーク検波用容量４４、放電用高抵抗４５、比較器４６、リファレンス電圧４７からなっている。

図１０は、図１および図４に示す映像信号出力回路の構成で、負荷抵抗１０がグランドに接続されている、負荷ありの場合と、負荷抵抗１０がグランドと接続されずにオープンになっている、負荷なしの場合の、図１および図４における映像信号出力端子であるＤ点での出力信号波形と、図９のＭ点での波形を示している。

図１および図４におけるＤ点の出力波形は、負荷ありの場合、図１０（ａ）に示すＤａの波形のようになる。このとき、図９に示した端子検出回路において、ＮＭＯＳトランジスタ４１、電流源４２で構成されるソースフォロアによってＰＭＯＳトランジスタ４３のゲートに信号を伝え、ＰＭＯＳトランジスタ４３、容量４４、抵抗４５で構成された負側のピーク検波回路により最低電位を保持する。ここで、動作時のＮＭＯＳトランジスタ４１とＰＭＯＳトランジスタ４３のゲート−ソース間電圧が等しいとすると、Ｄ点の信号の下限値が図９におけるＭ点で保持されたこととなる。検出された下限値の電位は、図１０（ａ）にＭａとして示した電位となる。なお、保持された電圧は抵抗４５で緩やかに放電されるが、同期期間が来るたびに改めて下限値を保持しなおす。

一方、負荷なしの場合は、負荷ありの場合に比べ映像出力信号の振幅が２倍になる。したがって、Ｍ点の電圧も負側に大きくなる。この負荷なしの状態における、Ｄ点での映像出力信号の波形ＤｂとＭ点での電位Ｍｂとを図１０（ｂ）に示す。リファレンス電圧（Ｖ_REF）４７を、図１０に示すように、負荷ありの時のＭ点での電位Ｍａと負荷なし時のＭ点での電位Ｍｂとの間の値に設定することで、比較器４６の出力において出力端子に負荷が正しく接続されているか否かの端子検出を簡単に実現することができる。このため、図９に例示した端子検出回路を備えることによって、例えば、映像信号出力回路の動作中に負荷が外れた場合に、自動的に映像信号出力回路をパワーセーブモードにすることができ、簡易な回路構成で負荷検出機能を付加することができるようになる。

（第３の実施形態）
本発明についての第３の実施形態として、上記第１および第２の実施形態にて説明してきた映像信号出力回路を有する半導体集積回路について説明する。

本発明の半導体集積回路は、たとえばポータブル機器（ディジタルスチルカメラ、ディジタルビデオカメラ、携帯電話など）として映像表示機能を有するものとして用いられるものであり、上記各実施形態として説明してきた映像出力信号回路を有している。なお、通例では、映像信号出力回路と共に用いられる音声信号出力回路や、これらに所定の電力電圧を供給するチャージポンプ負電源回路等の電源回路を、一つの半導体集積回路内に備えていることが多い。そして、このような半導体集積回路は、上記した本発明の第１および第２の実施形態にかかる映像信号出力回路を有することで、半導体集積回路全体として、低電源電圧での動作を実現する中で、消費電力を削減することができるものである。

以上述べてきたように、本発明にかかる映像信号出力回路は、電流出力タイプにおいて信号出力系の中にクランプ回路を付加することにより、負側のスイング量を所定の範囲、一例として例えば同期信号高さに設定して一定とすることで、負電源電圧ＶＳＳの電圧値を下げて消費電力を低減することができる。

また、第２の実施形態として示したように、輝度信号と色信号とを分けて入力し映像信号として合成して出力する映像信号出力回路においては、輝度信号については、同期期間のみ負電源電圧ＶＳＳに流れ込む電流源を駆動し、輝度情報を表す信号部分においては正電源とグランド間でのみ動作させる。このようにすることで、より一層顕著に負電源電圧側で発生する消費電力を抑えることができ、映像信号出力回路全体、又は、これを有する半導体集積回路全体として消費電力を低減することができる。

以上のように、本発明によれば、映像信号出力回路およびこれを有する半導体集積回路として、低消費電力での動作を実現することができる。

このため、低電圧・低消費電力を追求するポータブル機器などにおいて特に有効に利用できる。

本発明の第１の実施形態にかかる映像出力回路の回路構成図本発明の第１の実施形態にかかる映像出力回路の各点における波形を示す図本発明の第１の実施形態にかかる映像出力回路の出力電圧スイング量を示す図本発明の第２の実施形態にかかる映像出力回路の回路構成図本発明の第２の実施形態にかかる映像出力回路の各点における波形を示す図本発明の第２の実施形態にかかる映像出力回路の各点における波形を示す図本発明の第２の実施形態にかかる映像出力回路の輝度信号を出力する系に使用される電流増幅回路の一例を示す回路図本発明の第２の実施形態にかかる映像出力回路の色信号を出力する系に使用される電流増幅回路の一例を示す回路図本発明の第１および第２の実施形態における端子検出回路構成を示す回路図本発明の第１および第２の実施形態における負荷ありの場合と負荷なしの場合の波形比較図従来の第１の映像信号出力回路の構成を示す回路図従来の第１の映像信号出力回路における出力電圧スイング量を示す図従来の第２の映像信号出力回路の構成を示す回路図従来の第２の映像信号出力回路における出力電圧スイング量を示す図従来の第２の映像信号出力回路に使用される電流増幅回路の一例を示す回路図

符号の説明

１映像入力端子
２入力容量
３クランプ回路
４電圧―電流（Ｖ／Ｉ）変換回路
５電流増幅回路
６映像信号出力端子
７端子検出回路
８抵抗
９同軸ケーブル
１０負荷抵抗

Claims

映像信号入力端子と、前記映像信号入力端子に接続されたクランプ回路と、前記クランプ回路に接続された電圧−電流変換回路と、前記電圧−電流変換回路に接続された電流増幅回路と、前記電流増幅回路に接続された映像信号出力端子とを備え、前記映像信号出力端子には、グランドとの間に抵抗が、さらに、他端とグランドとの間に前記抵抗と同じ抵抗値の負荷抵抗が接続された伝送線路が、ともに接続される映像信号出力回路であって、前記クランプ回路が負側の信号電圧を固定するものであることを特徴とする映像信号出力回路。
輝度信号を出力する系として、輝度信号入力端子と、前記輝度信号入力端子に接続されたクランプ回路と、前記クランプ回路に接続された輝度信号電圧−電流変換回路と、前記輝度信号電圧−電流変換回路に接続された輝度信号電流増幅回路と、前記輝度信号電流増幅回路に接続された輝度信号出力端子とを備え、また、色信号を出力する系として、色信号入力端子と、前記色信号入力端子に接続された色信号電圧−電流変換回路と、前記色信号電圧−電流変換回路に接続された色信号電流増幅回路と、前記色信号電流増幅回路に接続された色信号出力端子とを備え、前記色信号出力端子が容量を介して接続された前記輝度信号出力端子が映像信号出力端子となる映像信号出力回路であって、前記クランプ回路が負側の信号電圧を固定するものであることを特徴とする映像信号出力回路。
前記輝度信号を出力する系において、前記輝度信号から同期期間を検出し、前記同期期間以外の期間では同期信号を除去した前記輝度信号を前記輝度信号電流増幅回路で増幅して出力し、前記同期期間では同期信号に見合った電流を出力する請求項２記載の映像信号出力回路。
前記輝度信号からの前記同期期間の検出を同期分離回路で行い、前記同期分離回路の出力により前記輝度信号をペデステルクランプ回路にてクランプした後、前記輝度信号から前記同期信号を除去する請求項３記載の映像信号出力回路。
前記映像信号出力端子の出力信号波形から、負荷がある場合の最低電位と負荷がない場合の最低電位とを計測し、前記負荷がある場合の最低電位と前記負荷がない場合の最低電位との間にリファレンス電位を設定することで、前記映像出力端子に負荷が接続されているか否かを検出する端子検出回路を備えた請求項１〜４のいずれか１項に記載の映像信号出力回路。
請求項１〜５のいずれか１項に記載の映像信号出力回路を有することを特徴とする半導体集積回路。