JP4259880B2 - 可変動作特性を有する血管内センサを生理学的モニタにインターフェースする信号調整装置 - Google Patents

Description

本発明は、一般に医療診断装置の分野に関し、とくに、案内ワイヤのようなフレキシブルな細長い部材の端部に取付けられたセンサによって冠状動脈内の疑わしいブロックを識別する診断装置に関する。

過去１０年のあいだに、心臓血管の病気の診断における技術革新は外部映像法から内部のカテーテル法ベースの診断方法に移行してきている。心臓血管の病気の診断は、放射線非透過染料を血管内に注入し、関心をもたれている心臓血管系の部分のライブｘ線映像が撮影される血管写像によって行われている。磁気共鳴映像法(ＭＲＩ)もまた使用されている。しかしながら、さらに最近では、カテーテルのような、あるいはカテーテル法での処置に対して使用される案内ワイヤのようなフレキシブルな細長い部材の末端に配置された超小型センサによって脈管構造ブロックおよびその他の脈管構造の病気を診断する診断装置および方法が開発されている。

１つのこのような超小型センサ装置は、案内ワイヤの末端に取付けられた圧力センサである。このような圧力センサの一例はＣｏｒｌ氏他による米国特許第6,106,476号明細書に記載されており、その教示全体がこの明細書において参考文献とされている。このような血管内圧力センサは、人体の血管内の血流の狭窄またはその他の中断させるもの（ｄｉｓｒｕｐｔｏｒｓ）の位置を突きとめてその酷さを決定することを容易にするように脈管構造内の種々の地点で血圧を測定する。このような装置は一般に、圧力センサを狭窄部の近くに配置して血管の部分的ブロックを示す圧力差を測定することによりを血管治療の効果を決定するために使用されている。

想像できるように、上記の血管内圧力センサは手術室環境で使用され、心臓血管の病気を診断して処置する多くのタイプのセンサおよび装置を含んでいる。明らかに、エラーの余地は非常に制限される。したがって、エラーの発生率を減少させるように手術室のあらゆる特徴を簡単化することが実質的に重要である。

装置を簡単にしておくことが重要であるにもかかわらず、血管内案内ワイヤに取付けられた圧縮センサと感知された圧力に対応した人間が読取り可能な出力を表示する生理学的モニタとの間にインターフェース装置を設ける必要がある。このインターフェース装置は、励起信号の形態で同期情報をモニタから受取り、アナログ電圧信号の形態の調整された標準化された出力を供給する。インターフェース装置は、案内ワイヤに取付けられた圧力センサをセンサ電流で駆動し、感知されたアナログセンサ入力信号を調整し、標準化された出力を生理学的モニタに提供するために数学的な変換を行う（マイクロ制御装置によって）。このようにして、インターフェース装置は、生理学的モニタに対する入力が標準化され、感知装置の信号要求および動作特性に依存しないように、多くのタイプのセンサ装置を生理学的モニタに接続する手段を提供する。

図１のａに示されているＪＯＭＥＤ社（Rancho Cordova,CA）により販売されている既知の従来の血管内圧力センサと生理学的モニタのインターフェース装置において、増幅器モジュール10（たとえば、モデル７０００ペイシェントケーブル）およびＷＡＶＥＭＡＰ（商標名）プロセッサボックス12を含む信号調整インターフェースは、生理学的モニタ14とＷＡＶＥＷＩＲＥ（商標名）圧力感知案内ワイヤ16との間に挿入される。案内ワイヤ16はコネクタ15を介して増幅器モジュール10に接続された使い捨て装置である。増幅器モジュール10はケーブル17内の２つの別々の異なった導電性ラインを通ってパワーおよび励起信号を受取り、このケーブル17はＷＡＶＥＭＡＰ（商標名）プロセッサボックス12の別の出力導線に接続されている。このＷＡＶＥＭＡＰ（商標名）プロセッサボックスは、標準的な壁付きコンセント18から、これに差し込まれた標準的な３つまた（接地された）パワーカード20を介してパワーを受取る。図面に示されてはいないが、生理学的モニタもまた標準的な交流壁付きコンセントを介してパワーを供給される。

ＷＡＶＥＭＡＰ（商標名）プロセッサボックス12は、生理学的モニタ14に接続された別個の異なった信号インターフェースを含んでいる。このＷＡＶＥＭＡＰ（商標名）プロセッサボックスは、差動電圧励起信号（交流または直流のいずれか）をケーブル22を介して生理学的モニタ14から受取る。ケーブル22を介して送信された励起信号のパワーは、壁付きコンセント18からパワーカード20を介してＷＡＶＥＭＡＰ（商標名）プロセッサボックス12に伝送可能な交流パワーより著しく低い。ケーブル22はまた感知された圧力を表す信号（５マイクロボルト／ｍｍＨＧ）をＷＡＶＥＭＡＰ（商標名）プロセッサボックス12から生理学的モニタ14に送信する。さらに別のケーブル24は別の装置によって感知された大動脈圧力（Ｐａ）を生理学的モニタ14からＷＡＶＥＭＡＰ（商標名）プロセッサボックス12に送信する。血管内圧力読取り装置を物理的にセットアップすることは、従来技術の既知の装置に必要な多くの装置および別個の電源のために複雑であると同時に、この既知の装置により要求される多数のコードおよび接続のために面倒である。また、ひとたびセットアップされると、患者の付近で多くのコードが散乱した状態になる。

信号調整インターフェース（たとえば、上述したＷＡＶＥＭＡＰ（商標名）プロセッサ12）として現在使用されている温度補償／信号調整方式は、案内ワイヤに取付けられた血管内圧力センサに対する温度および圧力の影響を補償するためのデジタルプロセッサに依存している。補償式は、温度補償に対する６つの係数のセット、圧力感度、および特徴付けられたセンサ装置中の２つの抵抗素子のそれぞれに対する圧力感度に対する温度の影響を含む多項式を含んでいる。その補償値は各圧力の読みに対して計算される（処理負荷を可能な程度に軽減するために定数項が予め計算される）。各圧力の読みに対して多項式の結果を計算することにより、著しい処理負荷が信号調整インターフェースプロセッサに課せられる。

本発明は、パワー要求が低く、案内ワイヤの末端に取付けられた圧力センサのような血管内診断装置にインターフェースする簡単化された接続方式を有する信号調整装置と、血管内診断装置に励起信号を供給する生理学的モニタとを含んでいる。

本発明は、ケーブルによって血管内測定装置および生理学的モニタに接続された信号調整装置を含んでいる。この信号調整装置は、圧力センサと生理学的モニタとの間で送られた信号に関して増幅、濾波および、または補償を行うように協同して動作するいくつかのアナログおよびデジタル回路を含んでいる。

信号調整装置は、取付け可能な血管内測定装置により支持されているセンサを励起するセンサ駆動信号を供給し、測定信号を供給するセンサインターフェース回路を含んでいる。信号調整装置はまた生理学的モニタインターフェースを含んでいる。この生理学的モニタインターフェースは、センサ励起信号を生理学的モニタから受けるための入力と、センサ駆動信号から生じた、取付けられたセンサにより供給された感知された測定値に対応した出力信号を送信するための出力とを含んでいる。

信号調整装置はまた、信号調整装置の生理学的モニタインターフェースと信号調整回路との間に配置された電源回路を含んでいる。電源回路は、センサ励起信号によって供給された電力の一部を受けて、センサ励起信号により供給された電力の一部から得られた電力を信号調整装置内の少なくとも信号処理回路の一部分に供給する信号変換器を含んでいる。

新しい信号調整装置の別の特徴によると、信号調整装置内の温度補償電流源は、取付けられたセンサの１対の抵抗性センサ素子の少なくとも１つに供給される電流に対する調節を行って、抵抗性センサ素子対上の温度変化の間の差を補償し、それによって抵抗性センサ素子に対する温度の影響をなくすことを容易にする。

添付された請求の範囲には本発明の特徴が記載されているが、本発明ならびにその目的および効果は以下の詳細な説明および添付されたその図面から最もよく理解されることができる。
一般に、図１のｂに関して以下に説明する本発明を使用する例示的な信号調整装置は、案内ワイヤに取付けられた圧力センサを標準的な生理学的（たとえば、血圧）モニタにインターフェースするように設計されている。信号調整装置は、案内ワイヤに取付けられた圧力センサから受取られた信号を処理し、潜在的に異なる信号要求の多くの種々の生理学的モニタの任意のものに正規化された信号を与える。

全体的なシステム機構の視点から、例示的な信号調整装置は、電源の数ならびに血管内血圧測定を行うために必要な異なったケーブルおよび物理的に異なった装置の数を減少させる。これらの望ましい属性は、既知の生理学的モニタにより新しい方法で送信された差動センサ励起信号を調整装置が受ける、および、または使用するようにすることによって達成される。

既知の信号調整装置は、感知された圧力にしたがってスケールされた出力信号を発生する基準電圧として励起信号を使用する。しかしながら、例示的な信号調整装置においては、整流し、ＡＣからＤＣに変換する電源回路は、受取られた励起信号から電流を引出す。引出された電流は、信号調整装置内において信号発生／増幅／調整機能を行うプロセッサ、小規模集積回路およびディスクリートな回路素子にパワーを供給する。このような機能には、案内ワイヤ上に取付けられたポリシリコン圧力センサへの出力電流の駆動が含まれている。このようなポリシリコン圧力センサの一例は、この明細書においてその全体が参考文献とされているＣｏｒｌ氏他による米国特許第 6,106,476号明細書に記載されている。信号調整装置は一例として出力信号を、ボルト（入力）／ｍｍＨｇ当り約５マイクロボルトの感度を有する生理学的モニタに与える。信号調整装置はまた、２秒のインターバル中に感知された高いおよび低い圧力を示すＬＣＤディスプレイを駆動する。

従来の信号調整インターフェース回路におけるように、生理学的モニタからの入力励起信号の一部分は、感知された圧力を表す信号調整装置により送信された差動電圧出力信号で生理学的モニタを駆動する（すなわち、差動電圧出力信号に電圧基準を与える）。差動電圧出力信号は、たとえば１対のデジタルアナログ変換器によって発生される。その発生された差動電圧出力信号は一般に、生理学的モニタからの入力差動信号に対応したベース（すなわち、基準）差動電圧信号を含んでいる。基準差動電圧はスカラー値によって乗算され、信号調整装置のプロセッサによって提供される感知されて調整された（たとえば、濾波された）圧力値を表す。したがって、本発明の開示されている実施形態は、直流パワーを信号調整装置の回路に供給するために別の信号源に依存せずに信号発生、調整および増幅を行う。

図１のｂを参照とすると、本発明を使用する信号調整装置50は、５ラインコネクタケーブル54を介して生理学的モニタ52に接続する。５ラインコネクタケーブル54は、生理学的モニタ52により駆動される１対の励起信号ラインを含んでいる。励起信号ラインは、一例として２．４乃至１１Ｖｄｃ、２．４乃至８Ｖｒｍｓ正弦波（１ｋＨｚ乃至５ｋＨｚ）、または２．４乃至８Ｖｒｍｓ方形波（直流乃至５ｋＨｚ）での差動電圧対として駆動される。正弦波入力は、低周波数でのピーク電圧間のドループ（ｄｒｏｏｐ）のためにその範囲がさらに制限される。整流された方形波はギャップがごく僅かであり、したがってドループは問題にならない。

本発明の１実施形態において、信号調整装置50の電子素子は、ケーブル54の励起信号ラインで供給される励起信号から引出された電流によって電力を供給される。本発明の例示的な実施形態には示されていないが、別の実施形態では、信号調整装置は、外部ソースからの電力が信号調整装置50に対して不十分であるか、あるいは利用できないとき、補助／バックアップ電源として電池を含んでいる。好ましい実施形態では、信号調整装置50はその設計のために約２０ｍＡｒｍｓ未満で動作することが可能であり、このようなパワー要求は、センサ励起パワーに対する医療計器の進歩のための協会（“ＡＡＭＩ”）規格を満足させる生理学的モニタによって満足されるため、電池は存在しない。上述のパワー要求を満足させる生理学的モニタ50の例には、アメリカン・ナショナル・スタンダーズ・インスティチュート（“ＡＮＳＩ”）／ＡＡＭＩ ＢＰ２２−１９９４を満足させる圧力センサ；Ｎｉｈｏｎ Ｋｏｈｄｅｎ Ａｍｅｒｉｃａ社（Foothill Ranch,CA）製のモデルＲＭ−６０００、ＲＭＣ−２０００、ＲＭＣ−３１００、Ｌｉｆｅｓｃｏｐｅ-Ｓ、ＲＭＣ−１１００、ＮＥＣ社（日本、東京）製のモデルＥＰ−１１０２およびＥＰ−１６００、ならびにＦｕｋｕｄａ Ｄｅｎｓｈｉ社（日本、東京）製のモデルＭＣＳ−５５００、ＭＣＳ−７０００、ＤＳ−３３００を備えた全血流力学計器が含まれてもよい。

５ラインコネクタケーブル54は１対の差動出力信号ラインを含んでいる。この出力信号ラインは、信号調整装置50の出力デジタルアナログ変換器（以下、さらに詳細に説明する）により駆動される。差動出力信号は、一例として、ボルト／ｍｍＨｇ当り５マイクロＶで動作する。それ故、−１５０マイクロＶ／Ｖ乃至１６５０マイクロＶ／Ｖの動作範囲が、−３０乃至３３０ｍｍＨｇの感知される圧力範囲を表す。差動出力信号に対する例示的な解像度（最小ステップ）は０．２ｍｍＨｇである。

５ラインコネクタケーブル54の第５のラインは接地信号を伝送する。したがって、信号調整装置50に対する全ての信号／パワー要求は、生理学的モニタ52の標準的な５ライン出力により満足される。それ故、任意のインターフェース装置（図１のａのプロセッサボックス12のような）に対する必要性が除去され、圧力感知システム機構の複雑さが軽減される。

患者側では、信号調整装置50は、置換可能な案内ワイヤ56にコネクタ58および対応したスタティックケーブル59を介して接続されている。コネクタ58は、置換可能な案内ワイヤ56と信号調整装置50との間で信号を伝送するスタティックケーブル59内の１０本のラインのセットを連結させる。コネクタ58の第１のセットの５本のラインは、圧力センサに関連した信号を発生して受取るために使用される。コネクタ58の第２のセットの５本のラインは、取付けられたセンサの特性に関する値のセットを記憶するスタティックケーブル59上に取付けられた案内ワイヤセンサの特性記述用の電気的に消去可能なプログラム可能な読取り専用メモリ（“ＥＥＰＲＯＭ”）へのインターフェースに関する。

コネクタ58の第２のセットの５本のラインに関して、１０ラインコネクタ58の５本のうち４本のライン（第５のラインは使用されない）は、一例として圧力センサである案内ワイヤに取付けられたセンサ装置60に対するスタティックケーブル上を伝送されたＥＥＰＲＯＭからの特性記述データの読取りを容易にする。ＥＥＰＲＯＭは、センサ装置60からの感知された信号を処理するために信号調整装置50により使用される温度補償、利得およびオフセット値を含んでいる。電力および接地ラインは信号調整装置によってコネクタ58を介してＥＥＰＲＯＭに接続される。ＥＥＰＲＯＭのデータを読取るためのクロックおよびデータラインは最後の２本のラインを構成している。

コネクタ58に関連した第１のセットの５本のラインには、一例として、案内ワイヤに取付けられた圧力センサ60上の２つの圧力感知ポリシリコン抵抗性センサ素子のそれぞれに接続される電圧基準ラインが含まれる。残りの４本のラインは２セットの励起／感知信号対を含んでいる。本発明の１実施形態において、第１の電流は第１の短絡された励起／感知ライン対上を流れる。第１の電流に関して別個に調節可能な第２の電流は、コネクタ58の第２の短絡された励起／感知ライン対上を流れる。図１のｂの構成において、第１および第２の電流は、置換可能な案内ワイヤ56の末端に取付けられた圧力センサ60の第１および第２の抵抗性センサ素子を通過する。抵抗性センサ素子を含む圧力感知回路は、抵抗性センサ素子の残りの２つの端子を電圧基準ラインに接続することにより完成する。

動作において、電気感知回路は以下のように機能する。圧力センサ60上のポリシリコンセンサ素子は圧力感応性である。１対の抵抗性素子を有する特定の実施形態において、圧力の変化に応答して、１つの素子は抵抗を増加させ、別の素子は抵抗を減少させる。たとえば、本発明の１実施形態においては、各抵抗性素子は、オーム／ｍｍＨｇ当り１５乃至３５マイクロオームの圧力感度（摂氏２５℃、１００ｍｍＨｇで）を有している。定常電流を抵抗性素子を通って供給することにより、圧力変化は結果的に抵抗の変化を生じさせ、それが抵抗性センサ素子間の電圧を変化させる。

第１および第２の抵抗性素子の両端子間の電圧が測定されてそれから得られる共通電圧基準は、センサ60の各抵抗性センサ素子の第１の端子を、信号調整装置50により供給される共通の基準電圧に接続することにより設定される。信号調整装置50内の差動増幅器は各抵抗性センサ素子の第２の端子における電圧に対応した電圧差を励起／感知ラインを介して感知して、電圧差動信号を設定する。信号調整装置50内のアナログデジタル変換器（“ＡＤＣ”）は、増幅されたアナログ電圧差動信号をデジタル値に変換する。このデジタル値は、プロセッサによって受取られ、センサ60の前の較正に基づいて濾波されたデジタル圧力値を得るために既知の方法で濾波される（たとえば、有限インパルス応答フィルタ、すなわち“ＦＩＲ”フィルタ処理されされる）。その後、濾波されたデジタル圧力値は、１対の出力デジタルアナログ変換器（“ＤＡＣ”）に対してデジタル入力を駆動するために使用される。出力ＤＡＣの対は、生理学的モニタ52に対してケーブル54で送信された出力信号に対応した差動出力信号を提供する。

各センサ60のポリシリコン抵抗性素子に対する駆動電流は、一例として、約６３０Ｈｚの周波数で動作する３０乃至９０マイクロＡの交流（方形波）である。方形波信号の時間変動特性は、信号調整装置内の増幅器段の間における交流接続を容易にする。したがって、交流接続は直流信号ドリフト効果を減少させる。

ポリシリコン抵抗性素子は、たとえば、オーム／℃当り約２．０乃至３．６ｍオームの範囲の温度感度を有する。抵抗性素子の温度感度同じであることが保証されないので、２本の励起ラインの少なくとも一方が独立的に調節可能な電流を伝送し、それによって圧力センサの温度補償および、おそらく、正確な圧力センサの読みを提供するために信号調整装置によって適用される他方の特性記述ベースの調節を容易にする。別々のセンサ駆動電流は、センサ60の動作温度の範囲にわたってセンサ素子内の抵抗に対する変化の差を補償するのを容易にする。温度補償は、センサ素子間の電圧の変化が動作温度の範囲全体にわたって実質的に同じである（すなわち、許容可能なエラー限界内である）ように、圧力センサへの２本の励起ラインの少なくとも１つのライン上で駆動される励起電流を調節することによって行われる。以下、図２を参照としてポリシリコン抵抗性センサ素子の温度補償を説明する。

信号調整装置を案内ワイヤに取付けられた圧力センサ60に接続するラインにより伝送される信号の構成を説明してきたが、ケーブルコネクタ58に対する上述のライン構成は一例に過ぎないことが認識される。信号調整装置50が取付け可能であるセンサならびにセンサと信号調整装置50との間のラインの構成は、設計考慮事項および本発明の別の実施形態に関連した機能要求にしたがって変化する。たとえば、速度、流出量および温度センサのような別の生理学的センサが本発明にしたがって圧力センサ60の代りに使用されてもよい。１０ライン接続時の信号の構成は、本発明の種々の別の実施形態で異なる。

図２を参照とすると、信号調整装置50のセンサ／駆動回路および案内ワイヤに取付けられたポリシリコンセンサ60が例示的に示されている。ポリシリコンセンサ60は第１の抵抗性ポリシリコン素子61および第２の抵抗性ポリシリコン素子62を含んでいる。ポリシリコン素子61および62は、コネクタ58からライン63を介して供給される共通基準電圧を共用する。第１の励起電流はライン64を介して第１のポリシリコン素子61に供給される。第２の調節可能な励起電流はライン65を介して第２のポリシリコン素子62に供給される。２つの抵抗性素子61および62のそれぞれを通過した電流は、抵抗性素子の両端間において電圧降下を生じさせる。ライン63はセンサ素子61および62に接続されているので、第１および第２のポリシリコンセンサ素子61および62の端子に接続されているライン64および65間の電圧差は増幅器66および67の出力にそれぞれ転送される。その後、差動増幅器70はライン68および69上における増幅器66および67の出力電圧の間の差をそれぞれ感知する。

圧力変化がポリシリコンセンサ60に与えられたとき、第１および第２のポリシリコン素子61および62の抵抗は相補的に反応する。換言すると、与えられた圧力が変化したとき、抵抗の一方は増加し、他方の抵抗は減少する。

電圧は式（１）にしたがって各抵抗性センサ素子の両端子間で降下する：
Ｖ＝Ｉ_(excite)×Ｒ_(sensor) （１）

励起電流が安定していると仮定すると、センサ素子の抵抗の変化の結果として各抵抗性センサ素子の両端子間の電圧変化は式（２）のようになる：
Ｖ＝Ｉ_(excite)×Ｒ_(sensor) （２）
出力端子68および69（差動増幅器70への入力）の間における差動電圧の変化（両電圧変化の和）は、与えられた圧力に対応している。

各センサに対するＲ値は、センサに与えられた圧力の変化だけによるものとされることが理想的である。しかしながら、センサ素子に対する温度変化はそれらの抵抗もまた変化させる。したがって、圧力変化がなくても、２つの抵抗性素子61および62の両端子間の抵抗（およびしたがって電圧降下）は、温度変化に応答して変化する。

しかしながら、センサ素子の両端子間の電圧変化の差のほうがむしろ抵抗性素子の電圧変化自身より重要である。したがって、素子61および62の抵抗が関心をもたれている温度範囲にわたって正確に同様に変化した（あるいは、差が無視できるものであった）場合、温度補償は必要ない。しかしながら、抵抗変化のこのような一致はきわめて非実際的である。

信号調整装置50は差動電圧をセンサ60のセンサ素子から感知する。電圧は抵抗とその抵抗を通る電流との積である。本発明の１実施形態においては、２つの抵抗性センサ素子の温度感度の差を補償するように抵抗性素子の少なくとも１つを通る電流を調節することにより、温度変化範囲にわたる一致抵抗変化よりもむしろ温度変化により誘起された抵抗性素子間の電圧変化が補償される。抵抗性センサ素子62を通る電流に対する変化は、温度補償ＤＡＣ71によって与えられる。

続けて図２を参照とすると、以下の式（３−６）は、関心を払われている温度範囲にわたる温度変化により誘導された電圧変化を等しくすることによって達成される温度補償を特徴付ける：
Ｖ_a＝Ｖ_b （関心を払われている温度範囲に対して） （３）

上記の電圧変化は抵抗内の温度誘導変化によるものと仮定すると、
（Ｉ_aΔＲ_a）＝（Ｉ_bΔＲ_b） ； したがって （４）
Ｉ_b＝（Ｉ_aΔＲ_a）／ΔＲ_b ； および （５）
Ｉ_b／Ｉ_a＝ΔＲ_a／ΔＲ_b （６）

温度の影響を補償するために、圧力センサの動作温度範囲にわたる抵抗61および62に対する抵抗変化は、実質的に線形として評価される。したがって、動作温度範囲にわたって素子61および62の抵抗変化に反比例するように素子61および62のそれぞれを通る電流の比を修正することにより、素子61および62のそれぞれを横切る電圧の変化は、指定された補償された動作温度範囲にわたって実質的に等しい（許容可能な限界内の）ままである。温度の影響が線形でない（あるいは、線形近似が許容可能でない）例では、多項補償式（温度に基づいた）および、またはサブ範囲への補償された範囲の分割が温度センサと共に使用されることができる。

図３を簡単に参照とすると、信号調整装置50用の例示的な物理的装置／ユーザインターフェースが示されている。例示的なユーザインターフェースは１２０セグメント、８文字英数字のＬＣＤディスプレイ80を含んでいる。このＬＣＤディスプレイは動作中にその装置の種々の状態を伝える。ユーザインターフェースはまた３つの瞬間的な、通常開のスイッチ82、84および86を含んでいる。選択ボタン82は、ユニットが生理学的モニタ52に接続された状態で、ある期間使用されずにスリープモードに入ってしまったとき、それを目覚めさせることを可能にする。選択ボタン82は、信号調整装置50からの出力上に表わされる信号のタイプの選択を容易にする。出力信号モードの例示的なセットには、ゼロ（０ｍｍＨｇ），２００ｍｍＨｇ、および較正パルスシーケンス（０から２００Ｈｇまで１／２秒の時間ごとに１０ｍｍＨｇづつ段階的に増加する）が含まれる。信号調整装置50がアクティブランニングモードであるとき、上向きの矢印（＋）ボタン84は圧力出力を１ｍｍＨｇづつ段階的に（たとえば、３０ｍｍＨｇまで）調節することを可能にする。下向きの矢印（−）ボタン86はその出力が下方に調節されることを可能にする相補的な機能を容易にする。

次に、本発明を使用する信号調整装置50の主要な機能ブロックが概略的に示されている図４に注目する。電源回路100は、生理学的モニタ52に（ケーブル54を介して）インターフェースするコネクタ106から差動励起電圧をライン102および104により受取る。電源回路100は、差動励起電圧を一例として直流、正弦波および方形波交流信号（上述したように）を含む種々の異なった形態から３ボルトの直流に変換する。典型的な入力は交流信号であるが、電源回路100はまたライン102および104により受取られた直流差動入力を３ボルトの直流電源に変換することもできる。３ボルトの直流は動作電力を信号調整装置内の全ての回路に供給する。個々の機能回路ブロックへのパワーラインは、混雑を軽減するために図面中では除去されている。

電源回路100を含む１組の回路が概略的に示されている図５を簡単に参照とすると、ライン102および104上の励起信号が交流である場合、その信号は全波ブリッジ整流器110により整流されて濾波されていない全波直流電圧を、フィルタキャパシタなしで生成される。整流器における大きいフィルタキャパシタは、とくにパワーアップのときに、容量性負荷によって過度のサージおよび波形歪を発生させる。ライン102および104上の励起信号が直流である場合、全波ブリッジ整流器110は最大の負の端子を接地に導き、正の端子を後続する電流調整器112に転送する。差動増幅器114は、抵抗116の電圧降下によって全波直流電流を監視する。差動増幅器114は、電流を２５ｍＡ未満のピークに制限するｐチャンネル電界効果トランジスタ（“ＰＦＥＴ”）118を制御する。

ＰＦＥＴ118の出力に接続されたフィルタキャパシタ120は、制御された電流によって差動入力ライン102および104上の励起電圧のほぼピークに充電される。フィルタキャパシタ120の電圧が３．５ボルトより高いとき、Ｖｃｃは低ドロップアウト（“ＬＤＯ”）調整器122により３．３ボルトに調整される。このモードの電流ドレインは６ｍＡより小さい。フィルタキャパシタ120の電圧がＬＤＯ調整器122に対する３ボルト要求より低いとき、電圧を３．３ボルトにブーストするためにチャージポンプ124がＰＦＥＴスイッチ126によって給電される。３．３ボルトの出力を維持する（ステアリングダイオード128および130への入力において）ために回路によって必要とされる電流は、このモードのときは高いが、しかしＶｃｃ出力電圧およびパワーは一定のままであるため、それは依然として１５ｍＡより低い。電流の増加はブリッジ整流器110を横切る高い電圧降下を生じさせ、フィルタキャパシタ120上の電圧をわずかに低下させる。これはＰＦＥＴスイッチ126にヒステリシスを与える。１対のステアリングダイオード128および130は、最も高い電圧出力（ＬＤＯまたはチャージポンプ）を信号調整装置50のパワーを供給される回路に転送する。負荷と並列に接続されているキャパシタ132はリップルおよびクロスオーバースパイクをライン136上の３．０Ｖ出力パワー信号から除去する。

小さい電源（示されていない）はバイアスおよびＶｃｃパワーを供給して電流調整差動増幅器114を動作させる。パワーを差動増幅器114に供給する全波整流器対を横切る降下は、バイアス回路に対して必要とされる電流が低いために入力ライン102および104と電流調整器との間に接続されている対よりはるかに小さい。電圧調整方式は高い出力電圧を提供し、２ボルト未満で電源回路の適切な動作を可能にするであろう。抵抗は、増幅器114に対するバイアス電流にサージおよび励起歪を生じさせるフィルタキャップ（示されていない）により負荷を制限する。差動増幅器114へのバイアス入力として供給された濾波された低いパワーＶｃｃの一部は、１．２３４Ｖの基準集積回路に送られる。１．２３４Ｖの基準電圧は抵抗により５０ｍＶに分割され、増幅器114およびＰＦＥＴ118を含む比較装置において電流限界を設定するために使用される。１．２３４Ｖの電圧はまた、差動増幅器134において高い励起から低い励起電圧までのクロスオーバーに対するトリップポイント（低電圧スイッチ）を設定する。１対の抵抗を含む分割回路により設定された電圧が１．２３４Ｖの基準電圧に等しいとき、差動増幅器134の出力は切替わり、ＰＦＥＴ126をオンまたはオフにする。

図５に示されている回路の３．０Ｖの出力は、２つの正確な電圧を発生するために使用される。図４に戻ると、正確な電圧基準138は３．０Ｖの基準電圧を電源回路100からライン1３9を介して受取り、２つの正確な電圧出力信号を設定する。最初に、２．５Ｖの正確な基準出力信号は集積回路によって３．０Ｖの出力から発生される。２．５Ｖの正確な基準は、高い正確さが必要とされるときは常に使用される。次に、１．５Ｖ基準出力信号が正確な電圧分割装置を介して２．５Ｖ基準から導出される。１．５Ｖ基準は、増幅器の動作電圧範囲を信号調整装置50の中の中心に位置させるために、および圧力センサ抵抗のための戻り路（Ｖｒｅｆ）として使用される。

続けて図４を参照とすると、Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ社（テキサス州ダラス）製のマイクロ制御装置ＭＳＰ４３０Ｐ３３７Ａのようなマイクロ制御装置140は、電源回路100のライン136上の３．０Ｖのパワー信号出力によって給電される。マイクロ制御装置140は、１ＭＨｚを超えて内部的に乗算される３２，７６８Ｈｚのウォッチクリスタル（ｗａｔｃｈ ｃｒｙｓｔａｌ）から離れて動作する。マイクロ制御装置140は、図4に示されている回路を駆動するタイミングおよびデータ信号を供給する。マイクロ制御装置140はまた感知された圧力に対応した濾波されたデジタル信号を受取り、受取られた圧力値を処理する（たとえば、ＦＩＲフィルタ処理を行う）。以下、図４に示されている機能ブロックを参照としてマイクロ制御装置140の出力および入力信号を説明する。

ライン152を介してセンサ電流源160に供給されると共にライン154を介して温度補償ＤＡＣ162に供給される方形波信号は正確に調整される。このような正確さは、圧力を測定するセンサを横切る電流が供給される信号に比例するので望ましく、センサ電流源160へのライン152上の、または温度補償ＤＡＣ162へのライン154上の励起信号中の任意の不正確さは、信号調整装置の正確さに影響を与える。したがって、本発明の１実施形態では、１対の正確な方形波発生器150はマイクロ制御装置140からのライン142上のタイミング信号によって駆動される。正確な電圧基準138の２．５Ｖ出力は正確なパワー信号を方形波発生器15に供給し、この方形波発生器150が正確な６２７Ｈｚの方形波信号をセンサ電流源160および温度補償ＤＡＣ162に供給することを可能にする。

方形波発生器150によってマイクロ制御装置140から受取られた６２７Ｈｚの方形波はほぼ３Ｖである。センサ電流源160に対して所望される電圧レベルは０．６００ボルトのピーク（１２００Ｖｐ−ｐ）であり、センサ電流源160内の演算増幅器を線形動作範囲内に維持するために１．５ボルトの直流オフセットにより中心に位置される。方形波発生器150内のＶＭＯＳ ＦＥＴは、センサ電流源160および温度補償ＤＡＣ162に与えられる上述した特性を有する方形波信号を正確に調整する。ＶＭＯＳ ＦＥＴは、ゲートがマイクロ制御装置140から３Ｖ信号だけ高く駆動されたときに飽和する。ＦＥＴの低い“オン”抵抗および各ＦＥＴのドレインに接続されているプルアップ抵抗の高い値のために、これは本質的にドレインを０ボルトにする。上述したように、正確な電圧基準138からの２．５００Ｖの正確な基準信号はＦＥＴにパワーを供給する。センサ電流源160への方形波入力信号を駆動するＦＥＴに関して、ＦＥＴがオフであるとき、正確な抵抗分割装置は“高”レベルの方形波入力を設定する。ライン152上の出力電圧は２．１０６Ｖである。ＦＥＴがオンのとき、ライン152上の出力電圧は０．９０４Ｖに降下する。したがって、ライン152上の方形波のピーク間電圧は１．２０２Ｖであり、ライン152上の方形波信号は１．５Ｖを中心とされる。

温度補償（“ＴＣ”）ＤＡＣ162に対するライン154に対する類似した方形波発生器は、１．２００Ｖのピーク間の大きさを有する方形波を発達させる。ＴＣ ＤＡＣ162を含む例示的な回路内のＤＡＣ（たとえば、Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ社製のＴＩ５６１６ １２ビットＤＡＣ）は全て、２の内部利得を有している。したがって、ライン154上で駆動された信号の直流オフセットは、１．５Ｖの所望の出力直流オフセットの半分、すなわち、０．７５０Ｖである。したがって、方形波の高いおよび低い電圧（高／低）はそれぞれ１．３５０Ｖおよび０．１５０Ｖである。

センサ電流源160はライン152で方形波入力信号を受取ると共に、温度補償ＤＡＣ162からライン164により温度補償方形波入力を受取る。センサ電流源160は第１および第２の励起電流をライン166および168によりセンサインターフェース170に供給する。このセンサインターフェース170は、ライン166および168で受取られた信号をセンサ60上の抵抗性センサ素子61および62（図２を参照）に送る。センサインターフェース170はまた１．５Ｖの正確な電圧基準をセンサ60に供給して、抵抗センサ素子61および62を通るセンサ回路の通路を完成する。ライン172および174上のセンサ出力信号は、圧力センサ60に与えられる圧力の変化に対応した差動電圧信号を提供する。上述したように、差動電圧の変化は、与えられた圧力変化による抵抗センサ素子61および62の抵抗の変化から生じる。

ライン166（図２におけるライン64に対応する）は、６０マイクロアンペア（ピーク）電流を抵抗性センサ素子61に供給する固定電流源を含んでいる。ライン166上の電流は入力電圧に比例する（上記に示されているように、０．６００Ｖｐｅａｋ）。ピークの０．６００入力電圧は１０Ｋ電流設定抵抗を横切って発達される。これは電流を（０．６００／１０Ｋ）＝６０μＡピークに設定する。

ライン168（図２におけるライン65に対応する）は、３０乃至９０マイクロアンペアの電流を抵抗性センサ素子62に供給する可変電流源を含んでいる。この可変電流源は、マイクロ制御装置140からのライン176上の負荷信号と共にデータライン（示されていない）上を送信されたプログラム可能なデジタル入力値に基づいて、ライン152上の方形波信号から生じた固定１．２Ｖｐ−ｐ方形波をＴＣ ＤＡＶ162から生じた可変方形波と合計する。この合計は、１０Ｋ電流設定抵抗を横切って発達される。電流は、ＤＡＣ162がゼロの値をマイクロ制御装置によりプログラムされる３０μＡ（ピーク）と、ＤＡＣ162が全出力デジタル入力値（たとえば、０ＦＦＦ）を負荷される９０μＡ（ピーク）との間でＴＣ ＤＡＣ162によって変化させられる。

増幅器（図２における増幅器66および67を参照）は、ライン166および168（図２におけるライン68および69）により感知された電圧をバッファする。センサ60が除去されたときに適切な検出を確実にするためにプルアップ抵抗もまたライン166および168に接続されている。プルアップ抵抗は、ワイヤが存在するときに正確さエラーを減少させる（たとえば、ほぼ３．５Ｋのセンサと並列の１０Ｍオームはエラーが０．０４％である）ための非常に大きい抵抗である。

ライン166および168上のバッファされた感知された電圧は、差動電圧対としてライン172および174により差動増幅器回路180の入力端子に送られる。差動増幅器回路180は、一例として、２５の利得を有する小さい信号増幅器であり、優れた共通モード除去を行う。フィードバック抵抗およびキャパシタは、安定性を提供すると共に、ワイヤの少量の位相遅延に対するライン182上の差動増幅器180の出力の応答を減少させるために既知の方法で含まれる。

ライン172および174上のセンサ電流源160の差動センサ出力電圧はまた故障検出回路184に送られる。各センサ回路の抵抗範囲は２５００乃至５０００オームである。センサ素子61を通る６０μＡの電流およびセンサ素子62に与えられる３０乃至９０μＡの電流により、抵抗素子を横切る最小および最大電圧は次のとおりである：
抵抗性センサ素子61に対して：
Ｖ（ｍｉｎ）＝６０μＡ＊Ｒｍｉｎ＝１５０ｍＶ
Ｖ（ｍａｘ）＝６０μＡ＊Ｒｍａｘ＝３００ｍＶ
抵抗性センサ素子62に対して：
Ｖｂ（ｍｉｎ）＝３０μＡ＊Ｒｍｉｎ＝７５ｍＶ
Ｖｂ（ｍａｘ）＝９０μＡ＊Ｒｍａｘ＝４５０ｍＶ

故障検出回路184内のウインドウ検出回路は最小および最大センサ方形波電圧を監視する。この電圧は、抵抗分割装置ネットワークにより規定される限界を設定するために比較される。故障状態に対して、ＲｍｉｎおよびＲｍａｘ限界は異常（たとえば、８．７Ｋオームおよび１．５Ｋオーム）であることを保証され、最大および最小電圧（たとえば、２．０２Ｖおよび１．５５Ｖ）に対応した値に設定された。電圧限界は、ウインドウ比較装置の範囲を設定する。入力電圧がウインドウの範囲を超えたとき、比較装置の出力は切替わる。４個の比較装置はマイクロ制御装置に供給され、故障を示す。比較装置の出力は、瞬間的な故障が厄介な故障を発生させることを阻止す
るために長い時間遅延を有している。故障検出回路は３つの故障状態信号をライン186によりマイクロ制御装置140に供給する。２つのラインはセンサ60上の２つの抵抗性センサ素子61および62のそれぞれに対する短絡を識別する。第３のラインは、案内ワイヤ56が信号調整装置50に接続されていない場合を識別する。

信号調整装置50の次の段である可変オフセット段190は、差動増幅器180から増幅された差動出力信号をライン182により受取る。この可変オフセット段190はまた、オフセットＤＡＣ194（マイクロ制御装置140から負荷選択ライン196と共にデータラインにより送られた値によってプログラムされた）からライン192を介してオフセット電圧信号を受取る。可変オフセット段190は、ＴＣ ＤＡＣ162により行われた温度補償から生じた不均衡によるオフセットをゼロにすることを容易にする。抵抗性センサ素子61および62の温度を補償した後、各素子61および62を通過した電流はほとんどの瞬間において等しくない。その結果、与えられる圧力がないとき、ライン172および174で送信された信号間に差動電圧が存在する。オフセットＤＡＣ194によってライン192を介して供給されたオフセット電圧は電圧差をゼロにするので、アナログデジタル変換器220に対する入力は、０ｍｍＨｇ（ほぼ７２９ｍＶ）を表す電圧に設定される。マイクロ制御装置140が適応させることのできる０ｍｍＨｇに対する許容可能なウインドウは、０．５乃至１．０ボルトである。マイクロ制御装置140はこのウインドウ内の電圧を内部的に補正する。オフセット値は、可変利得段200の利得によって影響を与えられる。マイクロ制御装置140は、オフセットＤＡＣ194を設定するとき、この利得段を考慮する。信号調整装置の１実施形態において、オフセット段190はまた５の固定した利得を有し、それによって、そうでなければ差動増幅器180により要求される利得を減少し、差動増幅器180の帯域幅を減少させる。

必要とされるオフセットは、センサ仕様の最悪のケースの研究に依存する。信号調整装置の１実施形態において、センサからの最大オフセットは３３ｍＶである。２５の差動増幅器利得の後、オフセットは８２５ｍＶに増加している。大気圧および圧力測定値の変化を考慮に入れると、オフセット範囲は、たとえば、マージンのために１．０Ｖに増加される。

可変オフセット段190からのライン202上の出力信号は、可変利得段200によって受取られる。この可変利得段200は、利得ＤＡＣ204からライン206を介して送られた入力により決定される可変利得を提供する。利得ＤＡＣ204は、マイクロ制御装置140からライン208で送信された選択信号と共に、プログラムされた利得値（センサ60のＥＥＰＲＯＭによって供給された較正値）を受取る。

信号調整装置50の１実施形態において、全システム利得（センサの仕様に基づく）は１２５乃至２５００である。したがって、前の２つの増幅器段の利得（すなわち２５および５）を考慮に入れると、最後の段は１乃至２０の利得を有していなければならない。マイクロ制御装置140は、センサ60のＥＥＰＲＯＭを読取ることによって接続されているセンサに対する利得を獲得し、対応した値をデータライン（示されていない）によって選択可能に利得ＤＡＣ204のデータ入力に送信する。可変利得段200の出力はライン210で供給される。

同期復調回路212は、感知された圧力信号で動作するセンサおよび信号調整回路への方形波入力から生じた方形波信号から電圧ピークを抽出する。本発明の１実施形態において、ドリフトおよび高い累積オフセットを発生させやすい直流接続システムを動作させるより、むしろ直流信号成分を阻止するために交流システムが生成された。例示的な実施形態では方形波が採用され、これはそのレベルがオシロスコープ上でより測定されやすく、電圧が合計されるときに正弦波に関連した位相エラーを発生する傾向がないためである。本発明の例示的な実施形態では、ライン210を介して送られた方形波入力のピークレベルである交流結合波形は同期復調回路212によって復調され、直流レベル信号を表現する。

復調は、方形波の各ピーク（正および負）の最後の５０％を同期的にサンプリングすることによって行われる（図６参照）。マイクロ制御装置140からのタイミング信号の制御の下に、同期復調回路212は、方形波を反転させ、反転されない半分のピーク（図６の左側に信号波形270、272および274として示されている）に加えて、反転された信号の半分のピーク（図６の右側に波形276、278および280として示されている）をサンプリングすることによって全方形波サイクルの両方の半分をサンプリングする。サンプリングされたパルス（アクティブハイ）は反転されない波形および反転された波形としてそれぞれ波形282および284として示されている。

正および負のピーク電圧は、同期復調回路212内のサンプリングおよび保持キャパシタ中に蓄積される。キャパシタ上に蓄積された電荷は、方形波のピーク値に対応した直流電圧を表す。キャパシタは、非サンプリング期間中のキャパシタの少量の放電がリップルを生じさせるが、サンプル間に獲得された電荷を蓄積する（ＡＤＣ220により）。図７を参照とすると、反転サンプリグ方式は、２つのサンプルが入力波形286の各周期からサンプル波形288にしたがって得られることを可能にし（反転されたサンプルが破線で示されている）、それによって正確さをさらに高め、同期復調回路212からのライン214上の出力信号（波形290および破線の実際のサンプル入力292として示されている）中のリップルを減少させる。

復調装置フィルタ段216は、サンプリングおよび保持回路の６２７Ｈｚのリップルを除去し、５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの雑音を減少させるローパスフィルタである。コーナー周波数は、２５Ｈｚのシステム帯域幅を提供するようにマイクロ制御装置140のファームウェアのＦＩＲフィルタによって設定される。

ライン218上のローパスフィルタ処理された出力は、アナログデジタル変換器220によって受取られる。ＡＤＣ220の出力は、ＡＤＣ220をマイクロ制御装置140に接続するクロック、制御およびデータライン222によって２５６Ｈｚ（マイクロ制御装置140により駆動される割込み）のレートでサンプリングされる。フィルタ処理され、デジタル化された信号をＡＤＣ220からライン222を介して受取った後、マイクロ制御装置140は受取られたデータに関して付加的な動作（たとえば、ＦＩＲフィルタ処理）を行い、その後その値をライン224を介して出力段230に出力する。２つのデジタルアナログ変換器を含む出力段230は、パワーを差動励起信号からケーブルコネクタ106のライン102および104により受取り、ライン224によりデジタル制御データ（ＤＡＣに対する）を受取る。出力段は差動出力電圧をライン232および234に生成しケーブルコネクタ106に供給する。

図８を簡単に参照とすると、出力段230は生理学的モニタ52からケーブル54を介して受取られた直流または交流のいずれであることのできる励起信号を圧力波形により変調して、励起信号の大きさおよび感知された圧力に比例した信号を発達させる。マイクロ制御装置140はデジタル化された圧力波形入力をＡＤＣ220からライン222を介して受取り、ＦＩＲフィルタを適応し、出力段に対してオフセットおよび利得調節を適応し、デジタル情報をライン224を介して出力段230内の１対のＤＡＣ236および238に送る。

マイクロ制御装置140によってＤＡＣ236および238に送られたデジタル化された圧力波形値は、ライン242および244を介して出力段230のＤＡＣ236および238の基準入力に送られた励起信号（バッファ段240によりバッファされたおよび反転バッファされた）を変調する。２つのＤＡＣ236および238は、励起電圧を複製しているが極性が逆である差動出力を発生する。２つのＤＡＣ236および238から出力された差動信号は、ライン242および244を介して送られた差動励起信号から減算する。信号は差動信号であるため、ＤＡＣ236および238または励起信号によって導入された直流オフセットは、出力増幅器をそれらの線形範囲にバイアスする問題を生じさせない。したがって、出力段230は直流接続され、これは直流励起信号源が使用される例に対する一般的な要求である。

差動圧力信号がケーブル54により出力される前に、変調された励起信号に対して付加的な信号調整がライン242および244を介して適用される。最初に、差動信号はバッファ／反転バッファ段246を通過する。次に、バッファ段246のバッファされた出力は抵抗ネットワーク248によって減衰される。感知された圧力が０ｍｍＨｇであるとき、ＤＡＣ236および238は励起電圧がゼロであるので、出力減衰器段248を横切る差動出力はゼロボルトである。減衰器段248の抵抗は、回路が低い出力インピーダンスおよび５μＶ／Ｖ／ｍｍＨｇに等しい差動電圧に対するＡＡＭＩ要求を満足させることを可能にするように選択される。バッファ段240および246内の増幅器回路は、最大励起周波数より大きい帯域幅を有している。段240および246内のバッファ増幅器上のフィードバックキャパシタは、出力の安定性を保証しながら最大帯域幅（周波数応答特性）を制限する。

マイクロ制御装置140はいくつかの周辺コンポーネントとインターフェースする。１組のデータ／クロックライン250は較正情報にインターフェースする。信号調整装置50は、回路動作を特徴付ける製造中に入力された１組の値を含む較正ＥＰＲＯＭ252を備えている。信号調整装置50の較正中にＥＰＲＯＭ252中に記憶されている１組の値には、入力段（たとえば、利得ＤＡＣ）に対する較正データ、出力段（たとえば、出力ＤＡＣ）の利得を調節するための較正データ、およびデータチェッキング（たとえば、チェックサム）が含まれる。１組のデータ／クロックライン250はまた、案内ワイヤに取付けられた圧力センサ60上の抵抗性センサ素子61および62に対する較正／特性記述データセットを抽出することを容易にする外部センサインターフェース254に接続されている。ＥＥＰＲＯＭ内に記憶されている情報には、温度補償オフセット、利得およびオフセット値が含まれる。マイクロ制御装置140は、ＴＣ ＤＡＣ162、オフセットＤＡＣ194および利得ＤＡＣ204のセットアップ中に一度ＥＥＰＲＯＭ値を読取る。較正／特性記述データは、たとえば、センサ60を支持する案内ワイヤに接続されたＥＥＰＲＯＭ内に記憶される。

付加的なデータ／制御ラインは、図３を参照として説明されている信号調整装置のユーザインターフェース素子をサポートする。１組のライン260はデータ／制御をＬＣＤ出力回路262に供給する。第２の組のライン264はマイクロ制御装置140をタッチパッド266にインターフェースする。

信号調整装置50のコンポーネントおよび機能ブロックを説明してきたが、以下において信号調整装置50を含むシステムの較正、セットアップおよび動作に注目する。

［製造業者の信号調整装置較正］
信号調整装置50は、製造中に較正される入力（患者側）および出力（生理学的モニタ側）を共に備えている。信号調整装置50のセンサ入力は、表示および較正転送機能の正確度が高くなるように製造テスト中に較正される。とくに、較正規格（たとえば、差動抵抗を提供するモックセンサ）を信号調整装置50に接続し、入力較正モードに入った後、信号調整装置50はアナログ差動電圧入力をポーリングする。較正入力電圧は読取られ、チェックされる。その後、信号調整装置50は０ｍｍＨｇに対応した差動電圧入力に関して自動ゼロ機能を行う。次に、信号調整装置50のセンサ入力は、２００ｍｍＨｇを表すように意図された信号入力に対して較正される。２００ｍｍＨｇの読みとゼロの読みとの間の差が読みの３％（すなわち、２００ｍｍＨｇで＋／−６ｍｍＨｇ）より大きい場合、決定的エラーが登録される。その差が３％（すなわち、＋／−６ｍｍＨｇ）以内である場合、２００ｍｍＨｇでの実際の値と理論上の値（ゼロポイントに基づいた）との間の差は記憶され、信号調整装置に接続された各ワイヤに対する利得ＤＡＣコードを修正するために使用される。

出力較正は、製造テストおよびフィールド調節の２つの動作モードを有する。製造中、生理学的モニタに対する信号調整装置50の出力は、ボルト／ｍｍＨｇ出力信号当り標準的な５μＶを供給するように較正される。製造テストモードにおいて、技術者は、所望の出力を達成するようにスケールファクタのアップ／ダウンを調節する。テスト中に設定される調節係数は、信号調整装置50のＥＥＰＲＯＭ内に保存される。フィールドモードにおいて、出力は、特定の生理学的モニタに対する信号入力要求を満たすように調節される。信号調整装置50を生理学的モニタ52に接続した後、ユーザは、生理学的モニタ上の出力が０ｍｍＨｇを示すまでアップ／ダウン矢印を押すように促される。０ｍｍＨｇの出力が設定されると、ユーザは、生理学的モニタが２００ｍｍＨｇを示すように出力信号が適切にスケールされるまでアップ／ダウン矢印を押すように促される。

［案内ワイヤＥＥＰＲＯＭベース信号調整装置較正］
案内ワイヤ56の“入力”較正に関して、案内ワイヤ56は、信号調整装置50に接続されたときにセンサ特性記述データをＥＥＰＲＯＭから供給する。ＥＥＰＲＯＭの読取り／書込み機能は、当業者によく知られている標準的な２線式直列インターフェース（データすなわち“ＳＤＡ”およびクロックすなわち“ＳＣＬ”）を介して行われる。接続された案内ワイヤ取付けセンサはそれぞれ、特定の圧力／温度応答特性を有するピエゾ抵抗圧力感知素子を備えている。製造中、圧力／温度応答特性が決定され、矛盾しない出力を生じる信号調整値は、案内ワイヤのハウジング上に取付けられたＥＥＰＲＯＭ内に記憶される。これらの値には、温度係数オフセット電流、信号調整利得、ポジションオフセットデフォルト値、およびチェックサムが含まれる。これらの値は、感知された圧力を表すセンサ電流および差動電圧を修正するために上述の信号調整ＤＡＣに適応される。

特性記述データをＥＥＰＲＯＭから読取った後、信号調整装置50は提供された較正情報をその調整回路に供給する。較正情報には、補償された抵抗性センサ素子62への入力電流を修正する温度補償ＤＡＣ69に適応される温度補償値が含まれている。図２を参照として上述したように、抵抗性センサ“Ｒ_b”62を通る電流に対する修正は、ライン68および69から読取られる差動信号に対する温度の影響を実効的に除去しない場合、実質的に特定された動作温度範囲にわたってこれを減少させる。較正情報には、ライン68および69から導出されたアナログ差動電圧を修正する利得およびオフセットＤＡＣに適応される利得およびオフセット値もまた含まれる。温度補償および利得係数は、製造業者によるテスト時に固定される。オフセット係数は、始動中にロードされると修正可能であるデフォルト値である。

較正情報を調整回路に適応した後、案内ワイヤセンサＥＥＰＲＯＭにより供給された較正データに基づいて、信号調整装置50は方形波励起パルスを交流接続されたセンサ60に送り、センサインターフェースを介して差動電圧信号を読取る。励起パルスは、マイクロ制御装置のタイマー出力によりほぼ６３０Ｈｚで駆動される方形波である。復調パルスは励起パルスと同じ周波数で駆動されるが、しかし異なったデューティサイクルを有する。センサ電圧が期待される範囲内の信号を保証するために測定される。検出されたエラーには“ワイヤなし”および“短絡したワイヤ”の存在が含まれる。

［信号調整装置のユーザ較正］
信号調整装置50は、案内ワイヤに取付けられたＥＥＰＲＯＭの内容をそのＤＡＣに供給し、センサ60が適切に接続されていることを確認した後、ケーブル54を介して生理学的モニタ52に与えられるその出力をテストする。信号調整装置50から生理学的モニタ52への出力は、オペレータが生理学的モニタ52の出力を介してオフセットおよび利得を確認することを可能にするために０ｍｍＨｇから２００ｍｍＨｇまで１／２秒ごとに１０ｍｍＨｇづつ増加するようにパルス駆動される。

接続された案内ワイヤ56およびコネクタケーブル54に関して、信号調整装置50は自動ゼロ動作を行う。自動ゼロ化は現在感知された圧力をゼロ、すなわち、基準圧力として設定する。生理学的モニタ52へのケーブル54を介した信号調整装置の出力は０ｍｍＨｇレベルに対応した電圧である。その後、案内ワイヤ56の遮断および再接続に応答して、信号調整装置は出力の再度ゼロ化を初期化する。

信号調整装置50に接続された案内ワイヤを最初に感知したことに応答して実行される自動ゼロ化ルーチンには、２つの主要なステージが含まれる。自動ゼロ化ルーチンの第１のステージ中、マイクロ制御装置は増幅器段が“レール（ｒａｉｌ）”したかどうかを決定する。信号調整装置におけるアナログデジタルマッピングは、−２１０ｍｍＨｇ（ゼロカウント）から５１０ｍｍＨｇ（＄ＦＦＦカウント）までである。全スケール範囲はこの領域の一部（たとえば、−３０乃至３３０ｍｍＨｇ）に過ぎない。“レーリング（ｒａｉｌｉｎｇ）”に対する１つの可能性のある原因は、最初のセンサ較正位置の高度とは著しく異なる高度でセンサ装置を使用したことである。増幅器がレールした場合、マイクロ制御装置はそれをその線形利得領域に戻そうとする。したがって、第１のステージ中、１／２秒周期にわたってセンサをサンプリングし、サンプルを平均化し、好ましいゼロポイント（たとえば、＄４ＡＡ）の５０ｍｍＨｇ内に“ゼロ”の読みを位置させるために必要とされるオフセットＤＡＣ中のステップ（“カウント”）を計算することによって、増幅器がデレール（ｄｅ−ｒａｉｌ）される。カウント値は、ターゲット領域に達するまで繰返し調節される。

増幅器がデレールされた後、第２のフェーズ中に、ゼロ入力の読みを設定するように最終調節が行われる。マイクロ制御装置はまた、案内ワイヤセンサが体内に早まって配置されていることを表す変化する入力信号をチェックする。第２のフェーズ中、４秒周期でサンプリングが行われる。ゼロ化中、利得ＤＡＣ204のコードは読取られ、マイクロ制御装置が式（７）にしたがって調節伝達関数を計算する：
ステップ＝ΔＡＤＣカウント＊（ボルト／ＡＤＣカウント）＊（ステップ／ボルト）＊１／構成利得
（７）
ここで、構成利得＝可変利得のベース＋（利得ＤＡＣコード＊利得／ＤＡＣコード）である。

たとえば、１２ビットのＤＡＣを使用して利得スパンが５乃至１００である場合、利得／ＤＡＣコード＝９５／４０９６であり、＄１Ａ５のＤＡＣコードは、
構成利得＝５＋（４２１＊９５／４０９６）＝１５（近似的に）
を生じさせる。

１／利得＝＄８０００／（Ｈｅｘで構成された利得）＊注：これはＱ１５（すなわち、符号ビットおよび分解能の１５ビットを有する２進分数値）の数である。

ステップ／ボルト＝１／（２＊Ｒｅｆ Ｖｏｌｔ＊（オフセット回路利得）＊１／４０９６
ボルト／ＡＤＣカウント＝Ｒｅｆ Ｖｏｌｔ／４０９６
ここで、ボルト／（ＡＤＣカウント）＝２．５／４０９６
Ｑ１５への変換は＄００１４の値を表現する
ゼロポイント−測定されたゼロ＝ΔＡＤＣカウント、および
ステップの数（＋／−）＝ΔＡＤＣカウント／ステップ当りのＡＤＣカウント
調節が可能である（すなわち、ＤＡＣが現在８である場合、マイナス１０の値はＤＡＣに対する負の（エラーのある）値を表現する）か否かを決定するために、計算されたステップ数が現在のオフセットと比較される。

自動ゼロ化の後、生理学的モニタ52にケーブル54を介して与えられた信号調整装置50の出力は、アップ／ダウン（＋／−）矢印ボタン84および86を使用して調節される。“正規化”と呼ばれるこの調節はマイクロ制御装置内の内部オフセット（正規化）変数を修正する。内部オフセット変数は、出力サンプル値を出力ＤＡＣに送る前に、計算された出力圧力サンプルに加算される。アップ／ダウン調節は典型的に、圧力感知案内ワイヤ56が体内に挿入された（たとえば、大動脈圧力センサの近くに）後に行われる。

［ランニングモード］
ランモードにおいて、信号調整装置50は、センサ60に与えられた圧力変化を示す差動アナログ電圧信号を受取って、対応した圧力信号を計算し、ケーブル54により生理学的モニタ52に出力する。ＬＣＤ80は“ランニング”を示す。信号調整装置50に対するサンプリングおよび更新レートは血圧変化レートに適応するように十分に高く、マイクロ制御装置が動作するように十分なパワーが存在することを保証するように十分に低い。例示的なサンプリングレートはほぼ４ミリ秒毎である。しかしながら、当業者は、上述のファクタを考慮したとき、広範囲のサンプリングレートが満足できるものであることを認識するであろう。

マイクロ制御装置はサンプリングされたデータにＦＩＲフィルタ処理を適用して、信号品質を改善する。例示的な実施形態においては、Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ社製のＭＳＰ４３０Ｐ３３７Ａマイクロ制御装置は、高速乗算を可能にする内蔵型符号付き乗算累算周辺装置を含んでいる。ＦＩＲ係数は、装置上の取専用メモリ（“ＲＯＭ”）中に記憶される。係数の数は、応答要求のファクタと、パワー消費量を減少させるために比較的遅いクロックサイクルで動作するマイクロ制御装置上でフィルタ機能を実行する時間とによって決定される。

マイクロ制御装置140は、出力ＤＡＣ236、238に値を送る前に出力をスケールする。ＡＤＣ変換器220からの入力値のマッピングは、出力ＤＡＣ236、238に適用される。ＡＤＣ変換器220からからの入力ゼロは理想的なゼロポイント付近の＋／−１００ｍｍＨｇの間を浮動することを許されるが、出力ゼロは絶対的なものである。ゼロ化中、信号調整装置は増幅器の動作範囲を設定し（オフセットＤＡＣを介して）、受取られたゼロ入力信号に関して平均を行う。平均された値は、後続する測定に対する基準として使用される（この基準はランニングモード中に読みから減算される）。この値は、ＤＡＣ236、238に送られる前に出力減衰係数により乗算される。

信号調整装置50のＬＣＤ80は、最新の完了サンプルインターバル（たとえば、４秒）にわたって最大および最小圧力を表示することができる。マイクロ制御装置は、デジタル出力値（カウント）をｍｍＨｇ（２進数）に変換し、その後その２進ｍｍＨｇ値を既知の方法で２進化１０進数（１００、１０および１）に変換する。この数はＬＣＤディスプレイ中のセグメントに変換され、適切なＬＣＤ80のセグメントをオンにするようにラッチされる。

図９を参照とすると、フローチャートは信号調整装置50によって行われる１組の機能的動作を要約している。最初に、ステップ300において、信号調整装置50はケーブル54を介して生理学的モニタ52に接続される。ケーブル54を伝送される励起信号で生理学的モニタ52により供給されたパワーに応答して、ステップ302において、信号調整装置50はパワーオンセルフテストを行い、０ｍｍＨｇの値を生理学的モニタに出力する。信号調整装置50はステップ304中に動作エラーを検出した場合、制御はステップ306に進み、このステップにおいて信号調整装置50のＬＣＤ出力上にエラーメッセージが表示される。制御はセルフテストステップ302に戻る。

しかしながら、セルフテストが成功した場合、制御は、信号調整装置50が案内ワイヤケーブルコネクタ58の接続をチェックする（案内ワイヤが接続されていることを示す）状態に進み、それがインターフェースボタン82、84および86の選択に応答するモードになる。ステップ310中、インターフェースボタンを使用して較正シーケンスが選択された場合、制御はステップ312に進み、ここでユーザは出力信号を調節するように促される。出力較正モードは０ｍｍＨｇ、２００ｍｍＨｇ、ならびに生理学的モニタへの出力がある時間期間のあいだ０ｍｍＨｇと２００ｍｍＨｇとの間で交替するパルス較正モードを含んでいる。ユーザはボタン選択入力を行ってこの較正モードを出て、ステップ314に進む。

このステップ314において、信号調節装置は、センサスタティックケーブル（特徴記述ＥＥＰＲＯＭを含む）が信号調節装置50に接続されているか否かを決定する（ステップ314はまた、較正ボタン選択が感知されなかった場合にステップ310からも到達される）。信号調節装置が接続されたセンサスタティックケーブル59を感知しなかった場合、ＬＣＤディスプレイは“ケーブルなし”を示し、制御はステップ310に戻る。

信号調節装置が接続されたセンサスタティックケーブルを感知した場合、制御はステップ316に進み、このステップ316において信号調節装置は、接続されている案内ケーブルにより支持されているセンサの動作特性を記述した記述特徴記述ＥＥＰＲＯＭの内容を読取る。ステップ318中、ＥＥＰＲＯＭ値が無効である（たとえば、チェックサムエラー）場合、ステップ320中にエラーメッセージが表示され、制御はステップ316に戻る。しかしながら、値が有効である場合、その値はステップ322中に信号調節装置50の回路を構成するために使用される。その後、ステップ324中に、ユーザが較正モードボタン選択シーケンスに入ったことを信号調節装置が決定した場合、制御はステップ326に進み、ここで信号調節装置に対する出力の範囲内にエンドポイントおよび中間ステップを較正するステップが行われる。ユーザは予め決定されたボタン選択シーケンスを入力することによってこのモードを出て、制御はステップ328に進む（ステップ324中に較正ボタンシーケンスが感知されないときにも到達される）。

スタティックケーブル59は、案内ワイヤ56が取外されている最中に接続されることができる。したがって、ステップ328中、案内ワイヤ56が接続されていない場合、制御はステップ324に戻り、信号調整装置のＬＣＤ出力上に“ワイヤなし”が表示される。そうではなく、案内ワイヤ56が接続されている場合、制御はステップ330に進み、このステップにおいて信号調整装置は、センサワイヤをチェックし、１０秒間にわたるゼロと２００ｍｍＨｇとの間の出力をパルス化し、センサ入力に関して自動ゼロ化を行い、入力値を感知して出力値を生理学的モニタに発生するランモードに入る。

信号調整装置はまた選択“＋”および“−”ボタンからの入力に応答してそれにしたがって応答する。選択ボタンは、現在計算されて感知された圧力（最後の２秒間に計算された最大および最小圧力）を信号調整装置50がＬＣＤスクリーン上に出力するようにする。その他の場合、ＬＣＤは単に“ランニング”を出力し、差動出力信号を生理学的モニタ52にケーブル54を介して供給する。

ステップ332中、アップ／ダウンボタンのいずれかが押されている場合、制御はステップ334に進み、このステップにおいて出力は押されたボタンにしたがってアップまたはダウンに調節される。ステップ332中にアップ／ダウンボタンが押されなかった場合、制御はステップ336に進む。ステップ336中、センサワイヤ遮断が感知された場合、制御はステップ338に進み、このステップにおいて信号調整装置50は、ゼロ出力を表す出力をケーブル54により供給し、ＬＣＤディスプレイは“ワイヤなし”を表示する。制御はステップ340に進む。

ステップ340において、ワイヤ再接続が感知されない場合、制御はステップ342に進む。ステップ342中にスタティックケーブルが遮断されていない場合、制御はステップ338に戻る。そうではなく、ケーブル遮断が検出された場合、制御はステップ310に戻る。ステップ340においてワイヤの再接続が感知された場合、制御はステップ344に進む。ステップ344中に、ワイヤ遮断が感知された場合、制御はステップ310に進む。そうではなく、スタティックケーブルが依然として接続されている場合、制御はステップ332に戻る。

本発明を使用する信号調整装置50の動作に関連したステップ（ステージまたは状態）の例示的なセットを説明してきたが、別の実施形態においては、これらのステップは、付加的な機能を含むように、機能を除去するように、あるいはこの装置により行われる動作のシーケンスを再構成するように修正されることが認識される。このような修正は、当業者によく知られている方法でこのような装置をプログラムするフレキシビリティを考慮して検討される。

本発明を使用する例示的なシステムの別の特徴は、医療施設においてそれを使用して患者を治療することである。このような治療の一部には、血管閉塞の深刻さの決定および治療の方針の決定が含まれる。図１０および１１を参照とすると、スライドルールタイプの装置400の前面および後面ならびにスライド挿入部が示されている。スライドルールタイプの装置は、分数フローリザーブ値を表現するように信号調整された案内ワイヤ取付け圧力感知システムにより提供された圧力の読みと共に使用される。その後、図１０に示されているスライドルールタイプの装置400の前面上で計算された分数フローリザーブ値は、図１１に示されているこの装置400の後面上に示されているチャートにしたがって治療指導を表現するために使用される。

最初に図１０を参照とすると、分数フローリザーブ（“ＦＦＲ”）は、血管内からの圧力測定値によって表されるような狭窄のために発生した血管内の閉塞度を表している。ＦＦＲは動脈内の２つの圧力センサの読みの比として計算される。第１の値は、狭窄に向かって血液が流れている血管の側から測られた感知された圧力を表している。これは２つの圧力の読みの高いほうである。第２の圧力値は第１の値を除算するものであり、狭窄の反対側で測定される。スライドルール装置は、指定されたスライドルールスケール部分において第１および第２の値を一致させることによって除算を行う。その後、ＦＦＲ値は対応した結果スケールから読取られる。図１０および１１に示されているスライドルール装置は、前面プレート402、後面プレート404およびスライド挿入部406（前面プレート402中において切り取られたプルタブ405を通って見ることができる）の３つの部分から成る。前面および後面プレート402および404は、たとえば、これらプレート402および404の四隅に配置されたリベット408、410、412および414によって共に留められている。前面および後面プレートをまとめて固定する別の手段がよく知られている。その後、スライド挿入部406は前面および後面プレート402および404の間に配置される。図面に示されていはいないが、内側の溝が装置400内においてスライド挿入部406を案内する。

図１０を参照とすると、本発明の１実施形態において、この比は、血管内で測定された平均末端圧力（Ｐｄ）により除算された平均大動脈圧力（Ｐａ）を表している。上部スライドルール420はＰａ測定値を表す分子スケール422を含み、この分子スケールは前面プレート上に印刷され、その範囲は１乃至４０ｍｍＨｇである。上部スライドルール420はまた、前面プレート402内のウインドウ428を通して見ることのできるスライド挿入部406上に印刷された分母スケール424（Ｐｄ値を表す）と計算されたＦＦＲスケール426（Ｐａ／Ｐｄ）を含んでいる。スケール422、424および426上の印刷された値は、分子スケール422上の値から分母スケール424上の値を減算することによる除算と、対数計算ＦＦＲスケール426上の結果を読取ることを容易にする対数である。

拡張スライドルール430は、４０乃至３３０ｍｍＨｇの範囲の高い圧力を処理するために設けられている。広範囲の大動脈圧力の読みに適応するために、下部スケールは２つの部分に分割されている。拡張スライドルール430のスケールの構成は、上部スライドルール420のスケールを参照として説明された構成に対応している。Ｐａ圧力値は、前面プレート402上に印刷されている。Ｐｄおよび計算されたＦＦＲ値はスライド挿入部406上に印刷されている。この構成は、スケールが配置されたシートが図１０に一例として示されているものとは異なるように修正されることが認識される。スペースが許せば、スライドルール装置400を使用するための命令440が前面プレート402上に印刷される。その代りに、ＦＦＲはデジタル的に計算されてもよいし、および、または表示されてもよいことに注意すべきである。

図１１を参照とすると、特定の血管に対して患者のＦＦＲを決定した後の意志決定を補助する１組のチャートが示されている。第１のセクション460は、バルーン血管治療および、またはステント配置（stent deployment）を行った後に決定されたＦＦＲ値に基づいてステント（ｓｔｅｎｔ）グレーディングシステムを提供する。１．０と０．９との間の値が最適な結果を表す。０．９と０．７５との間のＦＦＲ値は満足できる結果を特徴付けているが、しかしそれはまたリスタノーサス（restenosis）のリスクを示すものである。０．７５より低い値は、満足できない結果（たとえば、重大な病変が依然として存在している）として特徴付けられる。

第２のセクション470は、FFR計算の結果の読取りに関する指導を提供する。“正常なＦＦＲ結果”のラベルを付けられた第１のグラフ472は、血管造影法の中間的な病変の一例を表している。圧力トレーシングは、病変が圧力案内ワイヤを使用して評定されたことと、およびＦＦＲが０．７５より高いこと（すなわち、ＦＦＲ＝０．９８）が判明したこととを示す。したがって、病変は血流力学的には重大ではなかった。“異常なＦＦＲ結果”のラベルを付けられた第２のグラフは、圧力ワイヤにより評定された血管造影法の中間的な病変の一例を示し、表示されたＦＦＲ圧力トレーシング結果は０．７５より低いことが判明した。したがって、この病変は血流力学的には重大であり、血流を制限している。第３のセクション480は、ＦＦＲ値、治療、および患者のイベントおよび生存率に関する研究の結果のセットを提供する。以下は、後面プレート404上に提供されることのできるタイプの情報の一例であることが認識される。本発明の別の実施形態においては、別の情報が提供される。

以下、本発明の装置の使用方法を説明する。信号調整装置50に接続されたセンサ60および生理学的モニタ52に関して、センサ60は患者の脈管構造（示されていない）内のターゲット位置に進められる。たとえば、患者の血管内を流れる血液の圧力、温度、速度、または流出量等の生理学的パラメータはセンサ60により測定され、信号調整装置50に送られる。この装置50は信号を調整し、それを生理学的モニタ52に送り、このモニタ52がその信号をターゲット位置における生理学的パラメータ尺度として表示する。測定は、そのターゲット位置での使用に適した医学的治療モダリティーの決定を容易にするように患者の血管内の種々の位置で行われることができる。たとえば、その治療位置に患者の血管の狭窄した領域が含まれる場合、図１０および１１を参照として上記に説明したように、センサ60は分数フローリザーブの決定のためにその狭窄を横切って圧力を測定することができる。付加的な技術は当業者に明らかになるであろう。

本発明の例示的な実施形態およびそのある変形は、図面およびそれに付随する説明において示されている。当業者は上記の開示から、開示されている実施形態に対する多くの変形が本発明の別の実施形態において可能であることを容易に認識するであろう。このような修正には、一例として、開示されている回路および機能ブロックの形態および、または内容への修正が含まれる。本発明は、開示されている実施形態に制限されるものではない。むしろ、本発明は、この開示および添付されている請求の範囲によって規定された発明にかんがみて許される限り、開示されている実施形態および本発明の技術的範囲内の他のものをカバーするものである。

診断圧力感知案内ワイヤと生理学的モニタとの間における従来の接続方式と、診断圧力感知案内ワイヤと生理学的モニタとの間における本発明による例示的な接続方式とをそれぞれ示す概略図。 本発明の１実施形態による圧力センサ素子の温度補償を行う圧力センサの一部分を示す概略的な回路図。 商業使用向けの例示的なパッケージングの信号調整装置の概略斜視図。 例示的な信号調整装置の主機能素子の概略図。 本発明を使用する信号調整装置中に組込まれている電源回路の概略的回路図。 信号調整装置のアナログ信号調整素子の出力波形からピーク電圧を抽出する復調方式を例示的に示す波形図。 入力波形反復率の２倍のレートでの信号サンプリングを可能にする復調方式の別の特徴を例示的に示す波形図。 差動出力を信号調整装置から生理学的モニタに供給する出力段の概略的回路図。 本発明を使用する例示的な信号調整装置の動作を要約したフローチャート。 分数フローリザーブとして知られている血流制限尺度を計算するために使用されるスライドルール装置の前面図。 スライドルール装置の後面図。

Claims (14)

1. 生理学的モニタと種々の血管内測定装置との間に挿入可能であり、生理学的モニタと種々の血管内測定装置との間の適合性の設定を容易にする信号調整装置において、
   取付け可能な血管内測定装置により支持されているセンサを励起するセンサ駆動信号を供給し、センサ測定信号を供給するセンサインターフェース回路と、
   プログラムされたタスクを行う処理装置と、
   パワーを励起するための励起信号を生理学的モニタから受取るための入力と、センサ測定信号にしたがって発生された出力測定信号を生理学的モニタに送信する出力とを備えている生理学的モニタインターフェースと、
   前記励起信号によって供給されたパワーを少なくとも処理装置に供給する信号変換器を含んでいる電源回路とを具備している信号調整装置。
2. 励起信号は交流電流信号である請求項１記載の信号調整装置。
3. センサインターフェース回路は、フレキシブルな細長い部材の上に取付けられた圧力センサにセンサ駆動信号を供給するためのケーブルを受けるように構成されている請求項１記載の信号調整装置。
4. 励起信号によって供給されたパワーの一部分は、アナログ信号を提供する出力段により受取られる請求項１記載の信号調整装置。
5. さらに、励起信号によってパワーを供給される可視的ディスプレイを備えている請求項１記載の信号調整装置。
6. さらに、励起信号によってパワーを供給される温度補償回路を備えている請求項１記載の信号調整装置。
7. 励起信号はセンサ駆動信号にパワーを供給する請求項１記載の信号調整装置。
8. センサインターフェース回路はさらに、センサ駆動信号を固体状態の血管内圧力センサに送信するケーブル用の接続部を備えている請求項１記載の信号調整装置。
9. 血管内の血流特性を決定するために血管内で測定を行うシステムにおいて、
   センサが取付けられたフレキシブルな細長い部材と、
   センサを信号調整装置に電気的に接続するケーブルとを具備しており、
   前記信号調整装置は、
   取付け可能な血管内測定装置により支持されているセンサを励起するセンサ駆動信号を供給し、センサ測定信号を供給するセンサインターフェース回路と、
   プログラムされたタスクを行う処理装置と、
   パワーを励起するための励起信号を生理学的モニタから受取るための入力と、センサ測定信号にしたがって発生された出力測定信号を生理学的モニタに送信する出力とを備えている生理学的モニタインターフェースと、
   前記励起信号によって供給されたパワーを少なくとも処理装置に供給する信号変換器を含んでいる電源回路とを備えているシステム。
10. 励起信号は方形波信号である請求項９記載のシステム。
11. さらに、把持式分数フローリザーブ計算器を備えている請求項９記載のシステム。
12. 把持式分数フローリザーブ計算器は、第１の測定された圧力に対応した分子スケールおよび第２の測定された圧力に対応した分母スケールとを少なくとも含むスライドルールメカニズムを含んでいる請求項１１記載のシステム。
13. 第１の測定された圧力は平均末端圧力であり、第２の測定された圧力は平均大動脈圧力である請求項１２記載のシステム。
14. スライドルールメカニズムは、計算された分数フローリザーブを解釈するための１組の指示を含んでいる請求項１３記載のシステム。

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