JP4276380B2 - オーディオコンプレッサ用のピーク−ピーク検出回路および音量制御システム - Google Patents
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Description
関連出願
本出願は、1997年12月8日に「オーディオコンプレッサ用のピーク−ピーク信号検出器(PEAK TO PEAK SIGNAL DETECTOR FOR AUDIO COMPRESSOR)」という名称で出願された仮出願番号60/067、807号に関連するもので、その内容はすべて参照するために本明細書中に組み込まれている。
【0002】
産業上の利用分野
本発明は、一般的にはオーディオ信号を検出するための信号検出装置を具えたオーディオシステムの分野に関するものであり、さらに具体的にはデュアル(二重)チャンネルL+Rオーディオ信号を検出するためのピーク−ピーク信号検出器に関するものである。
【0003】
従来の技術
米国におけるテレビジョン用の多チャンネルまたはステレオ音声プログラムの放送は、電子工業会(EIA:Electonic Industries Association)の放送システム・テレビジョン委員会(BTSC:Broadcast System Television Committee)で採用されたシステムに従っている。このテレビジョン多チャンネル音声システムは、以前はモノラル音声用オーディオ信号(モノ)によって占められていたテレビジョン信号のスペクトル空間にある主オーディオチャンネルの左および右のステレオ・オーディオ情報の和(L+R)を伝送している。これは、新しいステレオ信号が既存のモノラル音声用テレビジョン受像機とコンパチブル(両立性)となるように行われたものである。テレビジョン多チャンネル音声システムは、また、副搬送波上に変調された左および右のステレオ・オーディオ情報の差(L−R)を伝送している。
【0004】
高忠実度VHFビデオテープおよびレーザーディスクを含むメディア上に記録(録音)された大音響効果と共同して、テレビジョン受像機のような今日の消費者用電子オーディオユニットで採用されている大きな多チャンネル音声システムは、広いダイナミック・レンジ特性を持った音声信号を与えることができる。このようなシステムのダイナミック・レンジの可能性は、今日市販されている家庭劇場用オーディオ/ビデオシステムにおける魅力的な特徴であり、一般に視聴者(リスナー)のあらゆる質、楽しみに貢献するものである。しかしながら、このことは一般的には真実であると言えるが、大きな振幅の過渡的な変化を伴う信号を含む音声は乱れを生じさせる可能性があり、また過大なノイズを生じさせる可能性がある。これは、例えば子供の就寝中のようなある場合には極めて好ましくないことである。驚くことではないが、このような状況の下では、音声信号の範囲全体にわたる広いダイナミック・レンジ性能を制限するために自動ダイナミック音量(ボリューム)制御圧縮システムを含むことが望ましい。従って、このようなダイナミック音量(ボリューム)制御プロセスを実行するために、先ず最初にこのような正負の振幅のオーディオ信号を正確に検出し、追従(トラッキング)する必要がある。
【0005】
ピーク信号検出器はオーディオ信号に関連するピーク振幅を検出するために使用され、また大振幅の過渡信号を表わす大音響を制限するように音量(ボリューム)設定を制御するために使用される検出器電圧を供給するために使用される。しかしながら、オーディオ信号は大抵の場合非対称である。従って、オーディオ(AC)信号の一部の部分についてのみ試験および検出を行うと、非常に小さい(または非常に大きい)ピークが検出されることになり、検出すべき過渡信号振幅を正確に表わすものとならない。このことは、ACオーディオ信号を検出するために正ピーク検出器が使用されておれば、正の過渡信号のみの検出が行われることになる。負方向の振れの過渡信号に対しては、正ピーク検出器はこれらの負の過渡信号を検出することは不可能であるから、大音響信号が受信されてテレビジョン受像機ユニットで拡大されることが認められ、そのことにより、リスナー(視聴者)は不所望に過大な音響のオーディオ信号を感知することになる。正方向および負方向の両方向の過渡AC信号を検出するために両極性の信号振幅を検出する精密整流器および増幅器を使用することもできる。しかしながら、このような整流器は多少複雑になる傾向があり、その機能を実行させるために比較的多数の電子素子を必要とする。これは、今日の過当競争の市場でテレビジョン受像機のような大衆消費者向け電子装置に組み込まれる回路として好ましくない性質である。このような理由から、テレビジョンの製造業者は、広いダイナミック・レンジのオーディオを制限するダイナミック音量(ボリューム)制御処理を行うために、正負両方向のオーディオ信号の振幅を正確に検出するための、安価で信頼性の高い代替装置を探し求めている。
【0006】
本発明によれば、オーディオシステムで使用するためのピーク−ピーク検出回路は、L+Rの(AC)オーディオ信号を受信する入力端子と、前記入力L+RのACオーディオ信号に対応する時間対振幅関係を有する可変DC電圧を発生するためにキャパシタと直列の抵抗に従続的に結合された出力端子とを具えた第1の増幅器を含んでいる。基準電位点に結合された陽極と前記キャパシタに結合された陰極とを有するクランピング・ダイオードは、前記可変DC電圧に関連する負方向の振幅の振れを予め設定された最小値に制限するように動作する。前記クランピング・ダイオードの陰極に結合された陽極と第2のキャパシタに結合された陰極とを有し、前記可変DC電圧の振幅に応答して前記第2のキャパシタを充電する整流ダイオードは、前記L+Rオーディオ信号のピーク−ピーク振幅に比例するDC出力信号を発生するように動作する。検出回路は、さらに、前記整流ダイオードの陰極における電圧値に応答して前記DC出力電圧を最大値にクランプするクランピング回路を含んでいる。
【0007】
発明の実施の形態
図1は、本発明の譲り受け人であるトムソン コンシユーマ エレクトロニクス インコーポレイテツド(Thomson Consumer Electronics Inc.)製のMM101オーディオシステムのようなテレビジョン受像機のオーディオ圧縮システム用の本発明による検出回路10を示す。全図面を通じて同じ参照番号は同じ部品を表すために使用されていることに注意する必要がある。また、図1は本発明の検出回路の実際の制作例に対応する抵抗性および容量性の各回路素子に関連する電源電圧、素子の値を示しているが、これらの値は単なる一例であって、特定の応用(適用)例に関連する要求に従って素子の値、電源電圧を調整し得ることは当業者には明らかなことである。
【0008】
図1に示すように、検出回路10は、プロセッサ・モジュール20からの多チャンネル音声信号出力であるL+Rオーディオ信号成分(すなわち、AC信号)に応答して出力端子90にDC出力信号100を生成するピーク−ピーク検出器である。DC出力信号100の振幅は、Lチャンネル入力オーディオ信号とRチャンネル入力オーディオ信号のピーク−ピーク振幅の和に比例している。大抵のオーディオ波形の正部分と負部分は非対称であるから、ピーク−ピーク検出回路は入力L+RのACオーディオ信号の上記正部分と負部分の両方を検出するように動作する。従って、検出回路10は、有効で且つ低コストの検出器を提供するように最少数の電子素子を使用して正方向と負方向の両方の過渡振幅を検出するように動作することができる。検出器の出力は、オーディオシステムの音量(ボリューム)制御の設定を制御するために、このオーディオシステムのマイクロプロセッサによってサンプリングされる。
【0009】
さらに図1を参照すると、左(L)および右(R)のステレオ・オーディオチャンネルは、それぞれ抵抗R1、R2を経てAC演算増幅器U1−Aの非反転入力すなわち加算入力(ピン2)に供給される。増幅器U1−Aの反転入力(ピン3)は抵抗R5を経て電圧源VPに結合されている。増幅器U1−Aの出力端子1の出力信号は信号L+Rの反転された和からなる。増幅器U1−Aの出力端子1と非反転入力端子2との間には抵抗R6が結合されていて、この増幅器が線形動作するように負帰還を与えている。出力端子1はまた抵抗R3の第1の端子に結合されており、その第2の端子はキャパシタC1の正端子に結合されている。従って、抵抗R3とキャパシタC1は互に直列に結合されている。クランピング・ダイオードCR1の陰極はキャパシタC1の負端子に結合されており、その陽極は基準電位点すなわち接地電位点に結合されている。
【0010】
(L+R)信号は抵抗R3とキャパシタC1を通過し、そこでダイオードCR1によってクランプされる。R3とC1のRC組合わせおよびクランピング・ダイオードCR1からなるクランピング回路は、強制的に(L+R)信号の負部分が常に基準電位(すなわち、接地電位)よりも1ダイオード電圧降下分低い電圧で動作するようにする。図示のように、接続点(ノード)80における(L+R)信号は、オシロスコープ上で観察されるように、ここではDCオフセットされている点を除いて元のオーディオ信号と実質的に同じ時間対振幅関係を持った可変DC信号である。接続点80における信号は、−0.6VDC(1ダイオード電圧降下分に相当する)の最小電圧と、LとRの信号のピーク−ピーク振幅から上記ダイオードの電圧降下を差し引いた最大電圧を持っている。これにより、可変DC電圧信号40に関連する負方向の振幅の振れを予め設定された最小値である−0.6Vに制限する。
【0011】
接続点80におけるダイオードCR1のクランピング回路構成と、並列のキャパシタC2と抵抗R4とを含む時定数回路30を構成する接続点90におけるDC検出器の出力との間にダイオードCR2が結合されている。接続点80の電圧が接続点90の電圧よりも1ダイオード電圧降下分超過すると、接続点80における可変DC信号40はダイオードCR2を通過してキャパシタC2を充電する。キャパシタC2の充電に関する時定数は主として抵抗R3の値によって決定される。入力オーディオ信号L+Rの振幅が0になると、キャパシタC2は時定数R4×C2に従って抵抗R4を経て放電する。L+R信号の正または負の過渡変化に急速応答するためには、キャパシタC2の充電時間はこのキャパシタC2の放電時間よりも相当に小さくなければならない。従って、抵抗R4が抵抗R3の対応する値よりも相当に大きくなるように、上記抵抗R3およびR4に関連する各値が選択される。このような抵抗の値により、検出器に対して代表的な多くの検出器の“高速アタック/低速ディケイ(高速開始/低速減衰)”特性を与えることができる。特定のシステムの要求に従って幾つかの抵抗/キャパシタの組合わせを使用することができるが、好ましい実施例では抵抗値の比(R4/R3)は20:1であることが望ましい。キャパシタC2の放電時間は、通常は抵抗R4に比して非常に高いマイクロプロセッサ110の入力インピーダンスによっても設定されることに注意する必要がある。従って、抵抗R4は主たる放電インピーダンスを呈することになる。
【0012】
図1と図3を参照すると、制限された高速アタック/低速ディケイDC検出器の電圧100はオーディオシステムのマイクロプロセッサ110のアナログ−ディジタル(A/D)変換器の入力に供給される。利得1の演算増幅器U1−BとダイオードCR3を含むクランピング回路50(図1)はDC出力信号100の最大振幅を予め設定された上限に制限またはクランプするように動作する。増幅器U1−Bの端子7の電圧出力はその反転入力(ピン5)の電圧によって設定される。この電圧は、2個の抵抗R7とR8の両端間のDC電源電圧VPを、上記抵抗R7とR8からなる分圧器による分圧により発生される。抵抗R7と並列関係で動作するキャパシタC3はフィルタとして作用する。従って、増幅器U1−Bのピン7における出力電圧はピン5における入力電圧によって固定され、接続点25に一定の電圧を発生する。
【0013】
クランピング・ダイオードCR3の陰極は出力のピン7に接続されており、その陽極は検出器の出力端子90においてCR2の陰極に接続されている。この構成は、検出器の出力電圧を、ピン7(すなわち接続点25)における電圧にダイオードCR3の両端間のダイオード電圧降下分を加えた電圧に相当する最大値にクランプまたは制限する。すなわち、接続点90における検出器の出力電圧が、増幅器U1−Bの出力電圧に1ダイオード電圧降下分を加えた電圧に達すると、ダイオードCR3が導通する。増幅器U1−Bは低インピーダンス装置であるから、検出器の出力は有効に制限される。好ましい実施例では、増幅器U1−Bとそれに関連する回路とからなるクランピング回路によって検出器の出力電圧の振幅は約5Vに制限される。この実施例では、増幅器U1−Bの出力は約4.3VDCに制限されているので、接続点90における検出器の電圧が4.3VDCに1ダイオード電圧降下分を加えた振幅に達すると、ダイオードCR3は導通する。このようにして、クランピング回路50は5VのDC電源電圧で動作するマイクロプロセッサ110内のA/D変換器を保護するように動作することができる。A/D変換器が5Vの動作電圧を超過する入力信号を受けることは望ましくないので、クランピング回路は、検出器の出力電圧を出力DC信号100を受けるように動作するプロセッサの動作電圧よりも大きくない電圧に制限するように作用する。
【0014】
図3を参照すると、A/D変換器は、5〜10ミリ秒の範囲の予め設定された時間期間内でDC検出器の電圧信号100をサンプリングする。次に、このマイクロプロセッサはサンプリングされた入力を使用して、前記サンプリングされた検出器の電圧振幅に基づいて処理の決定を行なう。プロセッサはこの決定を使ってMM110オーディオシステムのようなオーディオシステムの、マイクロコンピュータで制御される音量(ボリューム)制御部の音量(ボリューム)設定を制御する。すなわち、プロセッサはサンプリングされたDC信号電圧100の絶対値振幅を予め設定された閾値と比較して、その相対的な差に比例して音量(ボリューム)を減少または制御する。
【0015】
前述のように、大抵のオーディオ波形の振幅は非対称であるから、ピーク−ピーク検出器はそのACオーディオ信号の正部分、負部分の両方を検出するために使用される。図1の検出回路に注目すると、増幅器U1−Aのピン1から正方向の過渡変化が出力されると、この正方向の過渡変化はダイオードCR2を急速に順バイアスする。同様に、正方向のパルスが高い振幅を持っていると、キャパシタC2は急速に充電され、これによって比較的短期間で正方向の過渡パルスの検出が行なわれる。キャパシタC2が完全に放電されているときに、増幅器U1−Aのピン1に負方向の過渡パルスが出力されると、接続点80における電圧は接続点90における電圧を超過することはないので、ダイオードCR2は導通しない。従って、キャパシタC2を充電することにより、検出器は負方向の過渡変化に即時に応答しない。代わりに、ダイオードCR1が導通し、キャパシタC1を充電し始める。従って、負方向の過渡的変化の検出には、検出器がその出力にL+R信号のピーク−ピーク振幅に比例したDC信号の振幅を発生することができるように、キャパシタC1を充電するのに十分な時間期間のL+Rの波形の信号を必要とする。
【0016】
図2のA、図2のBおよび図2のCは上述の検出器の処理を表わす波形を概略的に示した図である。図1と共に図2のAを参照すると、波形1は2.5VのDCオフセットを含む4.5Vのピーク−ピーク信号を表わしている。波形2は0.2VのDCオフセットを含む2.4Vのピーク−ピーク信号である。これらの信号は、それぞれ右と左(RとL)のステレオ・オーディオチャンネルの信号を表わす。接続点80(図1)の可変DC出力信号は波形3として示されている各波形で表わされる。これは波形1と2のピーク−ピーク電圧の和である。図2のAの波形3は、制限回路50が消勢されているときの接続点80におけるDC可変電圧を表わす。従って、和の正ピーク電圧は+6.3Vであり、負ピーク電圧は−0.6Vに低下する。図2のBは、図1の+5Vの制限回路50が付勢されたときの図2のAの波形と同じ波形の組を示している。この場合、加算されたL+R信号の波形3のピークは、5.0Vのピークでクリップされるものとして示されており、5.6Vのピーク−ピーク電圧を持っている。CR1のこのクランピング回路は図2のAにも示すように、−0.6Vの最小電圧レベルを持っている。
【0017】
図2のCは、左および右のステレオ・オーディオチャンネル信号を表わす第2の組の入力波形を示し、この場合の各信号はDCオフセットを含まず、同じ2Vのピーク−ピークを持った信号である。従って、L+Rの加算された信号波形3は4Vのピーク−ピーク信号であり、+3.4Vと−0.6Vのピーク値を持っている。図2のA、図2のBおよび図2のCには示されていないが、接続点90におけるDC振幅値は、加算された波形3からダイオードCR2の両端間の0.6Vの電圧降下分を差し引いた正ピーク値で表されることを確認することができる。
【0018】
図3に示すようなテレビジョン受像機のようなオーディオ装置の音量(ボリューム)制御システム内の動作について注目すると、ピーク−ピーク検出器は出力端子にDC電圧信号を出力し、この出力端子は前記DC出力信号を一連のディジタルサンプルに変換するA/D変換器を有するマイクロコントローラのようなプロセッサに結合可能である。プロセッサはこれらのディジタルサンプルに応答して、爆発、大砲の発射、銃の発射等の大音響のL+R信号に関連する大振幅の過渡信号を取り除くように音量(ボリューム)を制御するために動作する。この信号の圧縮はディジタル的に制御される音量(ボリューム)制御装置のソフトウエア制御により行なわれる。
【0019】
ここで説明した検出回路は、表示装置付きで使用されるテレビジョン受像機(通常テレビジョンセットとして知られている)やVCRのように表示装置を持たないテレビジョン受像機を含む各種のオーディオシステムで使用することができることに注目する必要がある。また、幾つかのFMラジオはテレビジョンの音声信号を受信し、これを再生する機能を持っていることに注目する必要がある。このことから本発明で実施されたピーク−ピーク検出器は、左および右のステレオ・オーディオチャンネル信号のピーク−ピーク振幅に応答して音量(ボリューム)を制御するためのプロセッサへの入力として、上記のようなFMラジオを使用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明によるオーディオシステム用のピーク−ピーク検出器の概略回路図を示す図である。
【図2】 図2のAは、図1の回路の動作により得られる各種の波形を示し、入力LおよびRオーディオ信号の振幅、加算されたLおよびRオーディオ信号に関連するDC出力電圧を表わす図である。
図2のBは、図1の回路の動作により得られる各種の波形を示し、入力LおよびRオーディオ信号の振幅、加算されたLおよびRオーディオ信号に関連するDC出力電圧を表わす図である。
図2のCは、図1の回路の動作により得られる各種の波形を示し、入力LおよびRオーディオ信号の振幅、加算されたLおよびRオーディオ信号に関連するDC出力電圧を表わす図である。
【図3】 本発明による図1のピーク−ピーク検出回路を採用した音量(ボリューム)制御信号システムをブロックの形で示した図である。
【符号の説明】
1 出力端子(ピン1)
2 入力端子(ピン2)
3 入力端子(ピン3)
5 入力端子(ピン5)
7 出力端子(ピン7)
10 検出回路
20 プロセッサ・モジュール
25 接続点
30 時定数回路(放電回路)
40 DC信号
50 クランピング回路
80 接続点
90 接続点(検出器の出力端子)
100 出力信号
110 マイクロプロセッサ
U1−A 演算増幅器
U1−B 演算増幅器
R2 抵抗
R3 抵抗
R4 抵抗
R5 抵抗
R6 抵抗
R7 抵抗
R8 抵抗
C1 キャパシタ
C2 キャパシタ
C3 キャパシタ
CR1 クランピング・ダイオード
CR2 整流ダイオード
CR3 クランピング・ダイオード
Claims (15)
- 左(L)および右(R)のステレオ・オーディオチャンネル信号を受信して、左および右のステレオ・オーディオチャンネル信号の和を表すL+Rオーディオ信号を形成する手段と、
前記L+Rオーディオ信号に応答して、このL+Rオーディオ信号に対応する時間と振幅との関係を持つ可変DC信号を生成し、さらに該可変DC信号に関連付けられた負方向の振幅の振れを予め設定された最小値に制限し、第1の抵抗を含むクランピング手段と、
前記可変DC信号に応答して前記L+Rオーディオ信号のピーク−ピーク振幅に比例する振幅を持つDC出力信号を生成する整流手段であって、前記整流手段が、並列に結合されたキャパシタと第2の抵抗とを含む時定数回路を有し、前記第2の抵抗の抵抗値が前記第1の抵抗の抵抗値よりも少なくとも20倍大きい、前記整流手段と、
からなる、テレビジョン受像機で使用するピーク−ピーク検出回路。 - 前記クランピング手段は、第1および第2の端子を有するキャパシタと、ダイオードをさらに備え、
前記キャパシタの第1の端子が前記第1の抵抗の端子に結合され、前記キャパシタの第2の端子が前記ダイオードの陰極に結合されてなる、請求項1記載のピーク−ピーク検出回路。 - 前記出力DC信号に関連する最大電圧振幅を、前記出力DC信号を受信するように動作するプロセッサの動作電圧よりも大きくない電圧に対応する予め設定された最大値に制限する第2のクランピング手段をさらに備える、請求項1記載のピーク−ピーク検出回路。
- 前記第2のクランピング手段は出力端子に出力電圧を発生する増幅器と、陰極が前記増幅器の出力端子に結合されたダイオードとを含み、それによって前記ダイオードは、該ダイオードの陽極における電圧が前記増幅器の出力電圧を所定の大きさ超過すると前記増幅器を経て導通して、前記出力DC信号に関連付けられた最大電圧振幅を制限する、請求項3記載のピーク−ピーク検出回路。
- 前記所定の大きさは前記ダイオードの両端間の電圧降下分に相当する、請求項4記載のピーク−ピーク検出回路。
- 左(L)および右(R)のステレオ・オーディオチャンネル信号を受信する入力端子と、前記左および右のステレオ・オーディオチャンネル信号の和を表すL+Rオーディオ信号を供給し、前記L+Rオーディオ信号に対応する時間対振幅関係を有する可変DC電圧を生成するために第1のキャパシタと直列の第1の抵抗に従続的に結合された出力端子とを有する第1の増幅器と、
基準電位点に結合された陽極と前記第1のキャパシタに結合された陰極とを有し、前記可変DC電圧に関連する負方向の振幅の振れを予め設定された最小値に制限するクランピング・ダイオードと、
前記クランピング・ダイオードの陰極に結合された陽極と第2のキャパシタに結合された陰極とを有し、前記可変DC電圧の振幅に応答して前記第2のキャパシタを充電して前記L+Rオーディオ信号のピーク−ピーク振幅に比例するDC出力信号を発生する整流ダイオードを含む整流回路であって、前記整流回路が、前記第2のキャパシタと並列に結合された第2の抵抗をさらに含み、前記第2の抵抗の抵抗値は前記第1の抵抗の抵抗値よりも少なくとも20倍大きい、前記整流回路と、
からなるオーディオシステムで使用するピーク−ピーク検出回路。 - 前記整流ダイオードの陰極における電圧値に応答して前記DC出力信号を所定の電圧値にクランプする制限回路をさらに備える、請求項6記載のピーク−ピーク検出回路。
- 前記所定の電圧値は、前記DC出力信号を受信するように動作するプロセッサの動作電圧よりも大きくない電圧に相当する、請求項7記載のピーク−ピーク検出回路。
- 前記制限回路は第2のクランピング・ダイオードに結合された第2の増幅器を含む、請求項7記載のピーク−ピーク検出回路。
- 前記第2の増幅器は出力端子に出力電圧を発生するように動作し、前記第2のクランピング・ダイオードは前記第2の増幅器の出力端子に結合された陰極と前記整流ダイオードの陰極に結合された陽極とを有し、それによって前記第2のクランピング・ダイオードは前記第2の増幅器を経て導通して、前記整流ダイオードの陰極の電圧値が前記第2の増幅器の出力電圧を前記第2のクランピング・ダイオードの両端間の電圧降下分超過したときに、前記DC出力信号に関連する電圧値を前記所定の電圧値に制限する、請求項9記載のピーク−ピーク検出回路。
- 前記第2のキャパシタに関連する充電時間は、前記第1および第2の抵抗と前記第2のキャパシタに関連するパラメータの値に従って決定される、請求項6記載のピーク−ピーク検出回路。
- L+Rオーディオ信号のレベルを制御する音量制御システムであって、
L+Rオーディオ信号を受信する手段と、前記L+Rオーディオ信号に応答して、該L+Rオーディオ信号に対応する時間と振幅との関係を有する可変DC信号を発生し、該可変DC信号の負方向の振れを最小電圧値に制限し、第1の抵抗を含むクランピング手段と、前記可変DC信号に応答して前記L+Rオーディオ信号のピーク−ピーク振幅に比例した振幅をもったDC出力信号を発生し、並列に結合されたキャパシタと第2の抵抗とを含む時定数回路を含み、前記第2の抵抗の抵抗値は前記第1の抵抗の抵抗値よりも少なくとも20倍大きい整流手段と、を含むピーク−ピーク検出回路と、
前記DC出力信号に応答して、このDC出力信号に関連する振幅を閾値と比較して、差の値を決定し、この差の値に従って前記L+Rオーディオ信号に関連する振幅を調整するコントローラと、
からなる、前記音量制御システム。 - 前記ピーク−ピーク検出回路は、さらに前記DC出力信号の正方向の振れを所定の電圧値に制限するリミタ回路を含む、請求項12記載の音量制御システム。
- 前記コントローラは、予め設定された時間期間で前記DC出力信号をサンプリングするためのアナログ−ディジタル変換器と、差の値に従って前記L+Rオーディオ信号に関連する振幅を調整する圧縮器とを含む、請求項13記載の音量制御システム。
- 前記所定の電圧値は、前記アナログ−ディジタル変換器の動作電圧よりも大きくない電圧に相当する、請求項14記載の音量制御システム。
Applications Claiming Priority (3)
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