JP4274364B2 - Dc-dc converter - Google Patents

Dc-dc converter Download PDF

Info

Publication number
JP4274364B2
JP4274364B2 JP2004029358A JP2004029358A JP4274364B2 JP 4274364 B2 JP4274364 B2 JP 4274364B2 JP 2004029358 A JP2004029358 A JP 2004029358A JP 2004029358 A JP2004029358 A JP 2004029358A JP 4274364 B2 JP4274364 B2 JP 4274364B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
dc
voltage
circuit
transformer
switching
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2004029358A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2005224012A (en
Inventor
博之 江口
元寿 清水
Original Assignee
本田技研工業株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 本田技研工業株式会社 filed Critical 本田技研工業株式会社
Priority to JP2004029358A priority Critical patent/JP4274364B2/en
Publication of JP2005224012A publication Critical patent/JP2005224012A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4274364B2 publication Critical patent/JP4274364B2/en
Application status is Active legal-status Critical
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Description

本発明は、DC−DCコンバータに関し、特に、電圧変換用トランスの1次側巻線と2次側巻線の巻線比にとらわれない昇圧/降圧を可能にした絶縁型のDC−DCコンバータに関する。 The present invention relates to a DC-DC converter, particularly to a DC-DC converter insulated that enables the boost / buck agnostic winding ratio of the primary winding and the secondary winding of the voltage conversion transformer .

電圧変換用トランスを介在させる絶縁型のDC−DCコンバータにおいては、電圧変換用トランスの1次側に設けられたスイッチング手段をオン・オフ制御することにより電圧変換が行われる。 In the DC-DC converter of Isolated interposing a voltage conversion transformer, the voltage conversion is performed by on-off control the switching means provided on the primary side of the voltage conversion transformer. その際に出力可能な出力電圧は電圧変換用トランスの1次側巻線と2次側巻線の巻線比により支配される。 Its output output voltages when is governed by the turns ratio of the primary winding and the secondary winding of the transformer voltage conversion.

図6は、本出願人が先に提案したDC−DCコンバータを示す回路図である。 6, the present applicant is a circuit diagram showing a DC-DC converter previously proposed. このDC−DCコンバータは、1次側巻線1−1と2次側巻線1−2を含む電圧変換用トランス(以下、単にトランスと称す。)1を有する。 The DC-DC converter, a voltage conversion transformer comprising a primary winding 1-1 and the secondary winding 1-2 (hereinafter, simply referred to as trans.) Having 1.

トランス1の1次側にはスイッチング素子2−1〜2−4をブリッジ接続して構成したスイッチング手段2を設け、2次側には整流素子3−1〜3−4をブリッジ接続して構成したブリッジ型整流回路3を設ける。 The primary side of the transformer 1 provided with switching means 2 constitutes a switching element 2-1 through 2-4 in a bridge connection, configure the rectifying elements 31 to 34 are bridge-connected to the secondary side a bridge rectifier circuit 3 which is provided. トランス1の2次側にはさらに、共振用リアクトルと共振用コンデンサからなる共振回路4を設ける。 Further to the secondary side of the transformer 1, it provided a resonant circuit 4 comprising a resonance capacitor and the resonance reactor.

スイッチング素子2−1〜2−4は例えばFETからなり、それぞれのスイッチング素子2−1〜2−4には寄生ダイオードなどの整流素子5−1〜5−4が付属している。 The switching element 2-1 to 2-4 for example, a FET, rectifying devices 5-1 to 5-4, such as parasitic diodes are included with each of the switching elements 2-1 to 2-4. なお、コンデンサ6、7は入力端子および出力取り出し端子に接続された平滑用コンデンサである。 The capacitor 6 is a smoothing capacitor connected to the input terminal and the output extraction terminal.

スイッチング素子2−1と2−3、2−2と2−4の対を共振回路4の共振周波数で交互にオン・オフ駆動すると、入力電圧は、そのオン・オフ駆動周波数に従った周波数でトランス1を介して昇圧あるいは降圧される。 When the pair of switching elements 2-1 and 2-3 or 2-2 and 2-4 to alternately turn on and off the drive at the resonance frequency of the resonance circuit 4, the input voltage at a frequency in accordance with the on-off drive frequency It is boosted or stepped down through the transformer 1.

共振回路4の共振周波数fは、共振回路4におけるリアクトルのインダクタンスをLとし、コンデンサのキャパシタンスをCとすると、f=1/2π√LCで表され、例えばL=130μH、C=0.47μFであると、f≒20.4KHzとなる。 The resonance frequency f of the resonant circuit 4, the inductance of the reactor in the resonance circuit 4 is L, the capacitance of the capacitor is C, is represented by f = 1 / 2π√LC, for example L = 130μH, is C = 0.47 .mu.F and, the f ≒ 20.4KHz.

ここで、入力電圧をV1、電圧変換用トランスの1次側巻線1−1と2次側巻線1−2との巻線比をN1:N2とすれば、スイッチング手段2をオン・オフ制御することで出力可能な出力電圧V2は下記式で表される。 Here, the input voltage V1, the winding ratio of the voltage converting transformer primary winding 1-1 and the secondary winding 1-2 N1: if N2, the switching means 2 on and off the output voltage V2 can be output by controlling is represented by the following formula. ただし、スイッチング損失などの損失は無視している。 However, ignoring the loss such as switching loss.
V2≦(N2/N1)V1 V2 ≦ (N2 / N1) V1

また、電圧変換用トランスの1次側巻線と2次側巻線の巻線比以上の昇圧を可能にした双方向DC−DCコンバータが下記特許文献1で提案されている。 Furthermore, the bidirectional DC-DC converter which enables the turns ratio or more of the boost of voltage converting transformer primary winding and the secondary winding have been proposed in the following patent document 1. これは、順送電の降圧時は整流回路として作用する2次側スイッチング回路の4つのスイッチング素子を、逆送電の昇圧時にはまず全てオンし、続いて一部スイッチング素子をオフし、以下このようなオン・オフ制御を繰り返してチョークコイルへの磁気エネルギ蓄積と放出が繰り返されるようにして電圧変換用トランスの巻線比以上の大きな電圧変換比を得ようとするものである。 This four switching elements of the secondary-side switching circuit when the step-down order power transmission which acts as a rectifier circuit, all first turned on during the boost of reverse power transmission, followed by turning off some switching elements, such below Repeat on-off control is to be obtained a large voltage conversion ratio magnetic energy storage and release repeated manner of the voltage conversion transformer turns ratio or more to the choke coil.
特開2002−165448号公報 JP 2002-165448 JP

上記従来技術のように、電圧変換用トランスの1次側巻線と2次側巻線の巻線比で電圧変換比が制約されると、要求される出力電圧の下限(あるいは上限)に制約がある場合にはそれに伴い入力電圧の下限(あるいは上限)も制約される。 Above as in the prior art, when a voltage conversion ratio by the winding ratio of the primary winding of the voltage conversion transformer and the secondary winding is constrained, constrained to the lower limit (or upper limit) of the required output voltage it with the input voltage lower (or upper) is also constrained if there is. このため、入力電圧が大きく変動することが想定される場合には電圧変換用トランスの巻線比を十分に大きくとっておかざるを得ないという課題がある。 Therefore, there is a problem that inevitably set aside sufficiently large turns ratio of the transformer for voltage conversion in the case where the input voltage varies greatly envisioned.

例えば、電源装置として使用するエンジン駆動発電機において、エンジン発電機により負荷に給電する共にバッテリを充電する場合、通常負荷の運転時にエンジン回転数が4000rpm、発電出力電圧が260Vとすると、この時の発電出力電圧260Vを降圧して12Vバッテリを充電するには巻線比20:1の電圧変換用トランスを用いて13V程度の充電電圧確保することが必要である。 For example, in the engine generator to be used as a power supply, when both charge the battery to supply the load by the engine generator, when the engine speed during the operation of the normal load is 4000 rpm, the generator output voltage is to 260 V, when the to charge the 12V battery by stepping down the power output voltage 260V turns ratio 20: it is necessary to charge voltage ensuring approximately 13V using one of the voltage conversion transformer.

ここで負荷量に応じてエンジン回転数が制御され、軽負荷の運転時にエンジン回転数が2500rpm、発電出力電圧が180Vになったとすると、この時にバッテリに与えられる電圧は9Vになって、バッテリを充電する電圧としては不十分なものとなる。 Here the engine speed according to the load amount is controlled, 2500 rpm the engine speed during the operation of the light load, the power generation output voltage to become 180 V, the voltage applied to the battery at this time becomes 9V, battery It becomes insufficient as a voltage to charge. この例では、バッテリの充電だけを考えれば電圧変換用トランスの巻線比を例えば14:1に設定して発電出力電圧が180Vになってもバッテリに12.8Vの電圧が与えられるようにすることが考えられるが、こうすると、通常負荷運転時に18.6Vの過電圧がバッテリに印加されることになり、印加電圧を制限することが必要となる。 In this example, considering only the charging of the battery voltage converting transformer turns ratio for example 14: the power output voltage is set to 1 so that a voltage of 12.8V is applied to the battery becomes 180V it is conceivable, in this way, overvoltage 18.6V during normal load operation is to be applied to the battery, it is necessary to limit the applied voltage.

また、DC−DCコンバータを双方向DC−DCインバータとして構成し、負荷への給電のアシストにバッテリを使用することを考えると、バッテリ電圧の昇圧によって得られる電圧は128V(12V×14)となり、発電出力電圧180Vにとどかないため、昇圧を行ってもバッテリから負荷へ給電することはできなくなくなってしまう。 Further, configured DC-DC converter as a bidirectional DC-DC inverter, given that the use of batteries to assist the supply of the electricity to the load, the voltage obtained by boosting the battery voltage 128V (12V × 14), and the since not reach the power output voltage 180 V, even if the boost disappears not be able to feed from the battery to the load.

また、上記特許文献1で提案されている双方向DC−DCコンバータではスイッチング回路の4つのスイッチング素子をまず全てオンにし、続いて一対のスイッチング素子をオフにするというオン・オフ制御を繰り返すことで電圧変換を行うものであり、全てあるいは一対のスイッチング素子を同時にオン・オフさせる構成であるため、オン・オフのタイミングのずれによるスイッチング損失が発生しやすいという課題がある。 Further, in the bidirectional DC-DC converter proposed in the patent document 1 is first of all on the four switching elements of the switching circuit, followed by repeating the on-off control that turns off the pair of switching elements and performs voltage conversion, because it is configured to all or a pair of the switching elements on and off at the same time, there is a problem that the switching loss due to the deviation of the timing of on and off is likely to occur. また、電圧変換比を種々に可変することが困難である。 Further, it is difficult to vary the voltage conversion ratio different. さらに、オン・オフのタイミングを電流値が零付近に設定することが困難であり、そのタイミングのずれによりスイッチング損失が発生するという課題もある。 Furthermore, it is difficult to current timing on and off is set in the vicinity of zero, there is another problem that the switching loss due to a deviation of the timing is generated.

本発明は、上記課題を解決し、電圧変換用トランスの1次側巻線と2次側巻線の巻線比にとらわれず、高い変換効率で昇圧/降圧が可能なDC−DCコンバータを提供することを目的とする。 The present invention is to solve the above problems, without being bound by the winding ratio of the primary winding and the secondary winding of the voltage conversion transformer, provides a DC-DC converter capable of boosting / step-down at high conversion efficiency an object of the present invention is to.

上記課題を解決するために、本発明は、電圧変換用トランスと、前記電圧変換用トランスの1次側に設けられ、入力電圧をオン・オフするスイッチング手段と、前記電圧変換用トランスの2次側に設けられた整流回路および出力取り出し端子と、前記スイッチング手段をオン・オフさせる駆動手段を有するDC−DCコンバータにおいて、前記スイッチング手段をブリッジ型スイッチング回路で構成し、 前記電圧変換用トランスの2次側巻線と直列にリアクトルを設け、前記整流回路をブリッジ型整流回路として構成すると共に前記ブリッジ型整流回路を構成する整流素子と並列に短絡スイッチを設け、前記短絡スイッチのオンデューティを前記スイッチング手段のオンタイミングに同期させて制御し、前記ブリッジ型整流回路に流れる電流 In order to solve the above problems, the present invention includes a transformer voltage conversion, provided on the primary side of the voltage conversion transformer, and a switching means for turning on and off the input voltage, the prior SL-voltage conversion transformer 2 a rectifier circuit and the output extraction terminals provided on the following side, in a DC-DC converter having a drive means for on-off the switching means, said switching means is constituted by a bridge type switching circuit, the voltage conversion transformer the reactor in series with the secondary winding is provided, the short-circuit switch in parallel with the rectifying elements constituting the bridge rectifier circuit with configuring the rectifier circuit as a bridge rectifier circuit is provided, wherein the on-duty of the short-circuit switch controlled in synchronization with the on-timing of the switching means, the current flowing in the bridge rectifier circuit 一部を前記短絡スイッチのオン動作で前記リアクトルへ環流させることにより昇圧比を変更可能に構成した点に第1の特徴がある。 There is first characterized in that the changeable constructed up ratio by causing a portion on-operation of the short-circuit switch ring flowed to the reactor.

また、本発明は、前記電圧変換用トランスの2次側出力電圧を検出し、該2次側出力電圧が所定値になるように前記短絡スイッチのオンデューティを制御する点に第2の特徴がある。 Further, the present invention detects the secondary output voltage of the voltage converting transformer, the secondary output voltage is secondly characterized in that for controlling the on-duty of the short-circuit switch to a predetermined value is there.

また、本発明は、前記リアクトルと共にLC共振回路を構成する共振用コンデンサを備え、前記駆動手段は前記スイッチング手段を前記LC共振回路の共振周波数でオン・オフさせる点に第3の特徴がある。 Further, the present invention comprises a resonance capacitor to form an LC resonance circuit together with the reactor, wherein the drive means is a third aspect of turning on and off at the resonant frequency of the LC resonant circuit said switching means.

さらに、本発明は、前記スイッチング手段を構成するスイッチング素子に並列にそれぞれ整流素子を設けることにより、双方向性のDC−DCコンバータ機能が具備された点に第4の特徴がある。 Furthermore, the present invention, by a Turkey respectively provided rectifying elements in parallel to the switching elements constituting the switching means, there is a fourth feature in that the DC-DC converter function of the bi-directional is provided.

本発明の第1の特徴によれば、1次側のスイッチング手段と同期して2次側の短絡スイッチを駆動し、その駆動の際のオンデューティを制御することによって電圧変換用トランスの巻線比による制約を超えて昇圧された種々の出力電圧を得ることができる。 According to a first aspect of the present invention, in synchronism with the switching means of the primary side drives the short-circuit switch of the secondary winding of the voltage conversion transformer by controlling the on-duty at the time of the driving it is possible to obtain various output voltage boosted beyond the constraints imposed by the ratio. また、短絡スイッチの駆動は一対でなく1個でよいため、スイッチング損失の発生を抑制できる。 The driving of the short-circuit switch for good by one rather than a pair, it is possible to suppress the generation of switching loss.

また、第2の特徴によれば、電圧変換用トランスの巻線比により制約を超えて昇圧された出力電圧を目標電圧に容易に設定できる。 According to the second aspect it can be easily set an output voltage boosted beyond the constraints by the turns ratio of the voltage conversion transformer to a target voltage.

また、第3の特徴によれば、スイッチングによる電流波形を正弦波状にすることができるため、スイッチング素子がオフするタイミングを電流値の零クロス点付近に設定することが容易になる。 According to the third feature, it is possible to a current waveform by the switching sinusoidally, the switching element is easy to set in the vicinity of the zero cross point of the current value when to turn off. また、トランスの伝達遅れなどに起因するスイッチング素子の短絡防止のために、デッドタイムを大きくとったり、駆動時間を短くしたりする必要がない。 Further, for prevention of short-circuit switching element due such as the transformer of the transmission delay, or take a large dead time, there is no need or shorten the driving time. これにより変換効率を高めることが可能になる。 This makes it possible to increase the conversion efficiency.

さらに、第4の特徴によれば、高圧側からのバッテリの充電やこのバッテリを利用しての負荷への給電アシストを簡単に行うことができ、その際の昇圧比や降圧比を自在かつ容易に制御できる。 Furthermore, according to a fourth aspect, makes it easy to feed the assist to the load of utilizing the battery charging and the battery from the high pressure side, freely and easily up ratio or step-down ratio when the It can be controlled.

以下、図面を参照して本発明を説明する。 The present invention will be described with reference to the drawings. 図1は、本発明に係るDC−DCコンバータの実施形態を示す回路図であり、図6と同一あるいは同等部分には同一符号を付してある。 Figure 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a DC-DC converter according to the present invention, the same or equivalent parts in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals. 図1が図6と異なるのは、トランス1の2次側に設けたブリッジ型整流回路3の整流素子3−1〜3−4のそれぞれに並列に、短絡スイッチとして機能するスイッチング素子8−1〜8−4を接続し、これらの短絡スイッチ8−1〜8−4のオンデューティをスイッチング手段2のスイッチング素子2−1〜2−4のオンタイミングに同期させて制御する点である。 Figure 1 differs from that of FIG. 6, the switching elements 8-1 to function in parallel to each, as short-circuit switch of the rectifying elements 3-1 to 3-4 of the bridge rectifier circuit 3 provided on the secondary side of the transformer 1 connect ~8-4 is the on-duty of these short-circuit switches 8-1 to 8-4 in terms of controlling in synchronization with the on-timing of the switching elements 2-1 to 2-4 of the switching means 2. スイッチング素子8−1〜8−4は、例えばFETからなる。 Switching elements 8-1 to 8-4 is made of, for example, FET.

次に、本実施形態の動作を説明する。 Next, the operation of this embodiment will be described. まず、トランス1の巻線比N1:N2以下の比で電圧変換を行う通常動作を図1を参照して説明する。 First, the winding ratio of the transformer 1 N1: with reference to Figure 1 illustrating the normal operation of performing voltage conversion with N2 following ratio. 通常動作の場合、共振回路4の回路素子の素子定数に基づく共振周波数でスイッチング手段2をオン・オフ駆動する。 For normal operation, to drive on and off the switching means 2 at a resonant frequency based on the element constant of the circuit elements of the resonant circuit 4. すなわちスイッチング素子2−1と2−3、2−2と2−4の対を交互にオン・オフ駆動する。 That is driven on and off the pair of switching elements 2-1 and 2-3 or 2-2 and 2-4 alternately. このとき、2次側スイッチング素子8−1〜8−4はオフのままとする。 In this case, the secondary-side switching elements 8-1 to 8-4 has been left off.

図3(a)のタイムチャートは、スイッチング素子2−1と2−3のオン・オフタイミングSW1、スイッチング素子2−2と2−4のオン・オフタイミングSW2、スイッチング素子8−1〜8−4のオン・オフタイミングSW3を示す。 3 a time chart of (a), the on-off timing SW1 of the switching elements 2-1 and 2-3, on-off timing SW2 of the switching elements 2-2 and 2-4, the switching element 8-1~8- It shows a 4-on-off timing SW3. SW1およびSW2は交互にオン・オフを繰り返し、SW3はオフのままである。 SW1 and SW2 are repeatedly turned on and off alternately, SW3 remains off. なお、SW1およびSW2のオンデューティは、巻線比以下であれば、要求される出力電圧に応じて変えられる。 Incidentally, the on-duty of the SW1 and SW2 are equal to or less than the turns ratio is varied in accordance with a required output voltage.

トランス1の1次側には図1に実線で示す電流I−1と破線で示す電流I−2が交互に流れ、これによりトランス1の2次側に電流I−3と電流I−4が流れる。 The primary side of the transformer 1 the current I-2 indicated by the current I-1 and the broken line indicated by the solid line in FIG. 1 stream alternately, thereby a current I-3 and the current I-4 to the secondary side of the transformer 1 It flows. 電流I−3、I−4はそれぞれ整流素子3−1と3−3、3−2と3−4の対で整流される。 Current I-3, I-4 is rectified by the respective rectifier element 3-1 3-3,3-2 and 3-4 pairs. これによりトランス1の巻線比N1:N2以下の比で1次側から2次側へのDC−DC変換が行われる。 Thus the turns ratio of the transformer 1 N1: DC-DC conversion from the primary side with N2 following ratios to the secondary side is performed.

次に、トランス1の巻線比N1:N2を超える比で電圧変換を行う場合の動作を図2を参照して説明する。 Next, the winding ratio of the transformer 1 N1: Operation will be described with reference to FIG. 2 in the case of performing voltage conversion ratio of greater than N2. 共振回路4の回路素子の素子定数に基づく共振周波数でスイッチング手段2をオン・オフ駆動する点は上記と同じである。 That turns on and off driving of the switching means 2 at a resonant frequency based on the element constant of the circuit elements of the resonant circuit 4 is as defined above.

この場合にはスイッチング素子2−1と2−3のオン期間の一部でスイッチング素子8−2または8−4をオンさせ、スイッチング素子2−2と2−4のオン期間の一部でスイッチング素子8−1または8−3をオンさせる。 In this case, to turn on the switching element 8-2 or 8-4 in a portion of the on-period of the switching element 2-1 and 2-3, the switching part of the ON period of the switching element 2-2 2-4 to turn on the device 8-1 or 8-3.

図2は、このときの動作を示す図であり、スイッチング素子2−1と2−3のオン期間の一部でスイッチング素子8−2をオンさせた時にトランス1の1次側に流れる電流I−1および2次側に流れる電流I−5の経路を示している。 Figure 2 is a diagram showing an operation at this time, current flows through the primary side of the transformer 1 when turning on the switching elements 8-2 on some on-period of the switching element 2-1 2-3 I shows the path of the current I-5 flowing to -1 and the secondary side.

2次側に流れる電流I−5の経路から明らかなように、スイッチング素子8−4をオンさせた時、入力側からみると出力側はトランス1を挟んで短絡状態になる。 As apparent from the path of the current I-5 flowing through the secondary side, when to turn on the switching elements 8-4, the output side when viewed from the input side becomes short-circuited across the transformer 1. この短絡状態の期間中は共振回路4のリアクトルにエネルギが貯えられる。 During this short circuit state energy is stored in the reactor of the resonant circuit 4.

次にスイッチング素子8−4をオフして短絡状態を開放すると、短絡状態時にリアクトルに貯えられたエネルギがトランス1の巻線比で昇圧された電圧に加算されて出力に現れる。 Now opens the short-circuit state by turning off the switching elements 8-4, energy stored in the reactor during a short circuit condition at the output is added to the voltage boosted by the transformer turns ratio 1. これによりトランス1の巻線比N1:N2以上の比での電圧変換が可能になる。 Thus the turns ratio of the transformer 1 N1: voltage conversion in N2 over the ratio becomes possible.

図3(b)のタイムチャートは、スイッチング素子2−1と2−3のオン・オフタイミングSW1、スイッチング素子2−2と2−4のオン・オフタイミングSW2、スイッチング素子8−2または8−4のオン・オフタイミングSW3-1、スイッチング素子8−1または8−3のオン・オフタイミングSW3-2を示す。 The time chart of FIG. 3 (b), on-off timing SW1 of the switching elements 2-1 and 2-3, on-off timing SW2 of the switching elements 2-2 and 2-4, the switching element 8-2 or 8 4 on and off timing SW3-1, indicating the on-off timing SW3-2 of the switching element 8-1 or 8-3. 図3(b)は、スイッチング素子2−1と2−3のオン期間の一部(短絡期間)t1でスイッチング素子8−2または8−4のオンさせ、スイッチング素子2−2と2−4のオン期間の一部(短絡期間)t2でスイッチング素子8−1または8−3のオンさせる例を示している。 3 (b) is part of the on-period of the switching element 2-1 and 2-3 (short period) t1 by turning on the switching element 8-2 or 8-4, the switching element 2-2 2-4 some of the oN period shows an example of turning on the switching element 8-1 or 8-3 (short circuit period) t2. 短絡期間t1と短絡期間t2は通常、同一に設定される。 Shorted period t1 and short circuit period t2 is typically set to the same. また短絡期間t1、t2を変えることにより電圧変換比を変化させて種々の出力電圧を出力させることができる。 Also it is possible to alter the voltage conversion ratio to output various output voltages by changing the short circuit period t1, t2.

図4は、制御系をも含めた本発明の実施形態を示すブロック図である。 Figure 4 is a block diagram illustrating an embodiment of the present invention including a control system. 本実施形態では、トランス1の2次側出力電圧を検出し、この2次側出力電圧が目標電圧値になるようにスイッチング素子2−1〜2−4、8−1〜8−4をオン・オフ制御する。 In the present embodiment, to detect the secondary output voltage of the transformer 1, it turns on the switching element 2-1~2-4,8-1~8-4 as the secondary output voltage reaches a target voltage value -off control. 例えば目標電圧値がトランス1の巻線比で十分に変換可能な値であれば1次側のスイッチング素子2−1〜2−4をオン・オフ制御して目標電圧を達成し、目標電圧値がトランス1の巻線比で得ることができない高い値であればさらにスイッチング素子8−1〜8−4を上記のようにオン・オフ制御して目標電圧を達成する。 For example the target voltage value is achieved target voltage by on-off control of the primary side of the switching element 2-1 to 2-4 if sufficiently convertible values ​​winding ratio of the transformer 1, the target voltage value There achieving further target voltage of the switching element 8-1 to 8-4 to the on-off control as described above, if a high value can not be obtained by the transformer turns ratio 1.

具体的には、制御系はトランス1の2次側出力電圧を検出する出力電圧検出手段9を有する。 Specifically, the control system has an output voltage detecting means 9 for detecting a secondary output voltage of the transformer 1. 出力電圧検出手段9は検出出力を制御部10に与える。 Output voltage detection means 9 gives detection output to the control unit 10. 制御部10はCPUなどからなり、目標電圧値がトランス1の巻線比で十分に変換可能な値であればスイッチング手段2のドライバ11にのみ制御信号を与え、スイッチング素子2−1と2−3、2−2と2−4の対を交互にオンデューティ50%以内で設定出力電圧となるようにオンデューティを制御する。 The control unit 10 is made of such CPU, if sufficiently convertible value target voltage value by the winding ratio of the transformer 1 gives the control signals to the driver 11 of the switching means 2, a switching element 2-1 2- 3,2-2 and 2-4 pairs of controlling the on-duty so that the set output voltage within the on-duty of 50% alternately.

また、目標電圧値がトランス1の巻線比で得ることができない高い値であれば、さらにスイッチング素子8−1〜8−4のドライバ12に制御信号を与える。 Further, the target voltage value if the higher value can not be obtained by the turns ratio of the transformer 1, further providing a control signal to the driver 12 of the switching elements 8-1 to 8-4. このとき、ドライバ11はスイッチング手段2のスイッチング素子2−1と2−3、2−2と2−4の対を交互に例えばオンデューティ50%で駆動し、ドライバ12は、目標電圧と出力電圧検出手段9の検出出力の差がなくなるようにスイッチング素子8−2または8−4、スイッチング素子8−1または8−3のオン期間(短絡期間t1、t2)を50%以内で制御する。 At this time, the driver 11 drives alternately pair of the switching elements 2-1 of the switching means 2 2-3 or 2-2 and 2-4, for example, on-duty of 50%, driver 12, the target voltage and the output voltage detecting means 9 detects the output switching element 8-2 or 8-4 so that the difference is eliminated, the oN period of the switching element 8-1 or 8-3 (short circuit period t1, t2) is controlled within 50%.

図5は、本発明の適用例を示す回路図である。 Figure 5 is a circuit diagram showing an application example of the present invention. 本適用例は、発電機13を含む直流電源とバッテリ14で電力を融通し合って負荷に電力を供給するシステムに、図1のDC−DCコンバータを適用した例である。 This application example is a system for supplying power to the load each other by flexible power in DC power source and a battery 14 including a generator 13, an example of applying the DC-DC converter of FIG. 発電機13は、例えばエンジン駆動式の3相の多極磁石発電機である。 Generator 13 is, for example, a multi-pole magnet generator three-phase engine-driven.

まず、エンジンの始動時には、DC−DCコンバータ100の低圧側スイッチング手段8のスイッチング素子8−1と8−3、8−2と8−4の対を交互にオンし、これにより昇圧したバッテリ14のDC電圧を駆動用インバータ(整流回路)15に印加する。 First, the battery 14 at the time of starting the engine, which is alternately turned on pairs of switching elements 8-1 and 8-3,8-2 and 8-4 of the low voltage side switching means 8 of the DC-DC converter 100, boosted by this the DC voltage applied to the drive inverter (rectifier circuit) 15. 駆動用インバータ15は、印加されたDC電圧を3相のAC電圧に変換して発電機13に印加し、これをエンジン始動用電動機として起動する。 Driving inverter 15 converts the applied DC voltage to a three-phase AC voltage is applied to the generator 13, to start it as an engine starting motor.

エンジンが始動すると、発電機13はエンジンにより駆動され、駆動用インバータ15のスイッチング動作は停止される。 When the engine is started, the generator 13 is driven by the engine, the switching operation of the drive inverter 15 is stopped. 発電機13の出力は、整流回路(駆動用インバータ)15で整流され、レギュレータ16で調整され、さらにインバータ17で所定周波数の交流電力に変換されて負荷へ供給される。 The output of the generator 13, the rectifier circuit is rectified by the (drive inverter) 15, is adjusted by the regulator 16, it is further supplied to the load is converted into AC power of a predetermined frequency by the inverter 17.

バッテリ14の電圧が低下した時、DC−DCコンバータ100の高圧側スイッチング手段2のスイッチング素子2−1と2−3、2−2と2−4の対を交互にオンすれば、整流回路15の出力をDC−DCコンバータ100により降圧し、降圧した電圧でバッテリ14を充電することができる。 When the voltage of the battery 14 has dropped, if on alternating pairs of switching elements 2-1 of the high voltage side switching means 2 of the DC-DC converter 100 and 2-3 or 2-2 and 2-4, rectifier circuit 15 the output of the step down by the DC-DC converter 100, it is possible to charge the battery 14 with stepped-down voltage.

発電機13の出力が低下して十分なバッテリ充電電圧が得られなくなった時には低圧側スイッチング手段8のスイッチング素子8−1〜8−4を上記のようにオン・オフ駆動して短絡期間を生成することにより十分なバッテリ充電電圧が得られるようにする。 Generating a short circuit period by driving on and off as described above the switching elements 8-1 to 8-4 of the low voltage side switching unit 8 when the output is no longer sufficient battery charging voltage is obtained by reduction of the generator 13 so that sufficient battery charging voltage is obtained by.

また、バッテリ14を負荷への給電アシストに利用する場合には、高圧側スイッチング手段2のスイッチング素子2−1〜2−4を同様にオン・オフ駆動して短絡期間を生成することにより十分な昇圧比で負荷への給電が行われるようにすることができる。 In the case of using the battery 14 to the power supply assist to the load, sufficient by generating short duration switching elements 2-1 to 2-4 of the high voltage side switching means 2 likewise drives on and off can be made to power supply to the load in the step-up ratio is performed.

なお、本適用例は、エンジン駆動式発電機からなる直流電源をバッテリでアシストする例であるが、本発明は、これに限らず、バッテリ、通常の発電機、太陽光発電、風力発電、燃料電池などの適宜の直流電源系でを組合せる場合にも適用でき、例えば、ハイブリッド車両などでの走行電力系と保安電装系とで電力のやり取りを行わせる場合にも適用できる。 The present application example is an example to assist the DC power supply consisting of an engine-driven generator in a battery, the present invention is not limited thereto, the battery, normal generator, solar power, wind power, fuel also applicable when combined with appropriate DC power source systems such as a battery, for example, can be applied to the case to perform the exchange of power between the driving power system and security electrical system in a hybrid vehicle.

本発明に係るDC−DCコンバータの実施形態を示す回路図である。 Is a circuit diagram showing an embodiment of a DC-DC converter according to the present invention. トランスの巻線比以上の電圧変換比で昇圧を行う場合の動作説明図である。 It is an operation explanatory diagram in the case of performing the boost windings ratio or voltage transformation ratio of the transformer. DC−DCコンバータの動作説明のためのタイムチャートである。 It is a time chart for the DC-DC converter description of the operation. 本発明の実施形態を制御系をも含めて示すブロック図である。 Is a block diagram illustrating an embodiment, including a control system of the present invention. 本発明の適用例を示す回路図である。 Is a circuit diagram showing an application example of the present invention. 先に提案のDC−DCコンバータを示す回路図である。 Is a circuit diagram showing a DC-DC converter of previously proposed.

符号の説明 DESCRIPTION OF SYMBOLS

1・・・トランス、1−1・・・低圧側巻線、1−2・・・高圧側巻線、2・・・スイッチング手段、2−1〜2−4,8−1〜8−4・・・スイッチング素子、3・・・ブリッジ型整流回路、3−1〜3−4,5−1〜5−4・・・整流素子、4・・・LC共振回路、6,7・・・平滑用コンデンサ、9・・・出力電圧検出手段、10・・・制御部(CPU)、11,12・・・ドライバ、13・・・発電機、14・・・バッテリ、15・・・駆動用インバータ(整流回路)、16・・・レギュレータ、17・・・インバータ、100・・・DC−DCコンバータ 1 ... transformer, 1-1 ... low-voltage side winding, 1-2 ... high-voltage side winding, 2 ... switching means, 2-1~2-4,8-1~8-4 ... switching device, 3 ... bridge rectifier circuit, 3-1~3-4,5-1~5-4 ... rectifying element, 4 ... LC resonant circuit, 6,7 ... smoothing capacitor, 9 ... output voltage detecting unit, 10 ... control unit (CPU), 11, 12 ... driver, 13 ... generator, 14 ... battery, 15 ... driving inverter (rectifying circuit), 16 ... regulator, 17 ... inverter, 100 ... DC-DC converter

Claims (4)

  1. 電圧変換用トランスと、前記電圧変換用トランスの1次側に設けられ、入力電圧をオン・オフするスイッチング手段と、前記電圧変換用トランスの2次側に設けられた整流回路および出力取り出し端子と、前記スイッチング手段をオン・オフさせる駆動手段を有するDC−DCコンバータにおいて、 A transformer voltage conversion, the provided on the primary side of the voltage conversion transformer, and a switching means for turning on and off the input voltage, the rectifier circuit provided on the secondary side of the front SL voltage conversion transformer and the output extraction terminals When, in the DC-DC converter with a driving means for turning on and off said switching means,
    前記スイッチング手段をブリッジ型スイッチング回路で構成し、 前記電圧変換用トランスの2次側巻線と直列にリアクトルを設け、前記整流回路をブリッジ型整流回路として構成すると共に前記ブリッジ型整流回路を構成する整流素子と並列に短絡スイッチを設け、 Said switching means is constituted by a bridge type switching circuit, a reactor provided in the secondary winding in series with the voltage conversion transformer, constituting the bridge rectifier circuit with configuring the rectifier circuit as a bridge rectifier circuit the short-circuit switch provided in parallel with the rectifier element,
    前記短絡スイッチのオンデューティを前記スイッチング手段のオンタイミングに同期させて制御し、前記ブリッジ型整流回路に流れる電流の一部を前記短絡スイッチのオン動作で前記リアクトルへ環流させることにより昇圧比を変更可能に構成したことを特徴とするDC−DCコンバータ。 Change up ratio by causing said on-duty of the short-circuit switch is synchronized with the on-timing of the switching means controlled by the ring shed portion of the current flowing in the bridge rectifier circuit to the reactor on-operation of the short-circuit switch configured to be capable to DC-DC converter, characterized in that the.
  2. 前記電圧変換用トランスの2次側出力電圧を検出し、該2次側出力電圧が所定値になるように前記短絡スイッチのオンデューティを制御することを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。 The detected voltage secondary output voltage of the converter transformer, the secondary output voltage according to claim 1, characterized by controlling the on-duty of the short-circuit switch to a predetermined value DC- DC converter.
  3. 前記リアクトルと共にLC共振回路を構成する共振用コンデンサを備え、前記駆動手段は前記スイッチング手段を前記LC共振回路の共振周波数でオン・オフさせることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。 Comprising a resonance capacitor to form an LC resonance circuit together with the reactor, DC-DC converter of claim 1 wherein the drive means, characterized in that turning on and off at the resonant frequency of the LC resonant circuit said switching means .
  4. 前記スイッチング手段を構成するスイッチング素子に並列にそれぞれ整流素子を設けることにより、双方向性のDC−DCコンバータ機能が具備されたことを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。 Wherein the a Turkey respectively provided rectifying elements in parallel to the switching elements constituting the switching means, a DC-DC converter according to claim 1, characterized in that the DC-DC converter function bidirectional is provided.
JP2004029358A 2004-02-05 2004-02-05 Dc-dc converter Active JP4274364B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004029358A JP4274364B2 (en) 2004-02-05 2004-02-05 Dc-dc converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004029358A JP4274364B2 (en) 2004-02-05 2004-02-05 Dc-dc converter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2005224012A JP2005224012A (en) 2005-08-18
JP4274364B2 true JP4274364B2 (en) 2009-06-03

Family

ID=34999222

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2004029358A Active JP4274364B2 (en) 2004-02-05 2004-02-05 Dc-dc converter

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4274364B2 (en)

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4527616B2 (en) * 2005-06-24 2010-08-18 株式会社日立製作所 Insulating resonant bidirectional dc / dc Converter and a control method thereof
JP4794009B2 (en) * 2005-11-24 2011-10-12 株式会社小松製作所 Ac link bidirectional dc-dc converter and a hybrid power supply system and a hybrid vehicle using the same
JP4855057B2 (en) * 2005-12-06 2012-01-18 ファナック株式会社 Motor driving device
KR101262954B1 (en) 2006-03-03 2013-05-09 페어차일드코리아반도체 주식회사 Switching Mode Power Supply
JP2009290919A (en) * 2008-05-27 2009-12-10 Panasonic Corp Power converter
JP5417898B2 (en) * 2009-02-27 2014-02-19 Tdk株式会社 Switching power supply unit
JP5523811B2 (en) * 2009-12-16 2014-06-18 川崎重工業株式会社 Soft switching step-down chopper and a power supply system
WO2012121016A1 (en) * 2011-03-07 2012-09-13 新電元工業株式会社 Bidirectional dc-dc converter, and power source system
JP2012253968A (en) * 2011-06-06 2012-12-20 Daihen Corp Power conversion device
JP2012253967A (en) * 2011-06-06 2012-12-20 Daihen Corp Power conversion device
JP5919750B2 (en) * 2011-11-17 2016-05-18 富士電機株式会社 Power Supply
DE112012005868T5 (en) 2012-02-14 2014-11-13 Mitsubishi Electric Corporation DC-DC converter
JP6019770B2 (en) * 2012-06-01 2016-11-02 株式会社明電舎 The two-way insulating dc-dc converter of the control device
JP5556859B2 (en) 2012-07-03 2014-07-23 Tdk株式会社 Current resonance type dcdc converter
JP5552149B2 (en) * 2012-10-05 2014-07-16 オリジン電気株式会社 Converter and bi-directional converter
JP5535290B2 (en) * 2012-10-05 2014-07-02 オリジン電気株式会社 Bi-directional converter
JP5587382B2 (en) * 2012-11-09 2014-09-10 株式会社日立情報通信エンジニアリング Bi-directional dc-dc converter
JP5992820B2 (en) * 2012-12-21 2016-09-14 オリジン電気株式会社 Converter and bi-directional converter
WO2014103105A1 (en) * 2012-12-28 2014-07-03 パナソニック株式会社 Dc-to-dc converter
JP2014176241A (en) * 2013-03-12 2014-09-22 Denso Corp Switching power supply
JP6088869B2 (en) * 2013-03-15 2017-03-01 オリジン電気株式会社 Dc-dc converter
WO2015056571A1 (en) * 2013-10-17 2015-04-23 日産自動車株式会社 Power conversion device and power conversion method
WO2015072009A1 (en) * 2013-11-15 2015-05-21 オリジン電気株式会社 Bidirectional converter
AT515242A1 (en) 2013-12-20 2015-07-15 Fronius Int Gmbh A method for controlling a full-bridge DC / DC converter
JP6157388B2 (en) * 2014-03-13 2017-07-05 三菱電機株式会社 Bidirectional dcdc converter
JP6307368B2 (en) * 2014-06-27 2018-04-04 新電元工業株式会社 Dc / dc converter control apparatus and control method thereof
JP2016201893A (en) * 2015-04-09 2016-12-01 アイシン精機株式会社 Interconnection system

Also Published As

Publication number Publication date
JP2005224012A (en) 2005-08-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1289106B1 (en) DC-DC converter
JP4258739B2 (en) DC voltage source, in particular a method for converting an electrical alternating voltage of a photovoltaic cell DC voltage source into an AC voltage
CN1906837B (en) DC-DC converter
JP5563577B2 (en) Directional inverter charger and the inverter charger device
US8570769B2 (en) Bidirectional signal conversion
EP2179882A2 (en) Apparatus for energy transfer using converter and method of manufacturing same
EP1962415A2 (en) Switching power supply unit
JP4591304B2 (en) Bi-directional dc / ac inverter
CN100492836C (en) Single conversion power converter with hold-up time and its method
US7800922B2 (en) Switching power supply unit
CN100566102C (en) Dc-dc converter
EP0573065B1 (en) Electric system for an electric vehicle
JP4770798B2 (en) Power Supply
EP1463178B1 (en) Power generating device
JP6093497B2 (en) Device and manufacturing method thereof for energy transfer with a power electronic circuitry on-board with a high-frequency transformer isolation
US20120163035A1 (en) Multi-phase interleaved bidirectional dc-dc converter
US9166415B2 (en) AC link bidirectional DC-DC converter, hybrid power supply system using the same and hybrid vehicle
JP3287086B2 (en) Switching regulator
KR100471093B1 (en) Power supply device
EP1246353B1 (en) Multi-output power conversion circuit
US7619323B2 (en) Uninterruptible power supply capable of providing sinusoidal-wave output AC voltage
US6989655B2 (en) Engine generator
JP4870968B2 (en) Bidirectional buck-boost power converter, electric starter generator that uses a bidirectional buck-boost power converter, and their methods
KR100954837B1 (en) Two-way dc-dc converter
JP4995277B2 (en) Bi-directional dc / dc converter

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20061130

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20080710

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20080730

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20080926

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20090225

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20090225

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120313

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130313

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130313

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140313

Year of fee payment: 5