JP4218173B2 - DC power supply - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、エアコンや冷蔵庫、洗濯機などのインバータ装置等に用いられる平滑回路、及び商用電源から直流を得る直流電源装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来の平滑回路を用いた直流電源装置を有するインバータ装置の回路図を図7に示す。
【0003】
図7においては、直流電源装置1は、100Vで50Hzまたは60Hzの商用電源2、商用電源2に接続した全波整流回路3と、全波整流回路3の出力に接続した平滑回路4を有している。
【0004】
全波整流回路3は、ダイオード5、6、7、8によって構成されており、平滑回路4はチョークコイル9、電解式のコンデンサ10によって構成されている。
【0005】
負荷11は、直流電圧を受けて動作し、1kWの電力を消費するものである。
【0006】
以上の構成において、従来の直流電源装置1は、全波整流回路3の出力に含まれる電圧の脈動分(リプル分)をチョークコイル9およびコンデンサ10によって、低減して出力し、負荷11にはリプル電圧が少ない直流電圧を供給するものとなっている。
【0007】
ここで、チョークコイル9は、珪素鋼板を積層し空隙を設けた鉄心に、銅線を巻いて構成したもので、L=3mHのインダクタンスを有しており、コンデンサ10は、C=4700マイクロファラッドの静電容量を有している。
【0008】
チョークコイル9についてはL値に電流(アンペア)の自乗を乗じた値の半分によって算出されるエネルギーが蓄積され、コンデンサ10についてはC値に電圧(ボルト)の自乗を乗じた値の半分によって算出されるエネルギーが蓄積されることになるが、これらのエネルギー蓄積作用と蓄積されたエネルギーの放出作用が交互に行われることにより、平滑回路4は、入力から供給される瞬時電力と、負荷に出力される瞬時電力の差を吸収する作用が行われ、その結果、全波整流回路3の出力である全波整流電圧波形に含まれるリプル分をかなり吸収し、リプル電圧のピーク・トゥ・ピークを10ボルト以下に抑える平滑作用を実現している。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の技術においては、平滑回路4を構成しているチョークコイル9とコンデンサ10は、いずれも重量、体積、コストがかなり大であった。
【0010】
すなわち、チョークコイル9については、グラム当たりのエネルギー貯蔵量が0.0004ジュール、cc当たりでは0.002ジュール、円当たりでは0.0005ジュールであり、コンデンサ10についても電解式のものであっても、グラム当たりのエネルギー貯蔵量が0.5ジュール、cc当たりでは0.8ジュール、円当たりでは0.1ジュールという低い値であることにより生ずるものであった。
【0011】
また平滑回路4の入力電流および商用電源2から装置に供給される電流波形が、いずれも電圧波形と相似の形からずれることによって、力率が低いものとなるという課題を有しているものであった。
【0012】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するために、商用電源から交流の電気パワーが供給される入力端子と、出力端子と、フライホイルと、前記フライホイルに接続された電気機械と、スイッチング素子を有し前記電気機械に接続されたインバータ回路と、前記スイッチング素子を有しオンオフする制御回路を有し、前記入力端子から前記商用電源の出力周波数の2倍の周波数のリプルを含む電力を受け、前記フライホイルは、前記商用電源の周期内に、前記入力端子から入力される瞬時電力が前記出力端子から出力される瞬時電力よりも大である状態で前記電気機械により加速される期間と、前記入力端子から入力される瞬時電力が前記出力端子から出力される瞬時電力よりも小である状態で前記電気機械により減速される期間を有し、前記出力端子から直流電圧を出力することによって、重量、体積、コストを低減しつつ、入力の力率が高い直流電源装置を実現するものである。
【0013】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項1に記載の発明は、上記課題を解決するために、商用電源から交流の電気パワーが供給される入力端子と、出力端子と、フライホイルと、前記フライホイルに接続された電気機械と、スイッチング素子を有し前記電気機械に接続されたインバータ回路と、前記スイッチング素子を有しオンオフする制御回路を有し、前記入力端子から前記商用電源の出力周波数の2倍の周波数のリプルを含む電力を受け、前記フライホイルは、前記商用電源の周期内に、前記入力端子から入力される瞬時電力が前記出力端子から出力される瞬時電力よりも大である状態で前記電気機械により加速される期間と、前記入力端子から入力される瞬時電力が前記出力端子から出力される瞬時電力よりも小である状態で前記電気機械により減速される期間を有し、前記出力端子から直流電圧を出力することによって、単位重量、単位体積、単位コスト当たりの蓄積エネルギーを高め、同容量(ワット)での回路の重量、体積、コストを低減し、また前記スイッチング素子のオンオフ制御により、入力の力率が高い直流電源装置を実現し、コンデンサやリアクタ(チョークコイル?)よりも小型、軽量、低コストの構成で直流電源の平滑化ができるものである。
【0014】
また請求項2は、請求項1記載の直流電源装置の入力端子から供給される電流波形を、ほぼ入力端子に供給される電圧波形とほぼ同じ波形とすることにより、やはり重量、体積、コストを低減し、入力を高力率とし、また出力電圧をより安定に保つものである。
【0015】
【実施例】
次に、本発明の具体例を説明する。
【0016】
(実施例1)
図1は実施例1の直流電源装置の回路図を示している。
【0017】
図1においては、直流電源装置20は、100V50Hzまたは60Hzの商用電源21、商用電源21に接続した全波整流回路22と、全波整流回路22の出力に接続した平滑回路23を有し、出力には負荷24が接続されている。
【0018】
全波整流回路22は、ダイオード25、26、27、28によって構成したブリッジ形のものを使用している。
【0019】
平滑回路23は、入力端子30a、30bと、出力端子31a、31bを有し、さらに直径2インチで厚さ5.5mmの円盤形の鉄板を例えばボールベアリング等(図示せず)で回転自在に支持した質量88グラムのフライホイル32、フライホイル32の軸に直接に接続された電気機械33を備えている。
【0020】
電気機械33には、インバータ回路34が接続されており、実施例1では、インバータ回路34は、第1のスイッチング素子35、第2のスイッチング素子36、ダイオード37、38、39、40によって構成されており、第1のスイッチング素子35および第2のスイッチング素子36はいずれも絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ(IGBT)を用いて構成している。
【0021】
実施例1では、第1のスイッチング素子35はコレクタ端子を入力端子30aに接続し、第2のスイッチング素子36はエミッタ端子を出力端子31bに接続し、いずれのスイッチング素子もゲート端子は制御回路41に接続されており、ゲート・エミッタ間に印加される電圧の有無を切り換えることによって、オンオフが制御されるものとなっている。
【0022】
さらに実施例1では、入力端子30a、30b間に供給される電圧Vinを検知する入力電圧検知手段50と、入力端子30aから供給される電流Iinを検知する入力電流検知手段51と、出力端子31a、31b間の出力電圧Voutを検知する出力電圧検知手段52と、出力端子31aから出力される電流Ioutを検知する出力電流検知手段53を有している。
【0023】
なお、本実施例においては、入力電圧検知手段50は抵抗54、55により構成し、出力電圧検知手段52は抵抗56、57により構成しており、入力電流検知手段51と入力電流検知手段53は、いずれも抵抗器を用い、電流が流れることにより発生する電圧降下を検知する構成としている。
【0024】
制御回路41は、入力電圧検知手段50、入力電流検知手段51、出力電圧検知手段52、出力電流検知手段53からの信号を受け、入力端子30aから供給される入力電流Iinの電流波形が、入力端子30a、30b間に供給される電圧Vinの電圧波形とほぼ同じ波形となるように、第1のスイッチング素子35と第2のスイッチング素子36のオンオフの導通比率を制御するものとなっている。
【0025】
そして、平滑回路23は、商用電源21の周波数が50Hzの場合に、入力端子30a、30bから100Hzの周期的な脈動を含む電力を受けるものとなり、フライホイル32は、入力端子30a、30bから入力される瞬時電力、すなわちIinとVinの積が出力端子31a、31bから出力される瞬時電力、すなわちIoutとVoutの積よりも大である状態では、電気機械33が電動機として動作して加速(回転速度の上昇)がなされ、入力と出力の差に相当する電気エネルギーが、フライホイル32に運動エネルギーとして蓄えられる。
【0026】
逆に入力端子30a、30bから入力される瞬時電力が、出力端子31a、31bから出力される瞬時電力よりも小である状態においては、電気機械33が発電機として動作して減速(回転速度の下降)がなされ、フライホイル32に蓄えられた運動エネルギーが電気エネルギーに変換されるものとなり、結果として出力端子31a、31bからは、ほぼ脈動のない直流の電力を出力するものとなる。
【0027】
負荷24としては、具体的には例えば3相6石構成のモータ駆動用のインバータなどが接続されるものであり、リプル分の小さな直流電圧が供給されることにより、振動が少なく、速度・トルク変動が少なく、また効率の高いモータ駆動が行われるものとなる。
【0028】
なお、本実施例においては、電気機械33は、48極着磁させた永久磁石を用いた回転子58と、固定子巻線を有する同期機としており、さらにホールICにより回転子58の位置(角度)を検知する位置検知手段60を設けたもので構成している。
【0029】
ホールICは、対抗する回転子58がN極の位置である場合にはハイ信号、S極である場合にはロー信号を出力するものであるが、回転子58は常に回転方向が一方向に決まっていることから、永久磁石を有する回転子58の回転によって固定子巻線59に発生するフレミングの右手の法則の誘導起電力Veの極性は、位置検知手段60の出力がハイの期間は正であり、位置検知手段60の出力がローの期間は負となる。
【0030】
なお、本実施例では、平滑回路23の入力側と出力側に、それぞれコンデンサ61、62を接続しているが、これらはいずれも0.1マイクロF〜1マイクロFの静電容量を有するプラスチックフィルムコンデンサで構成しており、第1のスイッチング素子35および第2のスイッチング素子36のオンオフの周波数(キャリア周波数およびフライホイルの回転による基本周波数)の成分の交流分を除去する作用をするものとなっている。
【0031】
本実施例においては、制御回路41がまず入力電圧検知手段50と出力電流検知手段53から信号を入力し、入力電流検知手段51の出力が、出力電流Ioutの値に比例し、かつ入力電圧Vinとおなじ全波整流波形となるように、第1のスイッチング素子35のオンオフを制御し、また出力電圧Voutについては、ほぼ200Vの一定値に制御することにより、平滑回路23の入力の力率、および商用電源21から見た装置の力率はほぼ100%に近く、送配電の面における損失を、極力低く抑えることができる。
【0032】
また、本実施例で使用したコンデンサ61、62は、いずれも商用電源21の周波数よりも遙かに高い高周波成分のみを除去できれば良いものであることから、従来のコンデンサ10と比較して、極めて小形、軽量、安価なもので十分である。
【0033】
図2は、実施例1の平滑回路23を消費電力1kW、商用電源21が100V50Hzの条件で動作させた場合の動作波形図を示している。
【0034】
図2(ア)は平滑回路23の入力電圧Vinを実線で示し、商用電源21の出力電圧Vacを破線で示し、図3(イ)は平滑回路23の入力電流Iinを実線で示し、商用電源21の出力電流電圧Iacを破線で示している。
【0035】
図3(ウ)は平滑回路23の入力電力Pinを実線で、また出力電力Poutを破線で示しており、それぞれPin=Vin×Iin、Pout=Vout×Ioutで計算されるものである。
【0036】
図3(エ)は位置検知手段33の出力論理P、図3(オ)は第1のスイッチング素子35の駆動波形Q1、図3(カ)は第2のスイッチング素子36の駆動波形Q2を示している。
【0037】
商用電源21がVinとVacのピーク値は141Vとなり、実施例1は電力が1kWであるため、IinとIacのピーク値は14.1Aとなっていて、Pinは平均値である1kWを中心として、振幅1kW、周期10msで変動するものとなり、よって瞬時値の最大は2kW、最小はゼロとなる。
【0038】
従って、平滑回路23により図3(ウ)のAの部分に相当する電気エネルギーをフライホイル32の運動エネルギーとして蓄え、逆にBの部分では蓄えられた運動エネルギーを電気エネルギーとして取り出すことにより、平滑作用が行われるものとなる。
【0039】
なお、図3(ウ)のAとBの部分のエネルギーは、面積で求められ、いずれも3.2ジュールとなる。
【0040】
図3(エ)は、簡単のために毎分5000回転の一定速度で回転している場合の波形を示しており、本実施例では電気機械33を48極としていることから、P信号の周期は500マイクロ秒となり、ハイの期間とローの期間はいずれも250マイクロ秒となる。
【0041】
ただし、実際には運動エネルギーが最大となるt1付近では、毎分5000回転に達しているため上記の周期となるが、運動エネルギーが最小となるt0、t2付近では、速度が低い分だけ周期は長くなるものである。
【0042】
各スイッチング素子のオンオフ駆動の方法については、図3(オ)および図3(カ)に示しているように、Aの期間については、P信号がハイの期間、すなわち電気機械33の固定子巻線59に発生する誘導起電力Veが正の期間のみ、第1のスイッチング素子35と第2のスイッチング素子36をオンさせるものとし、P信号がローの期間はいずれもオフとする制御を行っている。
【0043】
これに対し、Bの期間にはP信号がローの期間にのみ第1のスイッチング素子35と第2のスイッチング素子36をオンさせるものとし、P信号がハイの期間はいずれもオフとしている。
【0044】
なお、いずれのスイッチング素子についても、P信号がハイまたはローの期間である250マイクロ秒間ずっとオン状態としているわけではなく、その間にキャリア周波数30kHzにて、PWM制御により導通比率を制御しているものとなっている。
【0045】
PWMの導通比率の制御は、第1のスイッチング素子35に関しては、入力電流検知手段51によって検知した入力電流Iinの値が、常に入力電圧検知手段55によって検知した入力電圧Vinの値に所定値を乗じたものとなるようにフィードバック制御をすることにより、入力電圧波形と同じ波形の入力電流波形が得られるものとし、平滑回路23の入力での力率、また商用電源21から見た装置の力率が極めて高く、よって送配電での損失を極力低減した良好な性能を確保することができるものとなっている。
【0046】
なお、本実施例においては、上記のVinに乗ずる所定値は、さらに出力電流検知手段53によって検知される出力電流Ioutの値に比例するように、20ms毎に更新された値としている。
【0047】
本実施例において、第2のスイッチング素子36は、出力電圧検知手段52によって検知する出力電圧Voutの値がほぼ200Vの一定値となるようにPWMの導通比をフィードバック制御している。
【0048】
Aの期間には、Ve>0の状態で、第1のスイッチング素子35および第2のスイッチング素子36がオンすることにより、電気機械33の固定子巻線59に供給された電流と、回転子58の永久磁石の間にフレミングの左手の法則により力が発生することから、回転子58にはフライホイル32を加速する方向のトルクが発生して、入力電力Pinの一部が運動エネルギーに変換され、エネルギーの蓄積が行われる。
【0049】
Bの期間には、Ve<0の状態で、第2のスイッチング素子がオンすることにより、固定子巻線59が有するインダクタンスの作用により、一般に昇圧チョッパと呼ばれる動作と類似の動作が行われ、ダイオード40を通って出力に電力が供給される。
【0050】
ここで、昇圧チョッパの入力となるのは、第1のスイッチング素子35が完全にオフしている状態においては、固定子巻線59に発生している誘導起電力Veであり、フライホイル32の運動エネルギーが取り出されて電力に変換されるものとなる。
【0051】
本実施例では、Bの期間についても第1のスイッチング素子35は、入力電流Iinを制御するため、PWM制御されてオンすることから、B期間においてはフライホイルの運動エネルギーと、入力電力Pinが合成されたものが出力されるように動作がなされる。
【0052】
このように、実施例1の平滑回路23は、フライホイル32および電気機械33を備え、入力端子30a、30bから入力される入力電力と、出力端子31a、31bから出力される出力電力との差を、運動エネルギーとして貯蔵し、また放出することにより、極めて重量、体積、価格を抑えたものとすることができるものとなっている。
【0053】
発明者の実験および計算では、フライホイルのエネルギー貯蔵性能は、グラム当たり25ジュール、cc当たり50ジュール、円当たり15〜20ジュールとなり、これらの値は、前述のチョークコイルや電解式のコンデンサのそれに比較して遙かに大きな値となっているので、同一容量(ワット数)の場合には、重量、体積、価格を抑えることができるものとなる。
【0054】
また、実施例1では、特に商用電源21から交流の電気パワーを供給させて、直流電圧を出力する直流電源装置としていることにより、平滑回路23の入力端子30a、30b間に加わる電圧の脈動(リプル)周波数を、商用電源21の出力周波数の2倍に固定することができ、電気機械33に必要な瞬時トルクの上限の設計値が明確となり、平滑回路23としての必要十分な動作を行わせることができるものとなる。
【0055】
さらに、出力電圧Voutをある程度可変とすることも可能であり、例えば負荷24としてモータ駆動用のインバータなどを接続している場合には、モータの速度などを有る程度の範囲で可変することも可能となり、運転速度範囲の拡大を図ることもできる。
【0056】
(実施例2)
図3は、実施例2における平滑回路の要部回路図を示している。
【0057】
図3においては、平滑回路70は、入力端子71a、71bおよび出力端子72a、72bを有し、第1のスイッチング素子73と第2のスイッチング素子74、ダイオード75、76、77、78により構成されているものとなっている。
【0058】
(実施例3)
図4は、実施例3における平滑回路の要部回路図を示している。
【0059】
図4においては、平滑回路80は、入力端子81a、81bおよび出力端子82a、82bを有し、第1のスイッチング素子83と第2のスイッチング素子84、ダイオード85、86、87、88により構成されており、本実施例においてはスイッチング素子83、84はそれぞれダイオード85、86を介して入力端子81aおよび出力端子82bに接続されているが、これは各スイッチング素子が逆方向の耐圧の面で不足するIGBTを使用していることによるもので、逆方向の耐圧を十分に確保する目的からダイオード85、86が、IGBTのコレクタ端子あるいはエミッタ端子に直列に接続されているものとなっている。
【0060】
(実施例4)
図5は、実施例4における平滑回路の要部回路図を示している。
【0061】
図5においては、平滑回路90は、入力端子91a、91bおよび出力端子92a、92bを有し、第1のスイッチング素子93と第2のスイッチング素子94、ダイオード95、96、97、98により構成されているものとなっている。
【0062】
実施例2、実施例3、実施例4は、いずれも2個のスイッチング素子を用いて、平滑回路を構成し、フライホイル32に運動エネルギーを蓄積する時には、第1のスイッチング素子73、83、93と第2のスイッチング素子74、84、94がオンすることにより、入力端子間には第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子と電気機械33の固定子巻線を介して電力が供給される。
【0063】
また、運動エネルギーの放出は、第2のスイッチング素子の導通比によって制御されてなされるものとなる。
【0064】
その結果、実施例2から実施例4は、すべて同様の動作により、平滑動作がなされるものとなる。
【0065】
また、これらの実施例に示した回路図以外のものでも、すくなくとも2個のスイッチング素子を設け、その内の第1のスイッチング素子の一方の端子を入力端子に接続し、第2のスイッチング素子の一方の端子を出力端子に接続したものであれば、他の回路構成であってもかまわない。
【0066】
また、各実施例では固定子巻線59を1本のみとして、単相コイルとした最も簡単な構成としていることから、部品点数も少ないものとなっているが、パワーが大きい装置などの場合には、複数の固定子巻線を有する電気機械としても良く、例えば3相の固定子巻線を有するものなどであってもよい。
【0067】
また、電気機械は特に永久磁石を使用したものに限定されるものでもなく、例えば一般にリラクタンスモータと呼ばれるような、回転子の回転に応じて、固定子巻線のインダンクタンスが変化するものであってもよく、その場合には回転子の回転に対してインダクタンスが増加する期間とインダクタンスが減少する期間を、例えば位置検出手段で検知させ、増加する期間に、固定子巻線に電流を供給することにより電動機として作用させ電気エネルギーを運動エネルギーに変換してフライホイルに蓄え、逆にインダクタンスの減少する期間に、固定子巻線に電流を供給することにより発電機として作用させてフライホイルの運動エネルギーを電気エネルギーに変換して出力させることができる。
【0068】
さらに、誘導機(インダクションモータ)、ヒステリシスモータ、整流子モータ、マグネットモータなど各種の電気機械が使用可能である。
【0069】
また、各実施例では従来の技術で使用していたチョークコイルを完全に無くした構成としていることから、電解式のコンデンサよりもさらに重量・体積・コストに対する蓄積エネルギーが小さいチョークコイルが不要となることによる効果が非常に大きいものとなっている。
【0070】
しかし、例えば商用電源21の周波数の数倍というような高周波成分を取り除くため、チョークコイルを併用した構成をとってもかまわないものであり、そのような構成を採用した場合にも、必要となるチョークコイルの仕様、すなわちエネルギー蓄積量は従来の技術に比較して相当小さいもので十分となり、やはり装置の重量・体積・コストの少なくとも、いずれかの面でのメリットは発生する。
【0071】
(実施例5)
図6は、実施例5における平滑回路のフライホイルと電気機械の構成図を示している。
【0072】
図6においては、フライホイル100、101は、いずれも直径が2インチで、厚さが3mmの鉄板で構成し、それぞれに電気機械102、103を接続している。
【0073】
ここで、フライホイル100、101は全く同じ仕様のものであり、また電気機械102、103も全く同じ仕様のものを使用しているが、動作中の回転方向が、図6に矢印で示しているように、逆方向となっている。
【0074】
フライホイル100、101が加速、あるいは減速されるタイミングは同時であるが、回転方向が互いに逆方向であることから、加速と減速の際に発生する反作用トルクは、1枚のフライホイルでおなじ運動エネルギーを蓄える場合と比較して、おのおの2分の1となる上に、逆方向となって打ち消し合うものとなることから、例えば整流回路をプリント基板上にハンダ付けして設ける場合などにも、ハンダ付け部分にかかるショック等のストレスを極めて小さなものとすることができ、騒音、振動が少なく、信頼性が高い装置を実現することができるものとなる。
【0075】
また、1枚のフライホイルで実現する場合には、平滑回路を支持する部分の剛性が低い場合には、瞬時トルクが不足して十分な性能が発揮できない場合もあり得るが、実施例5では、電気機械102、103を回転方向に対して剛性の高い部材で構成しておくことにより、装置の支持の剛性にかかわらずほぼ同一の優れた性能を確保することができ、さらに振動などを低減させるためにゴムや綿などで平滑回路の外部を支持したとしても、期待通りの性能が確保できるものとなるという効果もある。
【0076】
さらに、回転中のフライホイル100、101は、方向が逆の慣性モーメントを有していることから、平滑回路全体としては、ジャイロ効果をキャンセルすることができ、例えば携帯用の装置などのように装置の向きが頻繁に変化するような機器に使用した場合でも、支持部分のストレスがかかったり、人間が取り扱う際に不自然な力を有したりすることもなく、信頼性、操作性の面で優れた装置とすることができるという効果もある。
【0077】
【発明の効果】
以上のように、本発明の請求項1に記載の発明は、特に、商用電源から交流の電気パワーが供給される入力端子と、出力端子と、フライホイルと、前記フライホイルに接続された電気機械と、スイッチング素子を有し前記電気機械に接続されたインバータ回路と、前記スイッチング素子を有しオンオフする制御回路を有し、前記入力端子から前記商用電源の出力周波数の2倍の周波数のリプルを含む電力を受け、前記フライホイルは、前記商用電源の周期内に、前記入力端子から入力される瞬時電力が前記出力端子から出力される瞬時電力よりも大である状態で前記電気機械により加速される期間と、前記入力端子から入力される瞬時電力が前記出力端子から出力される瞬時電力よりも小である状態で前記電気機械により減速される期間を有し、前記出力端子から直流電圧を出力することによって、 単位重量、単位体積、単位コスト当たりの蓄積エネルギーを高め、同容量(ワット)での回路の重量、体積、コストを低減し、また前記スイッチング素子のオンオフ制御により、入力の力率が高い直流電源装置を実現し、コンデンサやリアクタ(チョークコイル?)よりも小型、軽量、低コストの構成で直流電源の平滑化ができるものである。
【0078】
また請求項2は、請求項1記載の直流電源装置の入力端子から供給される電流波形を、ほぼ入力端子に供給される電圧波形とほぼ同じ波形とすることにより、やはり重量、体積、コストを低減し、入力を高力率とし、また出力電圧をより安定に保つものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の実施例1における平滑回路と直流電源装置の回路図
【図2】 同、平滑回路および直流電源装置の動作波形図
【図3】 本発明の実施例2における平滑回路の回路図
【図4】 本発明の実施例3における平滑回路の回路図
【図5】 本発明の実施例4における平滑回路の回路図
【図6】 本発明の実施例5におけるフライホイルと電気機械の構成図
【図7】 従来の技術における直流電源装置の回路図
【符号の説明】
30a、30b、71a、71b、81a、81b、91a、91b 入力端子
31a、31b、72a、72b、82a、82b、92a、92b 出力端子
32 フライホイル
33 電気機械
35、73、83、93 第1のスイッチング素子
36、74、84、94 第2のスイッチング素子
34 インバータ回路
41 制御回路
50 入力電圧検知手段
51 入力電流検知手段
52 出力電圧検知手段
53 出力電流検知手段
21 商用電源
22 全波整流回路
23、70、80、90 平滑回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a smoothing circuit used for an inverter device such as an air conditioner, a refrigerator, and a washing machine, and a direct current power supply device that obtains direct current from a commercial power source.
[0002]
[Prior art]
A circuit diagram of an inverter device having a DC power supply device using a conventional smoothing circuit is shown in FIG.
[0003]
In FIG. 7, the DC
[0004]
The full-wave rectifier circuit 3 is composed of
[0005]
The load 11 operates by receiving a DC voltage and consumes 1 kW of power.
[0006]
In the above configuration, the conventional DC
[0007]
Here, the choke coil 9 is formed by winding a copper wire around an iron core in which silicon steel plates are laminated and provided with a gap. The choke coil 9 has an inductance of L = 3 mH, and the capacitor 10 has C = 4700 microfarads. It has a capacitance.
[0008]
The choke coil 9 stores energy calculated by half the value obtained by multiplying the L value by the square of the current (ampere), and the capacitor 10 calculates by half the value obtained by multiplying the C value by the square of the voltage (volt). The smoothing circuit 4 outputs the instantaneous power supplied from the input and the load by alternately performing the energy storing action and the discharging action of the stored energy. As a result, the ripple included in the full-wave rectified voltage waveform, which is the output of the full-wave rectifier circuit 3, is considerably absorbed, and the peak-to-peak of the ripple voltage is absorbed. A smoothing action that suppresses the voltage to 10 volts or less is realized.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
In such a conventional technique, the choke coil 9 and the capacitor 10 constituting the smoothing circuit 4 are considerably large in weight, volume and cost.
[0010]
That is, for the choke coil 9, the energy storage amount per gram is 0.0004 joules, 0.002 joules per cc, 0.0005 joules per circle, and the capacitor 10 is also an electrolytic type. The energy storage amount per gram was as low as 0.5 joule, 0.8 joule per cc, and 0.1 joule per circle.
[0011]
In addition, both the input current of the smoothing circuit 4 and the current waveform supplied to the device from the commercial power source 2 have a problem that the power factor becomes low by shifting from a shape similar to the voltage waveform. there were.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention has an input terminal to which alternating electric power is supplied from a commercial power source, an output terminal, a flywheel, an electric machine connected to the flywheel, and a switching element. And an inverter circuit connected to the electric machine, and a control circuit having the switching element and turning on / off, receiving electric power including a ripple having a frequency twice the output frequency of the commercial power supply from the input terminal, FlywheelWithin the commercial power cycle,Accelerated by the electric machine in a state where the instantaneous power input from the input terminal is greater than the instantaneous power output from the output terminal.PeriodThe electric machine is decelerated by the electric machine in a state where the instantaneous power input from the input terminal is smaller than the instantaneous power output from the output terminal.Have a period,Output DC voltage from the output terminalBy,A DC power supply device having a high input power factor while reducing weight, volume, and cost is realized.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to
[0014]
Further, according to claim 2, the current waveform supplied from the input terminal of the DC power supply device according to
[0015]
【Example】
Next, specific examples of the present invention will be described.
[0016]
Example 1
FIG. 1 is a circuit diagram of a DC power supply device according to the first embodiment.
[0017]
In FIG. 1, the DC
[0018]
The full-
[0019]
The
[0020]
An
[0021]
In the first embodiment, the
[0022]
Furthermore, in Example 1, the input voltage detection means 50 which detects the voltage Vin supplied between the input terminals 30a and 30b, the input current detection means 51 which detects the current Iin supplied from the input terminal 30a, and the
[0023]
In this embodiment, the input voltage detection means 50 is composed of resistors 54 and 55, the output voltage detection means 52 is composed of
[0024]
The
[0025]
The smoothing
[0026]
Conversely, in the state where the instantaneous power input from the input terminals 30a and 30b is smaller than the instantaneous power output from the
[0027]
Specifically, the load 24 is connected to, for example, an inverter for driving a motor having a three-phase, six-stone structure, and is supplied with a small DC voltage corresponding to a ripple, so that vibration is reduced and speed / torque is reduced. Fluctuation is small and highly efficient motor driving is performed.
[0028]
In the present embodiment, the
[0029]
The Hall IC outputs a high signal when the opposing rotor 58 is at the N-pole position, and outputs a low signal when the opposing rotor 58 is at the S-pole, but the rotor 58 always rotates in one direction. Therefore, the polarity of the induced electromotive force Ve in the Fleming right-hand rule generated in the stator winding 59 by the rotation of the rotor 58 having a permanent magnet is positive during the period when the output of the position detection means 60 is high. And is negative when the output of the position detection means 60 is low.
[0030]
In the present embodiment,
[0031]
In the present embodiment, the
[0032]
In addition, since the
[0033]
FIG. 2 shows an operation waveform diagram when the smoothing
[0034]
2A shows the input voltage Vin of the smoothing
[0035]
FIG. 3C shows the input power Pin of the smoothing
[0036]
3 (D) shows the output logic P of the position detection means 33, FIG. 3 (O) shows the drive waveform Q1 of the
[0037]
Since the commercial power supply 21 has a peak value of Vin and Vac of 141 V, and the power of Example 1 is 1 kW, the peak value of Iin and Iac is 14.1 A, and Pin is centered on an average value of 1 kW. Therefore, the maximum of the instantaneous value is 2 kW and the minimum is zero.
[0038]
Therefore, the smoothing
[0039]
In addition, the energy of the part of A and B of FIG.3 (c) is calculated | required by an area, and all become 3.2 joules.
[0040]
FIG. 3 (d) shows a waveform when rotating at a constant speed of 5000 revolutions per minute for the sake of simplicity. In this embodiment, since the
[0041]
However, in actuality, the rotation speed reaches about 5000 rotations per minute near t1 where the kinetic energy is maximum, but the above period is around t0 and t2 where the kinetic energy is minimum. It will be long.
[0042]
As to the on / off driving method of each switching element, as shown in FIGS. 3A and 3F, the period A is a period during which the P signal is high, that is, the stator winding of the
[0043]
On the other hand, during the period B, the
[0044]
In any switching element, the P signal is not kept on for 250 microseconds during which the P signal is high or low, and the conduction ratio is controlled by PWM control at a carrier frequency of 30 kHz during that period. It has become.
[0045]
For the control of the PWM conduction ratio, for the
[0046]
In the present embodiment, the predetermined value multiplied by Vin is a value updated every 20 ms so as to be proportional to the value of the output current Iout detected by the output
[0047]
In the present embodiment, the
[0048]
During the period A, when the
[0049]
During the period B, when the second switching element is turned on in a state of Ve <0, an operation similar to an operation generally called a boost chopper is performed by the action of the inductance of the stator winding 59, Power is supplied to the output through the
[0050]
Here, the input of the step-up chopper is the induced electromotive force Ve generated in the stator winding 59 when the
[0051]
In the present embodiment, the
[0052]
As described above, the smoothing
[0053]
Inventor's experiments and calculations show that the energy storage performance of flywheel is 25 joules per gram, 50 joules per cc, 15-20 joules per circle, and these values are similar to those of the aforementioned choke coils and electrolytic capacitors. Since the value is much larger than that of the same, the weight, volume, and price can be suppressed when the capacity is the same (wattage).
[0054]
In the first embodiment, the pulsation of the voltage applied between the input terminals 30a and 30b of the smoothing circuit 23 (particularly by supplying AC electric power from the commercial power supply 21 and outputting a DC voltage). The ripple) frequency can be fixed to twice the output frequency of the commercial power source 21, the upper limit design value of the instantaneous torque required for the
[0055]
Further, the output voltage Vout can be varied to some extent. For example, when a motor driving inverter is connected as the load 24, the motor speed can be varied within a certain range. Thus, the operation speed range can be expanded.
[0056]
(Example 2)
FIG. 3 shows a circuit diagram of a main part of the smoothing circuit according to the second embodiment.
[0057]
In FIG. 3, the smoothing
[0058]
(Example 3)
FIG. 4 is a circuit diagram showing the principal part of the smoothing circuit according to the third embodiment.
[0059]
In FIG. 4, the smoothing circuit 80 has
[0060]
(Example 4)
FIG. 5 is a circuit diagram showing the principal part of the smoothing circuit according to the fourth embodiment.
[0061]
In FIG. 5, the smoothing
[0062]
In each of the second embodiment, the third embodiment, and the fourth embodiment, a smoothing circuit is configured by using two switching elements, and when the kinetic energy is stored in the
[0063]
The release of kinetic energy is controlled by the conduction ratio of the second switching element.
[0064]
As a result, in the second to fourth embodiments, the smoothing operation is performed by the same operation.
[0065]
In addition to the circuit diagrams shown in these embodiments, at least two switching elements are provided, one terminal of the first switching element is connected to the input terminal, and the second switching element Other circuit configurations may be used as long as one terminal is connected to the output terminal.
[0066]
In each embodiment, only one stator winding 59 is used and the simplest configuration is a single-phase coil. Therefore, the number of parts is small, but in the case of a device with high power. May be an electric machine having a plurality of stator windings, such as one having a three-phase stator winding.
[0067]
In addition, the electric machine is not particularly limited to those using permanent magnets. For example, the inductance of the stator winding changes according to the rotation of the rotor, which is generally called a reluctance motor. In this case, for example, the position detecting means detects the period in which the inductance increases and the period in which the inductance decreases with respect to the rotation of the rotor, and supplies current to the stator winding during the increasing period. By acting as a motor, the electric energy is converted into kinetic energy and stored in the flywheel. Conversely, during the period when the inductance decreases, the current is supplied to the stator winding to act as a generator and the flywheel Kinetic energy can be converted into electrical energy and output.
[0068]
Furthermore, various electric machines such as induction machines (induction motors), hysteresis motors, commutator motors, and magnet motors can be used.
[0069]
In each embodiment, the choke coil used in the prior art is completely eliminated, so that a choke coil with less accumulated energy with respect to weight, volume, and cost is unnecessary as compared with an electrolytic capacitor. The effect by this has become very large.
[0070]
However, for example, in order to remove a high-frequency component such as several times the frequency of the commercial power supply 21, a configuration using a choke coil may be used. The specification, that is, the energy storage amount is sufficiently small compared with the conventional technology, and the merit in at least one of the weight, volume, and cost of the apparatus still occurs.
[0071]
(Example 5)
FIG. 6 illustrates a configuration diagram of a smoothing circuit flywheel and an electric machine according to the fifth embodiment.
[0072]
In FIG. 6, each of the
[0073]
Here, the
[0074]
Although the
[0075]
In addition, when realized with one flywheel, if the rigidity of the portion supporting the smoothing circuit is low, the instantaneous torque may be insufficient and sufficient performance may not be exhibited. By configuring the
[0076]
Further, since the
[0077]
【The invention's effect】
As described above, the invention according to the first aspect of the present invention particularly includes an input terminal to which AC electric power is supplied from a commercial power supply, an output terminal, a flywheel, and an electric connected to the flywheel. A ripple circuit having a frequency that is twice the output frequency of the commercial power supply from the input terminal, the inverter circuit having a switching element and connected to the electric machine, and the control circuit having the switching element and turning on and off. The flywheel receives power includingWithin the commercial power cycle,Accelerated by the electric machine in a state where the instantaneous power input from the input terminal is greater than the instantaneous power output from the output terminal.PeriodThe electric machine is decelerated by the electric machine in a state where the instantaneous power input from the input terminal is smaller than the instantaneous power output from the output terminal.Have a period,Output DC voltage from the output terminalBy, DC power supply with high input power factor by increasing the stored energy per unit weight, unit volume and unit cost, reducing circuit weight, volume and cost with the same capacity (watt), and by switching on / off the switching element The device can be realized, and the DC power supply can be smoothed with a configuration that is smaller, lighter, and lower in cost than a capacitor or a reactor (choke coil?).
[0078]
Further, according to claim 2, the current waveform supplied from the input terminal of the DC power supply device according to
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a smoothing circuit and a DC power supply device according to
FIG. 2 is an operation waveform diagram of the smoothing circuit and the DC power supply device.
FIG. 3 is a circuit diagram of a smoothing circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of a smoothing circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of a smoothing circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a configuration diagram of a flywheel and an electric machine according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional DC power supply device.
[Explanation of symbols]
30a, 30b, 71a, 71b, 81a, 81b, 91a, 91b Input terminal
31a, 31b, 72a, 72b, 82a, 82b, 92a, 92b Output terminal
32 Flywheel
33 Electric machine
35, 73, 83, 93 First switching element
36, 74, 84, 94 Second switching element
34 Inverter circuit
41 Control circuit
50 Input voltage detection means
51 Input current detection means
52 Output voltage detection means
53 Output current detection means
21 Commercial power supply
22 Full-wave rectifier circuit
23, 70, 80, 90 Smoothing circuit
Claims (2)
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