JP4292787B2 - 中性点クランプ式ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ等の交流電動機の可変速駆動や系統連係をおこなうインバータ等の電力変換装置に関し、特に直流母線の正負間に直列に接続されたコンデンサの中性点電位を直流母線電圧の２分の１とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電動機の回転速度の制御を行うためにＰＷＭインバータ制御装置が広く用いられている。一般的なＰＷＭインバータ制御装置は、正、負の２レベル間で出力電圧を切り替えることにより交流電動機の制御を行っている。これに対して、発生する高調波成分を削減することを目的として、正、中間電位、負の３つのレベルの間で出力電圧を切り替える中性点クランプ式ＰＷＭインバータ制御装置が提案されている。
【０００３】
このような中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の一般的な構成を図５に示す。
【０００４】
この図５に示された中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置は、コントローラ１と、電流検出回路２と、直流電源３と、平滑コンデンサ１１、１２と、スイッチング素子１０１〜１１２と、フリーホイールダイオード２０１〜２１２と、中間レベル出力用クランプダイオード３０１〜３０６とから構成されている。
【０００５】
コントローラ１は、各スイッチング素子１０１〜１１２のゲートに入力されているゲート信号を制御することにより、各スイッチング素子１０１〜１１２のオン／オフのタイミングを制御している。電流検出回路２は、ＰＷＭインバータ制御装置からの出力電流の電流値を測定している。
【０００６】
このＰＷＭインバータ制御装置では、各相毎に４つのスイッチング素子が直列接続されていて、例えば４つのスイッチング素子１０１〜１０４により構成される回路においては、スイッチング素子１０１、１０２がオンされた場合、正の電圧が出力され、スイッチング素子１０２、１０３がオンされた場合、中間電位が出力され、スイッチング素子１０３、１０４がオンされた場合、負の電圧が出力される。
【０００７】
以降の説明においては、スイッチング素子１０１〜１１２のうちの直列接続された４つのスイッチング素子の組を１相として、上側よりＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とすると、上側２つのスイッチング素子Ｓ１とＳ２がオンしている状態を直流母線電圧のプラスレベルを出力するＰ状態、真中２つのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオンしている状態をコンデンサ分圧された中性点電圧を出力するＯ状態、下側２つのスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がオンしている状態を直流母線のマイナスレベルを出力するＮ状態として表現する。
【０００８】
コントローラ１は、通常動作中においては各相の状態をそれぞれＰ、Ｎ、Ｏのいずれかの状態にすることによりモータへの出力電圧を制御している。
【０００９】
表１に電圧ベクトルと、その時のスイッチング状態、中性点電位の変化を示す。
【００１０】
【表１】
また、スイッチング状態はＵ、Ｖ、Ｗの順に示していて、例えばＯＰＮは、Ｕ相はＯ状態、Ｖ相はＰ状態、Ｗ相はＮ状態であることを表現している。
【００１１】
一般的に表１の各電圧ベクトルを２次平面に書くと図６に示す様に書く事ができる。図６において、例えば、ＰＯＯというベクトルと、ＯＮＮというベクトルは、出力に接続された負荷から線間電圧を見ると同じであるが、中性点電位をそれぞれ上昇させたり、下降させたりと、逆の作用を及ぼすベクトルであり、表１の中性点電位の変化に対応している。
【００１２】
このような、中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、通常の動作状態の場合には、各スイッチング素子１０１〜１１２の両端には直流電源３の半分の電圧しか印加されない。そのため、各スイッチング素子１０１〜１１２の耐圧は直流電源３の電圧の半分の電圧しかなく、直流電源３の電圧ＶPNがそのまま両端に印加されると過電圧破壊を起こしてしまう。
【００１３】
中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、中性点であるＣ点はフローティング状態であるため、この中性点に電流が流れ込むとその電位が上昇し、電流が流れ出すと電位が下降する。そのため、コンデンサ分圧によって作られた中性点電位ＶCN（Ｃ点の電位）は、負荷の電流とＰＷＭスイッチングにより選択される電圧ベクトルの状態で変動し、かならずしも直流母線電圧ＶPNの２分の１にはならない。しかし、中性点電位が直流母線電圧ＶPNの２分の１の電圧から大きくずれると、コンデンサ１１、１２やスイッチング素１０１〜１１２に過電圧がかかり、寿命低下・破壊事故を招く恐れがある。
【００１４】
そのため、従来は、特許文献１（中性点クランプ形インバータ）に開示されるように、中性点電位の異常を検出後、その時のコンデンサ中性点への電流の流れる方向から力行、回生を判断し、中性点電位を上昇、下降させるスイッチングパターンを選択して出力する方法が用いられてきた。しかし、この従来の方法では中性点電位を上昇、下降させるモードを単純に切り替えるのみであるため、中性点電位を安定に維持するには不十分である。
【００１５】
また、図７に示すような回路を用いて中性点電位を検出して、中性点の電位が直流母線電圧ＶPNの２分の１となるような制御を行うものもあった。
【００１６】
この図７に示した回路では、減算器７１により、直流母線電圧の２分の１であるＶref（ＶPNの２分の１）と、直流母線の正負間に直列に接続されたコンデンサの中性点電位ＶCNとの差を算出し、中性点電位制御回路７２ではこの差がゼロとなるように、つまりＶCNがＶrefと一致するような中性点電位制御指令を生成して出力する。この中性点電位制御指令は、スイッチング素子１０１〜１１２を制御するためのコントローラ１に入力される。そして、中性点電位制御指令を入力したコントローラ１は、中性点電位を安定な方向へ制御するスイッチングパターンとなるようなゲート信号を生成して出力する。具体的には、出力するパルスの時間割合を変化させ、指令発生回路で計算されたベクトルとなるよう、パルス比を調整する。
【００１７】
ここでは、中性点電位制御回路７２は、前述したＰＷＭスイッチングパターンの特性を生かし、中性点電位を上昇するパターン、下降させるパターンを組み合わせ、中性点電位の偏差量にあわせてそれぞれのパターンを出力する時間割合を変化させて制御を行っていた。
【００１８】
しかし、このような従来の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、中性点電位の制御を行う場合、図８に示すようにＰＷＭ周期ｔa1、ｔa2中の出力電流が一定と仮定でき、そのため中性点電流の平均値も一定であるものと仮定して制御を行っていた。しかし、運転周波数が高く、キャリア周波数が低い場合、すなわち、運転の周期がキャリア周期に較べ十分に大きくない場合や、負荷が急変した場合、ＰＷＭ周期中の出力電流が変動し中性点電流が一定とならず、そのため中性点電位が制御出来なくなるという問題があった。
【００１９】
【特許文献１】
特開平８−３３１８６３号公報
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、ＰＷＭ周期中の出力電流は一定であるとの仮定の基に制御を行っているため、運転の周期がキャリア周期に較べ十分に大きくない場合や、負荷が急変した場合、ＰＷＭ周期中の出力電流が変動し中性点電流が一定とならず、中性点電位の制御の精度が悪化するという問題を有している。
【００２１】
本発明の目的は、運転周波数が高い等の理由によりＰＷＭ周期中で中性点電流が変動した場合でも、中性点電位を精度良く制御することができる中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置を提供することである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するため、本発明は、直流母線の正負間に直列に接続されたコンデンサの中性点電位を直流母線電圧の２分の１とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、
中性点を流れる中性点電流の電流値を検出する中性点電流検出回路と、
前記中性点電流検出回路により検出されたＰＷＭ周期中の、中性点に流れ込む量と中性点から流れ出る量の差である中性点電流の偏差量に基づいて、中性点電位が直流母線電圧の２分の１に近づくように、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出し中性点電位制御指令として出力する指令発生回路と、
前記中性点電位制御指令に基づいてスイッチング素子を制御するためのゲート信号を変化させるコントローラと
を備えたことを特徴とする。
【００２３】
本発明によれば、ＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差を検出し、この偏差量に基づいて中性点電位の制御を行うようにしているので、ＰＷＭ周期中で中性点電流が変動した場合でも、中性点電位を精度良く制御できる。
【００２４】
また、本発明の他の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、中性点電流を直接する中性点電流検出回路の替わりに、ある特定のベクトルを出力した際に中性点に接続される相電流を検出することにより中性点電流の予測電流値を算出する中性点電流算出手段を備えるようにしてもよい。
【００２５】
本発明によれば、中性点電流検出回路が不要となるため、回路構成の簡略化やコスト削減を図ることができる。
【００２６】
さらに、本発明の他の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置は、直流母線の正負間に直列に接続されたコンデンサの中性点電位を直流母線電圧の２分の１とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、
中性点を流れる中性点電流の電流値を検出する中性点電流検出回路と、
中性点電位と直流母線電圧の２分の１の電圧である基準電圧との差を算出して、差電圧として出力する減算器と、
前記減算器により検出された差電圧が、予め設定された設定値以上となった場合に、中性点電位を制御するための指令を出力する中性点電位制御回路と、
前記中性点電流検出回路により検出されたＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差量および前記中性点電位制御回路から出力された指令に基づいて、中性点電位が直流母線電圧の２分の１に近づくように、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出し中性点電位制御指令として出力する指令発生回路と、
前記中性点電位制御指令に基づいてスイッチング素子を制御するためのゲート信号を変化させるコントローラとを備えたことを特徴とする。
【００２７】
本発明によれば、ＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差量だけでなく、中性点電位の基準電圧からの変位量をも考慮して中性点電位制御指令を生成するようにしているので、より高精度の中性点電位制御を行うことができる。
【００２８】
また、前記指令発生回路に、前記中性点電流検出回路により検出されたＰＷＭ周期中の中性点電流を用いて、ＰＷＭ周期の前半分の期間における中性点電流の平均電流をＩs、後半分の期間における中性点電流の平均電流をＩeとした場合の、Ｉe／Ｉsの値を中性点電位制御パラメータとして、電流の極性によって該中性点電位制御パラメータを前記中性点電位制御指令に乗算または除算する回路をさらに備えるようにしてもよい。
【００２９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３０】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の構成を示すブロック図である。図１において、図５中の構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略するものとする。
【００３１】
本実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置は、図１に示されるように、図５に示した中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置に対して、中性点電流検出回路４と、指令発生回路５を新たに設け、コントローラ１は、指令発生回路５により生成された中性点電位制御指令に基づいて、中性点電位を安定な方向へ制御するスイッチングパターンとなるようなゲート信号を生成して出力する。このコントローラ１が、中性点電位制御指令を入力して、中性点電位を安定な方向へ制御する方法は従来例で説明したのと同様な方法により行われる。
【００３２】
中性点電流検出回路４は、中性点（Ｃ点）に流れる中性点電流Ｉcの電流値を検出する。ここで、中性点電流Ｉcは、Ｃ点から流れ出す方向を正（プラス）方向とし、Ｃ点に流れ込む方向を負（マイナス）方向とする。
【００３３】
指令発生回路５は、中性点電流検出回路４により検出されたＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差量に基づいて、中性点電位が直流母線電圧ＶPNの２分の１に近づくように、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出し中性点電位制御指令として出力する。ここで、ＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差量とは、ＰＷＭ周期中における中性点電流の正方向の電流量と負方向の電流量との差をいう。
【００３４】
そして、本実施形態においてもコントローラ１は、この中性点電位制御指令に基づいてスイッチング素子を制御するためのゲート信号を変化させる。
【００３５】
指令発生回路５において行われる具体的な制御を下記の表２に示す。
【００３６】
【表２】
この表２のように、中性点電流Ｉcを検出し、その割合が例えば、「＋方向：−方向＝６：４」であったなら、中性点電位はわずかに下降するため、「ａｐ：ａｎ＝６：４」、「ｂｐ：ｂｎ＝６：４」というように、ａｐ：ａｎ、ｂｐ：ｂｎの割合を調整し、その指令を元に、ゲートを制御するコントローラ１で最終的なパルスの時間を制御する。
【００３７】
指令発生回路５からの中性点電位制御指令の具体的な例としては、中性点電位制御パラメータαiという定数を設定し、ａｐ：ａｎ、ｂｐ：ｂｎの割合が等しい場合は０．５となるようなパラメータを用いることができる。
【００３８】
【表３】
例えば、「ａｐ：ａｎ＝６：４」、「ｂｐ：ｂｎ＝６：４」となるように設定したい場合、指令発生回路５は、中性点電位パラメータαiを０．６と設定する。そして、この中性点電位制御パラメータαiを中性点電位指令として、ゲート制御を行うコントローラ１で最終的なパルスの時間が制御される。
【００３９】
次に、本実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の動作を図２、図３のタイミングチャートを参照して説明する。
【００４０】
中性点電流Ｉcを直接検出して指令発生回路５に入力する場合、出力される電流がＰＷＭ周期の期間一定であれば、図２の点線で示すように中性点に流れ込む電流、流れ出す電流の平均値は一定である。これに対し、ＰＷＭ周期中の負荷電流変動が大きくなると、ａｐベクトル出力時の中性点電流Ｉc1とａｎベクトル出力時の中性点電流Ｉc2の比、又はｂｐベクトル出力時の中性点電流Ｉc3とｂｎベクトル出力時の中性点電流Ｉc4の比が変化し、中性点に流れ込む電流、流れ出す電流の平均値は一定とならず、期間ｔa1での平均値、期間ｔa2での平均値が変動してしまう。そのため図２の実線で示すように中性点電位の平均値が変動してしまう。そこで、本実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、中性点に流れ込む電流、流れ出す電流の平均値が一定となるようＰＷＭパターンを制御する。その様子を図３に示す。
【００４１】
図３に示すように、ｂｐ、ａｐのパルス幅を狭め、ｂｎ、ａｎのパルスを広げ、中性点に流れる電流の量を、平均的にゼロとなるような制御を行う。また、前回の周期中に変動した分を、次の周期で補うように計算して出力する。
【００４２】
つまり、表１に示したように、図６中の同じ電圧ベクトルで２つのパターンが存在するため、その２つの時間配分を制御する事で、中性点電流の変動の平均値を一定とする事ができ、中性点電位の変動を抑制できる。
【００４３】
また、ＰＷＭ周期の前半分の期間における中性点電流の平均電流をＩs、後半分の期間における中性点電流の平均電流をＩeとした場合の、Ｉe／Ｉsの値を中性点電位制御パラメータとして、電流の極性によってこの中性点電位制御パラメータを中性点電位制御指令に乗算または除算する回路を指令発生回路５に設けるようにすれば、より高精度な制御が実現できる。
【００４４】
図２の場合を用いて説明すると、ＰＷＭ周期の前半の期間ｔa1中の平均電流値Ｉsはマイナス（コンデンサに電流が流れ込み、中性点電位が上昇する傾向になる）となり、その期間の中性点電位の平均値は、プラス側に偏っている。後半の期間ｔa2中の平均電流値Ｉeはプラス（コンデンサから電流が流れ出し、中性点電位が下降する傾向になる）となり、その期間の中性点電位の平均値は、マイナス側に偏っている。しかし、この２つの期間を比べてみると、図８に示す状態では、ＩsとＩeは等しく、長い周期で見ると一定とみなせる。しかし、図３の場合には、ＩsとＩeは等しくなく、長い周期で見ると、電流がマイナス方向へ変化し、中性点電位が徐々に上昇していることがわかる。そこで、この差を次の周期で安定状態へと戻すべく、図３に示すように、パルス幅を変化させ、中性点電位ＶCNを徐々に下降させて、平均値を安定状態へ変化させる。
【００４５】
上述したように、中性点電流の変化の状態（急激に変化しているのか、それとも緩やかに変化しているのか）を考慮して、次の周期において急激に中性点を電位を安定に向かわせるべきなのか、緩やかでも大丈夫なのかを判定し、その指令を中性点電位制御指令としてコントローラ１に出力する。
【００４６】
このように、中性点電流の変化状態および中性点電流の状態（安定させる方向か、不安点にする方向か）という状態をも加味することにより、高精度な中性点電位の制御を行うことができる。
【００４７】
例えば、現在の状況が、「中性点電流の平均値がプラス方向へ急激に変化」していても、次の周期で検出した電流がマイナス方向へ変化させる電流であれば、中性点電位制御指令は緩やかにマイナス方法へ変化させるものとすることができる。また、逆に、「中性点電流の平均値がプラス方向へ緩やかに変化」していても、次の周期で検出した電流がプラス方向へ変化させる電流であれば、中性点電位制御指令はやや大きめにマイナス方向へ変化させるだけにすることができる。
【００４８】
ここで、回路構成の簡略化やコスト削減のため、中性点電流検出回路４を設けずに、出力電流Ｉu（又はＩv−Ｉw、もしくはＰＷＭパターンによりそれら２つの出力電流を検出）を入力して中性点電流を予測演算する中性点電流算出手段を用いるようにしても良い。この場合、中性点電流算出手段は、ａｎ、ｂｐベクトルを出力した際に中性点に接続される相電流のＰＷＭ周期開始時と終了時の電流比を用いて制御する。図３に示すように、ＰＷＭ周期ｔa1開始時のｂｐベクトルによる中性点電流の値Ｉc3と、ＰＷＭ周期ｔa1終了時のｂｎベクトルによる中性点電流の値Ｉc2を検出し、その比または差の絶対値が設定値以上になると、指令発生回路５は中性点電位の変動と中性点電流の変動を次のＰＷＭキャリア周期ｔa2間で抑制するよう演算し、中性点電位制御指令を出力する。
【００４９】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置について説明する。
【００５０】
上記で説明した第１の実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、検出した中性点電流の偏差量のみに応じて中性点電位制御指令を生成するものであったが、中性点電位自体の検出を行っていないため現在の中性点電位が直流電源３の電圧であるＶPNの２分の１からどれくらいはずれているかは考慮されていなかった。そこで、本実施形態では、中性点電流の偏差量および中性点電位の基準電圧からのずれ量の両方に基づいて中性点電位制御指令を生成するようにしてより精度の高い中性点電位の制御を行うようにしたものである。
【００５１】
本実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置は、図１に示した中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置に対して、指令発生回路５を、図４に示すような減算器１７と、中性点電位制御回路１６と、指令発生回路１５に置き換えた構成となっている。
【００５２】
減算器１７は、中性点電位ＶCNと直流電源３の電圧ＶPNの２分の１の電圧である基準電圧Ｖrefとの差を算出して、差電圧Ｖdifとして出力する。
【００５３】
中性点電位制御回路１６は、減算器１７により検出された中性点電位ＶCNと基準電圧Ｖrefの差電圧Ｖdifが、予め設定された設定値以上となった場合に、中性点電位を制御するための指令Ｓinを出力する。このＳinも、αiと同様に、スイッチング状態の割合を制御しやすいように、Ｓin＝１．０〜０．５〜０．０という範囲で設定すれば、例えば安定した状態では０．５、中性点電位ＶCNが基準電圧Ｖrefから１０Ｖの下降していることが検出された場合０．１加算した０．６とし、中性点電位制御パラメータαiと同様に上昇作用のあるスイッチング状態の時間を長くするという動作を行う。
【００５４】
指令発生回路１５は、中性点電流検出回路４により検出されたＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差量および中性点電位制御回路１６から出力された指令に基づいて、中性点電位が直流母線電圧の２分の１に近づくように、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出し中性点電位制御指令として出力する。
【００５５】
指令発生回路１５では、中性点電流Ｉcに基づいて算出した中性点電位制御パラメータαiと、中性点電位制御回路１６から入力された指令Ｓinの異なる２つの指令が存在することになるが、例えば中性点電位制御パラメータαiは中性点電位を上昇させる指令、Ｓinは中性点電位を下降させる指令だったとしても、それらの指令の割合によって最終的に中性点電位の上昇、下降を行うかが決定される。また、どちらの指令も中性点電位を上昇させる旨の指令だったとしても、それが急激に上昇させるべきか、ゆっくり上昇させるべきかを、２つの指令より判断することができる。
【００５６】
尚、この中性点電位制御回路１６は入力される差電圧Ｖdifの変化に応じて指令発生回路１５へ指令Ｓinを出力するが、差電圧Ｖdifの大きさの他に差電圧Ｖdifの時間変化、運転周波数に対する変化等も考慮に入れた計算を行い、指令Ｓinを出力するようにしても良い。
【００５７】
本実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、ＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差量だけではなく、中性点電位と基準電圧との差をも考慮して中性点電位の制御を行うようにしているので、より高精度な中性点電位の制御を行うことが可能となる。
【００５８】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、ＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差を検出し、この偏差量に基づいて中性点電位の制御を行うことにより、ＰＷＭ周期中で中性点電流が変動した場合でも、中性点電位を精度良く制御できる中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の構成を示す回路図である。
【図２】中性点電流が変動している場合の中性点電位の変動を表す図である。
【図３】中性点電位の変動を抑制するための制御を表す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において用いられる減算器１７、中性点電位制御回路１６、指令発生回路１５を示す図である。
【図５】中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の回路図である。
【図６】中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置のベクトル図である。
【図７】従来の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において中性点電位制御を行うための回路例である。
【図８】中性点電流がＰＷＭ周期中において一定である場合の中性点電位の変動を表す図である。
【符号の説明】
１ コントローラ
２ 電流検出回路
３ 直流電源
４ 中性点電流検出回路
５ 指令発生回路
１１、１２ 分圧コンデンサ
１５ 指令発生回路
１６ 中性点電位制御回路
１７ 減算器
７１ 減算器
７２ 中性点電位制御回路
１０１〜１１２ スイッチング素子
２０１〜２１２ フリーホイールダイオード
３０１〜３０６ クランプダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ等の交流電動機の可変速駆動や系統連係をおこなうインバータ等の電力変換装置に関し、特に直流母線の正負間に直列に接続されたコンデンサの中性点電位を直流母線電圧の２分の１とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電動機の回転速度の制御を行うためにＰＷＭインバータ制御装置が広く用いられている。一般的なＰＷＭインバータ制御装置は、正、負の２レベル間で出力電圧を切り替えることにより交流電動機の制御を行っている。これに対して、発生する高調波成分を削減することを目的として、正、中間電位、負の３つのレベルの間で出力電圧を切り替える中性点クランプ式ＰＷＭインバータ制御装置が提案されている。
【０００３】
このような中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の一般的な構成を図５に示す。
【０００４】
この図５に示された中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置は、コントローラ１と、電流検出回路２と、直流電源３と、平滑コンデンサ１１、１２と、スイッチング素子１０１〜１１２と、フリーホイールダイオード２０１〜２１２と、中間レベル出力用クランプダイオード３０１〜３０６とから構成されている。
【０００５】
コントローラ１は、各スイッチング素子１０１〜１１２のゲートに入力されているゲート信号を制御することにより、各スイッチング素子１０１〜１１２のオン／オフのタイミングを制御している。電流検出回路２は、ＰＷＭインバータ制御装置からの出力電流の電流値を測定している。
【０００６】
このＰＷＭインバータ制御装置では、各相毎に４つのスイッチング素子が直列接続されていて、例えば４つのスイッチング素子１０１〜１０４により構成される回路においては、スイッチング素子１０１、１０２がオンされた場合、正の電圧が出力され、スイッチング素子１０２、１０３がオンされた場合、中間電位が出力され、スイッチング素子１０３、１０４がオンされた場合、負の電圧が出力される。
【０００７】
以降の説明においては、スイッチング素子１０１〜１１２のうちの直列接続された４つのスイッチング素子の組を１相として、上側よりＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４とすると、上側２つのスイッチング素子Ｓ１とＳ２がオンしている状態を直流母線電圧のプラスレベルを出力するＰ状態、真中２つのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオンしている状態をコンデンサ分圧された中性点電圧を出力するＯ状態、下側２つのスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がオンしている状態を直流母線のマイナスレベルを出力するＮ状態として表現する。
【０００８】
コントローラ１は、通常動作中においては各相の状態をそれぞれＰ、Ｎ、Ｏのいずれかの状態にすることによりモータへの出力電圧を制御している。
【０００９】
表１に電圧ベクトルと、その時のスイッチング状態、中性点電位の変化を示す。
【００１０】
【表１】
【００１１】
一般的に表１の各電圧ベクトルを２次平面に書くと図６に示す様に書く事ができる。図６において、例えば、ＰＯＯというベクトルと、ＯＮＮというベクトルは、出力に接続された負荷から線間電圧を見ると同じであるが、中性点電位をそれぞれ上昇させたり、下降させたりと、逆の作用を及ぼすベクトルであり、表１の中性点電位の変化に対応している。
【００１２】
このような、中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、通常の動作状態の場合には、各スイッチング素子１０１〜１１２の両端には直流電源３の半分の電圧しか印加されない。そのため、各スイッチング素子１０１〜１１２の耐圧は直流電源３の電圧の半分の電圧しかなく、直流電源３の電圧ＶPNがそのまま両端に印加されると過電圧破壊を起こしてしまう。
【００１３】
中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、中性点であるＣ点はフローティング状態であるため、この中性点に電流が流れ込むとその電位が上昇し、電流が流れ出すと電位が下降する。そのため、コンデンサ分圧によって作られた中性点電位ＶCN（Ｃ点の電位）は、負荷の電流とＰＷＭスイッチングにより選択される電圧ベクトルの状態で変動し、かならずしも直流母線電圧ＶPNの２分の１にはならない。しかし、中性点電位が直流母線電圧ＶPNの２分の１の電圧から大きくずれると、コンデンサ１１、１２やスイッチング素１０１〜１１２に過電圧がかかり、寿命低下・破壊事故を招く恐れがある。
【００１４】
そのため、従来は、特許文献１（中性点クランプ形インバータ）に開示されるように、中性点電位の異常を検出後、その時のコンデンサ中性点への電流の流れる方向から力行、回生を判断し、中性点電位を上昇、下降させるスイッチングパターンを選択して出力する方法が用いられてきた。しかし、この従来の方法では中性点電位を上昇、下降させるモードを単純に切り替えるのみであるため、中性点電位を安定に維持するには不十分である。
【００１５】
また、図７に示すような回路を用いて中性点電位を検出して、中性点の電位が直流母線電圧ＶPNの２分の１となるような制御を行うものもあった。
【００１６】
この図７に示した回路では、減算器７１により、直流母線電圧の２分の１であるＶref（ＶPNの２分の１）と、直流母線の正負間に直列に接続されたコンデンサの中性点電位ＶCNとの差を算出し、中性点電位制御回路７２ではこの差がゼロとなるように、つまりＶCNがＶrefと一致するような中性点電位制御指令を生成して出力する。この中性点電位制御指令は、スイッチング素子１０１〜１１２を制御するためのコントローラ１に入力される。そして、中性点電位制御指令を入力したコントローラ１は、中性点電位を安定な方向へ制御するスイッチングパターンとなるようなゲート信号を生成して出力する。具体的には、出力するパルスの時間割合を変化させ、指令発生回路で計算されたベクトルとなるよう、パルス比を調整する。
【００１７】
ここでは、中性点電位制御回路７２は、前述したＰＷＭスイッチングパターンの特性を生かし、中性点電位を上昇するパターン、下降させるパターンを組み合わせ、中性点電位の偏差量にあわせてそれぞれのパターンを出力する時間割合を変化させて制御を行っていた。
【００１８】
しかし、このような従来の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、中性点電位の制御を行う場合、図８に示すようにＰＷＭ周期ｔa1、ｔa2中の出力電流が一定と仮定でき、そのため中性点電流の平均値も一定であるものと仮定して制御を行っていた。しかし、運転周波数が高く、キャリア周波数が低い場合、すなわち、運転の周期がキャリア周期に較べ十分に大きくない場合や、負荷が急変した場合、ＰＷＭ周期中の出力電流が変動し中性点電流が一定とならず、そのため中性点電位が制御出来なくなるという問題があった。
【００１９】
【特許文献１】
特開平８−３３１８６３号公報
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、ＰＷＭ周期中の出力電流は一定であるとの仮定の基に制御を行っているため、運転の周期がキャリア周期に較べ十分に大きくない場合や、負荷が急変した場合、ＰＷＭ周期中の出力電流が変動し中性点電流が一定とならず、中性点電位の制御の精度が悪化するという問題を有している。
【００２１】
本発明の目的は、運転周波数が高い等の理由によりＰＷＭ周期中で中性点電流が変動した場合でも、中性点電位を精度良く制御することができる中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置を提供することである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するため、本発明は、直流母線の正負間に直列に接続されたコンデンサの中性点電位を直流母線電圧の２分の１とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、
中性点を流れる中性点電流の電流値を検出する中性点電流検出回路と、
前記中性点電流検出回路により検出されたＰＷＭ周期中の、中性点に流れ込む量と中性点から流れ出る量の差である中性点電流の偏差量に基づいて、中性点電位が直流母線電圧の２分の１に近づくように、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出し中性点電位制御指令として出力する指令発生回路と、
前記中性点電位制御指令に基づいてスイッチング素子を制御するためのゲート信号を変化させるコントローラと
を備えたことを特徴とする。
【００２３】
本発明によれば、ＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差を検出し、この偏差量に基づいて中性点電位の制御を行うようにしているので、ＰＷＭ周期中で中性点電流が変動した場合でも、中性点電位を精度良く制御できる。
【００２４】
また、本発明の他の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、中性点電流を直接する中性点電流検出回路の替わりに、ある特定のベクトルを出力した際に中性点に接続される相電流を検出することにより中性点電流の予測電流値を算出する中性点電流算出手段を備えるようにしてもよい。
【００２５】
本発明によれば、中性点電流検出回路が不要となるため、回路構成の簡略化やコスト削減を図ることができる。
【００２６】
さらに、本発明の他の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置は、直流母線の正負間に直列に接続されたコンデンサの中性点電位を直流母線電圧の２分の１とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、
中性点を流れる中性点電流の電流値を検出する中性点電流検出回路と、
中性点電位と直流母線電圧の２分の１の電圧である基準電圧との差を算出して、差電圧として出力する減算器と、
前記減算器により検出された差電圧が、予め設定された設定値以上となった場合に、中性点電位を制御するための指令を出力する中性点電位制御回路と、
前記中性点電流検出回路により検出されたＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差量および前記中性点電位制御回路から出力された指令に基づいて、中性点電位が直流母線電圧の２分の１に近づくように、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出し中性点電位制御指令として出力する指令発生回路と、
前記中性点電位制御指令に基づいてスイッチング素子を制御するためのゲート信号を変化させるコントローラとを備えたことを特徴とする。
【００２７】
本発明によれば、ＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差量だけでなく、中性点電位の基準電圧からの変位量をも考慮して中性点電位制御指令を生成するようにしているので、より高精度の中性点電位制御を行うことができる。
【００２８】
また、前記指令発生回路に、前記中性点電流検出回路により検出されたＰＷＭ周期中の中性点電流を用いて、ＰＷＭ周期の前半分の期間における中性点電流の平均電流をＩs、後半分の期間における中性点電流の平均電流をＩeとした場合の、Ｉe／Ｉsの値を中性点電位制御パラメータとして、電流の極性によって該中性点電位制御パラメータを前記中性点電位制御指令に乗算または除算する回路をさらに備えるようにしてもよい。
【００２９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３０】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の構成を示すブロック図である。図１において、図５中の構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略するものとする。
【００３１】
本実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置は、図１に示されるように、図５に示した中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置に対して、中性点電流検出回路４と、指令発生回路５を新たに設け、コントローラ１は、指令発生回路５により生成された中性点電位制御指令に基づいて、中性点電位を安定な方向へ制御するスイッチングパターンとなるようなゲート信号を生成して出力する。このコントローラ１が、中性点電位制御指令を入力して、中性点電位を安定な方向へ制御する方法は従来例で説明したのと同様な方法により行われる。
【００３２】
中性点電流検出回路４は、中性点（Ｃ点）に流れる中性点電流Ｉcの電流値を検出する。ここで、中性点電流Ｉcは、Ｃ点から流れ出す方向を正（プラス）方向とし、Ｃ点に流れ込む方向を負（マイナス）方向とする。
【００３３】
指令発生回路５は、中性点電流検出回路４により検出されたＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差量に基づいて、中性点電位が直流母線電圧ＶPNの２分の１に近づくように、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出し中性点電位制御指令として出力する。ここで、ＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差量とは、ＰＷＭ周期中における中性点電流の正方向の電流量と負方向の電流量との差をいう。
【００３４】
そして、本実施形態においてもコントローラ１は、この中性点電位制御指令に基づいてスイッチング素子を制御するためのゲート信号を変化させる。
【００３５】
指令発生回路５において行われる具体的な制御を下記の表２に示す。
【００３６】
【表２】
【００３７】
指令発生回路５からの中性点電位制御指令の具体的な例としては、中性点電位制御パラメータαiという定数を設定し、ａｐ：ａｎ、ｂｐ：ｂｎの割合が等しい場合は０．５となるようなパラメータを用いることができる。
【００３８】
【表３】
【００３９】
次に、本実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の動作を図２、図３のタイミングチャートを参照して説明する。
【００４０】
中性点電流Ｉcを直接検出して指令発生回路５に入力する場合、出力される電流がＰＷＭ周期の期間一定であれば、図２の点線で示すように中性点に流れ込む電流、流れ出す電流の平均値は一定である。これに対し、ＰＷＭ周期中の負荷電流変動が大きくなると、ａｐベクトル出力時の中性点電流Ｉc1とａｎベクトル出力時の中性点電流Ｉc2の比、又はｂｐベクトル出力時の中性点電流Ｉc3とｂｎベクトル出力時の中性点電流Ｉc4の比が変化し、中性点に流れ込む電流、流れ出す電流の平均値は一定とならず、期間ｔa1での平均値、期間ｔa2での平均値が変動してしまう。そのため図２の実線で示すように中性点電位の平均値が変動してしまう。そこで、本実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、中性点に流れ込む電流、流れ出す電流の平均値が一定となるようＰＷＭパターンを制御する。その様子を図３に示す。
【００４１】
図３に示すように、ｂｐ、ａｐのパルス幅を狭め、ｂｎ、ａｎのパルスを広げ、中性点に流れる電流の量を、平均的にゼロとなるような制御を行う。また、前回の周期中に変動した分を、次の周期で補うように計算して出力する。
【００４２】
つまり、表１に示したように、図６中の同じ電圧ベクトルで２つのパターンが存在するため、その２つの時間配分を制御する事で、中性点電流の変動の平均値を一定とする事ができ、中性点電位の変動を抑制できる。
【００４３】
また、ＰＷＭ周期の前半分の期間における中性点電流の平均電流をＩs、後半分の期間における中性点電流の平均電流をＩeとした場合の、Ｉe／Ｉsの値を中性点電位制御パラメータとして、電流の極性によってこの中性点電位制御パラメータを中性点電位制御指令に乗算または除算する回路を指令発生回路５に設けるようにすれば、より高精度な制御が実現できる。
【００４４】
図２の場合を用いて説明すると、ＰＷＭ周期の前半の期間ｔa1中の平均電流値Ｉsはマイナス（コンデンサに電流が流れ込み、中性点電位が上昇する傾向になる）となり、その期間の中性点電位の平均値は、プラス側に偏っている。後半の期間ｔa2中の平均電流値Ｉeはプラス（コンデンサから電流が流れ出し、中性点電位が下降する傾向になる）となり、その期間の中性点電位の平均値は、マイナス側に偏っている。しかし、この２つの期間を比べてみると、図８に示す状態では、ＩsとＩeは等しく、長い周期で見ると一定とみなせる。しかし、図３の場合には、ＩsとＩeは等しくなく、長い周期で見ると、電流がマイナス方向へ変化し、中性点電位が徐々に上昇していることがわかる。そこで、この差を次の周期で安定状態へと戻すべく、図３に示すように、パルス幅を変化させ、中性点電位ＶCNを徐々に下降させて、平均値を安定状態へ変化させる。
【００４５】
上述したように、中性点電流の変化の状態（急激に変化しているのか、それとも緩やかに変化しているのか）を考慮して、次の周期において急激に中性点を電位を安定に向かわせるべきなのか、緩やかでも大丈夫なのかを判定し、その指令を中性点電位制御指令としてコントローラ１に出力する。
【００４６】
このように、中性点電流の変化状態および中性点電流の状態（安定させる方向か、不安点にする方向か）という状態をも加味することにより、高精度な中性点電位の制御を行うことができる。
【００４７】
例えば、現在の状況が、「中性点電流の平均値がプラス方向へ急激に変化」していても、次の周期で検出した電流がマイナス方向へ変化させる電流であれば、中性点電位制御指令は緩やかにマイナス方法へ変化させるものとすることができる。また、逆に、「中性点電流の平均値がプラス方向へ緩やかに変化」していても、次の周期で検出した電流がプラス方向へ変化させる電流であれば、中性点電位制御指令はやや大きめにマイナス方向へ変化させるだけにすることができる。
【００４８】
ここで、回路構成の簡略化やコスト削減のため、中性点電流検出回路４を設けずに、出力電流Ｉu（又はＩv−Ｉw、もしくはＰＷＭパターンによりそれら２つの出力電流を検出）を入力して中性点電流を予測演算する中性点電流算出手段を用いるようにしても良い。この場合、中性点電流算出手段は、ａｎ、ｂｐベクトルを出力した際に中性点に接続される相電流のＰＷＭ周期開始時と終了時の電流比を用いて制御する。図３に示すように、ＰＷＭ周期ｔa1開始時のｂｐベクトルによる中性点電流の値Ｉc3と、ＰＷＭ周期ｔa1終了時のｂｎベクトルによる中性点電流の値Ｉc2を検出し、その比または差の絶対値が設定値以上になると、指令発生回路５は中性点電位の変動と中性点電流の変動を次のＰＷＭキャリア周期ｔa2間で抑制するよう演算し、中性点電位制御指令を出力する。
【００４９】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置について説明する。
【００５０】
上記で説明した第１の実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、検出した中性点電流の偏差量のみに応じて中性点電位制御指令を生成するものであったが、中性点電位自体の検出を行っていないため現在の中性点電位が直流電源３の電圧であるＶPNの２分の１からどれくらいはずれているかは考慮されていなかった。そこで、本実施形態では、中性点電流の偏差量および中性点電位の基準電圧からのずれ量の両方に基づいて中性点電位制御指令を生成するようにしてより精度の高い中性点電位の制御を行うようにしたものである。
【００５１】
本実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置は、図１に示した中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置に対して、指令発生回路５を、図４に示すような減算器１７と、中性点電位制御回路１６と、指令発生回路１５に置き換えた構成となっている。
【００５２】
減算器１７は、中性点電位ＶCNと直流電源３の電圧ＶPNの２分の１の電圧である基準電圧Ｖrefとの差を算出して、差電圧Ｖdifとして出力する。
【００５３】
中性点電位制御回路１６は、減算器１７により検出された中性点電位ＶCNと基準電圧Ｖrefの差電圧Ｖdifが、予め設定された設定値以上となった場合に、中性点電位を制御するための指令Ｓinを出力する。このＳinも、αiと同様に、スイッチング状態の割合を制御しやすいように、Ｓin＝１．０〜０．５〜０．０という範囲で設定すれば、例えば安定した状態では０．５、中性点電位ＶCNが基準電圧Ｖrefから１０Ｖの下降していることが検出された場合０．１加算した０．６とし、中性点電位制御パラメータαiと同様に上昇作用のあるスイッチング状態の時間を長くするという動作を行う。
【００５４】
指令発生回路１５は、中性点電流検出回路４により検出されたＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差量および中性点電位制御回路１６から出力された指令に基づいて、中性点電位が直流母線電圧の２分の１に近づくように、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出し中性点電位制御指令として出力する。
【００５５】
指令発生回路１５では、中性点電流Ｉcに基づいて算出した中性点電位制御パラメータαiと、中性点電位制御回路１６から入力された指令Ｓinの異なる２つの指令が存在することになるが、例えば中性点電位制御パラメータαiは中性点電位を上昇させる指令、Ｓinは中性点電位を下降させる指令だったとしても、それらの指令の割合によって最終的に中性点電位の上昇、下降を行うかが決定される。また、どちらの指令も中性点電位を上昇させる旨の指令だったとしても、それが急激に上昇させるべきか、ゆっくり上昇させるべきかを、２つの指令より判断することができる。
【００５６】
尚、この中性点電位制御回路１６は入力される差電圧Ｖdifの変化に応じて指令発生回路１５へ指令Ｓinを出力するが、差電圧Ｖdifの大きさの他に差電圧Ｖdifの時間変化、運転周波数に対する変化等も考慮に入れた計算を行い、指令Ｓinを出力するようにしても良い。
【００５７】
本実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置では、ＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差量だけではなく、中性点電位と基準電圧との差をも考慮して中性点電位の制御を行うようにしているので、より高精度な中性点電位の制御を行うことが可能となる。
【００５８】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、ＰＷＭ周期中の中性点電流の偏差を検出し、この偏差量に基づいて中性点電位の制御を行うことにより、ＰＷＭ周期中で中性点電流が変動した場合でも、中性点電位を精度良く制御できる中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の構成を示す回路図である。
【図２】中性点電流が変動している場合の中性点電位の変動を表す図である。
【図３】中性点電位の変動を抑制するための制御を表す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において用いられる減算器１７、中性点電位制御回路１６、指令発生回路１５を示す図である。
【図５】中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の回路図である。
【図６】中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置のベクトル図である。
【図７】従来の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において中性点電位制御を行うための回路例である。
【図８】中性点電流がＰＷＭ周期中において一定である場合の中性点電位の変動を表す図である。
【符号の説明】
１ コントローラ
２ 電流検出回路
３ 直流電源
４ 中性点電流検出回路
５ 指令発生回路
１１、１２ 分圧コンデンサ
１５ 指令発生回路
１６ 中性点電位制御回路
１７ 減算器
７１ 減算器
７２ 中性点電位制御回路
１０１〜１１２ スイッチング素子
２０１〜２１２ フリーホイールダイオード
３０１〜３０６ クランプダイオード
Claims (5)
- 直流母線の正負間に直列に接続されたコンデンサの中性点電位を直流母線電圧の２分の１とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、
中性点を流れる中性点電流の電流値を検出する中性点電流検出回路と、
前記中性点電流検出回路により検出されたＰＷＭ周期中の、前記中性点に流れ込む量と前記中性点から流れ出る量の差である中性点電流の偏差量に基づいて、中性点電位が直流母線電圧の２分の１に近づくように、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出し中性点電位制御指令として出力する指令発生回路と、
前記中性点電位制御指令に基づいてスイッチング素子を制御するためのゲート信号を変化させるコントローラと、
を備えたことを特徴とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置。 - 直流母線の正負間に直列に接続されたコンデンサの中性点電位を直流母線電圧の２分の１とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、
ある特定のベクトルを出力した際に中性点に接続される相電流を検出することにより中性点電流の予測電流値を算出する中性点電流算出手段と、
前記中性点電流算出手段により算出された、前記中性点に流れ込む量と前記中性点から流れ出る量の差である中性点電流の偏差量に基づいて、中性点電位が直流母線電圧の２分の１に近づくように、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出し中性点電位制御指令として出力する指令発生回路と、
前記中性点電位制御指令に基づいてスイッチング素子を制御するためのゲート信号を変化させるコントローラと、
を備えたことを特徴とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置。 - 直流母線の正負間に直列に接続されたコンデンサの中性点電位を直流母線電圧の２分の１とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、
中性点を流れる中性点電流の電流値を検出する中性点電流検出回路と、
中性点電位と直流母線電圧の２分の１の電圧である基準電圧との差を算出して、差電圧として出力する減算器と、
前記減算器により検出された差電圧が、予め設定された設定値以上となった場合に、中性点電位を制御するための指令を出力する中性点電位制御回路と、
前記中性点電流検出回路により検出されたＰＷＭ周期中の、前記中性点に流れ込む量と前記中性点から流れ出る量の差である中性点電流の偏差量および前記中性点電位制御回路から出力された指令に基づいて、中性点電位が直流母線電圧の２分の１に近づくように、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出し中性点電位制御指令として出力する指令発生回路と、
前記中性点電位制御指令に基づいてスイッチング素子を制御するためのゲート信号を変化させるコントローラと、
を備えたことを特徴とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置。 - 直流母線の正負間に直列に接続されたコンデンサの中性点電位を直流母線電圧の２分の１とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、
ある特定のベクトルを出力した際に中性点に接続される相電流を検出することにより中性点電流の予測電流値を算出する中性点電流算出手段と、
中性点電位と直流母線電圧の２分の１の電圧である基準電圧との差を算出して、差電圧として出力する減算器と、
前記減算器により検出された差電圧が、予め設定された設定値以上となった場合に、中性点電位を制御するための指令を出力する中性点電位制御回路と、
前記中性点電流算出手段により算出された、前記中性点に流れ込む量と前記中性点から流れ出る量の差である中性点電流の偏差量および前記中性点電位制御回路から出力された指令に基づいて、中性点電位が直流母線電圧の２分の１に近づくように、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出し中性点電位制御指令として出力する指令発生回路と、
前記中性点電位制御指令に基づいてスイッチング素子を制御するためのゲート信号を変化させるコントローラと、
を備えたことを特徴とする中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置。 - 前記指令発生回路が、前記中性点電流検出回路により検出されたＰＷＭ周期中の中性点に流れ込む量と流れ出る量の差である中性点電流を用いて、ＰＷＭ周期の前半分の期間における中性点電流の平均電流をＩｓ、後半分の期間における中性点電流の平均電流をＩｅとした場合の、Ｉｅ／Ｉｓの値を中性点電位制御パラメータとして、電流の極性によって該中性点電位制御パラメータを前記中性点電位制御指令に乗算または除算する回路をさらに備えている請求項１から４のいずれか１項記載の中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置。
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