JP6307368B2 - DC / DC converter control device and control method thereof - Google Patents

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Description

本発明は、１次側直流電圧を２次側直流電圧に変換する直流／直流コンバータであるＤＣ／ＤＣコンバータ、例えば、三相ＤＡＢ（Dual Active Bridge）絶縁型双方向のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置及びその制御方法に係り、特に、ＤＣ／ＤＣコンバータの１次側直流電圧と２次側直流電圧との差が大きい場合、全ての負荷条件において最大変換効率を追従する、ＭＬＰＴ（Minimum Loss Power Tracking）制御による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの最適制御技術に関するものである。   The present invention controls a DC / DC converter, which is a DC / DC converter that converts a primary DC voltage into a secondary DC voltage, for example, a three-phase DAB (Dual Active Bridge) insulated bidirectional DC / DC converter. In particular, when the difference between the primary side DC voltage and the secondary side DC voltage of the DC / DC converter is large, the MLPT (Minimum Loss Power) follows the maximum conversion efficiency under all load conditions. The present invention relates to an optimum control technology for a bidirectional DC / DC converter by tracking control.

従来、例えば、三相ＤＡＢ絶縁型双方向のＤＣ／ＤＣコンバータとして、特許文献１及び非特許文献１の技術が知られている。   Conventionally, for example, the techniques of Patent Document 1 and Non-Patent Document 1 are known as three-phase DAB insulation type bidirectional DC / DC converters.

図２は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおける主回路を示す構成図である。
このＤＣ／ＤＣコンバータの主回路１は、変圧器の漏れインダクタ（リーケージインダクタ）を利用したＹ−Ｙ結線方式の三相ＤＡＢ絶縁型双方向のＤＣ／ＤＣコンバータの主回路である。ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路１は、１次側直流電圧Ｅ１が印加される一対の１次側端子２，３と、２次側直流電圧Ｅ２が印加される一対の２次側端子４，５と、を有している。１次側端子２，３には、電流リップル吸収用のコンデンサ６と１次側フルブリッジ部１０とが、並列に接続されている。１次側フルブリッジ部１０の３つの交流端子Ｎ１〜Ｎ３には、Ｙ−Ｙ結線の三相変圧器２０を介して、２次側フルブリッジ部３０の３つの交流端子Ｎ１１〜Ｎ１３が接続されている。２次側フルブリッジ部３０には、電流リップル吸収用のコンデンサ３７が並列に接続されている。コンデンサ３７の両電極には、２次側端子４，５が接続されている。 FIG. 2 is a configuration diagram showing a main circuit in a conventional DC / DC converter.
The main circuit 1 of the DC / DC converter is a main circuit of a YY connection type three-phase DAB insulated bidirectional DC / DC converter using a leakage inductor (leakage inductor) of a transformer. The main circuit 1 of the DC / DC converter includes a pair of primary terminals 2 and 3 to which a primary DC voltage E1 is applied and a pair of secondary terminals 4 and 5 to which a secondary DC voltage E2 is applied. And have. The primary side terminals 2 and 3 are connected in parallel with a capacitor 6 for absorbing current ripple and a primary side full bridge portion 10. Three AC terminals N11 to N13 of the secondary side full bridge section 30 are connected to the three AC terminals N1 to N3 of the primary side full bridge section 10 via a three-phase transformer 20 of Y-Y connection. ing. A capacitor 37 for absorbing current ripple is connected to the secondary side full bridge section 30 in parallel. Secondary terminals 4 and 5 are connected to both electrodes of the capacitor 37.

１次側フルブリッジ部１０と２次側フルブリッジ部３０とは、変圧器２０を介して、左右対称になっている。１次側フルブリッジ部１０は、直列に接続された１次側スイッチ１１、交流端子Ｎ１及び１次側スイッチ１２からなる直列回路としての第１のスイッチングレグ（これは「スイッチングアーム」とも言う。）と、直列に接続された１次側スイッチ１３、交流端子Ｎ２及び１次側スイッチ１４からなる第２のスイッチングレグと、直列に接続された１次側スイッチ１５、交流端子Ｎ３及び１次側スイッチ１６からなる第３のスイッチングレグと、が並列に接続された三相フルブリッジ回路で構成されている。１次側フルブリッジ部１０の交流端子Ｎ１〜Ｎ３に接続された変圧器２０は、三相のｕ，ｖ，ｗ相の１次巻線２１ａ〜２１ｃと２次巻線２２ａ〜２２ｃとを有し、これらがＹ−Ｙ結線されている。１次巻線２１ａ〜２１ｃと２次巻線２２ａ〜２２ｃとの巻数比は、１：ｎである。   The primary side full bridge part 10 and the secondary side full bridge part 30 are symmetrical with respect to each other via the transformer 20. The primary side full bridge unit 10 is a first switching leg (also referred to as a “switching arm”) as a series circuit including a primary side switch 11, an AC terminal N1, and a primary side switch 12 connected in series. ), A second switching leg composed of a primary switch 13, an AC terminal N2 and a primary switch 14 connected in series, and a primary switch 15, an AC terminal N3 and a primary side connected in series A third switching leg composed of the switch 16 and a three-phase full bridge circuit connected in parallel. The transformer 20 connected to the AC terminals N1 to N3 of the primary side full bridge unit 10 has three-phase u, v, and w-phase primary windings 21a to 21c and secondary windings 22a to 22c. These are Y-Y connected. The turn ratio of the primary windings 21a to 21c and the secondary windings 22a to 22c is 1: n.

２次巻線２２ａ〜２２ｃには、２次側フルブリッジ部３０の交流端子Ｎ１１〜Ｎ１３が接続されている。２次側フルブリッジ部３０は、直列に接続された２次側スイッチ３１、交流端子Ｎ１１及び２次側スイッチ３２からなる第４のスイッチングレグと、直列に接続された２次側スイッチ３３、交流端子Ｎ１２及び２次側スイッチ３４からなる第５のスイッチングレグと、直列に接続された２次側スイッチ３５、交流端子Ｎ１３及び２次側スイッチ３６からなる第６のスイッチングレグと、が並列に接続された三相フルブリッジ回路で構成されている。   AC terminals N11 to N13 of the secondary side full bridge section 30 are connected to the secondary windings 22a to 22c. The secondary full bridge section 30 includes a secondary switch 31 connected in series, a fourth switching leg including an AC terminal N11 and a secondary switch 32, a secondary switch 33 connected in series, and an AC The fifth switching leg including the terminal N12 and the secondary switch 34 and the sixth switching leg including the secondary switch 35, the AC terminal N13, and the secondary switch 36 connected in series are connected in parallel. It consists of a three-phase full bridge circuit.

各スイッチ１１〜１６，３１〜３６は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor、以下「ＩＧＢＴ」という。）や、ＭＯＳ形電界効果トランジスタ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor、以下「ＭＯＳＦＥＴ」という。）により構成されている。６つの１次側スイッチ１１〜１６は、図示しない制御装置から供給される６つの１次側駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐによってオン／オフ動作する。６つの２次側スイッチ３１〜３６は、図示しない制御装置から供給される６つの２次側駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓによってオン／オフ動作する。   Each of the switches 11 to 16 and 31 to 36 includes an insulated gate bipolar transistor (hereinafter referred to as “IGBT”) or a MOS-type field effect transistor (hereinafter referred to as “MOSFET”). It is composed of. The six primary side switches 11 to 16 are turned on / off by six primary side drive signals S1p to S6p supplied from a control device (not shown). The six secondary side switches 31 to 36 are turned on / off by six secondary side drive signals S1s to S6s supplied from a control device (not shown).

このような構成のＤＣ／ＤＣコンバータでは、各スイッチ１１〜１６，３１〜３６がソフトスイッチングを行うことで、高い効率が得られている。しかし、１次側直流電圧Ｅ１と、２次側直流電圧Ｅ２を変圧器２０の巻数比１／ｎで１次側に換算した電圧と、が等しくない場合、軽負荷の条件において、直流電圧の低い側のスイッチ（例えば、３１〜３６）は、ソフトスイッチングの条件が成立せず、損失が増加してしまう問題がある。しかも、１次側直流電圧Ｅ１と、２次側直流電圧Ｅ２を変圧器２０の巻数比１／ｎで１次側に換算した電圧と、の電圧差が大きい程、ソフトスイッチング動作しない負荷領域が拡大される。   In the DC / DC converter having such a configuration, the switches 11 to 16 and 31 to 36 perform soft switching, so that high efficiency is obtained. However, if the primary side DC voltage E1 and the voltage obtained by converting the secondary side DC voltage E2 to the primary side with the turns ratio 1 / n of the transformer 20 are not equal, the DC voltage The switch on the lower side (for example, 31 to 36) has a problem that the soft switching condition is not satisfied and the loss increases. In addition, the larger the voltage difference between the primary side DC voltage E1 and the secondary side DC voltage E2 converted to the primary side by the turns ratio 1 / n of the transformer 20, the larger the load region where the soft switching operation is not performed. Enlarged.

非特許文献１の技術では、１次側スイッチ１１〜１６のソフトスイッチング動作条件を次の（１）式で表し、２次側スイッチ３１〜３６のソフトスイッチング動作条件を次の（２）式で表している。   In the technique of Non-Patent Document 1, the soft switching operation conditions of the primary side switches 11 to 16 are expressed by the following equation (1), and the soft switching operation conditions of the secondary side switches 31 to 36 are expressed by the following equation (2). Represents.

Figure 0006307368
Figure 0006307368

図３は、図２のソフトスイッチング動作範囲の特性を示すグラフである。
図３の横軸は、１次側スイッチ１１〜１６と２次側スイッチ３１〜３６の位相差φ［ｄｅｇ］である。縦軸は、１次側直流電圧Ｅ１と、２次側直流電圧Ｅ２を変圧器２０の巻数比１／ｎで１次側に換算した電圧Ｅ２／ｎと、の比（これを「１次側と２次側の電圧比」という。）Ｅ２／ｎＥ１である。 FIG. 3 is a graph showing characteristics of the soft switching operation range of FIG.
The horizontal axis in FIG. 3 represents the phase difference φ [deg] between the primary side switches 11 to 16 and the secondary side switches 31 to 36. The vertical axis represents the ratio between the primary side DC voltage E1 and the voltage E2 / n obtained by converting the secondary side DC voltage E2 to the primary side by the turns ratio 1 / n of the transformer 20 (this is expressed as “primary side And the secondary voltage ratio.)) E2 / nE1.

（１）式と（２）式に表した１次側スイッチ１１〜１６と２次側スイッチ３１〜３６の位相差φと、１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１と、によるソフトスイッチング動作範囲の関係が、図３に示されている。   The software based on the phase difference φ between the primary side switches 11-16 and the secondary side switches 31-36 and the voltage ratio E2 / nE1 between the primary side and the secondary side expressed in the formulas (1) and (2) The relationship of the switching operating range is shown in FIG.

図３において、１次側スイッチ１１〜１６の境界線４１，４２により区画された領域（Ｉ）は、１次側スイッチ１１〜１６のソフトスイッチング不可領域である。２次側スイッチ３１〜３６の境界線４３，４４により区画された領域（ＩＩ）は、２次側スイッチ３１〜３６のソフトスイッチング不可領域である。１次側スイッチ１１〜１６の境界線４１と２次側スイッチ３１〜３６の境界線４３とにより区画された領域（ＩＩＩ）と、１次側スイッチ１１〜１６の境界線４２と２次側スイッチ３１〜３６の境界線４４とにより区画された領域（ＩＶ）とは、１次側スイッチ１１〜１６と２次側スイッチ３１〜３６とのソフトスイッチング可能領域である。   In FIG. 3, a region (I) defined by the boundary lines 41 and 42 of the primary side switches 11 to 16 is a soft switching impossible region of the primary side switches 11 to 16. A region (II) defined by the boundary lines 43 and 44 of the secondary side switches 31 to 36 is a soft switching impossible region of the secondary side switches 31 to 36. Region (III) partitioned by the boundary line 41 of the primary side switches 11-16 and the boundary line 43 of the secondary side switches 31-36, the boundary line 42 of the primary side switches 11-16 and the secondary side switch A region (IV) partitioned by the boundary line 44 of 31 to 36 is a soft-switchable region between the primary side switches 11 to 16 and the secondary side switches 31 to 36.

この図３に示されるように、１次と２次の電圧比Ｅ２／ｎＥ１が１から離れる程、ソフトスイッチング動作がし難くなる。又、位相差φが小さい程（即ち、軽負荷で伝送電力が小さい程）、ソフトスイッチング条件が成立し難い。   As shown in FIG. 3, the soft switching operation becomes harder as the primary / secondary voltage ratio E2 / nE1 is away from 1. In addition, the soft switching condition is less likely to be established as the phase difference φ is smaller (that is, the transmission power is smaller at a light load).

米国特許第５，０２７，２６４号明細書US Pat. No. 5,027,264

電気学会論文誌Ｄ、１３３巻６号（２０１３年）周藤龍、清水敏久「Ｙ−Δ結線による三相絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の効率改善」ｐ．５９５―６０８IEEJ Transactions D, Vol. 133, No. 6 (2013) Ryu Saito, Toshihisa Shimizu, “Improvement of efficiency of three-phase insulated bidirectional DC / DC converter at light load by Y-Δ connection” p. 595-608

しかしながら、従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、次のような課題があった。
特許文献１では、図２に示されたＤＣ／ＤＣコンバータの主回路１及び位相シフトによる制御方法を提案している。しかし、非特許文献１にも記載されているように、１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１が１から離れる程、ソフトスイッチング動作しない条件がある。 However, the conventional DC / DC converter has the following problems.
Patent Document 1 proposes a main circuit 1 of the DC / DC converter shown in FIG. 2 and a control method using phase shift. However, as described in Non-Patent Document 1, there is a condition that the soft switching operation is not performed as the voltage ratio E2 / nE1 between the primary side and the secondary side is away from 1.

その改善策として、非特許文献１では、変圧器２０の結線方式をＹ−Ｙ結線からＹ−Δ結線に変更する方法を提案している。この非特許文献１の技術では、従来の制御方式を変えず、１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１が０．８６〜１．１４の範囲において、全ての負荷領域でソフトスイッチング動作条件を満足するように改善されている。   As an improvement measure, Non-Patent Document 1 proposes a method of changing the connection method of the transformer 20 from YY connection to Y-Δ connection. In the technique of Non-Patent Document 1, the conventional control method is not changed, and the soft switching operation is performed in the entire load region in the range of the voltage ratio E2 / nE1 between the primary side and the secondary side of 0.86 to 1.14. It has been improved to meet the conditions.

しかし、前記Ｙ−Δ結線の変圧器２０の結線方式による改善は、特許文献１の従来の制御方式であるため、制御パラメータが、１次側スイッチ１１〜１６と２次側スイッチ３１〜３６の位相差φのみであり、ソフトスイッチング動作範囲の制御ができず、前記０．８６〜１．１４のソフトスイッチング動作範囲は限界である。   However, since the improvement by the connection method of the transformer 20 of the Y-Δ connection is the conventional control method of Patent Document 1, the control parameters are those of the primary side switches 11-16 and the secondary side switches 31-36. Since the phase difference is only φ, the soft switching operation range cannot be controlled, and the soft switching operation range of 0.86 to 1.14 is the limit.

１次側直流電源Ｅ１又は２次側直流電源Ｅ２は、蓄電池やキャパシタ等の蓄電デバイスを用いることが多い。これらの蓄電デバイスに要求される充放電の電圧範囲は広く、±１４％を越えるものが多い。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータの１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１において、前記の０．８６〜１．１４のソフトスイッチング動作範囲に対し、蓄電デバイスの電圧変動範囲を全てカバーするのは難しい。効率改善のため、広い直流電圧範囲に対してソフトスイッチング動作の改善及び最適な制御が課題となる。   The primary side DC power source E1 or the secondary side DC power source E2 often uses an electricity storage device such as a storage battery or a capacitor. The charge / discharge voltage range required for these electricity storage devices is wide, and many of them exceed ± 14%. Therefore, in the voltage ratio E2 / nE1 between the primary side and the secondary side of the DC / DC converter, the entire voltage fluctuation range of the electricity storage device is covered with respect to the soft switching operation range of 0.86 to 1.14. Is difficult. In order to improve efficiency, improvement of soft switching operation and optimum control over a wide DC voltage range are problems.

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置及びその制御方法は、１次巻線及び２次巻線を有する変圧器と、前記変圧器に対して直列に接続されたインダクタと、１次側駆動信号によってオン／オフ動作する１次側スイッチを複数有し、前記１次側スイッチのオン／オフ動作により、入力される１次側直流電力を交流電力に変換して前記１次巻線側へ供給する１次側ブリッジ回路と、２次側駆動信号によってオン／オフ動作する２次側スイッチを複数有し、前記２次側スイッチのオン／オフ動作により、前記２次巻線側から供給される交流電力を整流して２次側直流電力を出力する２次側ブリッジ回路と、を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路に対して、前記１次側駆動信号及び前記２次側駆動信号を供給する装置及びその方法である。   A DC / DC converter control device and a control method thereof according to the present invention include a transformer having a primary winding and a secondary winding, an inductor connected in series to the transformer, and a primary drive signal. A plurality of primary-side switches that are turned on / off by the primary-side switch, and the primary-side DC power that is input is converted into AC power and supplied to the primary winding side by the on-off operation of the primary-side switch. A plurality of secondary side switches that are turned on / off by a secondary side drive signal, and are supplied from the secondary winding side by the on / off operation of the secondary side switch. The primary side drive signal and the secondary side drive signal are supplied to a main circuit of a DC / DC converter including a secondary side bridge circuit that rectifies AC power and outputs secondary side DC power. Apparatus and method thereof.

そして、本発明の制御装置及びその制御方法は、前記１次側直流電力及び前記２次側直流電力を検出し、検出された１次側検出電力及び２次側検出電力と目標値とに基づき、前記１次側駆動信号と前記２次側駆動信号との間の位相差を制御すると共に、前記１次側検出電力と前記２次側検出電力との電力差が最小になるように前記１次側スイッチの１次側デューティと前記２次側スイッチの２次側デューティとを増減させることを特徴とする。   The control device and the control method thereof according to the present invention detect the primary side DC power and the secondary side DC power, and based on the detected primary side detection power, secondary side detection power, and target value. The phase difference between the primary side drive signal and the secondary side drive signal is controlled, and the power difference between the primary side detection power and the secondary side detection power is minimized. The primary duty of the secondary switch and the secondary duty of the secondary switch are increased or decreased.

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置及びその制御方法によれば、電力変換の最小損失を追従するためのデューティにより、ソフトスイッチング動作条件を満足しつつ、無効電力増加による損失の増加を抑制することを可能にしている。そのため、１次側直流電圧と２次側直流電圧との電圧差が大きい場合や、軽負荷時にも、ソフトスイッチング動作範囲が広がり、更に、ソフトスイッチング動作の臨界点を追従し、最大変換効率を得ることが可能になる。   According to the DC / DC converter control device and the control method thereof according to the present invention, the duty for following the minimum loss of power conversion is suppressed, and the increase in loss due to the increase in reactive power is suppressed while satisfying the soft switching operation condition. Making it possible. Therefore, when the voltage difference between the primary side DC voltage and the secondary side DC voltage is large, or when the load is light, the soft switching operation range is widened. Furthermore, the critical point of the soft switching operation is followed and the maximum conversion efficiency is increased. It becomes possible to obtain.

図１は本発明の実施例１におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a DC / DC converter according to a first embodiment of the present invention. 図２は従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおける主回路を示す構成図である。FIG. 2 is a block diagram showing a main circuit in a conventional DC / DC converter. 図３は図２のソフトスイッチング動作範囲の特性を示すグラフである。FIG. 3 is a graph showing the characteristics of the soft switching operation range of FIG. 図４は図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチング動作を説明するための図である。FIG. 4 is a diagram for explaining a soft switching operation in the DC / DC converter of FIG. 図５は図４におけるローサイドのスイッチのターンオフから、ハイサイドのスイッチのターンオンの間の動作波形を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating operation waveforms from the turn-off of the low-side switch to the turn-on of the high-side switch in FIG. 図６は図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作例を示す波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram showing an operation example of the DC / DC converter of FIG. 図７は図１のソフトスイッチングの条件を満足するソフトスイッチング動作範囲を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a soft switching operation range that satisfies the soft switching conditions of FIG. 図８は図１のソフトスイッチング動作範囲の例を示す図である。FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the soft switching operation range of FIG. 図９は図１中の１次側スイッチにおける損失分析の例を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing an example of loss analysis in the primary side switch in FIG. 図１０は図１中の制御装置による最小損失追従制御を示すフローチャートである。FIG. 10 is a flowchart showing the minimum loss tracking control by the control device in FIG. 図１１は１次側デューティがδｐ＞０．５の領域において電力変換の最小損失点の追従制御の概念を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing the concept of follow-up control of the minimum loss point of power conversion in the region where the primary duty is δ p > 0.5. 図１２は本発明の実施例２におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。FIG. 12 is a block diagram showing a DC / DC converter in Embodiment 2 of the present invention. 図１３は本発明の実施例３におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。FIG. 13 is a block diagram showing a DC / DC converter in Embodiment 3 of the present invention. 図１４は本発明の実施例４におけるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路を示す構成図である。FIG. 14 is a configuration diagram showing a main circuit of a DC / DC converter in Embodiment 4 of the present invention.

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。   Modes for carrying out the present invention will become apparent from the following description of the preferred embodiments when read in light of the accompanying drawings. However, the drawings are only for explanation and do not limit the scope of the present invention.

（実施例１の構成）
図１（ａ）〜（ｃ）は、本発明の実施例１におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図であり、同図（ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータの全体の構成図、及び、同図（ｂ）、（ｃ）は同図（ａ）中のスイッチの構成図である。 (Configuration of Example 1)
FIGS. 1A to 1C are configuration diagrams showing a DC / DC converter according to a first embodiment of the present invention. FIG. 1A is an overall configuration diagram of the DC / DC converter, and FIG. b) and (c) are configuration diagrams of the switch in FIG.

本実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、Ｙ−Ｙ結線の変圧器と外付けのインダクタを用いた三相絶縁型双方向のＤＣ／ＤＣコンバータである。このＤＣ／ＤＣコンバータは、双方向変換回路である主回路５０と、この主回路５０の１次側の電圧及び電流を検出する１次側検出部５５と、主回路５０の２次側の電圧及び電流を検出する２次側検出部９８と、主回路５０の２次側直流電力（例えば、２次側直流電圧Ｅ２）を目標電力（例えば、２次側目標電圧）に追従制御するための制御装置１００と、を備えている。   The DC / DC converter according to the first embodiment is, for example, a three-phase insulated bidirectional DC / DC converter using a Y-Y connected transformer and an external inductor. The DC / DC converter includes a main circuit 50 that is a bidirectional conversion circuit, a primary side detection unit 55 that detects a voltage and a current on the primary side of the main circuit 50, and a voltage on the secondary side of the main circuit 50. And a secondary side detection unit 98 for detecting current and a secondary side DC power (for example, secondary side DC voltage E2) of the main circuit 50 for following control to a target power (for example, secondary side target voltage). And a control device 100.

主回路５０は、１次側と２次側の間の電気的絶縁を確保しつつ、双方向に電力を転送するものであり、１次側直流電圧Ｅ１及び１次側直流電流Ｉ１が供給される一対の１次側端子５１，５２と、２次側直流電圧Ｅ２及び２次側直流電流Ｉ２が供給される一対の２次側端子５３，５４と、を有している。１次側端子５１，５２と２次側端子５３，５４との間には、１次側検出部５５と、電流リップル吸収用の１次側電源フィルタ（例えば、コンデンサ）５６と、１次側ブリッジ回路としての１次側フルブリッジ部６０と、外付けのインダクタ部８０と、Ｙ−Ｙ結線された三相変圧器７０と、２次側ブリッジ回路としての２次側フルブリッジ部９０と、電流リップル吸収用の２次側電源フィルタ（例えば、コンデンサ）９７と、２次側検出部９８と、が縦続接続されている。１次側フルブリッジ部６０と２次側フルブリッジ部９０とは、変圧器７０及びインダクタ部８０を中心にして左右対称構成になっている。   The main circuit 50 transfers electric power bidirectionally while ensuring electrical insulation between the primary side and the secondary side, and is supplied with the primary side DC voltage E1 and the primary side DC current I1. A pair of primary terminals 51 and 52 and a pair of secondary terminals 53 and 54 to which a secondary DC voltage E2 and a secondary DC current I2 are supplied. Between the primary side terminals 51 and 52 and the secondary side terminals 53 and 54, a primary side detection unit 55, a primary side power supply filter (for example, a capacitor) 56 for absorbing current ripple, and a primary side A primary side full bridge part 60 as a bridge circuit, an external inductor part 80, a Y-Y connected three-phase transformer 70, a secondary side full bridge part 90 as a secondary side bridge circuit, A secondary side power supply filter (for example, a capacitor) 97 for absorbing current ripple and a secondary side detection unit 98 are connected in cascade. The primary side full bridge part 60 and the secondary side full bridge part 90 are symmetrically configured around the transformer 70 and the inductor part 80.

１次側端子５１，５２には、１次側検出部５５を介して、コンデンサ５６と１次側フルブリッジ部６０とが並列に接続されている。１次側検出部５５は、１次側端子５１，５２間の１次側直流電圧Ｅ１を検出して１次側検出電圧ｅ１を出力するための分圧抵抗等の電圧検出部５５ａと、１次側端子５２に流れる１次側直流電流Ｉ１を検出して１次側検出電流ｉ１を出力するためのシャント抵抗等の電流検出部５５ｂと、を有している。   A capacitor 56 and a primary full bridge unit 60 are connected in parallel to the primary side terminals 51 and 52 via a primary side detection unit 55. The primary side detection unit 55 detects a primary side DC voltage E1 between the primary side terminals 51 and 52 and outputs a primary side detection voltage e1, and a voltage detection unit 55a such as a voltage dividing resistor, And a current detection unit 55b such as a shunt resistor for detecting the primary DC current I1 flowing through the secondary terminal 52 and outputting the primary detection current i1.

１次側フルブリッジ部６０は、直列に接続された１次側スイッチ６１、交流端子Ｎ２１及び１次側スイッチ６２からなる第１のスイッチングレグと、直列に接続された１次側スイッチ６３、交流端子Ｎ２２及び１次側スイッチ６４からなる第２のスイッチングレグと、直列に接続された１次側スイッチ６５、交流端子Ｎ２３及び１次側スイッチ６６からなる第３のスイッチングレグと、が並列接続された三相フルブリッジ回路で構成されている。第１〜第３のスイッチングレグの３つの交流端子Ｎ２１〜Ｎ２３には、インダクタ部８０を介して、変圧器７０が接続されている。インダクタ部８０は、一端が交流端子Ｎ２１に接続されたインダクタ８１と、一端が交流端子Ｎ２２に接続されたインダクタ８２と、一端が交流端子Ｎ２３に接続されたインダクタ８３と、により構成されている。３つのインダクタ８１〜８３の他端には、変圧器７０が接続されている。   The primary side full bridge section 60 includes a first switching leg including a primary side switch 61, an AC terminal N21 and a primary side switch 62 connected in series, a primary side switch 63 connected in series, and an AC The second switching leg composed of the terminal N22 and the primary side switch 64 and the third switching leg composed of the primary side switch 65, the AC terminal N23 and the primary side switch 66 connected in series are connected in parallel. It consists of a three-phase full bridge circuit. A transformer 70 is connected to the three AC terminals N21 to N23 of the first to third switching legs via an inductor unit 80. The inductor unit 80 includes an inductor 81 having one end connected to the AC terminal N21, an inductor 82 having one end connected to the AC terminal N22, and an inductor 83 having one end connected to the AC terminal N23. A transformer 70 is connected to the other ends of the three inductors 81 to 83.

変圧器７０は、ｕ相の１次巻線７１ａ、ｖ相の１次巻線７１ｂ、ｗ相の１次巻線７１ｃ、ｕ相の２次巻線７２ａ、ｖ相の２次巻線７２ｂ、及びｗ相の２次巻線７２ｃを有し、これらの巻線がＹ−Ｙ結線されている。本実施例１では、変圧器７０の構造は限定されないが、例えば、小容量のＤＣ／ＤＣコンバータでは、１つのコアに三相の巻線が巻かれた一体化構造の変圧器を使用できる。又、大容量のＤＣ／ＤＣコンバータでは、変圧器のコアサイズが大型化するので、３つの変圧器を使用することが望ましい。３つの２次巻線７２ａ，７２ｂ，７２ｃには、２次側フルブリッジ部９０の３つの交流端子Ｎ３１〜Ｎ３３が接続されている。   The transformer 70 includes a u-phase primary winding 71a, a v-phase primary winding 71b, a w-phase primary winding 71c, a u-phase secondary winding 72a, a v-phase secondary winding 72b, And w-phase secondary winding 72c, and these windings are Y-Y connected. In the first embodiment, the structure of the transformer 70 is not limited. For example, in a small-capacity DC / DC converter, a transformer having an integrated structure in which a three-phase winding is wound around one core can be used. Further, in a large capacity DC / DC converter, since the core size of the transformer is increased, it is desirable to use three transformers. Three AC terminals N31 to N33 of the secondary full bridge portion 90 are connected to the three secondary windings 72a, 72b, and 72c.

２次側フルブリッジ部９０は、直列に接続された２次側スイッチ９１、交流端子Ｎ３１及び２次側スイッチ９２からなる第４のスイッチングレグと、直列に接続された２次側スイッチ９３、交流端子Ｎ３２及び２次側端子９４からなる第５のスイッチングレグと、直列に接続された２次側スイッチ９５、交流端子Ｎ３３及び２次側端子９６からなる第６のスイッチングレグと、が並列接続された三相フルブリッジ回路で構成されている。この２次側フルブリッジ部９０には、並列に接続されたコンデンサ９７と２次側検出部９８とを介して、２次側端子５３，５４が接続されている。２次側検出部９８は、２次側端子５３，５４間の２次側直流電圧Ｅ２を検出して２次側検出電圧ｅ２を出力するための分圧抵抗等の電圧検出部９８ａと、２次側端子５４に流れる２次側直流電流Ｉ２を検出して２次側検出電流ｉ２を出力するためのシャント抵抗等の電流検出部９８ｂと、を有している。   The secondary side full bridge part 90 includes a secondary side switch 91 connected in series, a fourth switching leg composed of an AC terminal N31 and a secondary side switch 92, a secondary side switch 93 connected in series, and an AC A fifth switching leg including the terminal N32 and the secondary terminal 94 and a sixth switching leg including the secondary switch 95, the AC terminal N33, and the secondary terminal 96 connected in series are connected in parallel. It consists of a three-phase full bridge circuit. Secondary-side terminals 53 and 54 are connected to the secondary-side full-bridge unit 90 through a capacitor 97 and a secondary-side detection unit 98 connected in parallel. The secondary side detection unit 98 detects a secondary side DC voltage E2 between the secondary side terminals 53 and 54 and outputs a secondary side detection voltage e2 to a voltage detection unit 98a such as a voltage dividing resistor, A current detection unit 98b such as a shunt resistor for detecting the secondary side DC current I2 flowing through the secondary terminal 54 and outputting the secondary side detection current i2.

１次側フルブリッジ部６０内の６つの１次側スイッチ６１〜６６は、制御装置１００から供給される６つの１次側駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐによってそれぞれオン／オフ動作する。２次側フルブリッジ部９０内の６つの２次側スイッチ９１〜９６は、制御装置１００から供給される６つの２次側駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓによってそれぞれオン／オフ動作する。   The six primary side switches 61 to 66 in the primary side full bridge section 60 are turned on / off by six primary side drive signals S1p to S6p supplied from the control device 100, respectively. The six secondary switches 91 to 96 in the secondary full bridge section 90 are turned on / off by the six secondary drive signals S1s to S6s supplied from the control device 100, respectively.

各スイッチ６１〜６６，９１〜９６は、例えば、図１（ｂ）に示すように、半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ６１ａと、このＭＯＳＦＥＴ６１ａのドレイン及びソースに対して逆並列に接続されたダイオード６１ｂと、ＭＯＳＦＥＴ６１ａのドレイン及びソースに対して並列に接続された外付けのコンデンサ６１ｃと、により構成されている。ダイオード６１ｂは、外付けの還流ダイオード（フリーホイールダイオード）又はＭＯＳＦＥＴ６１ａの寄生ダイオードにより構成されている。コンデンサ６１ｃは、ＭＯＳＦＥＴ６１ａの寄生容量で構成しても良い。   For example, as shown in FIG. 1B, each of the switches 61 to 66 and 91 to 96 includes a MOSFET 61a as a semiconductor switching element, and a diode 61b connected in antiparallel to the drain and source of the MOSFET 61a. And an external capacitor 61c connected in parallel to the drain and source of the MOSFET 61a. The diode 61b is configured by an external freewheeling diode (freewheel diode) or a parasitic diode of the MOSFET 61a. The capacitor 61c may be configured with a parasitic capacitance of the MOSFET 61a.

又、各スイッチ６１〜６６，９１〜９６は、例えば、図１（ｃ）に示すように、半導体スイッチング素子としてのＩＧＢＴ６１ｄと、このＩＧＢＴ６１ｄのコレクタ及びエミッタに対して逆並列に接続されたダイオード６１ｅと、ＩＧＢＴ６１ｄのコレクタ及びエミッタに対して並列に接続された外付けのコンデンサ６１ｆと、により構成されている。ダイオード６１ｅは、外付けのフリーホイールダイオードにより構成されている。コンデンサ６１ｆは、ＩＧＢＴ６１ｄの寄生容量で構成しても良い。   Each switch 61-66, 91-96 includes, for example, an IGBT 61d as a semiconductor switching element and a diode 61e connected in antiparallel to the collector and emitter of the IGBT 61d as shown in FIG. And an external capacitor 61f connected in parallel to the collector and emitter of the IGBT 61d. The diode 61e is configured by an external freewheel diode. The capacitor 61f may be configured with a parasitic capacitance of the IGBT 61d.

なお、インダクタ部８０内の各インダクタ８１〜８３は、Ｙ−Ｙ結線された変圧器７０と直列に接続されている。そのため、各インダクタ８１〜８３は、変圧器７０の２次側に接続しても良い。又は、各インダクタ８１〜８３を２分割し、それぞれ変圧器７０の１次側と２次側に直列に接続しても良い。変圧器７０の各ｕ相、ｖ相、ｗ相の巻数比は同じであり、１次巻線７１ａ〜７１ｃと２次巻線７２ａ〜７２ｃとの巻数比は、例えば、１：ｎである。   The inductors 81 to 83 in the inductor unit 80 are connected in series with the Y-connected transformer 70. Therefore, each of the inductors 81 to 83 may be connected to the secondary side of the transformer 70. Alternatively, each of the inductors 81 to 83 may be divided into two and connected in series to the primary side and the secondary side of the transformer 70, respectively. The turns ratio of each u-phase, v-phase, and w-phase of the transformer 70 is the same, and the turn ratio between the primary windings 71a to 71c and the secondary windings 72a to 72c is, for example, 1: n.

制御装置１００は、中央処理装置（ＣＰＵ）等で構成され、損失算出部１０１と、この損失算出部１０１の出力側に接続されたデューティ制御部１０２と、位相制御部１０３と、を有している。ディーティ制御部１０２と位相制御部１０３との出力側には、１次側パルス変調器１０４と２次側パルス変調器１０５とが接続されている。   The control device 100 includes a central processing unit (CPU) and the like, and includes a loss calculation unit 101, a duty control unit 102 connected to the output side of the loss calculation unit 101, and a phase control unit 103. Yes. A primary side pulse modulator 104 and a secondary side pulse modulator 105 are connected to the output side of the duty control unit 102 and the phase control unit 103.

損失算出部１０１は、１次側検出部５５内の電圧検出部５５ａにより検出された１次側検出電圧ｅ１と、電流検出部５５ｂにより検出された１次側検出電流ｉ１と、２次側検出部９８内の電圧検出部９８ａにより検出された２次側検出電圧ｅ２と、電流検出部９８ｂにより検出された２次側検出電流ｉ２と、を入力し、主回路５０における電力変換損失Ｐｌｏｓｓを算出する機能を有している。この損失算出部１０１は、入力された１次側検出電圧ｅ１と１次側検出電流ｉ１とを乗算して１次側検出電力ｗ１を求める乗算器１０１ａと、入力された２次側検出電圧ｅ２と２次側検出電流ｉ２とを乗算して２次側検出電力ｗ２を求める乗算器１０１ｂと、を有し、これらの２つの乗算器１０１ａ，１０１ｂの出力側に、演算器１０１ｃが接続されている。演算器１０１ｃは、求められた１次側検出電力ｗ１と２次側検出電力ｗ２とを演算し、主回路５０の１次側と２次側間の電力変換損失Ｐｌｏｓｓを算出し、この電力変換損失Ｐｌｏｓｓをデューティ制御部１０２へ出力する機能を有している。   The loss calculation unit 101 includes a primary side detection voltage e1 detected by the voltage detection unit 55a in the primary side detection unit 55, a primary side detection current i1 detected by the current detection unit 55b, and a secondary side detection. The secondary detection voltage e2 detected by the voltage detection unit 98a in the unit 98 and the secondary detection current i2 detected by the current detection unit 98b are input, and the power conversion loss Ploss in the main circuit 50 is calculated. It has a function to do. The loss calculating unit 101 multiplies the input primary detection voltage e1 and the primary detection current i1 to obtain the primary detection power w1, and the input secondary detection voltage e2. And a secondary side detection current i2 to obtain a secondary side detection power w2, and a calculator 101c is connected to the output side of these two multipliers 101a and 101b. Yes. The computing unit 101c computes the obtained primary side detected power w1 and secondary side detected power w2 to calculate the power conversion loss Ploss between the primary side and the secondary side of the main circuit 50, and this power conversion It has a function of outputting the loss Ploss to the duty control unit 102.

デューティ制御部１０２は、入力された電力変換損失Ｐｌｏｓｓに基づき、１次側スイッチ６１〜６６における１次側デューティδｐの制御指令と、２次側スイッチ９１〜９６における２次側デューティδｓ（例えば、１−δｐ）の制御指令と、を生成して１次側パルス変調器１０４及び２次側パルス変調器１０５へ出力する機能を有している。   Based on the input power conversion loss Ploss, the duty control unit 102 controls the primary duty δp in the primary switches 61 to 66 and the secondary duty δs in the secondary switches 91 to 96 (for example, 1-δp) and a function to output the control command to the primary side pulse modulator 104 and the secondary side pulse modulator 105.

位相制御部１０３は、検出された２次側検出電圧ｅ２と、電力転送する目標電力（例えば、２次側目標電圧）に対応する２次側目標電圧値ｅ２ｒｅｆと、を入力し、２次側直流電圧Ｅ２を２次側目標電圧に追従させるための、１次側スイッチ６１〜６６と２次側スイッチ９１〜９６との位相差φの指令を生成して、１次側パルス変調器１０４及び２次側パルス変調器１０５へ出力する機能を有している。   The phase control unit 103 receives the detected secondary detection voltage e2 and the secondary target voltage value e2ref corresponding to the target power (for example, secondary target voltage) to which power is transferred, and inputs the secondary side A command for the phase difference φ between the primary side switches 61 to 66 and the secondary side switches 91 to 96 for causing the DC voltage E2 to follow the secondary side target voltage is generated, and the primary side pulse modulator 104 and It has a function of outputting to the secondary side pulse modulator 105.

１次側パルス変調器１０４は、入力された１次側デューティδｐの制御指令と位相差φの指令とに基づいて、１次側スイッチ６１〜６６の１次側デューティδｐ及び位相を変調し、１次側スイッチ６１〜６６へ供給するための１次側駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐを生成する機能を有している。例えば、第１〜第３のスイッチングレグのハイサイドのスイッチ６１，６３，６５とローサイドのスイッチ６２，６４，６６との信号を反転させ、それぞれのスイッチングレグの駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐは、２π／３の位相差を設け、１次側デューティを同じδｐとしている。   The primary-side pulse modulator 104 modulates the primary-side duty δp and the phase of the primary-side switches 61 to 66 based on the input primary-side duty δp control command and the phase difference φ command, It has a function of generating primary side drive signals S1p to S6p to be supplied to the primary side switches 61 to 66. For example, the signals of the high-side switches 61, 63, 65 and the low-side switches 62, 64, 66 of the first to third switching legs are inverted, and the driving signals S1p to S6p of the respective switching legs are 2π / The phase difference of 3 is provided, and the primary duty is the same δp.

２次側パルス変調器１０５は、入力された２次側デューティ１−δｐの制御指令と位相差φの指令とに基づいて、２次側スイッチ９１〜９６の２次側デューティδｓ（＝１−δｐ）及び位相を変調し、２次側スイッチ９１〜９６へ供給するための２次側駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓを生成する機能を有している。例えば、第４〜第６のスイッチングレグのハイサイドのスイッチ９１，９３，９５とローサイドのスイッチ９２，９４，９６との信号を反転させ、それぞれのスイッチングレグの駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ１ｓは、２π／３の位相差を設け、２次側デューティを同じ１−δｐとしている。   The secondary side pulse modulator 105 receives the secondary side duty δs (= 1−2) of the secondary side switches 91 to 96 based on the input secondary side duty 1−δp control command and the phase difference φ command. δp) and a phase are modulated, and secondary drive signals S1s to S6s to be supplied to the secondary switches 91 to 96 are generated. For example, the signals of the high-side switches 91, 93, 95 and the low-side switches 92, 94, 96 of the fourth to sixth switching legs are inverted, and the driving signals S1s-S1s of the respective switching legs are 2π / The phase difference of 3 is provided, and the secondary duty is set to the same 1-δp.

（実施例１のソフトスイッチング動作）
図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチング動作のメカニズムを説明する。 (Soft switching operation of Example 1)
The mechanism of the soft switching operation in the DC / DC converter of FIG. 1 will be described.

１次側検出部５５内の電圧検出部５５ａにより検出された１次側検出電圧ｅ１と、電流検出部５５ｂにより検出された１次側検出電流ｉ１と、２次側検出部９８内の電圧検出部９８ａにより検出された２次側検出電圧ｅ２と、電流検出部９８ｂにより検出された２次側検出電流ｉ２と、２次側目標電圧値ｅ２ｒｅｆと、が制御装置１００に入力される。   Primary detection voltage e1 detected by the voltage detection unit 55a in the primary detection unit 55, primary detection current i1 detected by the current detection unit 55b, and voltage detection in the secondary detection unit 98. The secondary detection voltage e2 detected by the unit 98a, the secondary detection current i2 detected by the current detection unit 98b, and the secondary target voltage value e2ref are input to the control device 100.

制御装置１００内の損失算出部１０１において、乗算器１０１ａは、入力された１次側検出電圧ｅ１と１次側検出電流ｉ１とを乗算して１次側検出電力ｗ１を算出し、演算器１０１ｃに与える。乗算器１０１ｂは、入力された２次側検出電圧ｅ２と２次側検出電流ｉ２とを乗算して２次側検出電力ｗ２を算出し、演算器１０１ｃに与える。演算器１０１ｃは、与えられた１次側検出電力ｗ１と２次側検出電力ｗ２とを演算し、主回路５０における１次側と２次側間の電力変換損失Ｐｌｏｓｓを算出し、この電力変換損失Ｐｌｏｓｓをデューティ制御部１０２へ出力する。   In the loss calculation unit 101 in the control device 100, the multiplier 101a multiplies the input primary side detection voltage e1 and the primary side detection current i1 to calculate the primary side detection power w1, and the arithmetic unit 101c. To give. The multiplier 101b multiplies the input secondary side detection voltage e2 and the secondary side detection current i2 to calculate the secondary side detection power w2, and supplies it to the computing unit 101c. The computing unit 101c computes the given primary side detected power w1 and secondary side detected power w2 to calculate the power conversion loss Ploss between the primary side and the secondary side in the main circuit 50, and this power conversion The loss Ploss is output to the duty control unit 102.

デューティ制御部１０２は、入力された電力変換損失Ｐｌｏｓｓに基づき、１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１の大小に応じて、１次側スイッチ６１〜６６の１次側デューティδｐ及び２次側スイッチ９１〜９６の２次側デューティδｓの指令を生成し、その１次側デューティδｐの指令を１次側パルス変調器１０３へ与えると共に、２次側デューティδｓの指令を２次側パルス変調器１０５へ与える。位相制御部１０３は、入力された２次側検出電圧ｅ２及び２次側目標電圧値ｅ２ｒｅｆに基づき、１次側スイッチ６１〜６６と２次側スイッチ９１〜９６との位相差φの指令を生成し、この指令を１次側パルス変調器１０４及び２次側パルス変調器１０５へ与える。   Based on the input power conversion loss Ploss, the duty control unit 102 determines the primary-side duties δp and 2 of the primary-side switches 61 to 66 according to the magnitude of the voltage ratio E2 / nE1 between the primary side and the secondary side. A command for the secondary duty δs of the secondary switches 91 to 96 is generated, the command for the primary duty δp is given to the primary pulse modulator 103, and the command for the secondary duty δs is given to the secondary pulse. The signal is supplied to the modulator 105. The phase control unit 103 generates a command for the phase difference φ between the primary switches 61 to 66 and the secondary switches 91 to 96 based on the input secondary detection voltage e2 and the secondary target voltage value e2ref. Then, this command is given to the primary side pulse modulator 104 and the secondary side pulse modulator 105.

１次側パルス変調器１０４は、入力された１次側デューティδｐの指令と位相差φの指令とに基づき、１次側デューティδｐを有する１次側駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐを生成し、この１次側駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐによって１次側スイッチ６１〜６６をオン／オフ動作させる。更に、２次側パルス変調器１０５は、入力された位相差φの指令と２次側デューティδｓの指令とに基づき、それぞれ２π／３の位相差を有する２次側駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓを生成し、この２次側駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓによって２次側スイッチ９１〜９６をオン／オフ動作させる。   The primary-side pulse modulator 104 generates primary-side drive signals S1p to S6p having a primary-side duty δp based on the input primary-side duty δp command and the phase difference φ command. The primary side switches 61 to 66 are turned on / off by the secondary side drive signals S1p to S6p. Further, the secondary side pulse modulator 105 generates secondary side drive signals S1s to S6s each having a phase difference of 2π / 3 based on the input phase difference φ command and secondary duty δs command. Then, the secondary side switches 91 to 96 are turned on / off by the secondary side driving signals S1s to S6s.

反転したパルスの駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐ，Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓにより、第１〜第６のスイッチングレグを構成するハイサイドのスイッチ６１，６３，６５，９１，９３，９５と、ローサイドのスイッチ６２，６４，６６，９２，９４，９６と、が駆動されると、スイッチングレグの交流端子Ｎ２１〜Ｎ２３，Ｎ３１〜Ｎ３３に、その駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐ，Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓに同期した矩形波が出力される。   The high-side switches 61, 63, 65, 91, 93, and 95 that constitute the first to sixth switching legs, and the low-side switches 62, 64, and 95 are configured by the inverted pulse drive signals S1p to S6p and S1s to S6s. 66, 92, 94, 96 are driven, rectangular waves synchronized with the drive signals S1p-S6p, S1s-S6s are output to the AC terminals N21-N23, N31-N33 of the switching leg.

主回路５０において、インダクタ８１〜８３の遅れ電流により、例えば、スイッチ６１〜６６がターンオンする前のデッドタイム中に、スイッチ６１〜６６内の半導体スイッチング素子に逆方向の電流が流れ、このスイッチ６１〜６６内の半導体スイッチング素子に対して並列に接続されたコンデンサ又は寄生容量を放電させる。この放電により、スイッチ６１〜６６内の半導体スイッチング素子の電圧がゼロになってから、スイッチ６１〜６６内の半導体スイッチング素子に対して逆並列に接続されたダイオードが導通する。その後のスイッチ６１〜６６内の半導体スイッチング素子のターンオン時にスイッチ電圧がゼロであるため、ゼロ・ボルト・スイッチング（以下「ＺＶＳ」という。）動作になる。又、例えば、フルブリッジ部６０の出力電流のゼロクロスは、ＺＶＳ後に発生するため、スイッチングレグの交流端子Ｎ２１〜Ｎ２３における電流と電圧の波形は、正弦波状でなくても電流が電圧よりも遅れる。   In the main circuit 50, due to the delay current of the inductors 81 to 83, for example, during the dead time before the switches 61 to 66 are turned on, a reverse current flows through the semiconductor switching elements in the switches 61 to 66. The capacitors or parasitic capacitances connected in parallel to the semiconductor switching elements in .about.66 are discharged. Due to this discharge, the voltage of the semiconductor switching elements in the switches 61 to 66 becomes zero, and then the diode connected in antiparallel to the semiconductor switching elements in the switches 61 to 66 becomes conductive. Since the switch voltage is zero when the semiconductor switching elements in the switches 61 to 66 are subsequently turned on, a zero volt switching (hereinafter referred to as “ZVS”) operation is performed. For example, since the zero crossing of the output current of the full bridge unit 60 occurs after ZVS, the current and voltage waveforms at the AC terminals N21 to N23 of the switching leg are not sinusoidal but the current is delayed from the voltage.

図４は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるソフトスイッチング動作を説明するための図である。この図４には、１スイッチングレグ分のハイサイドのスイッチ６１のターンオン時と、ローサイドのスイッチ６２のターンオフ時の動作が示されている。更に、図５は、図４におけるローサイドのスイッチ６２のターンオフから、ハイサイドのスイッチ６１のターンオンの間の動作波形を示す図である。   FIG. 4 is a diagram for explaining a soft switching operation in the DC / DC converter of FIG. FIG. 4 shows operations when the high-side switch 61 for one switching leg is turned on and when the low-side switch 62 is turned off. Further, FIG. 5 is a diagram illustrating operation waveforms from the turn-off of the low-side switch 62 to the turn-on of the high-side switch 61 in FIG.

１次側と２次側の各相のスイッチ６１〜６６，９１〜９６の動作は同じであるため、１スイッチングレグ分のハイサイドのスイッチ６１のターンオン時と、ローサイドのスイッチ６２のターンオフ時の動作が、代表例として図４に示されている。スイッチ６１，６２は、図１（ｂ）に示すＭＯＳＦＥＴ６１ａ，６２ａを使用している。図４中の符号６１ｂ，６２ｂはＭＯＳＦＥＴ６１ａ，６２ａのボディーダイオード、及び、符号６１ｃ，６２ｃはドレイン・ソース間の寄生容量である。   Since the operations of the switches 61 to 66 and 91 to 96 for the primary side and the secondary side are the same, the high-side switch 61 for one switching leg is turned on and the low-side switch 62 is turned off. The operation is shown in FIG. 4 as a representative example. The switches 61 and 62 use MOSFETs 61a and 62a shown in FIG. In FIG. 4, reference numerals 61b and 62b denote body diodes of the MOSFETs 61a and 62a, and reference numerals 61c and 62c denote parasitic capacitances between the drain and the source.

図５の動作波形図において、横軸は期間Ｔ１〜Ｔ４の経過時間（ｔ）、縦軸は電圧及び電流である。図５の縦軸において、Ｓ１ｐ，Ｓ２ｐはＭＯＳＦＥＴ６１ａ，６２ａのゲートに印加される駆動信号の電圧、Ｉ８１はインダクタ８１を流れるインダクタ電流、Ｉ６１ａはＭＯＳＦＥＴ６１ａのドレイン・ソース間電流、Ｉ６１ｂはダイオード６１ｂに流れる電流、Ｉ６２ａはＭＯＳＦＥＴ６２ａのドレイン・ソース間電流、Ｉ６２ｂはダイオード６２ｂに流れる電流、Ｉ６１ｃは寄生容量６１ｃに流れる電流、Ｉ６２ｃは寄生容量６２ｃに流れる電流、Ｖ６１ｃは寄生容量６１ｃの両電極間の電圧、及び、Ｖ６２ｃは寄生容量６２ｃの両電極間の電圧である。図５の横軸のｔｄは、ＭＯＳＦＥＴ６１ａとＭＯＳＦＥＴ６２ａのデッドタイムである。   In the operation waveform diagram of FIG. 5, the horizontal axis represents the elapsed time (t) of the periods T1 to T4, and the vertical axis represents the voltage and current. In the vertical axis of FIG. 5, S1p and S2p are voltages of drive signals applied to the gates of the MOSFETs 61a and 62a, I81 is an inductor current flowing through the inductor 81, I61a is a drain-source current of the MOSFET 61a, and I61b is flowing through the diode 61b. I62a is the current between the drain and source of the MOSFET 62a, I62b is the current flowing through the diode 62b, I61c is the current flowing through the parasitic capacitance 61c, I62c is the current flowing through the parasitic capacitance 62c, V61c is the voltage between both electrodes of the parasitic capacitance 61c, V62c is a voltage between both electrodes of the parasitic capacitance 62c. In FIG. 5, td on the horizontal axis is the dead time of the MOSFET 61a and the MOSFET 62a.

図４及び図５において、期間Ｔ１にＭＯＳＦＥＴ６１ａがオフし、ＭＯＳＦＥＴ６２ａがオンしているため、インダクタ電流Ｉ８１は、短波線で示すように、ＭＯＳＦＥＴ６２ａに流れる。期間Ｔ２にＭＯＳＦＥＴ６１ａ，６２ａがオフし、長波線で示すように、ＭＯＳＦＥＴ６２ａに流れていたインダクタ電流Ｉ８１は、継続してスイッチングレグの交流端子Ｎ２１に向かって流れ、それぞれインダクタ電流Ｉ８１の１／２の電流で寄生容量６２ｃを充電し、寄生容量６１ｃを放電させる。寄生容量６１ｃの電圧Ｖ６１ｃがゼロまで放電完了と同時に、寄生容量６２ｃの電圧Ｖ６２ｃは、１次側直流電圧Ｅ１まで充電され、一点鎖線で示すように、期間Ｔ３にボディーダイオード６１ｂが導通する。実線で示すように、期間Ｔ４にＭＯＳＦＥＴ６１ａがターンオンし、インダクタ電流Ｉ８１がＭＯＳＦＥＴ６１ａ又はボディーダイオード６１ｂに流れる。   4 and 5, since the MOSFET 61a is turned off and the MOSFET 62a is turned on in the period T1, the inductor current I81 flows through the MOSFET 62a as indicated by the short wave line. During the period T2, the MOSFETs 61a and 62a are turned off, and the inductor current I81 flowing in the MOSFET 62a continues to flow toward the AC terminal N21 of the switching leg, as indicated by the long wave line, and is half of the inductor current I81. The parasitic capacitance 62c is charged with the current, and the parasitic capacitance 61c is discharged. Simultaneously with the completion of the discharge until the voltage V61c of the parasitic capacitor 61c reaches zero, the voltage V62c of the parasitic capacitor 62c is charged up to the primary side DC voltage E1, and the body diode 61b is turned on in the period T3 as shown by a one-dot chain line. As indicated by the solid line, the MOSFET 61a is turned on in the period T4, and the inductor current I81 flows through the MOSFET 61a or the body diode 61b.

ＭＯＳＦＥＴ６１ａは、ターンオン時にドレイン・ソース間の電圧Ｖ６１ｃがゼロになっていたため、ＭＯＳＦＥＴ６１ａのターンオン時はＺＶＳ動作をする。一方で、ＭＯＳＦＥＴ６２ａがターンオフの瞬間に電圧がゼロであり、長波線で示すように、ＭＯＳＦＥＴ６２ａに流れていたインダクタ電流Ｉ８１が寄生容量６２ｃを充電する。ＭＯＳＦＥＴ６２ａのドレイン・ソース間電圧Ｖ６２ｃが緩やかに上昇し、寄生容量６２ｃに電荷を蓄積するため、スイッチング損失は殆ど発生しない。寄生容量６２ｃに蓄積された電荷は、ＭＯＳＦＥＴ６２ａの次のターンオンする前のデッドタイムｔｄ中に、ＭＯＳＦＥＴ６１ａのターンオン時と同じ動作で、実線で示すインダクタ電流Ｉ８１と逆方向で放出し、無駄な損失にはならない。   Since the drain-source voltage V61c is zero when the MOSFET 61a is turned on, the MOSFET 61a performs a ZVS operation when the MOSFET 61a is turned on. On the other hand, the voltage is zero at the moment when the MOSFET 62a is turned off, and the inductor current I81 flowing through the MOSFET 62a charges the parasitic capacitance 62c as shown by the long wave line. Since the drain-source voltage V62c of the MOSFET 62a gradually rises and charges are accumulated in the parasitic capacitance 62c, almost no switching loss occurs. The charge accumulated in the parasitic capacitor 62c is discharged in a direction opposite to the inductor current I81 indicated by the solid line during the dead time td before the next turn-on of the MOSFET 62a, in the opposite direction to the inductor current I81 indicated by the solid line, resulting in useless loss. Must not.

インダクタ電流Ｉ８１が上下対称であるため、ＭＯＳＦＥＴ６１ａのターンオフ直前の電流の向きは、ターンオン直前の向きと逆であり、電流値が等しい。ＭＯＳＦＥＴ６１ａのターンオフからＭＯＳＦＥＴ６２ａのターンオンまでの動作は、前記のソフトスイッチング動作と同じメカニズムであり、ハイサイドのスイッチ６１とローサイドのスイッチ６２のターンオン時のソフトスイッチング動作条件は同時に満足する。   Since the inductor current I81 is vertically symmetric, the direction of the current immediately before the turn-off of the MOSFET 61a is opposite to the direction immediately before the turn-on, and the current values are equal. The operation from the turn-off of the MOSFET 61a to the turn-on of the MOSFET 62a is the same mechanism as the soft switching operation described above, and the soft switching operation conditions at the turn-on time of the high-side switch 61 and the low-side switch 62 are satisfied simultaneously.

（実施例１の最適制御動作）
図６は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作例を示す波形図である。 (Optimum control operation of Example 1)
FIG. 6 is a waveform diagram showing an operation example of the DC / DC converter of FIG.

この図６には、図１中の制御装置１００で生成した１次側駆動信号Ｓ１ｐ〜Ｓ６ｐ及び２次側駆動信号Ｓ１ｓ〜Ｓ６ｓにより、１次側スイッチ６１〜６６と２次側スイッチ９１〜９６を駆動した時の１次側フルブリッジ部６０内の交流端子Ｎ２１〜Ｎ２３上の三相矩形波電圧Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐと、２次側フルブリッジ部９０内の交流端子Ｎ３１〜Ｎ３３上の三相矩形波電圧Ｖｕｓ／ｎ，Ｖｖｓ／ｎ，Ｖｗｓ／ｎと、インダクタ８１に印加された両電極間の電圧Ｖ８１と、インダクタ８１に流れるインダクタ電流Ｉ８１と、の動作波形の例が示されている。三相矩形波電圧Ｖｕｓ／ｎ，Ｖｖｓ／ｎ，Ｖｗｓ／ｎは、２次側の第４〜第６のスイッチングレグの交流端子Ｎ３１〜Ｎ３３から出力された矩形波を変圧器７０の巻数比１／ｎで１次側に換算した矩形波である。   In FIG. 6, the primary side switches 61 to 66 and the secondary side switches 91 to 96 are represented by the primary side drive signals S1p to S6p and the secondary side drive signals S1s to S6s generated by the control device 100 in FIG. Three-phase rectangular wave voltages Vup, Vvp, and Vwp on the AC terminals N21 to N23 in the primary side full bridge section 60 when driving and the three on the AC terminals N31 to N33 in the secondary side full bridge section 90. Examples of operation waveforms of the phase rectangular wave voltages Vus / n, Vvs / n, Vws / n, the voltage V81 between both electrodes applied to the inductor 81, and the inductor current I81 flowing through the inductor 81 are shown. . Three-phase rectangular wave voltages Vus / n, Vvs / n, and Vws / n are obtained by converting rectangular waves output from the AC terminals N31 to N33 of the fourth to sixth switching legs on the secondary side to a turns ratio 1 of the transformer 70. It is a rectangular wave converted to the primary side by / n.

なお、三相対称であるため、図面を見やすくするために、図６には、第１のスイッチングレグの交流端子Ｎ２１に接続されたインダクタ８１の両端電圧Ｖ８１と電流Ｉ８１のみが示されている。   Note that because of the three-phase symmetry, only the both-end voltage V81 and current I81 of the inductor 81 connected to the AC terminal N21 of the first switching leg are shown in FIG.

ハイサイドの１次側スイッチ６１のターンオン時の電流はｉ８１ａ、ターンオフ時の電流はｉ８１ｃであり、ハイサイドの２次側スイッチ９１のターンオン時の電流はｉ８１ｂ、ターンオフ時の電流はｉ８１ｄである。１次側スイッチ６１のターンオン時におけるソフトスイッチングの条件はｉ８１ａ≦０、１次側スイッチ６１のターンオフ時におけるソフトスイッチングの条件はｉ８１ｃ≧０、２次側スイッチ９１のターンオン時におけるソフトスイッチングの条件はｉ８１ｂ≧０、１次側スイッチ６１のターンオフ時におけるソフトスイッチングの条件はｉ８１ｄ≦０である。   The turn-on current of the high-side primary switch 61 is i81a, the turn-off current is i81c, the turn-on current of the high-side secondary switch 91 is i81b, and the turn-off current is i81d. The soft switching condition when the primary side switch 61 is turned on is i81a ≦ 0, the soft switching condition when the primary side switch 61 is turned off is i81c ≧ 0, and the soft switching condition when the secondary side switch 91 is turned on is The soft switching condition when i81b ≧ 0 and the primary side switch 61 are turned off is i81d ≦ 0.

図７は、図１のソフトスイッチングの条件を満足するハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５とハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５とのソフトスイッチング動作範囲を示す図である。   FIG. 7 is a diagram showing a soft switching operation range between the high-side primary switches 61, 63, and 65 and the high-side secondary switches 91, 93, and 95 that satisfy the soft switching conditions of FIG. .

図７において、符号ａは、ハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５におけるソフトスイッチングのターンオン時の境界、符号ｂは、ハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５におけるソフトスイッチングのターンオフ時の境界である。符号ｃは、ハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５におけるソフトスイッチングのターンオン時の境界、符号ｄは、ハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５におけるソフトスイッチングのターンオフ時の境界である。   In FIG. 7, reference symbol a denotes a soft switching turn-on boundary in the high-side primary switches 61, 63, 65, and reference symbol b denotes soft switching turn-off in the high-side primary switches 61, 63, 65. It is a boundary of time. Symbol c is a boundary when soft switching is turned on in the high-side secondary switches 91, 93, and 95, and symbol d is a boundary when soft switching is turned off in the high-side secondary switches 91, 93, and 95. is there.

領域（１）は、ハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５のターンオン、ハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５のターンオフ、ハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５のターンオン、及び、ハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５のターンオフについて、全てソフトスイッチング可能（図７の表中の○印）な領域である。領域（２）〜（７）は、ハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５及びハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５におけるターンオン及びターンオフのいずれかが、ハードスイッチング（ソフトスイッチング不可、図７の表中の×印）の領域である。   Region (1) is the turn-on of the high-side primary switches 61, 63, 65, the turn-off of the high-side primary switches 61, 63, 65, and the turn-on of the high-side secondary switches 91, 93, 95. , And the turn-off of the high-side secondary switches 91, 93, and 95 are all regions that can be soft-switched (circles in the table of FIG. 7). In the regions (2) to (7), either the turn-on or turn-off of the high-side primary switches 61, 63, 65 and the high-side secondary switches 91, 93, 95 is hard-switched (soft switching is not possible). , A region indicated by a cross in the table of FIG.

１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１が１から離れる場合、１次側スイッチ６１〜６６のデューティδｐを制御することで、軽負荷時のスイッチング動作範囲が拡大される。   When the voltage ratio E2 / nE1 between the primary side and the secondary side is away from 1, the switching operation range at light load is expanded by controlling the duty δp of the primary side switches 61 to 66.

図８は、図１の１次側スイッチ６１〜６６におけるデューティδｐがδｐ＝２／３の時のハイサイドの１次側スイッチ６１，６３，６５とハイサイドの２次側スイッチ９１，９３，９５のソフトスイッチング動作範囲の例を示す図であり、図７中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。   8 shows the high-side primary switches 61, 63, 65 and the high-side secondary switches 91, 93, 65 when the duty δp in the primary-side switches 61-66 in FIG. 1 is δp = 2/3. It is a figure which shows the example of 95 soft switching operation | movement ranges, and the same code | symbol is attached | subjected to the element common to the element in FIG.

本実施例１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置１００は、１次側スイッチ６１〜６６のディーティδｐと２次側スイッチ９１〜９６のデューティδｓ（＝１−δｐ）との和を１としている。そのため、主回路５０のインダクタ８１〜８３の両電極間に印加される電圧の偶数次高調波電圧は、位相が反転され、インダクタ８１〜８３に、電圧より位相が遅れる高調波電流が流れる。この高調波電流は、基本波電圧に対して遅れているため、スイッチ６１〜６６，９１〜９６のスイッチング時における電流が正方向に流れる前に、電圧がゼロとなり、ＺＶＳ動作をする。   The control device 100 of the DC / DC converter according to the first embodiment sets the sum of the duty δp of the primary side switches 61 to 66 and the duty δs (= 1−δp) of the secondary side switches 91 to 96 to 1. Therefore, the phase of the even-order harmonic voltage of the voltage applied between the electrodes of the inductors 81 to 83 of the main circuit 50 is inverted, and a harmonic current whose phase is delayed from the voltage flows through the inductors 81 to 83. Since this harmonic current is delayed with respect to the fundamental voltage, the voltage becomes zero before the current at the time of switching of the switches 61 to 66 and 91 to 96 flows in the positive direction, and the ZVS operation is performed.

但し、１次側スイッチ６１〜６６のデューティδｐと２次側スイッチ９１〜９６のデューティδｓとは、０．５から離れる程、変圧器７０とインダクタ８１〜８３とスイッチ６１〜６６，９１〜９６とに流れる無効電流が増加し、変圧器７０とインダクタ８１〜８３の銅損やスイッチ６１〜６６，９１〜９６の導通損失が増加し、ソフトスイッチング動作による効率改善の妨げになる。   However, the duty δp of the primary side switches 61 to 66 and the duty δs of the secondary side switches 91 to 96 are separated from 0.5, and the transformer 70, the inductors 81 to 83, and the switches 61 to 66, 91 to 96 are separated. As a result, the copper loss of the transformer 70 and the inductors 81 to 83 and the conduction loss of the switches 61 to 66 and 91 to 96 are increased, which hinders efficiency improvement by the soft switching operation.

図９は、図１中の１次側スイッチ６１〜６６のデューティの変化による損失分析（即ち、スイッチング損失、導通損失、及びトータル損失の分析）の例を示す波形図である。図９の横軸は１次側デューティδｐ、及び縦軸は電力変換損失Ｐｌｏｓｓである。   FIG. 9 is a waveform diagram showing an example of loss analysis (that is, analysis of switching loss, conduction loss, and total loss) due to changes in the duty of the primary side switches 61 to 66 in FIG. The horizontal axis in FIG. 9 is the primary duty δp, and the vertical axis is the power conversion loss Ploss.

この図９には、１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１と転送電力を一定とした場合の１次側スイッチ６１〜６６における１次側デューティδｐの変化による１次側スイッチ６１〜６６の導通損失１１１と、スイッチング損失１１２と、導通損失１１１及びスイッチング損失１１２を合計したトータル損失１１３と、の関係が示されている。横軸のδｐｃは、ＺＶＳ動作の臨界点における０．５からのデューティの偏差量である。Ａ１点とＡ２点は、１次側スイッチ６１〜６６又は２次側スイッチ９１〜９６のＺＶＳ動作の臨界点であり、１次側デューティδｐ＞０．５の領域又はδｐ＜０．５の領域において、電力変換損失Ｐｌｏｓｓが最小になる。   In FIG. 9, the primary side switch 61 to the primary side switch 61 to 66 due to the change of the primary side duty δp in the primary side switches 61 to 66 when the voltage ratio E2 / nE1 between the primary side and the secondary side and the transfer power are constant. The relationship between the 66 conduction losses 111, the switching losses 112, and the total losses 113 obtained by adding the conduction losses 111 and the switching losses 112 is shown. Δpc on the horizontal axis is a duty deviation amount from 0.5 at the critical point of the ZVS operation. The points A1 and A2 are critical points for the ZVS operation of the primary side switches 61 to 66 or the secondary side switches 91 to 96, and the primary duty δp> 0.5 region or δp <0.5 region. , The power conversion loss Ploss is minimized.

本実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側と２次側の回路が対称的で、１次側スイッチ６１〜６６のデューティδｐと２次側スイッチ９１〜９６のデューティδｓ（＝１−δｐ）との和は１であり、デューティはδｐ＞０．５の領域の時とδｐ＜０．５の領域の時の動作も対称的であり、どちらかの領域で動作させても同じ効果が得られる。   In the DC / DC converter according to the first embodiment, the primary and secondary circuits are symmetrical, and the duty δp of the primary side switches 61 to 66 and the duty δs of the secondary side switches 91 to 96 (= 1− The sum of δp) is 1 and the duty is symmetric when the region is δp> 0.5 and when δp <0.5, and the same effect can be obtained by operating in either region. Is obtained.

図９のＡ１点又はＡ２点に追従するための制御は、図１の制御装置１００内の損失算出部１０１とデューティ制御部１０２とによって実行される。損失算出部１０１において、１次側検出部５５及び２次側検出部９８により検出された１次側検出電圧ｅ１、１次側検出電流ｉ１、２次側検出電圧ｅ２、及び２次側検出電流ｉ２を用いて、電力変換損失Ｐｌｏｓｓを算出する。デューティ制御部１０２において、１次側スイッチ６１〜６６のデューティδｐを０．５から０．５より大きい方向、又は、０．５より小さい方向に増減させ、損失算出部１０１にて計算された電力変換損失Ｐｌｏｓｓが最小になるように、１次側デューティδｐの増減制御を繰り返す。   Control for following the points A1 or A2 in FIG. 9 is executed by the loss calculation unit 101 and the duty control unit 102 in the control device 100 in FIG. In the loss calculation unit 101, the primary detection voltage e1, the primary detection current i1, the secondary detection voltage e2, and the secondary detection current detected by the primary detection unit 55 and the secondary detection unit 98. The power conversion loss Ploss is calculated using i2. In the duty control unit 102, the power calculated by the loss calculation unit 101 by increasing or decreasing the duty δp of the primary side switches 61 to 66 in a direction larger than 0.5 or larger than 0.5 or smaller than 0.5. The increase / decrease control of the primary duty δp is repeated so that the conversion loss Ploss is minimized.

図１０は、図１中の制御装置１００による最小損失追従制御を示すフローチャートである。更に、図１１は、１次側デューティがδｐ＞０．５の領域において電力変換の最小損失点の追従制御の概念を示す図である。   FIG. 10 is a flowchart showing the minimum loss tracking control by the control device 100 in FIG. Further, FIG. 11 is a diagram showing the concept of follow-up control of the minimum loss point of power conversion in the region where the primary duty is δp> 0.5.

図１１において、横軸は１次側デューティδｐ、縦軸は電力変換損失Ｐｌｏｓｓである。トータル損失１１３は、図９に示すように、１次側デューティがδｐ＞０．５の領域の曲線であり、１次側スイッチ６１〜６６におけるＺＶＳ動作の臨界点Ａ１に向かって、左側が右斜め下方向Ｂ１に傾斜し、右側が左斜め下方向Ｂ２に傾斜している。図１１中のΔδｐは、デューティ制御の１ステップの制御量である。   In FIG. 11, the horizontal axis represents the primary duty δp, and the vertical axis represents the power conversion loss Ploss. As shown in FIG. 9, the total loss 113 is a curve in a region where the primary duty is δp> 0.5, and the left side is the right side toward the critical point A1 of the ZVS operation in the primary side switches 61 to 66. It inclines in diagonally downward direction B1, and the right side inclines in diagonally downward left direction B2. Δδp in FIG. 11 is a control amount of one step of duty control.

図１０のフローチャートに従い、１次側デューティδｐの増減制御処理を説明する。
図１０のステップＳＴ１において、デューティ制御量で１ステップの制御量Δδｐを図１中の損失算出部１０１にセットし、ステップＳＴ２へ進む。ステップＳＴ２において、損失算出部１０１は、１次側検出電圧ｅ１、１次側検出電流ｉ１、２次側検出電圧ｅ２、及び２次側検出電流ｉ２に基づき、初期値の１次側と２次側間の電力変換損失Ｐｌｏｓｓ，０（＝｜ｅ１＊ｉ１−ｅ２＊ｉ２｜）を計算し、ステップＳＴ３へ進む。ステップＳＴ３において、デューティ制御部１０２は、ＭＬＰＴ制御を開始し、デューティ０．５に対して１ステップの制御量Δδｐを加算し、初期値のデューティδｐ，０（＝０．５＋Δδｐ）を求め、ステップＳＴ４へ進む。 The increase / decrease control processing of the primary duty δp will be described with reference to the flowchart of FIG.
In step ST1 of FIG. 10, the control amount Δδp of one step is set in the loss calculation unit 101 in FIG. 1 as the duty control amount, and the process proceeds to step ST2. In step ST2, the loss calculating unit 101 determines the primary side and secondary side of the initial value based on the primary side detection voltage e1, the primary side detection current i1, the secondary side detection voltage e2, and the secondary side detection current i2. The power conversion loss Ploss, 0 (= | e1 * i1-e2 * i2 |) between the sides is calculated, and the process proceeds to step ST3. In step ST3, the duty control unit 102 starts MLPT control, adds the control amount Δδp of one step to the duty 0.5, and obtains an initial value duty δp, 0 (= 0.5 + Δδp), Proceed to ST4.

ステップＳＴ４において、損失算出部１０１は、１次側検出電圧ｅ１、１次側検出電流ｉ１、２次側検出電圧ｅ２、及び２次側検出電流ｉ２に基づき、今回の１次側と２次側間の電力変換損失Ｐｌｏｓｓ，ｎ（＝｜ｅ１＊ｉ１−ｅ２＊ｉ２｜）を計算し、ステップＳＴ５へ進む。ステップＳＴ５において、デューティ制御部１０２は、今回の電力変換損失Ｐｌｏｓｓ，ｎが、前回の１次側と２次側間の電力変換損失Ｐｌｏｓｓ，ｎ−１よりも小さいか否か（Ｐｌｏｓｓ，ｎ＜Ｐｌｏｓｓ，ｎ−１）を判定し、小さいときには（Ｙｅｓ）、ステップＳＴ６へ進み、大きいときには（Ｎｏ）、ステップＳＴ８へ進む。   In step ST4, the loss calculation unit 101 determines the primary side and the secondary side this time based on the primary side detection voltage e1, the primary side detection current i1, the secondary side detection voltage e2, and the secondary side detection current i2. The power conversion loss Ploss, n (= | e1 * i1-e2 * i2 |) is calculated, and the process proceeds to step ST5. In step ST5, the duty control unit 102 determines whether or not the current power conversion loss Ploss, n is smaller than the previous power conversion loss Ploss, n-1 between the primary side and the secondary side (Ploss, n < Ploss, n-1) is determined, and when it is small (Yes), the process proceeds to step ST6, and when large (No), the process proceeds to step ST8.

ステップＳＴ６において、デューティ制御部１０２は、前回、１ステップの制御量Δδｐを増加したか否かを判定し、増加しているときには（Ｙｅｓ）、ステップＳＴ７へ進み、増加していないときには（Ｎｏ）、ステップＳＴ９へ進む。ステップＳＴ７において、デューティ制御部１０２は、今回のデューティδｐ，ｎに対して１ステップの制御量Δδｐを加算し、次回のデューティδｐ，ｎ＋１（＝δｐ，ｎ＋Δδｐ）を求め、ステップＳＴ４へ戻る。   In step ST6, the duty control unit 102 determines whether or not the control amount Δδp of one step has been increased last time. If it has increased (Yes), the process proceeds to step ST7, and if it has not increased (No). The process proceeds to step ST9. In step ST7, the duty control unit 102 adds the control amount Δδp of one step to the current duty δp, n to obtain the next duty δp, n + 1 (= δp, n + Δδp), and returns to step ST4.

ステップＳＴ８において、デューティ制御部１０２は、前回、１ステップの制御量Δδｐを増加したか否かを判定し、増加しているときには（Ｙｅｓ）、ステップＳＴ９へ進み、増加していないときには（Ｎｏ）、ステップＳＴ７へ進む。ステップＳＴ９において、デューティ制御部１０２は、今回のデューティδｐ，ｎから１ステップの制御量Δδｐを減算し、次回のデューティδｐ，ｎ＋１（＝δｐ，ｎ−Δδｐ）を求め、ステップＳＴ４へ戻る。   In step ST8, the duty control unit 102 determines whether or not the control amount Δδp of one step has been increased last time. If it has increased (Yes), the process proceeds to step ST9, and if it has not increased (No). The process proceeds to step ST7. In step ST9, the duty control unit 102 subtracts the control amount Δδp of one step from the current duty δp, n to obtain the next duty δp, n + 1 (= δp, n−Δδp), and returns to step ST4.

このように、図１０の最小損失追従制御処理では、１ステップの制御量Δδｐ毎にデューティδｐを増減させ、増減前後の電力変換損失Ｐｌｏｓｓを比較し、電力変換損失Ｐｌｏｓｓが減少した場合は、デューティδｐを前回の増減方向と同じ方向に１制御ステップ増減させ、電力変換損失Ｐｌｏｓｓが増加した場合は、デューティδｐを前回の増減方向と逆の方向に１制御ステップ増減させる。   As described above, in the minimum loss tracking control process of FIG. 10, the duty δp is increased or decreased for each control amount Δδp in one step, and the power conversion loss Ploss before and after the increase / decrease is compared. When δp is increased or decreased by one control step in the same direction as the previous increase / decrease direction and the power conversion loss Ploss increases, the duty δp is increased or decreased by one control step in the direction opposite to the previous increase / decrease direction.

（実施例１の効果）
本実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置１００及びその制御方法によれば、図７及び図８に示したように、１次側スイッチ６１〜６６のデューティδｐと２次側スイッチ９１〜９６のデューティδｓ（＝１−δｐ）とを制御することで、１次側と２次側の電圧比Ｅ２／ｎＥ１が１から離れていても、ＺＶＳ動作を成立させ、高効率に電力を伝送させることができる。更に、図１０に示した最小電力変換損失点の追従制御により、全ての動作条件において高効率化が可能になる。 (Effect of Example 1)
According to the DC / DC converter control device 100 and the control method thereof according to the first embodiment, the duty δp of the primary side switches 61 to 66 and the secondary side switches 91 to 96 are used as shown in FIGS. By controlling the duty ratio δs (= 1−δp), even if the voltage ratio E2 / nE1 between the primary side and the secondary side is away from 1, the ZVS operation is established and power is transmitted with high efficiency. be able to. Furthermore, the tracking control of the minimum power conversion loss point shown in FIG. 10 makes it possible to increase the efficiency under all operating conditions.

（実施例２の構成）
図１２は、本発明の実施例２におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図であり、実施例１を示す図１（ａ）中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。 (Configuration of Example 2)
FIG. 12 is a configuration diagram illustrating a DC / DC converter according to the second embodiment of the present invention. Elements common to those in FIG. 1A illustrating the first embodiment are denoted by common reference numerals.

本実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータは、実施例１の主回路５０とは構成の異なる主回路５０Ａと、実施例１と同様の制御装置１００と、を備えている。本実施例２の主回路５０Ａには、実施例１のＹ−Ｙ結線の三相変圧器７０に代えて、Δ−Δ結線の三相変圧器７０Ａが設けられている。即ち、実施例１の変圧器７０では、１次巻線７１ａ〜７１ｃと２次巻線７２ａ〜７２ｃとがＹ−Ｙ結線になっている。これに対して、本実施例２の変圧器７０Ａでは、１次巻線７１ａ〜７１ｃと２次巻線７２ａ〜７２ｃとがΔ−Δ結線になっている。その他の構成は、実施例１と同様である。   The DC / DC converter according to the second embodiment includes a main circuit 50A having a configuration different from that of the main circuit 50 according to the first embodiment, and a control device 100 similar to the first embodiment. The main circuit 50A according to the second embodiment is provided with a three-phase transformer 70A having a Δ-Δ connection instead of the three-phase transformer 70 having a YY connection according to the first embodiment. That is, in the transformer 70 according to the first embodiment, the primary windings 71a to 71c and the secondary windings 72a to 72c are in Y-Y connection. On the other hand, in the transformer 70A of the second embodiment, the primary windings 71a to 71c and the secondary windings 72a to 72c are in a Δ-Δ connection. Other configurations are the same as those of the first embodiment.

（実施例２の動作）
本実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２次側フルブリッジ部９０で生成した三相矩形波が変圧器７０Ａを通してインダクタ部８０に印加される電圧は、実施例１と同様である。そのため、実施例１と同等なＺＶＳ動作範囲が得られる。 (Operation of Example 2)
In the DC / DC converter of the second embodiment, the voltage applied to the inductor section 80 through the transformer 70A by the three-phase rectangular wave generated by the secondary side full bridge section 90 is the same as that of the first embodiment. Therefore, a ZVS operation range equivalent to that of the first embodiment can be obtained.

（実施例２の効果）
本実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、実施例１に比べて、変圧器７０Ａの定格電力ｋＶＡは同じであるが、変圧器７０Ａに印加される電圧が大きく、電流が小さい。そのため、低電圧大電流の用途に対して本実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータを使用すれば、最適な設計ができる。 (Effect of Example 2)
According to the DC / DC converter of the second embodiment, the rated power kVA of the transformer 70A is the same as that of the first embodiment, but the voltage applied to the transformer 70A is large and the current is small. Therefore, if the DC / DC converter of the second embodiment is used for low voltage and large current applications, an optimum design can be achieved.

（実施例３の構成）
図１３は、本発明の実施例３におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図であり、実施例１を示す図１（ａ）中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。 (Configuration of Example 3)
FIG. 13 is a configuration diagram illustrating a DC / DC converter according to a third embodiment of the present invention. Elements common to those in FIG. 1A illustrating the first embodiment are denoted by common reference numerals.

本実施例３のＤＣ／ＤＣコンバータは、実施例１の主回路５０とは構成の異なる主回路５０Ｂと、実施例１と同様の制御装置１００と、を備えている。実施例１の主回路５０において、外付けのインダクタ８１〜８３は、Ｙ−Ｙ結線の三相変圧器７０から独立してこの変圧器７０と直列に接続されている。これに対して、本実施例３の主回路５０Ｂでは、実施例１と同様のＹ−Ｙ結線の三相変圧器７０の外部に、インダクタを使用せず、変圧器７０の漏れインダクタを利用している。その他の構成は、実施例１と同様である。   The DC / DC converter of the third embodiment includes a main circuit 50B having a configuration different from that of the main circuit 50 of the first embodiment, and a control device 100 similar to that of the first embodiment. In the main circuit 50 of the first embodiment, the external inductors 81 to 83 are connected in series with the transformer 70 independently of the Y-connected three-phase transformer 70. On the other hand, in the main circuit 50B of the third embodiment, an inductor is not used outside the three-phase transformer 70 having the same Y-Y connection as in the first embodiment, but a leakage inductor of the transformer 70 is used. ing. Other configurations are the same as those of the first embodiment.

（実施例３の動作）
本実施例３において、Ｙ−Ｙ結線の変圧器７０の漏れインダクタは、等価的に変圧器７０に直列に接続されるため、原理的に、実施例１の動作と全く同じである。そのため、実施例１と同等なＺＶＳ動作範囲が得られる。 (Operation of Example 3)
In the third embodiment, the leakage inductor of the Y-Y connected transformer 70 is equivalently connected to the transformer 70 in series, and thus is basically the same as the operation of the first embodiment. Therefore, a ZVS operation range equivalent to that of the first embodiment can be obtained.

（実施例３の効果）
本実施例３のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、実施例１に比べて、変圧器７０の外部にインダクタを必要としないため、小型化、及び効率化が可能になる。 (Effect of Example 3)
According to the DC / DC converter of the third embodiment, compared to the first embodiment, an inductor is not required outside the transformer 70, so that downsizing and efficiency can be achieved.

（実施例４の構成）
図１４は、本発明の実施例４におけるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路を示す構成図であり、実施例１を示す図１（ａ）中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。 (Configuration of Example 4)
FIG. 14 is a configuration diagram illustrating a main circuit of the DC / DC converter according to the fourth embodiment of the present invention. Elements common to those in FIG. 1A illustrating the first embodiment are denoted by common reference numerals. ing.

本実施例４におけるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路５０Ｃでは、実施例１の主回路５０に対して、Ｙ−Ｙ結線の三相変圧器７０における１次側と２次側とに、直流遮断用のコンデンサ１２１〜１２３，１３１〜１３３がそれぞれ直列に接続されている。その他の構成は、実施例１と同様である。   In the main circuit 50C of the DC / DC converter according to the fourth embodiment, the primary circuit and the secondary side of the three-phase transformer 70 of Y-Y connection are used for direct current interruption with respect to the main circuit 50 according to the first embodiment. Capacitors 121 to 123 and 131 to 133 are connected in series. Other configurations are the same as those of the first embodiment.

（実施例４の動作・効果）
１次側スイッチ６１〜６６又は２次側スイッチ９１〜９６で発生した矩形波パルスは、変圧器７０とインダクタ８１〜８３に印加される。各相の矩形波パルスのデューティが同じであれば、インダクタ８１〜８３の両電極側に印加される電圧の直流成分はゼロになる。ところで、各スイッチングレグにおけるスイッチ６１〜６６，９１〜９６の制御誤差や、スイッチ６１〜６６，９１〜９６のスイッチング遅れのばらつきにより、各スイッチングレグの交流端子Ｎ２１〜Ｎ２３，Ｎ３１〜Ｎ３３から出力される矩形波パルスのデューティはからなずしも同じではなく、それぞれの直流成分が同じではない。そのため、インダクタ８１〜８３の両電極側に印加される電圧に直流成分が残り、インダクタ８１〜８３や変圧器７０は偏励磁され、飽和してしまう。 (Operation / Effect of Example 4)
The rectangular wave pulses generated by the primary side switches 61-66 or the secondary side switches 91-96 are applied to the transformer 70 and the inductors 81-83. If the duty of the rectangular wave pulse of each phase is the same, the DC component of the voltage applied to both electrodes of the inductors 81 to 83 becomes zero. By the way, it is output from the AC terminals N21 to N23 and N31 to N33 of each switching leg due to control errors of the switches 61 to 66 and 91 to 96 in each switching leg and variations in switching delays of the switches 61 to 66 and 91 to 96. The duty of the rectangular wave pulses is not the same, and the direct current components are not the same. Therefore, a direct current component remains in the voltage applied to both electrodes of the inductors 81 to 83, and the inductors 81 to 83 and the transformer 70 are biased and saturated.

そこで、本実施例４では、変圧器７０の１次側と２次側に直列にコンデンサ１２１〜１２３，１３１〜１３３を挿入し、直流電圧を遮断している。これにより、インダクタ８１〜８３や変圧器７０の偏励磁を防止でき、前記の問題を解決できる。   Therefore, in the fourth embodiment, capacitors 121 to 123 and 131 to 133 are inserted in series on the primary side and the secondary side of the transformer 70 to block the DC voltage. Thereby, the partial excitation of the inductors 81 to 83 and the transformer 70 can be prevented, and the above problem can be solved.

（実施例１〜４の変形例）
本発明において、記載された実施例に対してのみ詳細に説明したが、本発明は、技術的思想の範囲で多彩な変形及び修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形及び修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。 (Modification of Examples 1-4)
Although the present invention has been described in detail only for the described embodiments, it is obvious to those skilled in the art that the present invention can be variously modified and modified within the scope of the technical idea. Such variations and modifications are naturally within the scope of the claims.

本発明の変形及び修正例としては、例えば、次の（ｉ）、（ｉｉ）のようなものがある。   Examples of variations and modifications of the present invention include the following (i) and (ii).

（ｉ） 実施例４を示す図１４中の直流遮断用のコンデンサ１２１〜１２３，１３１〜１３３は、実施例２を示す図１２の主回路５０Ａや、実施例３を示す図１３の主回路５０Ｂに設けて良い。これにより、実施例４と同様の作用効果を奏することができる。   (I) DC blocking capacitors 121 to 123 and 131 to 133 in FIG. 14 showing the fourth embodiment are the main circuit 50A in FIG. 12 showing the second embodiment and the main circuit 50B in FIG. 13 showing the third embodiment. May be provided. Thereby, there can exist an effect similar to Example 4. FIG.

（ｉｉ） 実施例１〜４では、双方向のＤＣ／ＤＣコンバータについて説明したが、本発明は、一方向のＤＣ／ＤＣコンバータにも適用できる。又、実施例１〜４では、三相用のＤＣ／ＤＣコンバータについて説明したが、本発明は、変換効率に影響する複数の制御パラメータを有する二相等の他の相のＤＣ／ＤＣコンバータの全てに適用が可能である。   (Ii) Although the bidirectional DC / DC converter has been described in the first to fourth embodiments, the present invention can also be applied to a unidirectional DC / DC converter. In the first to fourth embodiments, the three-phase DC / DC converter has been described. However, the present invention is applicable to all other phase DC / DC converters having a plurality of control parameters that affect the conversion efficiency. It can be applied to.

５０，５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃ 主回路
５５ １次側検出部
５６，９７ コンデンサ
６０ １次側フルブリッジ部
６１〜６６ １次側スイッチ
７０，７０Ａ 三相変圧器
８０ インダクタ部
８１〜８３ インダクタ
９０ ２次側フルブリッジ部
９１〜９６ ２次側スイッチ
９８ ２次側検出部
１００ 制御装置
１０１ 損失算出部
１０２ デューティ制御部
１０３ 位相制御部
１０４ １次側パルス変調器
１０５ ２次側パルス変調器
１２１〜１２３，１３１〜１３３ コンデンサ 50, 50A, 50B, 50C Main circuit 55 Primary side detection unit 56, 97 Capacitor 60 Primary side full bridge unit 61-66 Primary side switch 70, 70A Three-phase transformer 80 Inductor unit 81-83 Inductor 90 Secondary Side full bridge unit 91 to 96 Secondary side switch 98 Secondary side detection unit 100 Controller 101 Loss calculation unit 102 Duty control unit 103 Phase control unit 104 Primary side pulse modulator 105 Secondary side pulse modulator 121 to 123, 131-133 capacitor

Claims (13)

１次巻線及び２次巻線を有する変圧器と、
前記変圧器に対して直列に接続されたインダクタと、
１次側駆動信号によってオン／オフ動作する１次側スイッチを複数有し、前記１次側スイッチのオン／オフ動作により、入力される１次側直流電力を交流電力に変換して前記１次巻線側へ供給する１次側ブリッジ回路と、
２次側駆動信号によってオン／オフ動作する２次側スイッチを複数有し、前記２次側スイッチのオン／オフ動作により、前記２次巻線側から供給される交流電力を整流して２次側直流電力を出力する２次側ブリッジ回路と、
を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路に対して、前記１次側駆動信号及び前記２次側駆動信号を供給するＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置であって、
前記１次側直流電力及び前記２次側直流電力を検出し、検出された１次側検出電力及び２次側検出電力と目標値とに基づき、
前記１次側駆動信号と前記２次側駆動信号との間の位相差を制御すると共に、
前記１次側検出電力と前記２次側検出電力との電力差が最小になるように前記１次側スイッチの１次側デューティと前記２次側スイッチの２次側デューティとを増減させるように構成されていることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。 A transformer having a primary winding and a secondary winding;
An inductor connected in series with the transformer;
There are a plurality of primary side switches that are turned on / off by a primary side drive signal, and the primary side direct current power is converted into alternating current power by the on / off operation of the primary side switch, and the primary side A primary side bridge circuit to be supplied to the winding side;
There are a plurality of secondary switches that are turned on / off by a secondary drive signal, and the secondary power is rectified by turning on / off the secondary switch to rectify the AC power supplied from the secondary winding side. A secondary side bridge circuit for outputting side DC power;
A controller for a DC / DC converter that supplies the primary side drive signal and the secondary side drive signal to a main circuit of a DC / DC converter comprising:
Detecting the primary side DC power and the secondary side DC power, and based on the detected primary side detection power and secondary side detection power and the target value,
Controlling the phase difference between the primary drive signal and the secondary drive signal;
The primary side duty of the primary side switch and the secondary side duty of the secondary side switch are increased or decreased so that the power difference between the primary side detected power and the secondary side detected power is minimized. A control device for a DC / DC converter, characterized in that it is configured. 前記目標値は、目標電圧値であり、
前記１次側ブリッジ回路に入力される１次側直流電圧及び１次側直流電流から前記１次側検出電力を検出すると共に、前記２次側ブリッジ回路から出力される２次側直流電圧及び２次側直流電流から前記２次側検出電力を検出し、検出された前記１次側検出電力及び前記２次側検出電力に基づき、前記主回路における電力変換損失を算出する損失算出部と、
算出された前記電力変換損失に基づき、前記１次側デューティの制御指令と前記２次側デューティの制御指令と、を生成して出力するデューティ制御部と、
前記１次側直流電圧を検出した１次側検出電圧又は前記２次側直流電圧を検出した２次側検出電圧と、前記目標電圧値と、に基づき、前記１次側直流電圧又は前記２次側直流電圧を目標電圧に追従させるための、前記１次側スイッチと前記２次側スイッチとの位相差指令を生成して出力する位相制御部と、
前記１次側デューティの制御指令と前記位相差指令とに基づいて、前記１次側スイッチの前記１次側デューティ及び位相を変調し、前記１次側スイッチへ供給するための前記１次側駆動信号を生成する１次側パルス変調器と、
前記２次側デューティの制御指令と前記位相差指令とに基づいて、前記２次側スイッチの前記２次側デューティ及び位相を変調し、前記２次側スイッチへ供給するための前記２次側駆動信号を生成する２次側パルス変調器と、
を有することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。 The target value is a target voltage value,
The primary side detection power is detected from the primary side DC voltage and the primary side DC current input to the primary side bridge circuit, and the secondary side DC voltage output from the secondary side bridge circuit and 2 A loss calculation unit that detects the secondary side detection power from a secondary side direct current and calculates a power conversion loss in the main circuit based on the detected primary side detection power and the secondary side detection power;
A duty control unit that generates and outputs the primary duty control command and the secondary duty control command based on the calculated power conversion loss;
Based on the primary detection voltage detected the primary DC voltage or the secondary detection voltage detected the secondary DC voltage and the target voltage value, the primary DC voltage or the secondary A phase control unit for generating and outputting a phase difference command between the primary side switch and the secondary side switch for causing the side DC voltage to follow the target voltage;
The primary drive for modulating the primary duty and phase of the primary switch based on the primary duty control command and the phase difference command and supplying the modulated primary duty and phase to the primary switch. A primary side pulse modulator for generating a signal;
The secondary side drive for modulating the secondary side duty and phase of the secondary side switch based on the secondary side duty control command and the phase difference command and supplying the modulated secondary side duty and phase to the secondary side switch A secondary pulse modulator for generating a signal;
The control apparatus for a DC / DC converter according to claim 1, comprising: 前記デューティ制御部は、
前記１次側デューティと前記２次側デューティとをステップ状に増減させ、前記損失算出部により算出されるデューティ増減後の前記電力変換損失をデューティ増減前の前記電力変換損失と比較し、前記デューティ増減前の電力変換損失より小さい場合は、次回の前記１次側デューティ及び前記２次側デューティの制御指令として前回のデューティ制御と同じ増減方向にもう１ステップ増減させ、
前記デューティ増減後の電力変換損失が前記デューティ増減前の電力変換損失より大きい場合は、次回の前記１次側デューティ及び前記２次側デューティの制御指令として前回のデューティ制御と逆増減方向に１ステップ増減させ、
前記１次側デューティと前記２次側デューティとの増減制御を繰り返すことを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。 The duty control unit
The primary duty and the secondary duty are increased or decreased in steps, and the power conversion loss after increasing or decreasing the duty calculated by the loss calculating unit is compared with the power conversion loss before increasing or decreasing the duty, and the duty If it is smaller than the power conversion loss before increase / decrease, increase / decrease one more step in the same increase / decrease direction as the previous duty control as the next primary duty and secondary duty control command,
When the power conversion loss after the duty increase / decrease is larger than the power conversion loss before the duty increase / decrease, the next step is a step in the reverse increase / decrease direction from the previous duty control as the control command for the primary duty and the secondary duty. Increase or decrease
3. The DC / DC converter control device according to claim 2, wherein increase / decrease control of the primary duty and the secondary duty is repeated. 前記デューティ制御部は、
前記１次側デューティと前記２次側デューティとの和を１とし、前記１次側デューティをステップ状に増減し、前記損失算出部により算出される前記１次側デューティの増減後の前記電力変換損失を、前記１次側デューティの増減前の前記電力変換損失と比較し、前記１次側デューティの増減前の前記電力変換損失より小さい場合は、次回の前記１次側デューティ及び前記２次側デューティの制御指令として前記前回のデューティ制御と同じ増減方向にもう１ステップ増減させ、
前記１次側デューティの増減後の前記電力変換損失が、前記１次側デューティの増減前の前記電力変換損失より大きい場合は、次回の前記１次側デューティ及び前記２次側デューティの制御指令として前記前回のデューティ制御と逆増減方向に１ステップ増減させ、
前記１次側デューティの増減制御を繰り返すことを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。 The duty control unit
The sum of the primary duty and the secondary duty is set to 1, the primary duty is increased or decreased in steps, and the power conversion after the increase or decrease of the primary duty calculated by the loss calculation unit The loss is compared with the power conversion loss before the primary side duty is increased or decreased. When the loss is smaller than the power conversion loss before the primary side duty is increased or decreased, the next primary duty and the secondary side are reduced. Increase or decrease another step in the same increase / decrease direction as the previous duty control as a duty control command,
When the power conversion loss after the increase / decrease in the primary duty is larger than the power conversion loss before the increase / decrease in the primary duty, as the next primary duty and secondary duty control commands Increase or decrease one step in the reverse increase / decrease direction from the previous duty control,
4. The control device for a DC / DC converter according to claim 3, wherein the primary duty duty increase / decrease control is repeated. 前記変圧器、前記インダクタ、前記１次側ブリッジ回路、及び前記２次側ブリッジ回路は、
それぞれ三相の変圧器、三相のインダクタ、三相の１次側ブリッジ回路、及び三相の２次側ブリッジ回路であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。 The transformer, the inductor, the primary side bridge circuit, and the secondary side bridge circuit are:
5. The DC according to claim 1, wherein each of the DC is a three-phase transformer, a three-phase inductor, a three-phase primary bridge circuit, and a three-phase secondary bridge circuit. / DC converter control device. 前記変圧器は、Ｙ−Ｙ結線の変圧器であることを特徴とする請求項５記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。   6. The DC / DC converter control device according to claim 5, wherein the transformer is a transformer of Y-Y connection. 前記変圧器は、Δ−Δ結線の変圧器であることを特徴とする請求項５記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。   6. The control device for a DC / DC converter according to claim 5, wherein the transformer is a transformer of Δ-Δ connection. 前記インダクタは、外付けのインダクタ、又は前記変圧器の漏れインダクタであることを特徴とする請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。   7. The DC / DC converter control device according to claim 6, wherein the inductor is an external inductor or a leakage inductor of the transformer. 前記インダクタは、外付けのインダクタであることを特徴とする請求項７記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。   8. The DC / DC converter control device according to claim 7, wherein the inductor is an external inductor. 前記三相変圧器は、
１つのコアに三相の巻線が巻かれた一体化構造をしていることを特徴とする請求項５〜９のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。 The three-phase transformer is
The DC / DC converter control device according to any one of claims 5 to 9, wherein an integrated structure in which a three-phase winding is wound around one core. 前記変圧器における各相の１次側と２次側とには、直流遮断用のコンデンサがそれぞれ直列に接続されていることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。   11. The DC / DC according to claim 1, wherein a DC blocking capacitor is connected in series to a primary side and a secondary side of each phase of the transformer. Control device for DC converter. 前記１次側スイッチ及び前記２次側スイッチは、
半導体スイッチング素子と、
前記半導体スイッチング素子に対して逆並列に接続された外付けダイオード又は寄生ダイオードと、
前記半導体スイッチング素子に対して並列に接続された外付けコンデンサ又は寄生容量と、
をそれぞれ有することを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。 The primary side switch and the secondary side switch are:
A semiconductor switching element;
An external diode or a parasitic diode connected in antiparallel to the semiconductor switching element;
An external capacitor or parasitic capacitance connected in parallel to the semiconductor switching element;
The control device for a DC / DC converter according to any one of claims 1 to 11, wherein １次巻線及び２次巻線を有する変圧器と、
前記変圧器に対して直列に接続されたインダクタと、
１次側駆動信号によってオン／オフ動作する１次側スイッチを複数有し、前記１次側スイッチのオン／オフ動作により、入力される１次側直流電力を交流電力に変換して前記１次巻線側へ供給する１次側ブリッジ回路と、
２次側駆動信号によってオン／オフ動作する２次側スイッチを複数有し、前記２次側スイッチのオン／オフ動作により、前記２次巻線側から供給される交流電力を整流して２次側直流電力を出力する２次側ブリッジ回路と、
を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路に対して、前記１次側駆動信号及び前記２次側駆動信号を供給するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
前記１次側直流電力及び前記２次側直流電力を検出し、検出された１次側検出電力及び２次側検出電力と目標値とに基づき、
前記１次側駆動信号と前記２次側駆動信号との間の位相差を制御すると共に、
前記１次側検出電力と前記２次側検出電力との電力差が最小になるように前記１次側スイッチの１次側デューティと前記２次側スイッチの２次側デューティとを増減させることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 A transformer having a primary winding and a secondary winding;
An inductor connected in series with the transformer;
There are a plurality of primary side switches that are turned on / off by a primary side drive signal, and the primary side direct current power is converted into alternating current power by the on / off operation of the primary side switch, and the primary side A primary side bridge circuit to be supplied to the winding side;
There are a plurality of secondary switches that are turned on / off by a secondary drive signal, and the secondary power is rectified by turning on / off the secondary switch to rectify the AC power supplied from the secondary winding side. A secondary side bridge circuit for outputting side DC power;
A DC / DC converter control method for supplying the primary side drive signal and the secondary side drive signal to a main circuit of a DC / DC converter comprising:
Detecting the primary side DC power and the secondary side DC power, and based on the detected primary side detection power and secondary side detection power and the target value,
Controlling the phase difference between the primary drive signal and the secondary drive signal;
Increasing or decreasing the primary duty of the primary switch and the secondary duty of the secondary switch so that the power difference between the primary detection power and the secondary detection power is minimized. A control method for a DC / DC converter, which is characterized.
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