JP4286290B2 - 信号経路からの高調波信号の減結合 - Google Patents

Description

本発明は、電気回路又は電気機械回路における信号経路からの高調波信号の減結合に関するものであり、特に、入力信号とは異なる信号の調波である高調波信号の入力信号からの減結合に関する。

発明の背景
誘導電動機の場合、ロータはステータに取り付けられ、空隙によってステータから分離される。誘導電動機の動作期間において、ステータの巻き線に供給される交流は、ロータの巻き線に電流を誘導する。磁気材料の飽和に起因して、ステータからの漏れインダクタンスは、ロータ磁束が存在しない領域よりもロータ磁束が回転する領域における方が小さい。ロータ磁束の方向は直軸（ｄ軸）に関連するので、横軸（ｑ軸）漏れインダクタンスはｄ軸漏れインダクタンスよりも小さい。

ロータ・インダクタンスの変動に基づいて誘導機械の動作を制御することは公知である。パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ制御型電動機と共に使用するために提案された少なくとも１つの公知の方法においては、電動機に対する変動信号が、同期して回転する基準フレームに注入される。変動信号は、通常動作のために電動機が必要とする電圧に加わる、例えば数百ヘルツのオーダーの高周波電圧又は高周波電流である。次いで、磁束軸と直交軸との間のインピーダンス差が観察される。高周波電圧又は電流の大きさは、磁束角速度及び位置を予測するＰＩ（比例積分）コントローラを駆動することができる誤差信号として用いられる。漏れインダクタンスが最小である予測ｄ軸に高周波信号が注入されると、高周波電流は最大であるはずである。直交軸においては、最大インダクタンスの領域に対応して高周波電流はゼロであるはずである。

例えば、図１で２０の番号が付された１つの公知のコントローラ構成においては、高周波制御信号は磁束角速度及び磁束角度を予測する際の誤差信号として用いられる。静止基準フレームにおける電動機ステータ電流ｉ_α、ｉ_βは、ブロック２２において、予測磁束基準フレームへ変換される。この予測磁束基準フレームは角速度ω_ｅと同期して回転している。電流ｉ_ｑｍは、トルク電流の値に対応するＤＣ成分と、ブロック２６で注入された注入電圧に対応する高周波成分とを有する。注入電圧信号は、ω_ｅと機械のベクトル制御に用いられるステータ磁束角度θｅとを予測するために用いられる。これらの公知の成分に加えて、ｉ_ｑｍは、不完全な不感時間補償に起因する６ω_ｅの成分と、ｉ_α、ｉ_βの測定の際の利得の不平衡に起因する２ω_ｅの成分とを含み得る。また、電流センサ・オフセットが適切に補償されてはいないならば、ステータ周波数ω_ｅでの成分が存在し得る。

これらの不要な成分と注入からのＤＣ成分とを除去するために、注入周波数ω_ｉに同調されたバンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）２４が設けられる。しかし、ＢＰＦ２４が過度の選択性を有すると（すなわち、大きなクオリティ・ファクタＱを有すると）、予測ブロックの動的性能を低下させてしまう。そこで、多くの構成においては、動的な理由から、１よりも小さいクオリティ・ファクタＱを用いる。したがって、ｉ_ｑｍの不要な高調波が依然として信号経路に導入される可能性がある。

一般に、こうした高調波成分を除去するためにオープン・ループ構成が用いられる。例えば、高調波成分

及び

が以下に述べるように決定され、加算器２８、３０によって取り除かれる。その結果の信号はローパス・フィルタ（ＬＰＦ）３２によって実質的にＤＣ成分へ平均化される。その結果の信号は比例積分器（ＰＩ）又はレギュレータ３４を通過する。加算器３６によって磁気角速度ω_{ｅ−ｅｓｔ}の予測値が加算される。この予測値は、スリップ角速度予測値ω_{ｓｌｉｐ−ｅｓｔ}とロータ速度予測値ω_{ｒ−ｅｓｔ}とを用いてベクトル制御システム（図示せず）から取得される。その結果であるω_ｅは積分器３８によって積分され、機械のベクトル制御で使用されるステータ磁束角度θｅが得られる。

成分

は、振幅

及びその位相シフト

を電動機の動作トルクの関数として注意深くマッピングすることによって取得される。このマッピングにはかなりの時間を要する。さらに、高調波成分は、考慮するのが困難な変数（例えば、電動機温度、インバータ温度）の関数として変動し得る。こうして、結果の精度が悪影響を受ける。

発明の概要
１つの実施の形態において、本発明は、入力信号とは別の信号に関する高調波である高調波信号を入力信号から分離するための方法に関する。この方法は、別の信号の角度位置と高調波を表す値とを乗算して角度位置の倍数を得ることを含む。入力信号と角度位置の倍数の正弦とを乗算して第１積信号を求める。入力信号と角度位置の倍数の余弦とを乗算して第２積信号を求める。第１積信号と第２積信号とをフィルタリングしてＤＣ余弦信号とＤＣ正弦信号とを求める。ＤＣ余弦信号は角度位置の倍数の正弦の２倍と乗算されて第１補正信号が求まる。ＤＣ正弦信号は角度位置の倍数の余弦の２倍と乗算されて第２補正信号が求まる。これらの補正信号は入力信号から減算される。

他の実施の形態において、本発明は、入力信号とは別の信号に関する第Ｎ高調波である高調波信号を入力信号から分離するシステムに関する。このシステムは、別の信号の角度位置にＮを乗算して角度位置の倍数を得る乗算器を含む。第１正弦乗算器は、入力信号と角度位置の倍数の正弦とを乗算して第１積信号を求める。第１余弦乗算器は、入力信号と角度位置の倍数の余弦とを乗算して第２積信号を求める。第１フィルタは、第１積信号をフィルタリングして第１ＤＣ信号を求める。第２フィルタは、第２積信号をフィルタリングして第２ＤＣ信号を求める。第２正弦乗算器は、第１ＤＣ信号と角度位置の倍数の正弦の２倍とを乗算して第１補正信号を求める。第２余弦乗算器は、第２ＤＣ信号と角度位置の倍数の余弦の２倍とを乗算して第２補正信号を求める。加算器はこれらの補正信号を入力信号から減算する。

別の実施の形態において、電動機の磁束角速度に関する第Ｎ高調波である高調波信号を電動機への入力電流号から分離する方法が記述される。この方法は、磁束角速度を積分して磁束角度位置を求めることを含む。磁束角度位置はＮと乗算されて角度位置の倍数を求める。入力電流と角度位置の倍数の正弦とを乗算して第１積信号を求める。入力電流と角度位置の倍数の余弦とを乗算して第２積信号を求める。第１積信号と第２積信号とをフィルタリングしてＤＣ余弦信号とＤＣ正弦信号とを求める。ＤＣ余弦信号と角度位置の倍数の正弦の２倍とを乗算して第１補正信号を求める。ＤＣ正弦信号と角度位置の倍数の余弦の２倍とを乗算して第２補正信号を求める。これら補正信号を入力信号から減算する。

他の実施の形態において、電動機を制御するための制御システムは、制御信号を電動機に対する入力電流に注入するパルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラを備える。比例積分（ＰＩ）コントローラは制御信号によって駆動され、電動機の磁束角速度を予測する。積分器は予測磁束角速度を積分して磁束角度位置を予測する。高調波減結合ブロックは予測磁束角度位置を用いて、予測磁束角速度に関する高調波である高調波信号を表す複数の補正信号を求め、補正信号を入力電流から減算して高調波信号を入力電流から分離する。

更に別の実施の形態において、電動機を制御する方法は、制御信号を電動機に対する入力電流に注入して比例積分（ＰＩ）コントローラを駆動し、電動機の磁束角速度を予測することを含む。予測磁束角速度は積分されて磁束角度位置が求まる。予測磁束角度位置を用いて、予測磁束角速度に関する高調波である高調波信号を表す複数の補正信号を求める。補正信号を入力電流から減算して高調波信号を入力電流から分離する。

更に他の実施の形態において、電動機装置は、電動機と制御信号を電動機に注入するコントローラとを備える。電動機装置は、制御信号によって駆動されて電動機の磁束角速度を予測する比例積分（ＰＩ）コントローラと、予測磁束角速度を積分して磁束角度位置を予測する積分器と、予測磁束角度位置を用いて、予測磁束角速度に関する高調波である高調波信号を表す複数の補正信号を求め、補正信号を入力電流から減算して高調波信号を入力電流から分離する高調波減結合ブロックとを備える。

本発明の更なる応用可能領域は以下に提供される詳細な説明から明らかになるであろう。理解されるように、本発明の好ましい実施の形態を示す詳細な説明と特定の例は単なる例示のためであり、発明の範囲を限定することを意図しない。本発明は、詳細な説明と添付の図面から一層十分に理解できるであろう。

発明の詳細な説明
種々の実施の形態についての以下の説明は本質的に単なる例示であり、発明、応用又は使用を限定するものではない。本発明の実施の形態は誘導電動機及び誘導電動機制御システムとの関連で記述されているが、理解されるように、本発明はそれに限られるものではない。実施の形態は、信号経路から高調波信号を分離することが望ましい多くの異なる形式の電気回路又は電気機械回路と結合して使用するよう意図されている。

本発明の１つの実施の形態に係る電動機装置は参照数字５０によって図２に示されている。例えば誘導電動機である電動機５４はパルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラ５８によって制御される。コントローラ５８は、後述する高周波信号が注入されるステータ磁束位置予測器１００を備える。電動機ステータ入力電流ｉ_α、ｉ_βがステータ磁束位置予測器１００へ入力される。ステータ磁束位置予測器１００はベクトル制御システム６２によって使用するためにステータ磁束位置θ_ｅを予測する。ベクトル制御システム６２は、電動機５４に対する３相電流を駆動するＰＷＭインバータ６６に制御ベクトルを入力する。後述するように、ステータ磁束位置予測器１００はベクトル制御システム６２によって出力される磁束角速度ω_{ｅ−ｅｓｔ}の予測値を用いてステータ磁束位置θ_ｅを予測する。

図３に、ステータ磁束位置予測器１００が詳細に図示されている。本発明の若干の構成においては、また図３を参照すると、後述の１個以上の高調波減結合ブロックの使用により、１つ以上の高調波がステータ磁束位置予測器１００において除去又は低減される。静止基準フレームにおける電動機ステータ入力電流ｉ_α、ｉ_βは、ブロック１２２において、角速度ω_ｅに同期して回転している予測磁束基準フレームへ変換される。電流ｉ_ｑｍがバンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）１２４によってフィルタリングされて電流ｉ_ｑｍ−ＢＰＦを生成する。

後述するように、１つ以上の高調波信号を１つ以上の減結合ブロック１０２によって信号ｉ_ｑｍ−ＢＰＦから分離することができる。各減結合ブロックはその関連の乗算器１０３から入力を受け取る。注入周波数ｃｏｓω_ｉｔが乗算器１２６において注入される。その結果の信号がローパス・フィルタ（ＬＰＦ）１３２によってフィルタリングされて実質的にＤＣ成分になり、その結果が比例積分器（ＰＩ）コントローラ又はレギュレータ１３４を通過する。磁束角速度ω_{ｅ−ｅｓｔ}の予測値が加算器１３６によって加算される。この予測値は、スリップ角速度予測値ω_{ｓｌｉｐ−ｅｓｔ}とロータ速度予測値ω_{ｒ−ｅｓｔ}とを用いてベクトル制御システム６２から取得される。その結果である磁束角周波数ω_ｅは積分器１３８によって積分され、電動機５４のベクトル制御においてベクトル制御システム６２によって使用されるステータ磁束角度θ_ｅが得られる。磁束角度θ_ｅは変換ブロック１２２へフィードバックされ、また、１つ以上の乗算器１０３を介して１つ以上の高調波減結合ブロック１０２へフィードバックされる。

図３に示すように、第Ｎ高調波減結合ブロック１０２は角速度ω_ｅを表す信号に関する第Ｎ高調波である信号を分離するために使用される。電流ｉ_ｑｍ−ＢＰＦは、少なくとも１つの高調波減結合ブロック１０２に入力電流として印加されるが、図４には高調波減結合ブロック１０２の一つが図示されている。電流ｉ_ｑｍ−ＢＰＦは例えば

として表すことができる。ただし、ｉ_ｉｎｊｃｏｓ（ω_ｉｔ＋φ_ｉ）は注入された周波数の有用な情報を表し、Ａｓｉｎ（６ω_ｅｔ＋φ_６）はブロック１３６で出力される磁束角周波数信号ω_ｅに関する不要な第６高調波を表し、Ｂｓｉｎ（２ω_ｅｔ＋φ_２）は信号ω_ｅに関する不要な第２高調波を表す。図４に示す例示のブロック１０２は第６高調波を分離するように構成されている。乗算器１０３において、磁束角度θ_ｅフィードバック信号が高調波値と乗算され、６θ_ｅ即ち６ω_ｅｔが得られる。入力電流ｉ_ｑｍ−ＢＰＦは並列に乗算器２０４においてｓｉｎ６ω_ｅｔと、乗算器２０８においてｃｏｓ６ω_ｅｔと乗算される。乗算器２０４は信号

を生成し、この信号はローパス・フィルタＬＰＦ１でフィルタリングされて実質的にＤＣの信号（Ａ／２）ｃｏｓ（φ_６）が得られる。同様に、乗算器２０８での乗算とローパス・フィルタＬＰＦ２を用いてのフィルタリングとによって、信号（Ａ／２）ｓｉｎ（φ_６）が求まる。フィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２はバターワース・フィルタやチェビシェフ・フィルタのような従来のフィルタであり、ｉ_ｉｎｊにおいて期待される信号の最大振幅にしたがって構成された極を有する。乗算器２１２、２１４での２ｃｏｓ（６ω_ｅｔ）及び２ｓｉｎ（６ω_ｅｔ）による乗算の後、２つの補正信号、すなわち、Ａｃｏｓφ_６ｓｉｎ６ω_ｅｔ及びＡｓｉｎφ_６ｃｏｓ６ω_ｅｔが求まる。補正信号は加算器２１６でi_ｑｍ−ＢＰＦから減算されて信号ｉ_ｑｍ−ｃｏｒｒを生じる。なお、

である。こうして、不要な第６高調波Ａｓｉｎ（６ω_ｅｔ＋φ_６）が信号ｉ_ｉｎｊｃｏｓ（ω_ｉｔ＋φ_ｉ）＋Ｂｓｉｎ（２ω_ｅｔ＋φ_２）から分離される。同様にして、Ｎ＝２の場合、他の減結合ブロック１０２及びその関連の乗算器１０３を用いて、信号Ｂｓｉｎ（２ω_ｅｔ＋φ_２）を有用な信号ｉ_ｉｎｊｃｏｓ（ω_ｉｔ＋φ_ｉ）から分離する。

不感時間補償に起因する第６高調波成分を分離する本発明の構成の有効性が試験された。高い電動機動作周波数においては、この成分は注入成分に近く、注入信号に含まれる有用な情報と干渉し得る。この成分は有効に分離された。本発明の若干の構成においては、第６高調波成分を分離するのに使用したのと同じ回路を用いて、注入成分信号との干渉を更に低減するため、周波数ｆ_ｉ６＝ｆ_ｉ±ｆ_６ｅを持つ追加の高調波成分が分離される。

有利なことに、本発明の構成は減結合回路の特別なマッピング又は同調を必要としない。必要とみなされる数の高調波減結合ブロックをカスケード接続して不要高調波の影響を低減することができる。これらのブロックで導入される遅延は構成によっては最小であり、減結合ブロックのパラメータのマッピングは不要である。

理解されるように、本発明の構成は、センサレス制御アルゴリズムの迅速な同調と、インバータ間のパラメータ変動及び温度変動に対する不感性を提供する。さらに、同期基準フレーム・フィルタとは違って、本発明の実施の形態は作動のために完全な３相信号シーケンスを必要としない。高調波信号は、振幅及び／又は位相の先験的な知識無しに分離され得る。また理解されるように、有利なことに、本発明の種々の構成は特別なマッピングや同調を必要としない。本発明の実施の形態は、周波数の多くの成分スペクトルから信号を分離すべきであるいずれの場合であっても、広範な応用において利用可能である。

以上の説明から当業者であれば理解するように、本発明の広い技術は色々な形態で実現され得る。したがって、本発明は特定の例との関係で説明されてきたが、発明の真の範囲はそれに限定されるべきではない。図面、明細書及び特許請求の範囲を研究すると、当業者には他の修正が明らかになるからである。

ステータ磁束位置を予測するための公知の構成の図である。 本発明の１つの実施の形態に係る電動機装置の図である。 本発明の１つの実施の形態に係るステータ磁束位置を予測するための制御システムの図である。 本発明の１つの実施の形態に係る高調波減結合ブロックの図である。

Claims (11)

1. 電動機の磁束角速度に関する第Ｎ高調波である高調波信号を前記電動機へ入力される電流から分離する方法であって、
   前記磁束角速度を積分して磁束角度位置を求める段階と、
   前記磁束角度位置にＮを乗算して角度位置の倍数を求める段階と、
   前記入力電流と前記角度位置の倍数の正弦とを乗算して第１積信号を求める段階と、
   前記入力電流と前記角度位置の倍数の余弦とを乗算して第２積信号を求める段階と、
   前記第１積信号と前記第２積信号とをフィルタリングしてＤＣ余弦信号とＤＣ正弦信号とを求める段階と、
   前記ＤＣ余弦信号と前記角度位置の倍数の前記正弦の２倍とを乗算して第１補正信号を求める段階と、
   前記ＤＣ正弦信号と前記角度位置の倍数の前記余弦の２倍とを乗算して第２補正信号を求める段階と、
   前記補正信号を前記入力電流から減算する段階と、
   を備える方法。
2. 前記入力電流が２つ以上の高調波信号を含み、前記高調波信号のそれぞれに対して実行される、請求項１に記載の方法。
3. 電動機を制御するための制御システムであって、
   制御信号を前記電動機に対する入力電流に注入するパルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラと、
   前記制御信号によって駆動され、前記電動機の磁束角速度を予測する比例積分（ＰＩ）コントローラと、
   予測磁束角速度を積分して磁束角度位置を予測する積分器と、
   予測磁束角度位置を用いて、予測磁束角速度に関する高調波である高調波信号を表す複数の補正信号を求め、前記補正信号を前記入力電流から減算して前記高調波信号を前記入力電流から分離する高調波減結合ブロックと、
   を具備し、
   前記高調波減結合ブロックが、
   前記予測磁束角度位置と前記高調波信号の高調波を表す定数とを乗算して角度位置の倍数を求める乗算器と、
   前記入力電流と前記角度位置の倍数の正弦とを乗算して第１積信号を求める第１正弦乗算器と、
   前記入力電流と前記角度位置の倍数の余弦とを乗算して第２積信号を求める第１余弦乗算器と、
   前記第１積信号をフィルタリングして第１ＤＣ信号を求める第１フィルタと、
   前記第２積信号をフィルタリングして第２ＤＣ信号を求める第１フィルタと、
   前記第１ＤＣ信号と前記角度位置の倍数の前記正弦の２倍とを乗算して前記補正信号のうちの第１補正信号を求める第２正弦乗算器と、
   前記第２ＤＣ信号と前記角度位置の倍数の前記余弦の２倍とを乗算して前記補正信号のうちの第２補正信号を求める第２正弦乗算器と、
   前記補正信号を前記入力電流から減算する加算器と、
   を備える制御システム。
4. 対応する高調波信号をそれぞれ前記入力電流から分離する複数の高調波減結合ブロックをさらに備える、請求項３に記載の制御システム。
5. 前記定数が、１、２、６及びその倍数からなる群から選択される、請求項３に記載の制御システム。
6. 電動機を制御する方法であって、
   制御信号を前記電動機に対する入力電流に注入して比例積分（ＰＩ）コントローラを駆動し、前記電動機の磁束角速度を予測する段階と、
   予測磁束角速度を積分して磁束角度位置を予測する段階と、
   予測磁束角度位置を用いて、前記予測磁束角速度に関する高調波である高調波信号を表す複数の補正信号を求める段階と、
   前記補正信号を前記入力電流から減算して前記高調波信号を前記入力電流から分離する段階と、
   前記予測磁束角度位置に前記高調波信号の高調波を表す定数を乗算して角度位置の倍数を求める段階と、
   前記入力電流と前記角度位置の倍数の正弦とを乗算して第１積信号を求める段階と、
   前記入力電流と前記角度位置の倍数の余弦とを乗算して第２積信号を求める段階と、
   前記第１積信号をフィルタリングして第１ＤＣ信号を求め、前記第２積信号をフィルタリングして第２ＤＣ信号を求める段階と、
   前記第１ＤＣ信号と前記角度位置の倍数の前記正弦の２倍とを乗算して前記補正信号のうちの第１補正信号を求める段階と、
   前記第２ＤＣ信号と前記角度位置の倍数の前記余弦の２倍とを乗算して前記補正信号のうちの第２補正信号を求める段階と、
   を備える方法。
7. 複数の高調波信号を前記入力電流から分離する段階をさらに備える、請求項６に記載の方法。
8. ＰＷＭコントローラを用いて実行される、請求項６に記載の方法。
9. 電動機と、該電動機に対する入力電流に制御信号を注入するコントローラとを備える電動機装置であって、
   前記制御信号によって駆動され、前記電動機の磁束角速度を予測する比例積分（ＰＩ）コントローラと、
   予測磁束角速度を積分して磁束角度位置を予測する積分器と、
   予測磁束角度位置を用いて、予測磁束角速度に関する高調波である高調波信号を表す複数の補正信号を求め、前記補正信号を前記入力電流から減算して前記高調波信号を前記入力電流から分離する高調波減結合ブロックと、
   を具備し、
   前記高調波減結合ブロックが、
   前記予測磁束角度位置と前記高調波信号の高調波を表す定数とを乗算して角度位置の倍数を求める乗算器と、
   前記入力電流と前記角度位置の倍数の正弦とを乗算して第１積信号を求める第１正弦乗算器と、
   前記入力電流と前記角度位置の倍数の余弦とを乗算して第２積信号を求める第１余弦乗算器と、
   前記第１積信号をフィルタリングして第１ＤＣ信号を求める第１フィルタと、
   前記第２積信号をフィルタリングして第２ＤＣ信号を求める第１フィルタと、
   前記第１ＤＣ信号と前記角度位置の倍数の前記正弦の２倍とを乗算して前記補正信号のうちの第１補正信号を求める第２正弦乗算器と、
   前記第２ＤＣ信号と前記角度位置の倍数の前記余弦の２倍とを乗算して前記補正信号のうちの第２補正信号を求める第２正弦乗算器と、
   前記補正信号を前記入力電流から減算する加算器と、
   を備える電動機装置。
10. 複数の高調波減結合ブロックを備え、それぞれの前記高調波減結合ブロックが前記入力電流から対応の高調波信号を分離する、請求項９に記載の電動機装置。
11. 前記定数が、１、２、６及びその倍数からなる群から選択される、請求項９に記載の電動機装置。

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