JP4276380B2 - オーディオコンプレッサ用のピーク−ピーク検出回路および音量制御システム - Google Patents

Description

【０００１】
関連出願
本出願は、１９９７年１２月８日に「オーディオコンプレッサ用のピーク−ピーク信号検出器（ＰＥＡＫ ＴＯ ＰＥＡＫ ＳＩＧＮＡＬ ＤＥＴＥＣＴＯＲ ＦＯＲ ＡＵＤＩＯ ＣＯＭＰＲＥＳＳＯＲ）」という名称で出願された仮出願番号６０／０６７、８０７号に関連するもので、その内容はすべて参照するために本明細書中に組み込まれている。
【０００２】
産業上の利用分野
本発明は、一般的にはオーディオ信号を検出するための信号検出装置を具えたオーディオシステムの分野に関するものであり、さらに具体的にはデュアル（二重）チャンネルＬ＋Ｒオーディオ信号を検出するためのピーク−ピーク信号検出器に関するものである。
【０００３】
従来の技術
米国におけるテレビジョン用の多チャンネルまたはステレオ音声プログラムの放送は、電子工業会（ＥＩＡ：Ｅｌｅｃｔｏｎｉｃ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）の放送システム・テレビジョン委員会（ＢＴＳＣ：Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｓｙｓｔｅｍ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）で採用されたシステムに従っている。このテレビジョン多チャンネル音声システムは、以前はモノラル音声用オーディオ信号（モノ）によって占められていたテレビジョン信号のスペクトル空間にある主オーディオチャンネルの左および右のステレオ・オーディオ情報の和（Ｌ＋Ｒ）を伝送している。これは、新しいステレオ信号が既存のモノラル音声用テレビジョン受像機とコンパチブル（両立性）となるように行われたものである。テレビジョン多チャンネル音声システムは、また、副搬送波上に変調された左および右のステレオ・オーディオ情報の差（Ｌ−Ｒ）を伝送している。
【０００４】
高忠実度ＶＨＦビデオテープおよびレーザーディスクを含むメディア上に記録（録音）された大音響効果と共同して、テレビジョン受像機のような今日の消費者用電子オーディオユニットで採用されている大きな多チャンネル音声システムは、広いダイナミック・レンジ特性を持った音声信号を与えることができる。このようなシステムのダイナミック・レンジの可能性は、今日市販されている家庭劇場用オーディオ／ビデオシステムにおける魅力的な特徴であり、一般に視聴者（リスナー）のあらゆる質、楽しみに貢献するものである。しかしながら、このことは一般的には真実であると言えるが、大きな振幅の過渡的な変化を伴う信号を含む音声は乱れを生じさせる可能性があり、また過大なノイズを生じさせる可能性がある。これは、例えば子供の就寝中のようなある場合には極めて好ましくないことである。驚くことではないが、このような状況の下では、音声信号の範囲全体にわたる広いダイナミック・レンジ性能を制限するために自動ダイナミック音量（ボリューム）制御圧縮システムを含むことが望ましい。従って、このようなダイナミック音量（ボリューム）制御プロセスを実行するために、先ず最初にこのような正負の振幅のオーディオ信号を正確に検出し、追従（トラッキング）する必要がある。
【０００５】
ピーク信号検出器はオーディオ信号に関連するピーク振幅を検出するために使用され、また大振幅の過渡信号を表わす大音響を制限するように音量（ボリューム）設定を制御するために使用される検出器電圧を供給するために使用される。しかしながら、オーディオ信号は大抵の場合非対称である。従って、オーディオ（ＡＣ）信号の一部の部分についてのみ試験および検出を行うと、非常に小さい（または非常に大きい）ピークが検出されることになり、検出すべき過渡信号振幅を正確に表わすものとならない。このことは、ＡＣオーディオ信号を検出するために正ピーク検出器が使用されておれば、正の過渡信号のみの検出が行われることになる。負方向の振れの過渡信号に対しては、正ピーク検出器はこれらの負の過渡信号を検出することは不可能であるから、大音響信号が受信されてテレビジョン受像機ユニットで拡大されることが認められ、そのことにより、リスナー（視聴者）は不所望に過大な音響のオーディオ信号を感知することになる。正方向および負方向の両方向の過渡ＡＣ信号を検出するために両極性の信号振幅を検出する精密整流器および増幅器を使用することもできる。しかしながら、このような整流器は多少複雑になる傾向があり、その機能を実行させるために比較的多数の電子素子を必要とする。これは、今日の過当競争の市場でテレビジョン受像機のような大衆消費者向け電子装置に組み込まれる回路として好ましくない性質である。このような理由から、テレビジョンの製造業者は、広いダイナミック・レンジのオーディオを制限するダイナミック音量（ボリューム）制御処理を行うために、正負両方向のオーディオ信号の振幅を正確に検出するための、安価で信頼性の高い代替装置を探し求めている。
【０００６】
本発明によれば、オーディオシステムで使用するためのピーク−ピーク検出回路は、Ｌ＋Ｒの（ＡＣ）オーディオ信号を受信する入力端子と、前記入力Ｌ＋ＲのＡＣオーディオ信号に対応する時間対振幅関係を有する可変ＤＣ電圧を発生するためにキャパシタと直列の抵抗に従続的に結合された出力端子とを具えた第１の増幅器を含んでいる。基準電位点に結合された陽極と前記キャパシタに結合された陰極とを有するクランピング・ダイオードは、前記可変ＤＣ電圧に関連する負方向の振幅の振れを予め設定された最小値に制限するように動作する。前記クランピング・ダイオードの陰極に結合された陽極と第２のキャパシタに結合された陰極とを有し、前記可変ＤＣ電圧の振幅に応答して前記第２のキャパシタを充電する整流ダイオードは、前記Ｌ＋Ｒオーディオ信号のピーク−ピーク振幅に比例するＤＣ出力信号を発生するように動作する。検出回路は、さらに、前記整流ダイオードの陰極における電圧値に応答して前記ＤＣ出力電圧を最大値にクランプするクランピング回路を含んでいる。
【０００７】
発明の実施の形態
図１は、本発明の譲り受け人であるトムソン コンシユーマ エレクトロニクス インコーポレイテツド（Ｔｈｏｍｓｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｉｎｃ．）製のＭＭ１０１オーディオシステムのようなテレビジョン受像機のオーディオ圧縮システム用の本発明による検出回路１０を示す。全図面を通じて同じ参照番号は同じ部品を表すために使用されていることに注意する必要がある。また、図１は本発明の検出回路の実際の制作例に対応する抵抗性および容量性の各回路素子に関連する電源電圧、素子の値を示しているが、これらの値は単なる一例であって、特定の応用（適用）例に関連する要求に従って素子の値、電源電圧を調整し得ることは当業者には明らかなことである。
【０００８】
図１に示すように、検出回路１０は、プロセッサ・モジュール２０からの多チャンネル音声信号出力であるＬ＋Ｒオーディオ信号成分（すなわち、ＡＣ信号）に応答して出力端子９０にＤＣ出力信号１００を生成するピーク−ピーク検出器である。ＤＣ出力信号１００の振幅は、Ｌチャンネル入力オーディオ信号とＲチャンネル入力オーディオ信号のピーク−ピーク振幅の和に比例している。大抵のオーディオ波形の正部分と負部分は非対称であるから、ピーク−ピーク検出回路は入力Ｌ＋ＲのＡＣオーディオ信号の上記正部分と負部分の両方を検出するように動作する。従って、検出回路１０は、有効で且つ低コストの検出器を提供するように最少数の電子素子を使用して正方向と負方向の両方の過渡振幅を検出するように動作することができる。検出器の出力は、オーディオシステムの音量（ボリューム）制御の設定を制御するために、このオーディオシステムのマイクロプロセッサによってサンプリングされる。
【０００９】
さらに図１を参照すると、左（Ｌ）および右（Ｒ）のステレオ・オーディオチャンネルは、それぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２を経てＡＣ演算増幅器Ｕ１−Ａの非反転入力すなわち加算入力（ピン２）に供給される。増幅器Ｕ１−Ａの反転入力（ピン３）は抵抗Ｒ５を経て電圧源Ｖ_Pに結合されている。増幅器Ｕ１−Ａの出力端子１の出力信号は信号Ｌ＋Ｒの反転された和からなる。増幅器Ｕ１−Ａの出力端子１と非反転入力端子２との間には抵抗Ｒ６が結合されていて、この増幅器が線形動作するように負帰還を与えている。出力端子１はまた抵抗Ｒ３の第１の端子に結合されており、その第２の端子はキャパシタＣ１の正端子に結合されている。従って、抵抗Ｒ３とキャパシタＣ１は互に直列に結合されている。クランピング・ダイオードＣＲ１の陰極はキャパシタＣ１の負端子に結合されており、その陽極は基準電位点すなわち接地電位点に結合されている。
【００１０】
（Ｌ＋Ｒ）信号は抵抗Ｒ３とキャパシタＣ１を通過し、そこでダイオードＣＲ１によってクランプされる。Ｒ３とＣ１のＲＣ組合わせおよびクランピング・ダイオードＣＲ１からなるクランピング回路は、強制的に（Ｌ＋Ｒ）信号の負部分が常に基準電位（すなわち、接地電位）よりも１ダイオード電圧降下分低い電圧で動作するようにする。図示のように、接続点（ノード）８０における（Ｌ＋Ｒ）信号は、オシロスコープ上で観察されるように、ここではＤＣオフセットされている点を除いて元のオーディオ信号と実質的に同じ時間対振幅関係を持った可変ＤＣ信号である。接続点８０における信号は、−０．６ＶＤＣ（１ダイオード電圧降下分に相当する）の最小電圧と、ＬとＲの信号のピーク−ピーク振幅から上記ダイオードの電圧降下を差し引いた最大電圧を持っている。これにより、可変ＤＣ電圧信号４０に関連する負方向の振幅の振れを予め設定された最小値である−０．６Ｖに制限する。
【００１１】
接続点８０におけるダイオードＣＲ１のクランピング回路構成と、並列のキャパシタＣ２と抵抗Ｒ４とを含む時定数回路３０を構成する接続点９０におけるＤＣ検出器の出力との間にダイオードＣＲ２が結合されている。接続点８０の電圧が接続点９０の電圧よりも１ダイオード電圧降下分超過すると、接続点８０における可変ＤＣ信号４０はダイオードＣＲ２を通過してキャパシタＣ２を充電する。キャパシタＣ２の充電に関する時定数は主として抵抗Ｒ３の値によって決定される。入力オーディオ信号Ｌ＋Ｒの振幅が０になると、キャパシタＣ２は時定数Ｒ４×Ｃ２に従って抵抗Ｒ４を経て放電する。Ｌ＋Ｒ信号の正または負の過渡変化に急速応答するためには、キャパシタＣ２の充電時間はこのキャパシタＣ２の放電時間よりも相当に小さくなければならない。従って、抵抗Ｒ４が抵抗Ｒ３の対応する値よりも相当に大きくなるように、上記抵抗Ｒ３およびＲ４に関連する各値が選択される。このような抵抗の値により、検出器に対して代表的な多くの検出器の“高速アタック／低速ディケイ（高速開始／低速減衰）”特性を与えることができる。特定のシステムの要求に従って幾つかの抵抗／キャパシタの組合わせを使用することができるが、好ましい実施例では抵抗値の比（Ｒ４／Ｒ３）は２０：１であることが望ましい。キャパシタＣ２の放電時間は、通常は抵抗Ｒ４に比して非常に高いマイクロプロセッサ１１０の入力インピーダンスによっても設定されることに注意する必要がある。従って、抵抗Ｒ４は主たる放電インピーダンスを呈することになる。
【００１２】
図１と図３を参照すると、制限された高速アタック／低速ディケイＤＣ検出器の電圧１００はオーディオシステムのマイクロプロセッサ１１０のアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器の入力に供給される。利得１の演算増幅器Ｕ１−ＢとダイオードＣＲ３を含むクランピング回路５０（図１）はＤＣ出力信号１００の最大振幅を予め設定された上限に制限またはクランプするように動作する。増幅器Ｕ１−Ｂの端子７の電圧出力はその反転入力（ピン５）の電圧によって設定される。この電圧は、２個の抵抗Ｒ７とＲ８の両端間のＤＣ電源電圧Ｖ_Ｐを、上記抵抗Ｒ７とＲ８からなる分圧器による分圧により発生される。抵抗Ｒ７と並列関係で動作するキャパシタＣ３はフィルタとして作用する。従って、増幅器Ｕ１−Ｂのピン７における出力電圧はピン５における入力電圧によって固定され、接続点２５に一定の電圧を発生する。
【００１３】
クランピング・ダイオードＣＲ３の陰極は出力のピン７に接続されており、その陽極は検出器の出力端子９０においてＣＲ２の陰極に接続されている。この構成は、検出器の出力電圧を、ピン７（すなわち接続点２５）における電圧にダイオードＣＲ３の両端間のダイオード電圧降下分を加えた電圧に相当する最大値にクランプまたは制限する。すなわち、接続点９０における検出器の出力電圧が、増幅器Ｕ１−Ｂの出力電圧に１ダイオード電圧降下分を加えた電圧に達すると、ダイオードＣＲ３が導通する。増幅器Ｕ１−Ｂは低インピーダンス装置であるから、検出器の出力は有効に制限される。好ましい実施例では、増幅器Ｕ１−Ｂとそれに関連する回路とからなるクランピング回路によって検出器の出力電圧の振幅は約５Ｖに制限される。この実施例では、増幅器Ｕ１−Ｂの出力は約４．３ＶＤＣに制限されているので、接続点９０における検出器の電圧が４．３ＶＤＣに１ダイオード電圧降下分を加えた振幅に達すると、ダイオードＣＲ３は導通する。このようにして、クランピング回路５０は５ＶのＤＣ電源電圧で動作するマイクロプロセッサ１１０内のＡ／Ｄ変換器を保護するように動作することができる。Ａ／Ｄ変換器が５Ｖの動作電圧を超過する入力信号を受けることは望ましくないので、クランピング回路は、検出器の出力電圧を出力ＤＣ信号１００を受けるように動作するプロセッサの動作電圧よりも大きくない電圧に制限するように作用する。
【００１４】
図３を参照すると、Ａ／Ｄ変換器は、５〜１０ミリ秒の範囲の予め設定された時間期間内でＤＣ検出器の電圧信号１００をサンプリングする。次に、このマイクロプロセッサはサンプリングされた入力を使用して、前記サンプリングされた検出器の電圧振幅に基づいて処理の決定を行なう。プロセッサはこの決定を使ってＭＭ１１０オーディオシステムのようなオーディオシステムの、マイクロコンピュータで制御される音量（ボリューム）制御部の音量（ボリューム）設定を制御する。すなわち、プロセッサはサンプリングされたＤＣ信号電圧１００の絶対値振幅を予め設定された閾値と比較して、その相対的な差に比例して音量（ボリューム）を減少または制御する。
【００１５】
前述のように、大抵のオーディオ波形の振幅は非対称であるから、ピーク−ピーク検出器はそのＡＣオーディオ信号の正部分、負部分の両方を検出するために使用される。図１の検出回路に注目すると、増幅器Ｕ１−Ａのピン１から正方向の過渡変化が出力されると、この正方向の過渡変化はダイオードＣＲ２を急速に順バイアスする。同様に、正方向のパルスが高い振幅を持っていると、キャパシタＣ２は急速に充電され、これによって比較的短期間で正方向の過渡パルスの検出が行なわれる。キャパシタＣ２が完全に放電されているときに、増幅器Ｕ１−Ａのピン１に負方向の過渡パルスが出力されると、接続点８０における電圧は接続点９０における電圧を超過することはないので、ダイオードＣＲ２は導通しない。従って、キャパシタＣ２を充電することにより、検出器は負方向の過渡変化に即時に応答しない。代わりに、ダイオードＣＲ１が導通し、キャパシタＣ１を充電し始める。従って、負方向の過渡的変化の検出には、検出器がその出力にＬ＋Ｒ信号のピーク−ピーク振幅に比例したＤＣ信号の振幅を発生することができるように、キャパシタＣ１を充電するのに十分な時間期間のＬ＋Ｒの波形の信号を必要とする。
【００１６】
図２のＡ、図２のＢおよび図２のＣは上述の検出器の処理を表わす波形を概略的に示した図である。図１と共に図２のＡを参照すると、波形１は２．５ＶのＤＣオフセットを含む４．５Ｖのピーク−ピーク信号を表わしている。波形２は０．２ＶのＤＣオフセットを含む２．４Ｖのピーク−ピーク信号である。これらの信号は、それぞれ右と左（ＲとＬ）のステレオ・オーディオチャンネルの信号を表わす。接続点８０（図１）の可変ＤＣ出力信号は波形３として示されている各波形で表わされる。これは波形１と２のピーク−ピーク電圧の和である。図２のＡの波形３は、制限回路５０が消勢されているときの接続点８０におけるＤＣ可変電圧を表わす。従って、和の正ピーク電圧は＋６．３Ｖであり、負ピーク電圧は−０．６Ｖに低下する。図２のＢは、図１の＋５Ｖの制限回路５０が付勢されたときの図２のＡの波形と同じ波形の組を示している。この場合、加算されたＬ＋Ｒ信号の波形３のピークは、５．０Ｖのピークでクリップされるものとして示されており、５．６Ｖのピーク−ピーク電圧を持っている。ＣＲ１のこのクランピング回路は図２のＡにも示すように、−０．６Ｖの最小電圧レベルを持っている。
【００１７】
図２のＣは、左および右のステレオ・オーディオチャンネル信号を表わす第２の組の入力波形を示し、この場合の各信号はＤＣオフセットを含まず、同じ２Ｖのピーク−ピークを持った信号である。従って、Ｌ＋Ｒの加算された信号波形３は４Ｖのピーク−ピーク信号であり、＋３．４Ｖと−０．６Ｖのピーク値を持っている。図２のＡ、図２のＢおよび図２のＣには示されていないが、接続点９０におけるＤＣ振幅値は、加算された波形３からダイオードＣＲ２の両端間の０．６Ｖの電圧降下分を差し引いた正ピーク値で表されることを確認することができる。
【００１８】
図３に示すようなテレビジョン受像機のようなオーディオ装置の音量（ボリューム）制御システム内の動作について注目すると、ピーク−ピーク検出器は出力端子にＤＣ電圧信号を出力し、この出力端子は前記ＤＣ出力信号を一連のディジタルサンプルに変換するＡ／Ｄ変換器を有するマイクロコントローラのようなプロセッサに結合可能である。プロセッサはこれらのディジタルサンプルに応答して、爆発、大砲の発射、銃の発射等の大音響のＬ＋Ｒ信号に関連する大振幅の過渡信号を取り除くように音量（ボリューム）を制御するために動作する。この信号の圧縮はディジタル的に制御される音量（ボリューム）制御装置のソフトウエア制御により行なわれる。
【００１９】
ここで説明した検出回路は、表示装置付きで使用されるテレビジョン受像機（通常テレビジョンセットとして知られている）やＶＣＲのように表示装置を持たないテレビジョン受像機を含む各種のオーディオシステムで使用することができることに注目する必要がある。また、幾つかのＦＭラジオはテレビジョンの音声信号を受信し、これを再生する機能を持っていることに注目する必要がある。このことから本発明で実施されたピーク−ピーク検出器は、左および右のステレオ・オーディオチャンネル信号のピーク−ピーク振幅に応答して音量（ボリューム）を制御するためのプロセッサへの入力として、上記のようなＦＭラジオを使用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明によるオーディオシステム用のピーク−ピーク検出器の概略回路図を示す図である。
【図２】 図２のＡは、図１の回路の動作により得られる各種の波形を示し、入力ＬおよびＲオーディオ信号の振幅、加算されたＬおよびＲオーディオ信号に関連するＤＣ出力電圧を表わす図である。
図２のＢは、図１の回路の動作により得られる各種の波形を示し、入力ＬおよびＲオーディオ信号の振幅、加算されたＬおよびＲオーディオ信号に関連するＤＣ出力電圧を表わす図である。
図２のＣは、図１の回路の動作により得られる各種の波形を示し、入力ＬおよびＲオーディオ信号の振幅、加算されたＬおよびＲオーディオ信号に関連するＤＣ出力電圧を表わす図である。
【図３】 本発明による図１のピーク−ピーク検出回路を採用した音量（ボリューム）制御信号システムをブロックの形で示した図である。
【符号の説明】
１ 出力端子（ピン１）
２ 入力端子（ピン２）
３ 入力端子（ピン３）
５ 入力端子（ピン５）
７ 出力端子（ピン７）
１０ 検出回路
２０ プロセッサ・モジュール
２５ 接続点
３０ 時定数回路（放電回路）
４０ ＤＣ信号
５０ クランピング回路
８０ 接続点
９０ 接続点（検出器の出力端子）
１００ 出力信号
１１０ マイクロプロセッサ
Ｕ１−Ａ 演算増幅器
Ｕ１−Ｂ 演算増幅器
Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｒ４ 抵抗
Ｒ５ 抵抗
Ｒ６ 抵抗
Ｒ７ 抵抗
Ｒ８ 抵抗
Ｃ１ キャパシタ
Ｃ２ キャパシタ
Ｃ３ キャパシタ
ＣＲ１ クランピング・ダイオード
ＣＲ２ 整流ダイオード
ＣＲ３ クランピング・ダイオード

Claims (15)

1. 左（Ｌ）および右（Ｒ）のステレオ・オーディオチャンネル信号を受信して、左および右のステレオ・オーディオチャンネル信号の和を表すＬ＋Ｒオーディオ信号を形成する手段と、
   前記Ｌ＋Ｒオーディオ信号に応答して、このＬ＋Ｒオーディオ信号に対応する時間と振幅との関係を持つ可変ＤＣ信号を生成し、さらに該可変ＤＣ信号に関連付けられた負方向の振幅の振れを予め設定された最小値に制限し、第１の抵抗を含むクランピング手段と、
   前記可変ＤＣ信号に応答して前記Ｌ＋Ｒオーディオ信号のピーク−ピーク振幅に比例する振幅を持つＤＣ出力信号を生成する整流手段であって、前記整流手段が、並列に結合されたキャパシタと第２の抵抗とを含む時定数回路を有し、前記第２の抵抗の抵抗値が前記第１の抵抗の抵抗値よりも少なくとも２０倍大きい、前記整流手段と、
   からなる、テレビジョン受像機で使用するピーク−ピーク検出回路。
2. 前記クランピング手段は、第１および第２の端子を有するキャパシタと、ダイオードをさらに備え、
   前記キャパシタの第１の端子が前記第１の抵抗の端子に結合され、前記キャパシタの第２の端子が前記ダイオードの陰極に結合されてなる、請求項１記載のピーク−ピーク検出回路。
3. 前記出力ＤＣ信号に関連する最大電圧振幅を、前記出力ＤＣ信号を受信するように動作するプロセッサの動作電圧よりも大きくない電圧に対応する予め設定された最大値に制限する第２のクランピング手段をさらに備える、請求項１記載のピーク−ピーク検出回路。
4. 前記第２のクランピング手段は出力端子に出力電圧を発生する増幅器と、陰極が前記増幅器の出力端子に結合されたダイオードとを含み、それによって前記ダイオードは、該ダイオードの陽極における電圧が前記増幅器の出力電圧を所定の大きさ超過すると前記増幅器を経て導通して、前記出力ＤＣ信号に関連付けられた最大電圧振幅を制限する、請求項３記載のピーク−ピーク検出回路。
5. 前記所定の大きさは前記ダイオードの両端間の電圧降下分に相当する、請求項４記載のピーク−ピーク検出回路。
6. 左（Ｌ）および右（Ｒ）のステレオ・オーディオチャンネル信号を受信する入力端子と、前記左および右のステレオ・オーディオチャンネル信号の和を表すＬ＋Ｒオーディオ信号を供給し、前記Ｌ＋Ｒオーディオ信号に対応する時間対振幅関係を有する可変ＤＣ電圧を生成するために第１のキャパシタと直列の第１の抵抗に従続的に結合された出力端子とを有する第１の増幅器と、
   基準電位点に結合された陽極と前記第１のキャパシタに結合された陰極とを有し、前記可変ＤＣ電圧に関連する負方向の振幅の振れを予め設定された最小値に制限するクランピング・ダイオードと、
   前記クランピング・ダイオードの陰極に結合された陽極と第２のキャパシタに結合された陰極とを有し、前記可変ＤＣ電圧の振幅に応答して前記第２のキャパシタを充電して前記Ｌ＋Ｒオーディオ信号のピーク−ピーク振幅に比例するＤＣ出力信号を発生する整流ダイオードを含む整流回路であって、前記整流回路が、前記第２のキャパシタと並列に結合された第２の抵抗をさらに含み、前記第２の抵抗の抵抗値は前記第１の抵抗の抵抗値よりも少なくとも２０倍大きい、前記整流回路と、
   からなるオーディオシステムで使用するピーク−ピーク検出回路。
7. 前記整流ダイオードの陰極における電圧値に応答して前記ＤＣ出力信号を所定の電圧値にクランプする制限回路をさらに備える、請求項６記載のピーク−ピーク検出回路。
8. 前記所定の電圧値は、前記ＤＣ出力信号を受信するように動作するプロセッサの動作電圧よりも大きくない電圧に相当する、請求項７記載のピーク−ピーク検出回路。
9. 前記制限回路は第２のクランピング・ダイオードに結合された第２の増幅器を含む、請求項７記載のピーク−ピーク検出回路。
10. 前記第２の増幅器は出力端子に出力電圧を発生するように動作し、前記第２のクランピング・ダイオードは前記第２の増幅器の出力端子に結合された陰極と前記整流ダイオードの陰極に結合された陽極とを有し、それによって前記第２のクランピング・ダイオードは前記第２の増幅器を経て導通して、前記整流ダイオードの陰極の電圧値が前記第２の増幅器の出力電圧を前記第２のクランピング・ダイオードの両端間の電圧降下分超過したときに、前記ＤＣ出力信号に関連する電圧値を前記所定の電圧値に制限する、請求項９記載のピーク−ピーク検出回路。
11. 前記第２のキャパシタに関連する充電時間は、前記第１および第２の抵抗と前記第２のキャパシタに関連するパラメータの値に従って決定される、請求項６記載のピーク−ピーク検出回路。
12. Ｌ＋Ｒオーディオ信号のレベルを制御する音量制御システムであって、
    Ｌ＋Ｒオーディオ信号を受信する手段と、前記Ｌ＋Ｒオーディオ信号に応答して、該Ｌ＋Ｒオーディオ信号に対応する時間と振幅との関係を有する可変ＤＣ信号を発生し、該可変ＤＣ信号の負方向の振れを最小電圧値に制限し、第１の抵抗を含むクランピング手段と、前記可変ＤＣ信号に応答して前記Ｌ＋Ｒオーディオ信号のピーク−ピーク振幅に比例した振幅をもったＤＣ出力信号を発生し、並列に結合されたキャパシタと第２の抵抗とを含む時定数回路を含み、前記第２の抵抗の抵抗値は前記第１の抵抗の抵抗値よりも少なくとも２０倍大きい整流手段と、を含むピーク−ピーク検出回路と、
    前記ＤＣ出力信号に応答して、このＤＣ出力信号に関連する振幅を閾値と比較して、差の値を決定し、この差の値に従って前記Ｌ＋Ｒオーディオ信号に関連する振幅を調整するコントローラと、
    からなる、前記音量制御システム。
13. 前記ピーク−ピーク検出回路は、さらに前記ＤＣ出力信号の正方向の振れを所定の電圧値に制限するリミタ回路を含む、請求項１２記載の音量制御システム。
14. 前記コントローラは、予め設定された時間期間で前記ＤＣ出力信号をサンプリングするためのアナログ−ディジタル変換器と、差の値に従って前記Ｌ＋Ｒオーディオ信号に関連する振幅を調整する圧縮器とを含む、請求項１３記載の音量制御システム。
15. 前記所定の電圧値は、前記アナログ−ディジタル変換器の動作電圧よりも大きくない電圧に相当する、請求項１４記載の音量制御システム。

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